WO2013069253A1 - 周波数拡散型レーダ装置及びその制御方法 - Google Patents

周波数拡散型レーダ装置及びその制御方法 Download PDF

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健志 福田
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    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/358—Receivers using I/Q processing

Definitions

  • the present invention relates to a frequency spread radar apparatus that detects an object using a spectrum-spread detection radio wave and a control method thereof.
  • on-vehicle radar devices In recent years, technological development relating to radar devices mounted on automobiles (hereinafter referred to as on-vehicle radar devices) has become active. As an example, a radar apparatus using a spread spectrum system (hereinafter referred to as a spread spectrum radar apparatus) has been proposed (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • the above configuration has a problem that when there is a reflected wave with a high signal intensity, a reflected wave with a low signal intensity cannot be detected.
  • a frequency spread radar apparatus is a frequency spread radar apparatus that detects an object using a spread spectrum detection radio wave, and combines an oscillation signal and a first pseudo-noise code.
  • a transmission circuit that generates a spread signal that is spread, and radiates the spread signal as the detection radio wave; receives the detection radio wave that is reflected by the object and returns; and receives the first pseudo noise code Based on the second pseudo-noise code delayed in time and the oscillation signal, a specific frequency band is extracted from the output obtained by despreading the received signal, and the first pseudo-noise code and the second pseudo-noise code are extracted.
  • a receiving circuit that generates a baseband signal by separating each distance corresponding to a time delay amount between the pseudo-noise code and a time series of the baseband signal from the transmitting circuit for each distance.
  • a signal indicating the intensity associated with each distance and each Doppler frequency by discriminating for each Doppler frequency that is a difference between the frequency of the detected detection radio wave and the frequency of the detection radio wave received by the receiving circuit.
  • a plurality of threshold processing units provided corresponding to the plurality of discriminated Doppler frequencies, a removal unit for removing unnecessary signals from the output signal of the Doppler filter, and the unnecessary signals
  • An estimation unit that estimates the position and velocity of the object from the output signal from which the signal is removed, and each of the plurality of threshold processing units includes the output signal in the distance range corresponding to the detection range of the object.
  • the threshold value is calculated using the peak value that is the maximum value of the output signal in the distance range for the Doppler frequency corresponding to the threshold processing unit. The following of the output signal value and the unnecessary signal.
  • the spread spectrum radar apparatus can detect a reflected wave having a low signal intensity even when there is a reflected wave having a high signal intensity.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a radar apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the radar apparatus.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the discrimination processing (S103 in FIG. 2) and the threshold setting processing (S104 in FIG. 2).
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a detailed configuration of the threshold processing unit.
  • FIG. 5A is a diagram for describing processing in the threshold processing unit when there is a large signal in the same Doppler bin.
  • FIG. 5B is a diagram for explaining processing in the threshold processing unit when there is no large signal in the same Doppler bin.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an independent threshold setting process (S104 in FIG. 2) and an unnecessary signal removal process (S105 in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a problem that may occur when separation is not performed for each Doppler bin as a comparative example.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the radar apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the radar apparatus.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the radar apparatus.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional spread spectrum radar apparatus.
  • the in-vehicle radar device is used to detect a preceding vehicle, a rear obstacle, and the like for the purpose of improving safety such as collision avoidance and improving convenience of driving represented by backward departure support. For this purpose, it is necessary to suppress the influence of unnecessary radio waves such as interference caused by electromagnetic waves emitted from the same type of radar apparatus mounted on a vehicle other than the host vehicle.
  • the transmission radio wave is modulated by the PN code used for spreading. Therefore, the radio wave modulated by a different code, and in other types of radar apparatus without code modulation, the signal is suppressed in the receiver. Is done.
  • the transmission radio wave is frequency spread by the PN code
  • the power per unit frequency can be reduced and the influence on other wireless systems can be reduced.
  • the relationship between the distance resolution and the maximum detection distance can be freely set by adjusting the chip rate and code cycle of the PN code.
  • FIG. 11 shows the configuration of a conventional spread spectrum radar apparatus.
  • a radar apparatus 900 includes a transmission PN code generation unit 903, a transmission unit 901, a reception unit 902, a reception PN code generation unit 904, a repetition code generator 908, an exclusive OR calculator 909, and a signal processing unit 905.
  • a control unit 906, a transmission unit 901 includes a local oscillator 911, a balanced modulator 912, an amplifier 913, a band-pass filter 915, an attenuator 916, a transmission antenna 917
  • a reception unit 902 includes a reception antenna 921, A band-pass filter 922, a low-noise amplifier 923, a balanced modulator 924, a quadrature demodulator 925, band-pass filters 926 and 928, and amplifiers 927 and 929 are provided.
  • the quadrature demodulator 925 includes a phase shifter 925a, balanced modulation. Devices 925b and 925c.
  • the radar device 900 generates a modulation signal from the output of the local oscillator 911 and the transmission code generated by the transmission PN code generation unit 903 at the transmission unit.
  • the output of the local oscillator 911 is a narrowband signal
  • the modulation signal is spread over a wide band by using a code having a high bit rate as the transmission PN code.
  • This modulated signal is radiated into the air as a detection radio wave from a transmitting antenna 917 through an amplifier 913, a band-pass filter 915, and an attenuator 916.
  • the reception unit 902 receives the reception signal returned from the detection radio wave reflected by the object by the reception antenna 921.
  • the received signal is input to the balanced modulator 924 through the low-noise amplifier 923 after filtering unnecessary waves outside the band by the band-pass filter 922.
  • a reception correlation code obtained by delaying the output of the transmission PN code generation unit 903 is generated in the reception PN code generation unit 904, and an exclusive OR operation with the repetition code generator 908 is performed as an inverse spread code.
  • the received signal is despread using a despread code, and the orthogonal demodulator 925 performs frequency conversion to generate two baseband signals of I and Q.
  • the phase of the transmission PN code included as a modulation signal in the received signal is time delayed from the transmission output according to the distance to the object, but the time delay between the reception correlation code and the transmission PN code and the reception
  • the baseband signal includes the output waveform of the repetition code generator 908 and When a similar signal is generated and the delay times do not match, that is, when there is no correlation (in the case of non-correlation), a signal that is spread over a wide band is generated.
  • the repetition code generator 908 and the exclusive OR calculator 909 are provided in the absence of them, that is, when the reception correlation code is directly input to the balanced modulator 924, the baseband signal output frequency at the time of correlation. This is because there is an inconvenience of being affected only by the DC offset of the circuit due to the DC component only, in order to avoid such an inconvenience.
  • the band-pass filters 926 and 928 are designed to selectively pass the fundamental wave or harmonics of the repetition code generator 908, and the signal processing unit 905 includes a reception correlation code, a transmission PN code, The received signal having a propagation delay time equal to the time delay between is selectively transmitted.
  • the signal processing unit 905 can acquire the intensity and phase of the reflected signal with respect to the distance R.
  • the signal processing unit 905 estimates the distance of the object from the signal intensity for each distance, and estimates the relative movement speed of the object by measuring the temporal change of the phase for each distance.
  • the baseband signal remains spread over a wide band except when there is a correlation with the transmission PN. Therefore, suppression by the band-pass filters 926 and 928 is an excellent feature of the spread spectrum radar apparatus.
  • the time delay between the reception correlation code and the transmission code is included in the reception signal according to the autocorrelation characteristics of the transmission code. Even if the phase delay amount of the transmitted code does not match, a constant leakage signal is output, and a threshold is set for the signal strength so that a signal with low strength becomes undetectable or a signal with low strength is detected. Thus, if a signal strength higher than the threshold is output for a certain delay time setting, if it is determined that there is an object at that distance, an error will appear as if there is an object at a distance where no object actually exists. There was a problem that detection occurred.
  • ORR Out of Range Rejection
  • the out-of-range rejection ratio is also referred to as an out-of-range signal suppression ratio.
  • Patent Document 2 discloses an automobile anti-collision radar device having a configuration that appropriately adjusts signal strength. According to Patent Document 2, since transmission power control and reception amplification degree control are performed for each detection target, a detection probability sufficient for target tracking can be obtained.
  • the signal intensity is merely adjusted for each target.
  • a signal having an intensity obtained by dividing the signal intensity by ORR is different.
  • the problem inherent in the spread spectrum radar itself that leaks into the entire range of the signal is not solved, but if there is still a reflected wave with a high signal strength, it is determined according to the strength and ORR of the signal.
  • a reflected signal whose intensity is lower than the signal intensity cannot be detected. In such a state, for example, when there is a large vehicle behind the person, there is a possibility that the person cannot be detected.
  • the reflection intensity is very weak in the human body with much moisture, whereas the vehicle is mainly composed of metal, and due to the multiple reflection that occurs in the structure of complex shape, very large backscattering to the radar signal Since it has a cross-sectional area, there is a problem that the intensity of the leakage signal caused by the ORR caused by the strong reflected wave of a large vehicle may be weaker than the signal intensity of the reflected wave from the person in front.
  • a spread spectrum radar apparatus is a spread spectrum radar apparatus that detects an object using a spectrum-spread detection radio wave, and includes an oscillation signal and a first signal. 1 generates a spread signal that is spread spectrum by combining with a pseudo-noise code of 1 and transmits the spread signal as the detection radio wave, and receives the detection radio wave reflected back from the object as a reception signal.
  • the peak that is the maximum value of the output signal in the distance range with respect to the Doppler frequency corresponding to the threshold processing unit among the output signals in the distance range Wherein the determined threshold, the calculated threshold following the output signal and the undesired signal using a.
  • the detection radio wave having a low signal intensity is detected. be able to. That is, one object can be detected.
  • the threshold value can be set independently for each Doppler frequency, even when there are a large signal and a small signal, the small signal can be detected if the Doppler frequencies are different.
  • the threshold value is determined from a first threshold value determined from the peak value and a noise floor in the output signal of the Doppler filter when there is no detection radio wave reflected and returned from the object.
  • a larger value may be used among the second threshold values.
  • the first threshold is an out-of-range leaked signal strength that is a result of dividing the signal strength of the peak value by an out-of-range signal suppression ratio due to an autocorrelation characteristic of the first pseudo noise code.
  • a value obtained by multiplying one or more first margin coefficients, and the second threshold value is a value obtained by multiplying the signal intensity of the noise floor by one or more second margin coefficients, and the second margin coefficient. May be larger than the first margin coefficient.
  • the out-of-range signal suppression ratio is determined by the autocorrelation characteristic of the first pseudo-noise code, the out-of-range leaked signal strength can be obtained almost uniquely. Therefore, even if the value of the first margin coefficient is small, there is little risk of erroneous detection due to detection of an out-of-range leakage signal. On the other hand, since the noise floor is determined by the thermal noise of the system, the level fluctuates greatly. Therefore, by increasing the value of the second margin coefficient, erroneous detection due to noise detection can be avoided.
  • the estimation unit estimates a distance to the object by using distance data indicating an intensity distribution with respect to each distance at each Doppler frequency in the output signal from which the unnecessary signal has been removed.
  • the Doppler frequency data indicating the intensity distribution for each Doppler frequency at each distance is estimated from the output signal from which the unnecessary signal is removed within a certain distance range from the measured distance, and further, the velocity of the object is estimated.
  • the movement tracking of the object may be performed from the time series of the estimated distance and speed.
  • distance and speed can be estimated using distance data and Doppler frequency data corresponding to detection radio waves with low signal intensity that can be detected by setting a threshold independently for each Doppler frequency. Compared with the case where no discrimination is made, the movement can be tracked with higher accuracy.
  • the removal unit is further provided corresponding to a plurality of the distances, and includes a plurality of speed incomplete flags indicating that the Doppler frequency data of the corresponding distances among the output signals is incomplete. And if there is a signal whose intensity is smaller than the first threshold and greater than the second threshold among the output signals, even if the speed incomplete flag corresponding to the distance to which the signal belongs is set Good.
  • the Doppler frequency data indicating the distribution of signal intensity with respect to the Doppler frequency of the detection radio wave returning from one object is included in the Doppler frequency data of one object at a different distance from the one object.
  • the masking is performed by the large-signal out-of-range leakage signal having the Doppler frequency, for example, in the processing unit subsequent to the removal unit, the moving speed is designated without using the Doppler frequency data corresponding to one object.
  • Such processing is possible.
  • the estimating unit excludes the Doppler frequency data of the distance corresponding to the speed incomplete flag, The distance of the object may be estimated.
  • the difference between the actual moving speed of the object and the estimated speed can be reduced by estimating the distance of the object using incomplete Doppler frequency data in which a part of the original Doppler frequency data is masked. .
  • the estimation unit may estimate the speed of the object from the time series of the estimated distance of the object at the distance where the speed incomplete flag is set.
  • the present invention can be realized not only as a spread spectrum radar apparatus including such a processing unit, but also as a step of performing a process performed by a characteristic processing unit included in the spread spectrum radar apparatus. This can be realized as a control method for a type radar device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radar apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the radar apparatus 100 is an example of a spread spectrum radar apparatus, and includes a code generator 101, a signal source 102, a modulator 103, a transmission antenna 104, a reception antenna 105, a control unit 106, a delay unit 107, a despreader 108, A demodulator 109, a filter 110, a signal storage unit 111, a Doppler filter 112, a threshold processing group 113G, and an estimation unit 114 are provided.
  • the threshold processing group 113G corresponds to a removal unit and includes threshold processing units 113-1 to 113-n.
  • the threshold processing units 113-1 to 113-n may be referred to as the threshold processing unit 113 without being particularly distinguished.
  • the narrow-band carrier wave generated by the signal source 102 is modulated by the modulator 103 by the spreading code generated by the code generator 101, becomes a spread wave whose frequency band is spread over a wide band, and is radiated from the transmission antenna 104 as a detection radio wave. .
  • the detection radio wave returned by the object is received by the reception antenna 105, and the spread code generated by the code generator 101 corresponding to the distance R specified by the control unit 106 is generated by the code generator 101 for the round-trip propagation time of the detection radio wave.
  • the code delayed by the delay unit 107 is despread by the despreader 108.
  • the despread signal is converted into a baseband signal in the demodulator 109 using the carrier wave generated by the signal source 102. Only a specific frequency band is selected by the filter 110 in the filter 110, and the baseband signal is stored in the signal storage unit 111 in association with the distance R generated by the control unit 106. Since the control unit 106 sweeps the distance R at a constant period, the signal storage unit 111 stores a time series baseband composed of R1, R2,... Rm for each distance (hereinafter, a separation section for each distance is referred to as a range bin). The signal is stored.
  • the time series data of the stored baseband signal is separated into signals for each Doppler frequency component with Doppler filters for each range bin (hereinafter referred to as Doppler bin separation section of each Doppler frequency component), and S Ridj comprising range bins and Doppler bin Are output as separated signals.
  • the threshold processing unit 113 performs data extraction for each Doppler bin, and an unnecessary signal is removed and output. Further, the estimation unit 114 estimates the position and speed of the object.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the radar apparatus 100.
  • the radar apparatus 100 radiates a detection radio wave from the transmission antenna 104 (S101). Specifically, the carrier wave generated by the signal source 102 and the spread code generated by the code generator 101 are combined to generate a spread spectrum spread signal, and the spread signal is emitted as a detection radio wave.
  • the code generator 101 generates a spreading code used for spectrum spreading, and the spreading code is, for example, a spreading code of an M-sequence code having a code length 511 and a code rate of 1.5 Gbps.
  • the signal source 102 generates a carrier wave having a frequency band of 60 GHz, for example.
  • the modulator 103 is, for example, a mixer that generates a spread signal that is a signal in which a carrier wave is spread over a wide band by spreading the signal source 102 using a transmission spreading code. Then, the transmission antenna 104 radiates the spread signal generated by the modulator 103 as a detection radio wave.
  • the carrier wave generated by the signal source 102 and the spreading code generated by the code generator 101 correspond to the oscillation signal and the first pseudo noise code
  • the signal source 102, the modulator 103, and the transmission antenna 104 are: It corresponds to a transmission circuit.
  • the radar apparatus 100 receives the detection radio wave reflected and returned by the object via the reception antenna 105 (S102). Specifically, the detection radio wave reflected back from the object is received as a received signal, and the received signal is converted based on the spread code obtained by delaying the spread code generated by the code generator 101 and the carrier wave. A specific frequency band is extracted from the despread output and separated for each distance corresponding to the amount of time delay between the spread code generated by the code generator 101 and the spread code delayed by the delay unit 107. To generate a baseband signal.
  • the reception antenna 105 outputs the detection radio wave reflected and returned by the object to the despreader 108 as a reception signal.
  • the despreader 108 is, for example, a mixer that despreads the reception signal output from the reception antenna 105 using the spreading code delayed by the delay unit 107 and outputs the despread signal to the demodulator 109.
  • the spreading code generated by the code generator 101 may be referred to as a transmission spreading code
  • the spreading code delayed by the delay unit 107 may be referred to as a receiving spreading code.
  • the delay time in the delay unit 107 is a time corresponding to the distance R designated by the control unit 106. Accordingly, when the delay time of the detection radio wave received by the reception antenna 105 with respect to the detection radio wave radiated from the transmission antenna 104 coincides with the time when the spread code is delayed by the delay unit 107, the despreader 108 narrows the bandwidth. Is output. That is, when the delay time of the spreading code for reception matches the round-trip propagation time from the radar apparatus 100 to the object, a narrowband signal is output from the despreader 108.
  • the demodulator 109 is, for example, a mixer that generates a baseband signal by demodulating the reception signal despread by the despreader 108 using a carrier wave.
  • the filter 110 selectively passes the fundamental wave and harmonics of the spread code included in the baseband signal, thereby removing unnecessary signal components included in the baseband signal.
  • the baseband signal from which unnecessary signal components are removed is stored in the signal storage unit 111 in association with the number indicating the range bin and the number of sweeps.
  • the radar apparatus 100 repeats the radiation process (S101) and the reception process (S102) as described above while shifting the delay time in the delay unit 107 in order to cover the entire object detection range. That is, the control unit 106 sweeps the delay time so that the reception spreading code is shifted by one chip in ascending order, for example, with respect to the transmission spreading code.
  • the delay time of the reception delay code with respect to the transmission spread code corresponds to the range bin corresponding to the delay time, so the reception spread code is set to 0 to m ⁇ 1 chips ( By sequentially shifting up to m (the number of range bins), it is possible to measure baseband signals corresponding to detection radio waves reflected by objects located in all range bins.
  • the control unit 106 repeats the process of sequentially shifting the reception spread code from 0 to m ⁇ 1 chips with respect to the transmission spread code. That is, k sweeps are performed.
  • the data storage unit 111 stores data of m ⁇ k baseband signals.
  • the reception antenna 105, the despreader 108, the demodulator 109, the filter 110, and the signal storage unit 111 correspond to a reception circuit, and the spread code delayed by the delay unit 107 corresponds to a second pseudo noise code. .
  • the radar apparatus 100 converts the time-series baseband signal into a Doppler frequency that is a difference between the frequency of the detection radio wave radiated from the transmission antenna 104 and the frequency of the detection radio wave received by the reception antenna 105 for each distance. Discriminate every time (S103). That is, the time-series baseband signal is discriminated for each Doppler bin, which is a Doppler frequency component separation section.
  • a threshold for removing unnecessary signals is set for each Doppler frequency (S104). That is, a threshold is set for each Doppler bin.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the discrimination process (S103 in FIG. 2) and the threshold setting process (S104 in FIG. 2).
  • the baseband signal obtained by k sweeps is stored in the signal storage unit 111 in association with the range bin and the number of sweeps.
  • the Doppler filter 112 has an independent fast Fourier transformer (Fast Fourier Transform, FFT) for each range bin, and fast Fourier transforms k baseband signals belonging to the same range bin in the discrimination processing (S103). That is, the Doppler filter 112 independently performs the FFT on the baseband signals R1 to Rm.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the baseband signal FFTed by the Doppler filter 112 is discriminated for each Doppler frequency. That is, discrimination is performed for each range bin and for each Doppler bin.
  • the output signal of the Doppler filter 112, which is the discriminated baseband signal, is a signal separated with respect to both the range bin and the Doppler bin of S Ridj (1 ⁇ i ⁇ m, 1 ⁇ j ⁇ n).
  • Each of the threshold processing units 113-1 to 113-n included in the threshold processing group 113G is provided corresponding to the Doppler bin, and uses the m output signals belonging to the corresponding Doppler bin to obtain the corresponding Doppler bin threshold.
  • the threshold processing unit 113-j uses the m output signals S R1dj to S Rmdj to obtain the threshold of the m-th Doppler bin. A detailed method for obtaining the threshold will be described later.
  • the threshold value processing group 113G removes the unnecessary signal for each Doppler frequency using a signal equal to or less than the obtained threshold value as an unnecessary signal (S105). Specifically, each of the threshold processing units 113-1 to 113-n removes, as an unnecessary signal, a signal that is equal to or less than the obtained threshold among the output signals belonging to the corresponding Doppler bin.
  • the estimation unit 114 estimates the position and speed of the object using the output signal from which unnecessary signals are removed (S106). Specifically, the estimation unit 114 determines that an object exists in the range bin to which the peak value of the output signal from which the unnecessary signal is removed belongs, and estimates the distance to the range bin as the distance to the object. Further, the speed corresponding to the Doppler bin to which the peak value of the output signal from which the unnecessary signal has been removed belongs is estimated as the speed of the object.
  • the radar apparatus 100 removes unnecessary signals independently for each Doppler bin, and estimates the position and velocity of the object using the discrimination result from which the unnecessary signals are removed.
  • threshold processing units 113-1, 113-2 to 113-n having the same configuration are provided in the threshold processing group 113G for each input Doppler bin, corresponding to the number of input Doppler bins.
  • the details are shown in FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration of each threshold processing unit 113.
  • Each threshold processing unit 113 obtains a threshold for the corresponding Doppler bin using a peak value (Pmax) that is the maximum value of the discrimination results in all the range bins.
  • the threshold value is a first threshold value determined from the peak value (Pmax) and a second threshold value determined from the noise floor in the Doppler filter discrimination result when there is no received signal. Is a great value.
  • the first threshold value is 1 to the out-of-range leakage signal strength that is the result of dividing the peak signal strength by the out-of-range signal suppression ratio based on the autocorrelation characteristic of the first pseudo-noise code.
  • the value obtained by multiplying the first margin coefficient as described above, and the second threshold value is set as a value obtained by multiplying the signal strength of the noise floor by one or more second margin coefficients, and the second margin coefficient is the first margin coefficient. Greater than the margin factor.
  • each threshold processing unit 113 includes a peak detection unit 201, a first threshold setting unit 202, a data extraction unit 203, and a second threshold setting unit 204.
  • the input data is a single Doppler bin signal in advance, and a signal associated with the range bin R is input.
  • the peak detector 201 extracts the strongest data from the input signal and outputs the intensity Pmax.
  • the first threshold value setting unit 202 sets Pmax / ORR ⁇ A as the first threshold value TH1 using the out-of-range removal ratio ORR of the spread code generated by the code generator 101.
  • the second threshold setting unit 204 also sets the noise floor (signal strength to NF for each Doppler bin).
  • the second threshold value TH2 is determined so that the signal intensity is increased by the lowest SN ratio determined from the desired values of the false detection rate and the correct detection rate.
  • the data extraction unit 203 extracts from the input signal only a signal whose intensity is stronger than the larger one of the first threshold value TH1 and the second threshold value TH2 (hereinafter simply referred to as TH) and outputs it.
  • FIG. 5A is a diagram for explaining processing in the threshold processing unit 113 when there is a large signal in the same Doppler bin
  • FIG. 5B explains processing in the threshold processing unit 113 when there is no large signal in the same Doppler bin.
  • the first threshold value TH1 set by the first threshold value setting unit 202 is greater than the second threshold value TH2 set by the second threshold value setting unit 204. Also grows. Therefore, the data extraction unit 203 uses the first threshold value TH1 as a threshold value, and extracts and outputs only signals having a stronger intensity than the threshold value. That is, when there is a large signal in the corresponding Doppler bin, the threshold processing unit 113 increases the threshold more than the out-of-range leakage signal intensity determined by the peak intensity Pmax and ORR, and only the signal having a signal strength stronger than the threshold. Is output to the estimation unit 114.
  • the estimation unit 114 estimates that there is an object in all the range bins in a Doppler bin having a large signal.
  • the threshold value is lower than the leakage intensity determined by the peak intensity Pmax and ORR
  • signals are output to the estimation unit 114 in all range bins.
  • the estimation unit 114 estimates that the detection radio wave is reflected from the object in all the range bins, and causes false detection.
  • the estimation unit 114 has only a signal whose signal intensity is higher than the threshold value. Is output. Therefore, the range bin in which the signal is output is limited, and an object can be accurately detected without being affected by an out-of-range leak signal (hereinafter also referred to as a leak signal).
  • the second threshold value TH2 set by the second threshold value setting unit 204 is the first threshold value set by the first threshold value setting unit 202. It becomes larger than TH1. Therefore, the data extraction unit 203 uses the second threshold value TH2 as a threshold value, and extracts and outputs only a signal having a signal strength stronger than the threshold value. That is, when there is a large signal in the corresponding Doppler bin, the threshold processing unit 113 sets the threshold higher than the noise floor NF, and outputs only a signal having a signal strength stronger than the threshold to the estimation unit 114.
  • the estimation unit 114 estimates as if there is no object anywhere in all the range bins.
  • the threshold is higher than the peak intensity Pmax of the small signal
  • no signal is output from any of the range bins to the estimation unit 114.
  • the estimation unit 114 estimates that the detection radio wave is not reflected from any object in all the range bins, and causes detection omission.
  • a small signal is output to the estimation unit 114 by setting the threshold higher than the noise floor NF, so that detection omission is avoided and the object is accurately detected. be able to. In other words, the positive detection rate can be improved.
  • the threshold value setting process (S104 in FIG. 2) and the unnecessary signal removal process (S105 in FIG. 2) are processed independently for each Doppler bin, so that An effect is obtained.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining threshold setting processing (S104 in FIG. 2) and unnecessary signal removal processing (S105 in FIG. 2) independent for each Doppler bin, where the horizontal axis is the range bin (distance), and the vertical axis is the signal.
  • the intensity and depth axes indicate Doppler bins (Doppler frequency).
  • This figure is an example of the output signal (discrimination result) of the Doppler filter 112 when the detection radio wave radiated from the radar apparatus 100 is reflected by the objects 301 and 302, and the signal intensity of the detection radio wave reflected by the object 302 Is weaker than the leakage signal strength determined by the signal strength of the detection radio wave reflected by the object 301 and the ORR.
  • the object 301 is close to the radar apparatus 100 and is moving, and the object 302 is far from the radar apparatus 100 and is almost stationary.
  • the output signal (discrimination result) of the Doppler filter 112 is input to the n threshold processing units 113-1 to 113-n as n signals independent for each Doppler bin. That is, the baseband signal corresponding to the detection radio wave reflected and returned from the objects 301 and 302 is separated and output for each Doppler bin by the Doppler filter 112.
  • the output signal of the Doppler filter 112 corresponding to each of the objects 301 and 302 is as follows.
  • the output signal of the Doppler filter 112 corresponding to the object 301 and the output signal of the Doppler filter 112 corresponding to the object 302 correspond to different Doppler bins. Since the object 301 is close to the radar apparatus 100 and the object 302 is far from the radar apparatus 100, the peak of the output signal of the Doppler filter 112 corresponding to the object 301 and the peak of the output signal of the Doppler filter 112 corresponding to the object 302 Corresponds to different range bins.
  • the threshold processing unit 113 corresponding to the Doppler bins D1 to D4 operates as follows.
  • the threshold processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D1 compares the first threshold TH1 and the second threshold TH2. Since there is no large signal in the Doppler bin D1, the second threshold value TH2 becomes larger than the first threshold value TH1, and as a result, the threshold value processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D1 sets the second threshold value TH2 as the threshold value TH. .
  • the threshold processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D2 operates similarly.
  • the threshold value processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D3 compares the first threshold value TH1 with the second threshold value TH2, and since the Doppler bin D3 has a large signal, the first threshold value TH1 is the second threshold value TH1. As a result, the threshold value processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D3 sets the first threshold value TH1 as the threshold value TH.
  • the threshold processing unit 113 corresponding to the Doppler bin D4 operates in the same manner.
  • the threshold processing units 113 other than the threshold processing unit 113 corresponding to the Doppler bins D1 to D4 set the second threshold TH2 as the threshold TH.
  • the threshold processing group 113G sets the threshold TH independently for each Doppler bin.
  • the signal is detected separately from the Doppler bin and distinguished from the leakage signal.
  • the rate can be improved. That is, different threshold values are set for Doppler bins D1 and D2 corresponding to the object 302 and Doppler bins D3 and D4 corresponding to the object 301. Therefore, it is possible to detect the object 302 that returns a reflected signal having a signal strength higher than the leakage signal strength of the detection radio wave reflected by the object 301.
  • the reflected signal is a detection radio wave reflected by an object.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a problem that may occur when separation is not performed for each Doppler bin as a comparative example.
  • the signal corresponding to the moving object 301 and the signal corresponding to the moving object 302 cannot be separated. It is buried in the leakage signal of the reflected signal and cannot be observed.
  • the threshold is set to TH ⁇ which is a value larger than the leakage signal intensity determined by the signal intensity of the object 301 and the ORR, the reflected signal from the object 302 is removed as an unnecessary signal. As a result, detection failure of the object 302 occurs.
  • the threshold value is lowered to a value TH ⁇ that allows the object 302 to be observed, the leakage signal generated by the object 301 cannot be removed. As a result, erroneous detection occurs in which all the range bins are detected as if there are objects.
  • the radar apparatus 100 can improve the positive detection rate while avoiding false detection by setting the threshold TH independently for each Doppler bin.
  • the radar apparatus 100 is a frequency spread radar apparatus that detects an object using a spectrum-spread detection radio wave, and combines a narrow-band carrier wave and a transmission spreading code.
  • a transmission circuit that generates a spread wave that has been spread spectrum and radiates the spread wave as a detection radio wave, and a detection radio wave that has been reflected back from the object and received as a received signal, and received by delaying the transmission spread code
  • a specific frequency band is extracted from the output obtained by despreading the received signal based on the spreading code for use and the narrow band carrier, and corresponds to the time delay amount between the spreading code for transmission and the spreading code for reception
  • a receiving circuit that generates a baseband signal separately for each range bin, which is a distance segment, and a time series of baseband signals, and a frequency of a detection radio wave radiated from a transmitting circuit for each range bin.
  • the Doppler filter 112 that outputs a signal indicating the intensity associated with each range bin and each Doppler bin by discriminating each Doppler bin that is a frequency division of the Doppler frequency that is a difference from the frequency of the detection radio wave received by the communication circuit.
  • a threshold processing group 113G that has a plurality of threshold processing units 113-1 to 113-n provided corresponding to the plurality of discriminated Doppler bins and removes unnecessary signals from the output signal of the Doppler filter 112;
  • An estimation unit 114 that estimates the position and velocity of the object from the output signal from which the unnecessary signal has been removed, and each of the plurality of threshold processing units 113-1 to 113-n includes a distance range corresponding to the object detection range. Of the output signals in the distance range for the Doppler bins to which the threshold processing units 113-1 to 113-n correspond. Determined threshold using the peak value is larger value, and unnecessary signal threshold following output signal obtained.
  • the detection radio wave having a low signal intensity is detected. be able to. That is, one object can be detected.
  • the threshold can be set independently for each Doppler bin, even if there are a large signal and a small signal, the small signal can be detected if these Doppler bins are different.
  • the threshold processing unit 113 sets the second threshold TH2 as the threshold TH, A signal having a stronger intensity than the threshold value TH2 is extracted. That is, the threshold value TH is determined from the first threshold value TH1 determined from the peak value Pmax and the second noise floor in the output signal of the Doppler filter 112 when there is no detection radio wave reflected and returned from the object.
  • the threshold value TH2 is a large value.
  • the first threshold value TH1 is equal to or greater than one of the out-of-range leakage signal strengths obtained by dividing the signal strength of the peak value Pmax by the out-of-range signal suppression ratio (ORR) based on the autocorrelation characteristic of the spreading code.
  • the second threshold value TH2 is a value obtained by multiplying the signal intensity NF of the noise floor by a second margin coefficient B of 1 or more.
  • the ORR is determined by the autocorrelation characteristics of the spreading code, the out-of-range leakage signal strength is obtained almost uniquely. Therefore, even if the value of the first margin coefficient A is small, there is little risk of erroneous detection due to an out-of-range leakage signal. On the other hand, since the noise floor is determined by the thermal noise of the system, the level fluctuates greatly. Therefore, by increasing the value of the second margin coefficient B, erroneous detection due to noise detection can be avoided.
  • the second margin coefficient B may be a value larger than 1 ⁇ 2 of the noise variation when there is no detection radio wave reflected and returned by the object.
  • the reflected signal is detected separately for each Doppler bin, which is a Doppler frequency component separation section, by the Doppler filter 112, so the estimation unit 114 uses the object radar apparatus 100.
  • the relative speed with respect to can be estimated.
  • the estimation unit 114 estimates the distance to the object using the distance data indicating the intensity distribution with respect to the distance from the radar apparatus 100 in each Doppler bin among the discrimination results from which the unnecessary signal is removed, and the unnecessary signal is detected.
  • the velocity of the object is estimated using Doppler frequency data indicating the intensity distribution for each Doppler bin in each range bin.
  • the object distance is estimated from the range bin corresponding to the peak value of the distance data for each Doppler bin, and the peak value of the Doppler frequency data indicating the intensity distribution for each Doppler bin in the range bin corresponding to the peak value of the distance data From this, the velocity of the object is estimated.
  • the radar apparatus according to the present modification is substantially the same as the radar apparatus according to the first embodiment, but further differs in that the object tracking process is performed. Specifically, the estimation unit 114 performs an object movement tracking process using a time series of the estimated distance and speed to the object.
  • the radar apparatus extracts a signal having an intensity of TH or higher, obtains the distance, and uses the same signal within a certain distance range from the distance.
  • the Doppler frequency of each signal regarded as a signal from the same object is averaged, and the object position tracking process can be performed as a representative value of the velocity of the object.
  • the averaging of the Doppler frequency is desirably weighted by the signal strength and averaged. In this case, there is an effect of improving the estimation accuracy by suppressing the influence of the speed error calculated by the signal having a small strength.
  • the speed is distributed over a wide range, and if the whole is averaged, an approximate value of the moving speed obtained by looking at the movement of the object as a macro is obtained. be able to.
  • the estimation unit estimates the distance to the object using the distance data indicating the intensity distribution with respect to the range bin in each Doppler bin among the discrimination results from which unnecessary signals are removed, Among the discrimination results from which unnecessary signals are removed within a certain distance range from the estimated distance, the velocity of the object is estimated using the Doppler frequency data indicating the intensity distribution with respect to the Doppler bin in each range bin, and the estimated distance The movement of the object is tracked from the time series of the velocity.
  • a method for tracking the movement of an object from the estimated time series of distance and speed for example, a method of tracking the trajectory of the object from the time series of actually measured values and predicted values using a Kalman filter can be cited.
  • the speed of the object may be estimated from the peak value of the Doppler frequency data or may be estimated by weighting the Doppler frequency data with the signal strength.
  • the Doppler frequency data is weighted with the signal strength.
  • the radar apparatus sets a flag indicating that the speed distribution is incomplete with respect to the output signal of each threshold processing unit 113, with respect to the deviation between the actual moving speed and the estimated speed. Deal with it by setting. In other words, the output signal with the flag set is not used to estimate the movement speed when the movement of the object is viewed as a macro. In that case, only the distance is used. Is estimated.
  • This flag can be set as follows. That is, in the data extraction unit 203 in the threshold processing unit 113, when there is a signal larger than TH2 and smaller than TH1, the range bin R to which the signal belongs is sometimes referred to as incomplete Doppler spectrum range bin Rd (hereinafter simply referred to as range bin Rd). And flags are set for all signals belonging to the range bin Rd.
  • the radar apparatus according to the present embodiment is substantially the same in that the movement tracking of the object is performed in the same manner as the radar apparatus according to the modification of the first embodiment, but differs in the following points.
  • each range bin R when there is a signal larger than TH2 and smaller than TH1 in at least one Doppler bin, the detection radio wave returned from the range bin R is transmitted to another range bin. It is determined that there is a possibility of being buried by the leak signal of the detection radio wave returned from R, and a speed incomplete flag indicating that the range bin R is an incomplete Doppler spectrum range bin Rd is set. In the range bin Rd in which the incomplete speed flag is set, only the distance is estimated without estimating the speed by the detection radio wave returned from the range bin Rd.
  • the radar apparatus according to the present embodiment will be described focusing on differences from the radar apparatus according to the first embodiment and its modification.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the radar apparatus according to the second embodiment.
  • the radar apparatus 200 shown in the figure is substantially the same as the radar apparatus 100 according to the first embodiment, but includes a threshold processing group 213G and an estimation unit 214 instead of the threshold processing group 113G and the estimation unit 114.
  • the threshold processing group 213G is further provided corresponding to m range bins as compared with the threshold processing group 113G, and m pieces of doppler frequency data of the corresponding range bins among the discrimination results are incomplete.
  • the range bin to which the signal belongs is included.
  • the corresponding speed incomplete flag 215-1 to 215-m is set.
  • the Doppler frequency corresponds to the speed of the object with respect to the radar apparatus 200
  • incomplete Doppler frequency data is synonymous with incomplete speed distribution.
  • the incomplete speed flags 215-1 to 215-m may be referred to as incomplete speed flags 215 without particular distinction.
  • the data extraction unit 203 in the threshold processing unit 113-j corresponding to the j-th Doppler bin calculates TH1 from the m output signals S R1dj to S Rmdj . If there is an output signal Ridj that is greater than TH2 and less than TH1, the incomplete speed flag 215-i corresponding to the i-th range bin is set. That is, it is determined that the Doppler frequency data of the i-th range bin is incomplete, and the speed incomplete flag 215-i corresponding to the i-th range bin is set.
  • the estimation unit 214 is compared with the estimation unit 114 in the modification of the first embodiment.
  • the distance of the object is estimated by excluding the Doppler frequency data of the range bin corresponding to the incomplete flag 215. That is, in the range bin in which the speed incomplete flag 215 is set, the speed estimation using the Doppler frequency of the reflected signal is not performed.
  • the estimation unit 214 estimates the speed from the time series of the estimated distance in the range bin where the speed incomplete flag 215 is set.
  • the threshold processing group 213G is provided corresponding to each range bin, and indicates that the Doppler frequency data of the corresponding range bin is incomplete among the discrimination results.
  • the Doppler filter 112 there is a signal whose intensity is lower than the first threshold TH1 and higher than the second threshold TH2.
  • the incomplete speed flags 215-1 to 215-m corresponding to the range bin to which the signal belongs are set.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the radar apparatus 200 according to the present embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the radar apparatus 200.
  • the detection radio wave radiated from the radar apparatus 200 is converted into an object. 7 shows an example of discrimination results of the Doppler filter 112 when reflected by 321 to 323.
  • part of the Doppler frequency data of the reflected signals from the objects 322 and 323 is smaller than the leakage signal intensity determined by the signal intensity of the reflected signal from the object 321 and the ORR.
  • the operation of the radar apparatus 200 is almost the same as the operation of the radar apparatus 100 shown in FIG.
  • the threshold processing group 213G determines whether or not there is a signal with an incomplete distribution of the Doppler frequency for each distance after the unnecessary signal removal processing (S105) (S201). That is, in the discrimination result, it is determined whether or not there is a signal having an intensity smaller than the first threshold TH1 and greater than the second threshold TH2, and the intensity is smaller than the first threshold TH1 and the second threshold. If there is a signal whose strength is greater than TH2, the speed incomplete flag 215-1 to 215-m corresponding to the range bin to which the signal belongs is set.
  • the estimation unit 214 excludes the incomplete signal and estimates the position and speed of the object (S202). Specifically, when at least one speed incomplete flag 215 corresponding to a range bin in a certain distance range from the estimated distance is set, the estimating unit 214 sets the Doppler frequency data of the range bin corresponding to the speed incomplete flag 215. And the distance of the object is estimated. In other words, speed estimation using Doppler frequency data is not performed.
  • the estimation unit 214 estimates the speed from the time series of the estimated distance in the range bin where the speed incomplete flag 215 is set.
  • the Doppler frequency data of the detection radio waves reflected and returned by the objects 322 and 323 are incomplete due to removal of some Doppler bin signals.
  • the data extraction unit 203 sets the speed incomplete flag 215 corresponding to the range bin to which the signal belongs, so the Doppler bin corresponding to the object 322 A speed incomplete flag 215 and a Doppler bin speed incomplete flag 215 corresponding to the object 323 are set.
  • the estimation unit 214 does not use Doppler frequency data for estimating the speeds of the objects 322 and 323. Instead, the moving speed of the objects 322 and 323 is estimated from the time series of the distances of the objects 322 and 323 estimated by the estimation unit 214.
  • the estimation unit 214 performs the above-described position and speed estimation processing (S106). That is, the distance to the object is estimated using the distance data, and the speed of the object is estimated using the Doppler frequency data.
  • the movement speed is not estimated by looking at the movement of the object macroscopically.
  • the movement speed of the object is estimated using the Doppler frequency obtained by averaging the Doppler frequencies of each part (for example, the head, the torso, and the limbs). Do not do.
  • the speed of the object is estimated from the change in distance.
  • the distance to the object is estimated using the distance data, and the speed of the object is estimated using the Doppler frequency data.
  • the threshold processing group 213G is provided corresponding to each range bin, and m indicating that the Doppler frequency data of the corresponding range bin is incomplete among the discrimination results. If there is a signal having an incomplete speed flag 215-1 to 215-m and having a strength smaller than the first threshold TH1 and greater than the second threshold TH2 among the discrimination results, the signal belongs to The incomplete speed flags 215-1 to 215-m corresponding to the range bin are set.
  • the Doppler frequency data corresponding to each of the objects 321 to 323 is the respective parts of the objects 321 to 323 (for example, the head,
  • the Doppler bin corresponding to the speed of the torso and limbs has a signal strength greater than the noise floor.
  • the reflected signal of the object 321 is a large signal, a part of the discrimination result for each range bin and each Doppler bin of the reflected signals of the objects 322 and 323 is buried by the leakage signal of the reflected signal of the object 321.
  • the threshold processing group 213G sets the incomplete speed flag 215 corresponding to the range bin where the objects 322 and 323 are located.
  • a part of the Doppler frequency data indicating the distribution of the signal intensity of the reflected wave of one object with respect to the Doppler frequency is a range bin different from the one object, and the Doppler frequency included in the Doppler frequency data of the one object.
  • the moving speed is designated without using the Doppler frequency data corresponding to one object. It becomes possible. As a result, it is possible to reduce the difference between the actual moving speed and the estimated speed of the object by optimizing the subsequent processing of the threshold processing group 213G and using Doppler frequency data corresponding to one object.
  • the Doppler frequency data of the range bin corresponding to the incomplete speed flag 215 is excluded, and the object distance Is estimated. That is, in the range bin in which the speed incomplete flag 215 is set, the speed estimation using the Doppler frequency of the reflected signal is not performed.
  • the difference between the actual moving speed of the object and the estimated speed can be reduced by estimating the distance of the object using incomplete Doppler frequency data in which a part of the original Doppler frequency data is masked. .
  • the masked Doppler bin corresponds to the trunk
  • the unmasked Doppler bin corresponds to the head and limbs.
  • the estimation unit 214 estimates the moving speeds of the objects 322 and 323 using incomplete Doppler frequency data
  • the speed of the trunk is not taken into consideration in the moving speed.
  • the difference between the actual moving speed and the estimated speed becomes large.
  • the Doppler frequency data in the range bin where the incomplete speed flag 215 is set for estimating the moving speed the difference between the actual moving speed and the estimated speed can be reduced.
  • the estimation unit 214 estimates the speed from the time series of the estimated distance in the range bin where the speed incomplete flag 215 is set.
  • the estimation unit 214 estimates the speeds of the objects 322 and 323 from the time series of the distances of the objects 322 and 323, for example, assuming that the objects 322 and 323 each have a uniform motion.
  • each component may be configured by dedicated hardware or may be realized by executing a software program suitable for each component.
  • Each component may be realized by a program execution unit such as a CPU or a processor reading and executing a software program recorded on a recording medium such as a hard disk or a semiconductor memory.
  • the software that realizes the radar device of each of the above embodiments is the following program.
  • this program is a control method for a frequency spread radar apparatus that detects an object using a spectrum-spread detection radio wave, and is spread-spectrum by combining an oscillation signal and a first pseudo-noise code.
  • Generating a spread signal radiating the spread signal as the detection radio wave, receiving the detection radio wave reflected back from the object as a reception signal, and delaying the first pseudo noise code
  • a specific frequency band is extracted from an output obtained by despreading the received signal based on the second pseudo noise code and the oscillation signal, and the first pseudo noise code and the second pseudo noise are extracted.
  • An estimation step for estimating, and the removal step includes, for each Doppler frequency, out of the output signal in the distance range corresponding to the detection range of the object, a peak value that is the maximum value of the output signal in the distance range. And a threshold setting step for obtaining a threshold for removing the unnecessary signal, and for each Doppler frequency. Te, to execute the control method for spread spectrum radar apparatus comprising a threshold removal step of removing the subthreshold signal obtained.
  • the radar apparatus according to one or a plurality of aspects has been described based on the embodiment, but the present invention is not limited to this embodiment. Unless it deviates from the gist of the present invention, various modifications conceived by those skilled in the art have been made in this embodiment, and forms constructed by combining components in different embodiments are also within the scope of one or more aspects. May be included.
  • the threshold value TH that the threshold value processing unit 113 obtains is the larger one of the first threshold value TH1 and the second threshold value TH2, but it is sufficient that TH is at least larger than TH1.
  • the radar apparatus has a plurality of reception antennas, and by generating quadrature baseband signals of I and Q by performing quadrature detection in the demodulator 109, the detection radio waves received between the reception antennas are detected.
  • the direction of the object may be estimated by obtaining the phase difference.
  • the timing for setting the incomplete speed flag 215 in the process (S201) for determining whether or not there is a signal with an incomplete Doppler frequency distribution in the second embodiment is not limited to the above, and the discrimination process (S103). , And before each process (S202 and S106) for estimating the position and speed, or simultaneously with at least one of the threshold setting process (S104) and the unnecessary signal removal process (S105). But you can.
  • the estimation unit 214 determines whether or not the speed incomplete flag 215 is set immediately before each process (S202 and S106) for estimating the position and speed, and the speed incomplete flag 215 is set. The incomplete signal is excluded to estimate the position and speed of the object (S202). If the incomplete speed flag 215 is not set, the position and speed are estimated as in the first embodiment (S105). )
  • each of the above devices may be realized as an LSI that is typically an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.
  • LSI is used, but depending on the degree of integration, it may be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • the spread spectrum radar apparatus of the present invention can be used as a radar apparatus for avoiding danger mounted on various devices such as automobiles, ships, airplanes, and robots, and a radar apparatus for detecting suspicious persons in a security system. is there.

Abstract

　レーダ装置（１００）は、送信回路と、受信回路と、ベースバンド信号の時系列を、送信用拡散符号と受信用拡散符号との時間遅延量に対応する距離毎、かつ、物体の速度に対応するドップラ周波数毎に弁別して出力するドップラフィルタ（１１２）と、ドップラフィルタ（１１２）の出力信号から不要信号を除去する閾値処理群（１１３Ｇ）と、不要信号が除去された出力信号から物体の位置と速度とを推定する推定部（１１４）とを備え、閾値処理群（１１３Ｇ）は弁別された複数のドップラ周波数に対応する複数の閾値処理部（１１３－１～１１３－ｎ）を備え、各閾値処理部（１１３－１～１１３－ｎ）は、物体の探知範囲に対応する距離範囲における出力信号のうち、当該閾値処理部（１１３－１～１１３－ｎ）が対応するドップラ周波数について、距離範囲における出力信号の最大値であるピーク値を用いて閾値を求め、求めた閾値以下の出力信号を不要信号とする。

Description

周波数拡散型レーダ装置及びその制御方法
　本発明は、スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置及びその制御方法に関する。
　近年、自動車に搭載されるレーダ装置（以下、車載レーダ装置と呼称する。）に関する技術開発が活発化している。その一例として、スペクトル拡散方式を利用したレーダ装置（以下、スペクトル拡散型レーダ装置と呼称する。）等が提案されている（例えば、特許文献１及び２参照）。
国際公開第２００６／１０６７７４号 特開２０００－９８３３号公報
　しかしながら、上記の構成では、信号強度の大きい反射波がある場合に、信号強度の小さい反射波を検知できないという問題がある。
　本発明の一様態に係る周波数拡散型レーダ装置は、スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置であって、発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を前記探知電波として放射する送信回路と、前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と、前記発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、前記第１の擬似雑音符号と前記第２の擬似雑音符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する受信回路と、前記ベースバンド信号の時系列を、前記距離毎に、前記送信回路から放射された前記探知電波の周波数と前記受信回路で受信された前記探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別することにより、各距離及び各ドップラ周波数に対応付けられた強度を示す信号を出力するドップラフィルタと、弁別された複数のドップラ周波数に対応して設けられた複数の閾値処理部を有し、前記ドップラフィルタの出力信号から、不要信号を除去する除去部と、前記不要信号が除去された前記出力信号から前記物体の位置と速度とを推定する推定部とを備え、前記複数の閾値処理部の各々は、前記物体の探知範囲に対応する距離範囲における前記出力信号のうち、当該閾値処理部が対応するドップラ周波数について、前記距離範囲における前記出力信号の最大値であるピーク値を用いて前記閾値を求め、求めた閾値以下の前記出力信号を前記不要信号とする。
　なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたはコンピュータ読み取り可能なＣＤ－ＲＯＭなどの記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
　本発明に係る周波数拡散型レーダ装置は、信号強度の大きい反射波がある場合であっても、信号強度の小さい反射波を検知できる。
図１は、実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図２は、レーダ装置の動作を示すフローチャートである。 図３は、弁別処理（図２のＳ１０３）及び閾値設定処理（図２のＳ１０４）を説明するための図である。 図４は、閾値処理部の詳細な構成を示すブロック図である。 図５Ａは、同一ドップラビンに大信号がある場合の閾値処理部における処理について説明するための図である。 図５Ｂは、同一ドップラビンに大信号がない場合の閾値処理部における処理について説明するための図である。 図６は、ドップラビンごとに独立した閾値設定処理（図２のＳ１０４）及び不要信号除去処理（図２のＳ１０５）を説明するための図である。 図７は、比較例として、ドップラビンごとの分離をしない場合に起こりうる問題について説明するための図である。 図８は、実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図９は、レーダ装置の動作を示すフローチャートである。 図１０は、レーダ装置の動作を説明するための図である。 図１１は、従来のスペクトル拡散型のレーダ装置の構成を示すブロック図である。
（本発明の基礎となった知見）
　本発明者は、「背景技術」の欄において記載した車載レーダ装置に関し、以下の問題が生じることを見いだした。
　車載レーダ装置は、衝突回避などの安全性向上、後退発車支援に代表される運転の利便性向上などを目的とし、先行車両、後方障害物などの検出に利用される。このような目的において、自車以外の車両に搭載された同種のレーダ装置が発する電磁波による干渉など、不要電波の影響を抑える必要がある。
　これに対して、スペクトル拡散型レーダ装置では、拡散に用いるＰＮ符号により送信電波が変調されるため、異なる符号で変調された電波、符号変調のない他方式のレーダ装置では受信機内で信号が抑圧される。
　また、送信電波は、ＰＮ符号により周波数拡散されるため、単位周波数あたりの電力を小さくすることができ、他の無線システムに与える影響を低くすることができる。そして、ＰＮ符号のチップレートと符号周期とを調整することで、距離分解能と最大探知距離との関係を自由に設定することができる。
　また、電磁波を連続的に送信することが出来るため、ピーク電力が大きくなるということがない。ただし、電波伝搬中に混入した不要電波は、逆拡散処理を施しても、周波数領域上、広帯域に拡散され、狭帯域の濾波器を用いて、不要な雑音や干渉信号を抑圧する。
　図１１に従来技術のスペクトル拡散型レーダ装置の構成を示す。
　図１１において、レーダ装置９００は送信用ＰＮ符号発生部９０３、送信部９０１、受信部９０２、受信用ＰＮ符号発生部９０４、繰り返し符号発生器９０８、排他的論理和演算器９０９、信号処理部９０５、制御部９０６を備え、送信部９０１は局部発振器９１１、平衡変調器９１２、増幅器９１３、帯域通過型濾波器９１５、減衰器９１６，送信用空中線９１７を備え、受信部９０２は受信用空中線９２１、帯域通過型濾波器９２２、低雑音増幅器９２３、平衡変調器９２４、直交復調器９２５、帯域通過型濾波器９２６及び９２８、増幅器９２７及び９２９を備え、直交復調器９２５は移相器９２５ａ、平衡変調器９２５ｂ及び９２５ｃを備える。
　レーダ装置９００は送信部において、局部発振器９１１の出力と、送信用ＰＮ符号発生部９０３が発生する送信符号から変調信号を発生させる。局部発振器９１１の出力は狭帯域信号であるが、送信用ＰＮ符号としてビットレートの高い符号を用いることで、変調信号は広帯域に周波数拡散されている。
　この変調信号は増幅器９１３、帯域通過型濾波器９１５、減衰器９１６を経て送信用空中線９１７から探知電波として空中に放射される。
　受信部９０２では探知電波が物体に反射されて帰ってきた受信信号を受信用空中線９２１で受信する。受信信号は帯域通過型濾波器９２２で帯域外の不要波を濾過した後、低雑音増幅器９２３を経て平衡変調器９２４に入力される。
　送信用ＰＮ符号発生部９０３の出力を遅延させた受信相関用符号が受信用ＰＮ符号発生部９０４において発生され、繰り返し符号発生器９０８との排他的論理和が逆拡散符号として排他的論理和演算器９０９から出力される。
　平衡変調器９２４では受信信号が逆拡散符号を用いて逆拡散され、直交復調器９２５により周波数変換されてＩおよびＱの２系統のベースバンド信号が生成される。
　受信信号に変調信号として含まれる送信用ＰＮ符号の位相は、物体までの距離に従い、送信出力から時間遅延しているが、受信相関用符号と送信用ＰＮ符号との間の時間遅延と、受信信号に含まれる送信用ＰＮ符号の位相の遅延量とが一致すると、すなわち受信信号と受信相関用符号に相関がある場合（相関時）、ベースバンド信号には繰り返し符号発生器９０８の出力波形と同様の信号が発生し、遅延時間が一致しない場合、すなわち、相関がない場合（非相関時）には広帯域に周波数拡散されたままの信号が発生する。
　繰り返し符号発生器９０８と排他的論理和演算器９０９が設けられているのは、これらがない場合、すなわち平衡変調器９２４に直接受信相関用符号を入力した場合、相関時のベースバンド信号出力周波数が直流成分だけになり、回路の直流オフセットの影響を受ける不都合があり、そのような不都合を回避するためである。
　帯域通過型濾波器９２６及び９２８は、繰り返し符号発生器９０８の基本波または高調波を選択的に通過させるように設計されており、信号処理部９０５には受信相関用符号と送信用ＰＮ符号との間の時間遅延に等しい伝搬遅延時間を有する受信信号が選択的に伝達される。制御部９０６は光速をｃ、レーダ装置９００から物体までの距離をＲ、受信相関用符号と送信用ＰＮ符号との間に設定する時間遅延をτとして、τ＝２Ｒ／ｃの関係からτを逐次掃引させることで、信号処理部９０５は距離Ｒに対する反射信号の強度や位相を取得することができる。さらに信号処理部９０５は距離毎の信号強度から、物体の距離を推定し、距離毎に位相の時間変化を計測することで、物体の相対的な移動速度を推定する。
　ここで、入力信号として、レーダ装置９００が放射した探知電波以外の不要な信号があっても、送信用ＰＮと相関がある場合を除いてベースバンド信号が広帯域に拡散されたままの信号となるから、帯域通過型濾波器９２６及び９２８で抑圧されることが、スペクトル拡散型レーダ装置の優れた特徴である。
　しかしながら、従来の構成のスペクトル拡散型レーダ装置では、強度の大きい反射信号があった場合、送信符号の自己相関特性に従い、受信相関用符号と送信符号との間の時間遅延と、受信信号に含まれる送信符号の位相の遅延量とが一致しない場合でも、一定の漏れ信号が出力され、強度の小さい信号が検知不能になったり、強度の小さい信号を検知するように信号強度に閾値を設定して、ある遅延時間の設定に対し閾値以上の信号強度が出力される場合、その距離に物体があると判断すれば、実際には物体の存在しない距離に、あたかも物体があるかのような誤検知が生じたりするという課題があった。この漏れ信号の強度と、位相の遅延量が一致する場合の信号強度との比をレンジ外除去比と言う（以後ＯＲＲ：Ｏｕｔ　ｏｆ　Ｒａｎｇｅ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎと表記する）。なお、レンジ外除去比をレンジ外信号抑圧比とも言う。
　このような課題は、入力信号強度が、対象物の大きさや材質、距離によって、非常に広範囲に分布することと、送信符号の自己相関特性が有限のＯＲＲを有するという事によって引き起こされている。そこで、特許文献２では、信号強度を適正に調整する構成を備えた自動車用衝突防止レーダ装置が開示されている。特許文献２によれば、検知目標毎に送信電力制御と受信増幅度の制御を行うため、目標追尾に十分な検出確率が得られる。
　また、特許文献２の構成では、信号強度を目標毎に調整しているに過ぎず、信号強度の大きい反射波があった場合に、その信号強度に対してＯＲＲで除した強度の信号が他のすべてのレンジに漏洩するという、周波数拡散レーダに特有の課題自体の解決がなされているわけではなく、依然として、信号強度の大きい反射波があった場合、その信号の強度とＯＲＲに従って決定される信号強度より強度の小さい反射信号は検出不可能である。このような状態では、例えば人間の背後に大きな車両が存在する場合、人間を検出することが出来ないおそれがある。これは、水分の多い人体では反射強度が非常に弱いことに対し、車両は主に金属で構成され、また複雑な形状の構造体で起こる多重反射により、レーダ信号に対し、非常に大きな後方散乱断面積を有するということから、大きな車両の強い反射波によっておこるＯＲＲに起因する漏れ信号の強度が、手前の人間からの反射波の信号強度よりも弱い場合があり得るという課題がある。
　このような問題を解決するために、本発明の一態様に係る周波数拡散型レーダ装置は、スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置であって、発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を前記探知電波として放射する送信回路と、前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と、前記発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、前記第１の擬似雑音符号と前記第２の擬似雑音符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する受信回路と、前記ベースバンド信号の時系列を、前記距離毎に、前記送信回路から放射された前記探知電波の周波数と前記受信回路で受信された前記探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別することにより、各距離及び各ドップラ周波数に対応付けられた強度を示す信号を出力するドップラフィルタと、弁別された複数のドップラ周波数に対応して設けられた複数の閾値処理部を有し、前記ドップラフィルタの出力信号から、不要信号を除去する除去部と、前記不要信号が除去された前記出力信号から前記物体の位置と速度とを推定する推定部とを備え、前記複数の閾値処理部の各々は、前記物体の探知範囲に対応する距離範囲における前記出力信号のうち、当該閾値処理部が対応するドップラ周波数について、前記距離範囲における前記出力信号の最大値であるピーク値を用いて前記閾値を求め、求めた閾値以下の前記出力信号を前記不要信号とする。
　これにより、一の物体で反射され、かつ、信号強度の小さい探知電波と、他の物体で反射され、かつ、信号強度の大きい探知電波とがある場合でも、信号強度の小さい探知電波を検知することができる。つまり、一の物体を検知することができる。具体的には、ドップラ周波数毎に独立して閾値を設定できるので、大信号と小信号とがある場合でも、これらのドップラ周波数が異なっていれば、小信号を検知することができる。
　また、例えば、前記閾値は、前記ピーク値から決定される第１の閾値と、前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波がない場合の前記ドップラフィルタの出力信号におけるノイズフロアから決定される第２の閾値とのうち、大きい値であってもよい。
　これにより、システムの熱雑音などで決定されるノイズフロアによって誤検知が発生することを防止でき、誤検知率と正検知率を最適な状態に保つことができる。
　また、例えば、前記第１の閾値は、前記ピーク値の信号強度を前記第１の擬似雑音符号の自己相関特性によるレンジ外信号抑圧比で除した結果であるレンジ外漏洩信号強度に対して、１以上の第１の余裕係数を乗じた値であり、前記第２の閾値は、前記ノイズフロアの信号強度に１以上の第２の余裕係数を乗じた値であり、前記第２の余裕係数は前記第１の余裕係数より大きくてもよい。
　これにより、レンジ外信号抑圧比により決定されるレンジ外漏洩信号強度よりも弱い探知電波を返す物体であっても、ドップラ周波数毎に分離してレンジ外漏洩信号と区別して信号検出することができる。その結果、誤検知を回避しつつ、正検知率を向上させることが可能になる。
　また、レンジ外信号抑圧比は第１の擬似雑音符号の自己相関特性によって決定されるので、レンジ外漏洩信号強度はほぼ一意に求められる。したがって、第１の余裕係数の値が小さくても、レンジ外漏洩信号を検知してしまうことによる誤検知の恐れは少ない。これに対し、ノイズフロアはシステムの熱雑音によって決定されるので、レベルが大きく揺らぐ。したがって、第２の余裕係数の値を大きくすることによって、ノイズを検知してしまうことによる誤検知を回避できる。
　また、例えば、前記推定部は、前記不要信号が除去された前記出力信号のうち、各ドップラ周波数における、各距離に対する強度分布を示す距離データを用いて、前記物体までの距離を推定し、推定した距離から一定の距離範囲内における前記不要信号が除去された前記出力信号のうち、各距離における、各ドップラ周波数に対する強度分布を示すドップラ周波数データを用いて、前記物体の速度を推定し、さらに、推定した距離及び速度の時系列から前記物体の移動追跡を行ってもよい。
　これにより、物体を精度良く移動追跡することができる。具体的には、ドップラ周波数毎に独立して閾値を設定することにより検知できた信号強度の小さい探知電波に対応する距離データ及びドップラ周波数データを用いて距離及び速度を推定できるので、ドップラ周波数毎の弁別をしない場合と比較して、精度良く移動追跡できる。
　また、例えば、前記除去部は、さらに、複数の前記距離に対応して設けられ、前記出力信号のうち対応する距離の前記ドップラ周波数データが不完全であることを示す複数の速度不完全フラグを有し、前記出力信号のうち、前記第１の閾値より強度が小さく、前記第２の閾値より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属する距離に対応する前記速度不完全フラグを立ててもよい。
　これにより、一の物体から戻ってくる探知電波の、ドップラ周波数に対する信号強度の分布を示すドップラ周波数データの一部が、一の物体とは異なる距離、かつ、一の物体のドップラ周波数データに含まれるドップラ周波数を有する大信号のレンジ外漏洩信号によってマスクされる場合に、除去部の後段の処理部において、例えば、一の物体に対応するドップラ周波数データを用いずに移動速度の指定を行う、といった処理が可能となる。その結果、除去部の後段処理の最適化や、一の物体に対応するドップラ周波数データを用いることによる物体の実際の移動速度と推定速度との乖離を小さくできる。
　また、例えば、前記推定部は、前記一定の距離範囲に対応する少なくとも１つの前記速度不完全フラグが立っている場合、当該速度不完全フラグが対応する距離の前記ドップラ周波数データを除外して、前記物体の距離を推定してもよい。
　これにより、本来のドップラ周波数データの一部がマスクされている不完全なドップラ周波数データを用いて、物体の距離を推定することによる、物体の実際の移動速度と推定速度との乖離を小さくできる。
　また、例えば、前記推定部は、前記速度不完全フラグが立っている距離では、前記物体の推定した距離の時系列から、前記物体の速度を推定してもよい。
　これにより、速度不完全フラグが立っている距離では、不完全なドップラ周波数データを用いることなく速度を推定することができる。
　なお、本発明は、このような処理部を備える周波数拡散型レーダ装置として実現することができるだけでなく、周波数拡散型レーダ装置に含まれる特徴的な処理部が実行する処理をステップとする周波数拡散型レーダ装置の制御方法として実現することができる。
　以下、各実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、構成要素、構成要素の配置位置、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　（実施の形態１）
　まず、本実施の形態に係るレーダ装置の構成及び動作についての概要を説明する。
　図１は、実施の形態１に係るレーダ装置１００の構成を示すブロック図である。
　レーダ装置１００は、周波数拡散型レーダ装置の一例であって、符号発生器１０１、信号源１０２、変調器１０３、送信空中線１０４、受信空中線１０５、制御部１０６、遅延器１０７、逆拡散器１０８、復調器１０９、濾波器１１０、信号記憶部１１１、ドップラフィルタ１１２、閾値処理群１１３Ｇ、推定部１１４を備える。閾値処理群１１３Ｇは除去部に相当し、閾値処理部１１３－１～１１３－ｎを備える。なお、以下、閾値処理部１１３－１～１１３－ｎを特に区別せず、閾値処理部１１３と表記する場合がある。
　信号源１０２で発生した狭帯域の搬送波は符号発生器１０１で発生した拡散符号により変調器１０３で変調され、周波数帯域が広帯域に拡散された拡散波となり、探知電波として送信空中線１０４から放射される。物体によって反射されてもどってきた探知電波は、受信空中線１０５で受信され、制御部１０６により指定された距離Ｒに相当する、探知電波の往復伝搬時間分だけ符号発生器１０１で発生した拡散符号を遅延器１０７で時間遅延させた符号で逆拡散器１０８において逆拡散される。
　逆拡散後の信号は復調器１０９において、信号源１０２で生成された搬送波を用いてベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は濾波器１１０において、特定の周波数帯だけが選択され、制御部１０６により生成される距離Ｒと関連付けて信号記憶部１１１に記憶される。制御部１０６は一定周期で距離Ｒを掃引するので、信号記憶部１１１には距離毎（以後、距離毎の分離区分をレンジビンと呼ぶ）にＲ１、Ｒ２、・・・Ｒｍからなる時系列ベースバンド信号が記憶される。この記憶されたベースバンド信号の時系列データはレンジビン毎にドップラフィルタでドップラ周波数成分毎の信号に分離され（以後、ドップラ周波数成分毎の分離区分をドップラビンと呼ぶ）、ＳＲｉｄｊなるレンジビンとドップラビンとの両方に関して分離された信号として出力される。
　次に、閾値処理部１１３ではドップラビン毎にデータ抽出が行われ、不要な信号が除去されて出力される。さらに、推定部１１４で、物体の位置と速度が推定される。
　次に、以上説明した本実施の形態に係るレーダ装置１００について、その動作について説明しながら、構成についても具体的に述べる。
　図２は、レーダ装置１００の動作を示すフローチャートである。
　まず、レーダ装置１００は、送信空中線１０４から探知電波を放射する（Ｓ１０１）。具体的には、信号源１０２で生成された搬送波と符号発生器１０１で発生された拡散符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、拡散信号を探知電波として放射する。
　より具体的には、符号発生器１０１は、スペクトル拡散に使用する拡散符号を発生し、拡散符号は、例えば、符号長５１１、符号レート１．５ＧｂｐｓのＭ系列符号の拡散符号である。信号源１０２は、例えば６０ＧＨｚの周波数帯域の搬送波を生成する。変調器１０３は、送信用拡散符号を用いて、信号源１０２を拡散することで、搬送波が広帯域に拡散された信号である拡散信号を生成する、例えばミキサである。そして、送信空中線１０４は、変調器１０３で生成された拡散信号を探知電波として放射する。
　なお、信号源１０２で生成された搬送波、及び、符号発生器１０１で発生した拡散符号は、発振信号及び第１の擬似雑音符号に相当し、信号源１０２、変調器１０３及び送信空中線１０４は、送信回路に相当する。
　次に、レーダ装置１００は、物体によって反射されて戻ってきた探知電波を、受信空中線１０５を介して受信する（Ｓ１０２）。具体的には、物体に反射されて戻ってきた探知電波を受信信号として受信し、符号発生器１０１で発生された拡散符号を時間遅延させた拡散符号と、搬送波とに基づいて、受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、符号発生器１０１で生成された拡散符号と遅延器１０７で時間遅延された拡散符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する。
　より具体的には、受信空中線１０５は、物体によって反射されて戻ってきた探知電波を受信信号として逆拡散器１０８へ出力する。逆拡散器１０８は、遅延器１０７で遅延された拡散符号を用いて、受信空中線１０５から出力された受信信号を逆拡散して復調器１０９へ出力する、例えばミキサである。以下、符号発生器１０１で発生された拡散符号を送信用拡散符号、遅延器１０７で遅延された拡散符号を受信用拡散符号と表記する場合がある。
　ここで、遅延器１０７における遅延時間は、制御部１０６により指定された距離Ｒに対応する時間である。したがって、送信空中線１０４から放射された探知電波に対する受信空中線１０５で受信された探知電波の遅延時間と遅延器１０７で拡散符号が遅延された時間とが一致する場合に、逆拡散器１０８から狭帯域の信号が出力される。つまり、受信用拡散符号の遅延時間とレーダ装置１００から物体までの往復伝搬時間とが一致する場合に、逆拡散器１０８から狭帯域の信号が出力される。
　復調器１０９は、逆拡散器１０８により逆拡散された受信信号を、搬送波を用いて復調することによりベースバンド信号を生成する、たとえばミキサである。濾波器１１０は、ベースバンド信号に含まれる、拡散符号の基本波及び高調波を選択的に通過させることにより、ベースバンド信号に含まれる不要な信号成分を除去する。不要な信号成分が除去されたベースバンド信号は、レンジビンを示す番号と、掃引回数とに対応付けられて信号記憶部１１１に格納される。
　レーダ装置１００は、物体の検知範囲をくまなく網羅するために、以上説明したような放射処理（Ｓ１０１）と受信処理（Ｓ１０２）とを、遅延器１０７での遅延時間をずらしながら繰り返す。つまり、制御部１０６は、送信用拡散符号に対して受信用拡散符号が例えば昇順で１チップずつずれるように、遅延時間を掃引する。
　上述したように、送信用拡散符号に対する受信用遅延符号の遅延時間は、当該遅延時間に対応するレンジビンに対応するので、送信用拡散符号に対して受信用拡散符号を０～ｍ－１チップ（ｍはレンジビン数）まで順次ずらすことにより、全てのレンジビンに位置する物体により反射された探知電波に対応するベースバンド信号を計測できる。制御部１０６は、このような送信用拡散符号に対して受信用拡散符号を０～ｍ－１チップまで順次ずらす処理をｋ回繰り返す。つまり、ｋ回掃引する。
　これにより、信号記憶部１１１には、ｍ×ｋ個のベースバンド信号のデータが記憶される。なお、受信空中線１０５、逆拡散器１０８、復調器１０９、濾波器１１０及び信号記憶部１１１は、受信回路に相当し、遅延器１０７で遅延された拡散符号は第２の擬似雑音符号に相当する。
　次に、レーダ装置１００は、時系列のベースバンド信号を、距離毎に、送信空中線１０４から放射された探知電波の周波数と受信空中線１０５で受信された探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別する（Ｓ１０３）。つまり、時系列のベースバンド信号を、ドップラ周波数成分の分離区分であるドップラビンごとに弁別する。
　その後、ドップラフィルタ１１２での弁別結果を用いて、ドップラ周波数ごとに、不要信号を除去するための閾値を設定する（Ｓ１０４）。つまり、ドップラビンごとに閾値を設定する。
　図３は、弁別処理（図２のＳ１０３）及び閾値設定処理（図２のＳ１０４）を説明するための図である。
　同図に示すように、ｋ回の掃引により得られたベースバンド信号は、信号記憶部１１１に、レンジビン及び掃引回数に対応付けられて記憶されている。
　ドップラフィルタ１１２は、レンジビンごとに独立した高速フーリエ変換器（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）を有し、弁別処理（Ｓ１０３）において、同一のレンジビンに属するｋ個のベースバンド信号を高速フーリエ変換する。つまり、ドップラフィルタ１１２は、ベースバンド信号Ｒ１～Ｒｍを独立にＦＦＴする。
　ドップラフィルタ１１２でＦＦＴされたベースバンド信号は、ドップラ周波数毎に弁別される。つまり、レンジビンごとに、ドップラビンごとに弁別される。この弁別されたベースバンド信号であるドップラフィルタ１１２の出力信号は、ＳＲｉｄｊ（１≦ｉ≦ｍ、１≦ｊ≦ｎ）なるレンジビン及びドップラビンの両方に関して分離された信号である。
　閾値処理群１１３Ｇに含まれる各閾値処理部１１３－１～１１３－ｎは、ドップラビンに対応して設けられ、対応するドップラビンに属するｍ個の出力信号を用いて、対応するドップラビンの閾値を求める。具体的には、閾値処理部１１３－ｊは、ｍ個の出力信号ＳＲ１ｄｊ～ＳＲｍｄｊを用いて、ｍ番目のドップラビンの閾値を求める。この閾値の詳細な求め方については後述する。
　次に、閾値処理群１１３Ｇは、ドップラ周波数ごとに、求めた閾値以下の信号を不要信号として、当該不要信号を除去する（Ｓ１０５）。具体的には、各閾値処理部１１３－１～１１３－ｎは、対応するドップラビンに属する出力信号のうち、求めた閾値以下の信号を不要信号として除去する。
　最後に、推定部１１４が、不要信号が除去された出力信号を用いて物体の位置と速度とを推定する（Ｓ１０６）。具体的には、推定部１１４は、不要信号が除去された出力信号のピーク値が属するレンジビンに物体が存在すると判定して、当該レンジビンまでの距離を物体までの距離と推定する。また、不要信号が除去された出力信号のピーク値が属するドップラビンに対応する速度を物体の速度と推定する。
　以上の処理により、レーダ装置１００は、ドップラビンごとに独立して不要信号を除去し、不要信号が除去された弁別結果を用いて物体の位置及び速度を推定する。
　次に、各閾値処理部１１３－１～１１３－ｎにおける閾値設定処理（図２のＳ１０４）について説明する。
　ここで閾値処理群１１３Ｇの内部には入力されるドップラビンごとに、同一の構成による閾値処理部１１３－１、１１３－２～１１３－ｎが、入力のドップラビンの数に対応して設けられており、その詳細を図４に示した。図４は、各閾値処理部１１３の詳細な構成を示すブロック図である。
　各閾値処理部１１３は、対応するドップラビンについて、全てのレンジビンにおける弁別結果の最大値であるピーク値（Ｐｍａｘ）を用いて閾値を求める。その閾値とは、具体的には、ピーク値（Ｐｍａｘ）から決定される第１の閾値と、受信信号がない場合のドップラフィルタの弁別結果におけるノイズフロアから決定される第２の閾値とのうち、大きい値である。より具体的には、第１の閾値は、ピーク値の信号強度を第１の擬似雑音符号の自己相関特性によるレンジ外信号抑圧比で除した結果であるレンジ外漏洩信号強度に対して、１以上の第１の余裕係数を乗じた値であり、第２の閾値は、ノイズフロアの信号強度に１以上の第２の余裕係数を乗じた値として設定し、第２の余裕係数は第１の余裕係数より大きい。
　図４に示すように、各閾値処理部１１３は、ピーク検出部２０１、第１の閾値設定部２０２、データ抽出部２０３、及び、第２の閾値設定部２０４を備える。入力されるデータは予め、単一のドップラビンの信号となっており、レンジビンＲに関連付けられた信号が入力されている。ピーク検出部２０１は入力信号の中から最も強度の強いデータを抽出し、その強度Ｐｍａｘを出力する。つぎに第１の閾値設定部２０２は、符号発生器１０１で発生される拡散符号のレンジ外除去比ＯＲＲをもちいて、Ｐｍａｘ／ＯＲＲ×Ａを第１の閾値ＴＨ１として設定する。（Ａは１以上の数値で、誤検知率と正検知率の所望値から適当に設定すれば良い。）また、第２の閾値設定部２０４はドップラビン毎の信号のノイズフロア（信号強度をＮＦとする）に対し、誤検知率と正検知率の所望値から決定する最低ＳＮ比だけ信号強度が高くなるように第２の閾値ＴＨ２を決定する。
　データ抽出部２０３は入力信号からその強度が第１の閾値ＴＨ１と第２の閾値ＴＨ２との大きい方（以後単にＴＨと表記する。）より強度の強い信号だけを抽出して出力する。
　これにより、同一ドップラビンに大信号がある場合とない場合とで、閾値処理部１１３により抽出される信号が異なる。図５Ａは、同一ドップラビンに大信号がある場合の閾値処理部１１３における処理について説明するための図であり、図５Ｂは、同一ドップラビンに大信号がない場合の閾値処理部１１３における処理について説明するための図である。
　図５Ａに示すように同一ドップラビンに大信号がある場合、第１の閾値設定部２０２で設定される第１の閾値ＴＨ１は、第２の閾値設定部２０４で設定される第２の閾値ＴＨ２よりも大きくなる。よって、データ抽出部２０３は、第１の閾値ＴＨ１を閾値として、当該閾値よりも強度の強い信号だけを抽出して出力する。つまり、閾値処理部１１３は、対応するドップラビンに大信号がある場合、ピーク強度ＰｍａｘとＯＲＲにより決定されるレンジ外漏洩信号強度以上に閾値を高くして、当該閾値よりも信号強度が強い信号だけを推定部１１４に出力する。
　これにより、推定部１１４により、大信号があるドップラビンにおいて全てのレンジビンに物体があるかのように推定されてしまうといった、誤検知を回避することができる。具体的には、閾値がピーク強度ＰｍａｘとＯＲＲにより決定される漏れ強度よりも低い場合には、推定部１１４には全てのレンジビンにおいて信号が出力される。その結果、推定部１１４は全てのレンジビンにおいて物体からの探知電波の反射があったと推定し、誤検知を起こす。これに対し、大信号がある場合には、ピーク強度ＰｍａｘとＯＲＲにより決定されるレンジ外漏洩信号強度以上に閾値を高くすることにより、推定部１１４には閾値よりも信号強度が強い信号だけが出力される。よって、信号が出力されるレンジビンが限定され、レンジ外漏洩信号（以下、漏れ信号と表記する場合もある）の影響を受けることなく、物体を正確に検知することができる。
　また、図５Ｂに示すように同一ドップラビンに大信号がない場合、第２の閾値設定部２０４で設定される第２の閾値ＴＨ２は、第１の閾値設定部２０２で設定される第１の閾値ＴＨ１よりも大きくなる。よって、データ抽出部２０３は、第２の閾値ＴＨ２を閾値として、当該閾値よりも信号強度の強い信号だけを抽出して出力する。つまり、閾値処理部１１３は、対応するドップラビンに大信号がある場合、ノイズフロアＮＦよりも閾値を高くして、当該閾値よりも信号強度が強い信号だけを推定部１１４に出力する。
　これにより、推定部１１４により、全てのレンジビンのどこにも物体がないかのように推定されてしまうといった検知漏れを回避することができる。つまり、閾値が小信号のピーク強度Ｐｍａｘよりも高い場合には、推定部１１４には全てのレンジビンのいずれからも信号が出力されない。その結果、推定部１１４は、全てのレンジビンのいずれの物体からも探知電波の反射がなかったと推定し、検知漏れを起こす。これに対し、大信号がない場合には、ノイズフロアＮＦよりも閾値を高くすることにより、推定部１１４には小信号が出力されるので、検知漏れを回避して、物体を正確に検知することができる。言い換えると、正検知率を向上できる。
　さらに、本実施の形態に係るレーダ装置１００では、閾値設定処理（図２のＳ１０４）及び不要信号除去処理（図２のＳ１０５）を、ドップラビンごとに独立して処理することにより、次のような効果が得られる。
　図６は、ドップラビンごとに独立した閾値設定処理（図２のＳ１０４）及び不要信号除去処理（図２のＳ１０５）を説明するための図であり、横軸はレンジビン（距離）、縦軸は信号強度、奥行き軸はドップラビン（ドップラ周波数）を示す。
　同図は、レーダ装置１００から放射した探知電波が、物体３０１及び３０２によって反射された場合のドップラフィルタ１１２の出力信号（弁別結果）の一例であり、物体３０２により反射された探知電波の信号強度は、物体３０１により反射された探知電波の信号強度とＯＲＲとにより決定される漏れ信号強度よりも弱い。また、物体３０１は、レーダ装置１００からの距離が近く、かつ、移動しており、物体３０２は、レーダ装置１００からの距離が遠く、かつ、ほぼ静止している。
　ｎ個の閾値処理部１１３－１～１１３－ｎへは、ドップラフィルタ１１２の出力信号（弁別結果）が、ドップラビンごとに独立したｎ個の信号となって入力される。つまり、物体３０１及び３０２から反射されて戻ってきた探知電波に対応するベースバンド信号は、ドップラフィルタ１１２によりドップラビンごとに分離されて出力される。
　その結果、物体３０１及び３０２のそれぞれに対応するドップラフィルタ１１２の出力信号は次のようになる。
　物体３０１は移動し、物体３０２はほぼ静止しているので、物体３０１に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号と、物体３０２に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号とは、互いに異なるドップラビンに対応する。また、物体３０１はレーダ装置１００に近く、物体３０２はレーダ装置１００から遠いので、物体３０１に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号のピークと、物体３０２に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号のピークとは、互いに異なるレンジビンに対応する。
　ここで、物体３０２に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号が出力されているドップラビンをＤ１及びＤ２、物体３０１に対応するドップラフィルタ１１２の出力信号が出力されているドップラビンをＤ３及びＤ４とした場合、ドップラビンＤ１～Ｄ４に対応する閾値処理部１１３は次のように動作する。
　まず、ドップラビンＤ１に対応する閾値処理部１１３は、第１の閾値ＴＨ１と第２の閾値ＴＨ２とを比較する。ドップラビンＤ１には大信号がないことから第１の閾値ＴＨ１よりも第２の閾値ＴＨ２が大きくなり、その結果、ドップラビンＤ１に対応する閾値処理部１１３は第２の閾値ＴＨ２を閾値ＴＨとして設定する。ドップラビンＤ２に対応する閾値処理部１１３も同様に動作する。
　これに対し、ドップラビンＤ３に対応する閾値処理部１１３は、第１の閾値ＴＨ１と第２の閾値ＴＨ２とを比較し、ドップラビンＤ３には大信号があることから第１の閾値ＴＨ１が第２の閾値ＴＨ２よりも大きくなり、その結果、ドップラビンＤ３に対応する閾値処理部１１３は第１の閾値ＴＨ１を閾値ＴＨとして設定する。ドップラビンＤ４に対応する閾値処理部１１３も同様に動作する。
　なお、上記ドップラビンＤ１～Ｄ４に対応する閾値処理部１１３以外の閾値処理部１１３は、第２の閾値ＴＨ２を閾値ＴＨとして設定する。
　以上のように、閾値処理群１１３Ｇは、ドップラビンごとに独立して閾値ＴＨを設定する。
　この構成により、ＯＲＲにより決定される漏れ信号強度よりも弱い反射信号を返す物体３０２であってもドップラビン毎に分離して漏れ信号と区別して信号検出するので、誤検知を回避しつつ、正検知率を向上させることが可能になる。つまり、物体３０２に対応するドップラビンＤ１及びＤ２と、物体３０１に対応するドップラビンＤ３及びＤ４とでは、異なる閾値が設定される。したがって、物体３０１により反射された探知電波の漏れ信号強度よりも信号強度の反射信号を返す物体３０２を検知することができる。なお、反射信号とは物体で反射された探知電波である。
　ここで、比較例として、物体３０１及び３０２により反射された探知電波について、ドップラビンごとの分離をしない場合について述べる。図７は、比較例として、ドップラビンごとの分離をしない場合に起こりうる問題について説明するための図である。
　ドップラビンごとの分離をしない場合、移動している物体３０１に対応する信号と移動している物体３０２に対応する信号とを分離することができないので、物体３０２からの反射信号は、物体３０１からの反射信号の漏れ信号に埋もれてしまい、観測することができない。
　つまり、閾値を、物体３０１の信号強度とＯＲＲとにより決定される漏れ信号強度よりも大きい値であるＴＨαに設定した場合、物体３０２からの反射信号を不要信号として除去してしまう。その結果、物体３０２の検知漏れが生じる。
　また、閾値を、物体３０２が観測できる程度の値ＴＨβにまで下げた場合、物体３０１により生じる漏れ信号を除去することができない。その結果、全てのレンジビンに物体があるかのように検出されてしまう誤検知が生じる。
　これに対し、本実施の形態に係るレーダ装置１００は、ドップラビンごとに独立して閾値ＴＨを設定することにより、誤検知を回避しつつ、正検知率を向上させることができる。
　以上のように、本実施の形態に係るレーダ装置１００は、スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置であって、狭帯域の搬送波と送信用拡散符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散波を生成し、拡散波を探知電波として放射する送信回路と、物体に反射されて戻ってきた探知電波を受信信号として受信し、送信用拡散符号を時間遅延させた受信用拡散符号と、狭帯域の搬送波とに基づいて、受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、送信用拡散符号と受信用拡散符号との間の時間遅延量に対応する距離区分であるレンジビン毎に分離してベースバンド信号を生成する受信回路と、ベースバンド信号の時系列を、レンジビン毎に、送信回路から放射された探知電波の周波数と受信回路で受信された探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数の周波数区分であるドップラビン毎に弁別することにより、各レンジビン及び各ドップラビンに対応付けられた強度を示す信号を出力するドップラフィルタ１１２と、弁別された複数のドップラビンに対応して設けられた複数の閾値処理部１１３－１～１１３－ｎを有し、ドップラフィルタ１１２の出力信号から、不要信号を除去する閾値処理群１１３Ｇと、不要信号が除去された出力信号から物体の位置と速度とを推定する推定部１１４とを備え、複数の閾値処理部１１３－１～１１３－ｎの各々は、物体の探知範囲に対応する距離範囲における出力信号のうち、当該閾値処理部１１３－１～１１３－ｎが対応するドップラビンについて、距離範囲における出力信号の最大値であるピーク値を用いて閾値を求め、求めた閾値以下の出力信号を不要信号とする。
　これにより、一の物体で反射され、かつ、信号強度の小さい探知電波と、他の物体で反射され、かつ、信号強度の大きい探知電波とがある場合でも、信号強度の小さい探知電波を検知することができる。つまり、一の物体を検知することができる。具体的には、ドップラビン毎に独立して閾値を設定できるので、大信号と小信号とがある場合でも、これらのドップラビンが異なっていれば、小信号を検知することができる。
　また、閾値処理部１１３は、第１の閾値ＴＨ１が、ドップラビン毎の信号のノイズフロアから決定される第２の閾値ＴＨ２よりも小さい場合、閾値ＴＨとして第２の閾値ＴＨ２を設定し、第２の閾値ＴＨ２より強度の強い信号を抽出する。つまり、閾値ＴＨは、ピーク値Ｐｍａｘから決定される第１の閾値ＴＨ１と、物体に反射されて戻ってきた探知電波がない場合のドップラフィルタ１１２の出力信号におけるノイズフロアから決定される第２の閾値ＴＨ２とのうち、大きい値である。
　これにより、システムの熱雑音などで決定されるノイズフロアによって誤検知が発生することを防止でき、誤検知率と正検知率を最適な状態に保つことができる。
　また、第１の閾値ＴＨ１は、ピーク値Ｐｍａｘの信号強度を拡散符号の自己相関特性によるレンジ外信号抑圧比（ＯＲＲ）で除した結果であるレンジ外漏洩信号強度に対して、１以上の第１の余裕係数Ａを乗じた値であり、第２の閾値ＴＨ２は、ノイズフロアの信号強度ＮＦに１以上の第２の余裕係数Ｂを乗じた値である。
　これにより、ＯＲＲにより決定される漏れ信号強度よりも弱い反射信号を返す物体であってもドップラビン毎に分離して漏れ信号と区別して信号検出することができる。その結果、誤検知を回避しつつ、正検知率を向上させることが可能になる。
　また、ＯＲＲは拡散符号の自己相関特性によって決定されるので、レンジ外漏洩信号強度はほぼ一意に求められる。したがって、第１の余裕係数Ａの値が小さくても、レンジ外漏洩信号による誤検知の恐れは少ない。これに対し、ノイズフロアはシステムの熱雑音によって決定されるので、レベルが大きく揺らぐ。したがって、第２の余裕係数Ｂの値を大きくすることによって、ノイズを検知してしまうことによる誤検知を回避できる。
　また、第２の余裕係数Ｂは、物体に反射されて戻ってきた探知電波がない場合における、ノイズのばらつきの１／２より大きい値でもよい。
　また、本実施の形態のレーダ装置１００によれば、ドップラフィルタ１１２によりドップラ周波数成分の分離区分であるドップラビン毎に分離して反射信号を検出しているので、推定部１１４で物体のレーダ装置１００に対する相対速度を推定することができる。
　つまり、推定部１１４は、不要信号が除去された弁別結果のうち、各ドップラビンにおける、レーダ装置１００からの距離に対する強度分布を示す距離データを用いて、物体までの距離を推定し、不要信号が除去された弁別結果のうち、各レンジビンにおける、各ドップラビンに対する強度分布を示すドップラ周波数データを用いて、物体の速度を推定する。具体的には、ドップラビン毎の距離データのピーク値に対応するレンジビンから、物体の距離を推定し、距離データのピーク値に対応するレンジビンにおける、各ドップラビンに対する強度分布を示すドップラ周波数データのピーク値から、物体の速度を推定する。
　（実施の形態１の変形例）
　本変形例に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置とほぼ同じであるが、さらに、物体の移動追跡処理を行う点が異なる。具体的には、推定部１１４は、推定した物体までの距離及び速度の時系列をもちいて、物体の移動追跡処理を行う。
　このような物体の移動追跡処理では、本変形例に係るレーダ装置は、ＴＨ以上の強度の信号を抽出し、その距離を求めたうえで、その距離から一定の距離範囲内の信号を、同一の物体からの反射信号とみなし、同一の物体からの信号とみなした信号それぞれのドップラ周波数を平均化して、その物体の速度の代表値として物体位置追跡処理をさせることができる。ドップラ周波数の平均化は、信号強度で重み付けして平均することが望ましく、この場合、強度の小さい信号により計算された速度の誤差の影響を抑制して推定精度を向上させる効果がある。この際、特に検知対象が人間のような非剛体であった場合、速度が広範囲に分布しており、その全体を平均化すれば、物体の移動をマクロに見た移動速度の近似値を得ることができる。
　つまり、本変形例に係るレーダ装置において、推定部は、不要信号が除去された弁別結果のうち、各ドップラビンにおける、レンジビンに対する強度分布を示す距離データを用いて、物体までの距離を推定し、推定した距離から一定の距離範囲内における不要信号が除去された弁別結果のうち、各レンジビンにおける、ドップラビンに対する強度分布を示すドップラ周波数データを用いて、物体の速度を推定し、さらに、推定した距離及び速度の時系列から物体の移動追跡を行う。推定した距離及び速度の時系列から物体の移動追跡を行う方法については、例えばカルマンフィルタを用いて、実測値及び予測値の時系列から物体の軌跡を追跡する方法が挙げられる。
　言い換えると、本変形例に係るレーダ装置は、推定した距離から一定の距離範囲内から戻ってきた探知電波を同一の物体により反射された探知電波であるとみなして、当該距離範囲内に対応するレンジビンにおける弁別結果のドップラ周波数データを用いて、物体の速度を推定する。
　これにより、物体を精度良く移動追跡することができる。具体的には、ドップラビン毎に独立して閾値を設定することにより検知できた、信号強度の小さい探知電波に対応する距離データ及びドップラ周波数データを用いて距離及び速度を推定できるので、ドップラビン毎の弁別をしない場合と比較して、精度良く移動追跡できる。
　この物体の速度の推定については、ドップラ周波数データのピーク値から推定してもよいし、ドップラ周波数データを信号強度で重み付けすることにより推定してもよいが、ドップラ周波数データを信号強度で重み付けして推定することにより、信号強度の小さい信号の影響を抑制して物体の速度を推定できるので、速度推定の精度が向上する。
　（実施の形態２）
　上述した実施の形態１の変形例に係るレーダ装置による物体の移動追跡では、物体に対応する距離範囲の信号であって、ＴＨ１以下として除去された信号があった場合、速度分布の一部が平均計算に算入されなくなり、物体の実際の移動速度と推定速度との乖離が大きくなる可能性がある。
　そこで、本実施の形態に係るレーダ装置は、このような実際の移動速度と推定速度との乖離を、各閾値処理部１１３の出力信号に対し、速度分布が不完全であることを示すフラグを設定することで対処する。すなわち、フラグの設定された出力信号を用いて、物体の移動をマクロに見た移動速度の推定を行わないようにし、その場合は距離のみを使い、物体の移動に関しては、距離の変化から速度を推定する。このフラグの設定は次の様に実行することができる。すなわち、閾値処理部１１３内のデータ抽出部２０３において、ＴＨ２より大きくＴＨ１より小さい信号があった場合、その信号の属するレンジビンＲを不完全ドップラスペクトルレンジビンＲｄ（以下、単にレンジビンＲｄと表記する場合がある）とし、レンジビンＲｄに属する信号すべてにフラグを設定する。
　つまり、本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１の変形例に係るレーダ装置と同様に物体の移動追跡を行う点についてはほぼ同じであるが、次の点で異なる。
　具体的には、本実施の形態に係るレーダ装置は、各レンジビンＲにおいて、少なくとも１つのドップラビンでＴＨ２より大きくＴＨ１より小さい信号があった場合、当該レンジビンＲから戻ってきた探知電波が他のレンジビンＲから戻ってきた探知電波の漏れ信号によって埋もれている可能性があると判断し、当該レンジビンＲが不完全ドップラスペクトルレンジビンＲｄであることを示す速度不完全フラグを立てる。そして、速度不完全フラグが立てられたレンジビンＲｄでは、レンジビンＲｄから戻ってきた探知電波による速度の推定を行わずに距離の推定のみ行う。
　以下、本実施の形態に係るレーダ装置について、実施の形態１及びその変形例に係るレーダ装置と異なる点を中心に述べる。
　図８は、実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。
　同図に示すレーダ装置２００は、実施の形態１に係るレーダ装置１００と比較してほぼ同じであるが、閾値処理群１１３Ｇ及び推定部１１４に代わり閾値処理群２１３Ｇ及び推定部２１４を備える。
　閾値処理群２１３Ｇは、閾値処理群１１３Ｇと比較して、さらに、ｍ個のレンジビンに対応して設けられ、弁別結果のうち対応するレンジビンのドップラ周波数データが不完全であることを示すｍ個の速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを有し、弁別結果のうち、第１の閾値ＴＨ１より強度が小さく、第２の閾値ＴＨ２より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを立てる。ここで、ドップラ周波数はレーダ装置２００に対する物体の速度に対応するので、ドップラ周波数データが不完全であるとは、上述の速度分布が不完全であることと同義である。なお、以後、速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを特に区別せず、速度不完全フラグ２１５と表記する場合がある。
　具体的には、ｊ番目のドップラビンに対応する閾値処理部１１３－ｊ内のデータ抽出部２０３は、ｍ個の出力信号ＳＲ１ｄｊ～ＳＲｍｄｊからＴＨ１を求める。そして、ＴＨ２より大きくＴＨ１より小さい出力信号Ｒｉｄｊがある場合、ｉ番目のレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－ｉを立てる。つまり、ｉ番目のレンジビンのドップラ周波数データが不完全であると判断して、ｉ番目のレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－ｉを立てる。
　推定部２１４は、実施の形態１の変形例における推定部１１４と比較して、推定した距離から一定の距離範囲のレンジビンに対応する少なくとも１つの速度不完全フラグ２１５が立っている場合、当該速度不完全フラグ２１５が対応するレンジビンのドップラ周波数データを除外して、物体の距離を推定する。つまり、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、反射信号のドップラ周波数を用いた速度の推定を行わない。
　具体的には、推定部２１４は、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、推定した距離の時系列から、速度を推定する。
　以上のように、本実施の形態に係るレーダ装置２００において、閾値処理群２１３Ｇは、レンジビン毎に対応して設けられ、弁別結果のうち対応するレンジビンのドップラ周波数データが不完全であることを示すｍ個の速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを有し、ドップラフィルタ１１２による弁別結果のうち、第１の閾値ＴＨ１より強度が小さく、第２の閾値ＴＨ２より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを立てる。
　以上の構成によれば、不完全な速度分布を平均することにより、誤った移動速度を推定する可能性が回避され、物体の移動追跡精度が向上する。
　次に、本実施の形態に係るレーダ装置２００の動作について説明する。図９は、本実施の形態に係るレーダ装置２００の動作を示すフローチャートであり、図１０は、レーダ装置２００の動作を説明するための図であり、レーダ装置２００から放射した探知電波が、物体３２１～３２３によって反射された場合のドップラフィルタ１１２の弁別結果の一例である。図１０に示すように、物体３２２及び３２３からの反射信号のドップラ周波数データの一部は、物体３２１からの反射信号の信号強度とＯＲＲとにより決定される漏れ信号強度よりも小さくなっている。
　レーダ装置２００の動作は、図２に示すレーダ装置１００の動作とほぼ同じあるが、不要信号除去処理（Ｓ１０５）の後の処理が異なる。
　閾値処理群２１３Ｇは、不要信号除去処理（Ｓ１０５）の後、距離毎のドップラ周波数の分布が不完全な信号があるか否かを判定する（Ｓ２０１）。つまり、弁別結果のうち、第１の閾値ＴＨ１より強度が小さく、第２の閾値ＴＨ２より強度が大きい信号があるか否かを判定し、第１の閾値ＴＨ１より強度が小さく、第２の閾値ＴＨ２より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを立てる。
　不完全な信号がある場合（Ｓ２０１でＹｅｓ）、推定部２１４は不完全な信号を除外して物体の位置と速度とを推定する（Ｓ２０２）。具体的には、推定部２１４は、推定した距離から一定の距離範囲のレンジビンに対応する少なくとも１つの速度不完全フラグ２１５が立っている場合、速度不完全フラグ２１５が対応するレンジビンのドップラ周波数データを除外して、物体の距離を推定する。言い換えると、ドップラ周波数データを用いた速度の推定を行わない。
　また、推定部２１４は、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、推定した距離の時系列から、速度を推定する。
　例えば、図１０に示すように、物体３２２及び３２３で反射されて戻ってきた探知電波のドップラ周波数データは、一部のドップラビンの信号が除去されて不完全になっている。このとき、上述したように、ＴＨ２より大きくＴＨ１より小さい信号がある場合に、データ抽出部２０３によって当該信号の属するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５が立てられるので、物体３２２に対応するドップラビンの速度不完全フラグ２１５、及び、物体３２３に対応するドップラビンの速度不完全フラグ２１５が立っている。
　よって、推定部２１４は、物体３２２及び３２３の速度の推定には、ドップラ周波数データを用いない。それに代わり、推定部２１４が推定した、物体３２２及び３２３の距離の時系列から、物体３２２及び３２３の移動速度を推定する。
　一方、不完全な信号がない場合（Ｓ２０１でＮｏ）、推定部２１４は上述した位置と速度との推定処理（Ｓ１０６）を行う。つまり、距離データを用いて物体までの距離を推定し、ドップラ周波数データを用いて物体の速度を推定する。
　このように、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、物体の移動をマクロに見た移動速度の推定を行わない。言い換えると、物体が非剛体（例えば、人）である場合に、各部位（例えば、頭、胴体、手足）のドップラ周波数を平均化することにより求めたドップラ周波数を用いた物体の移動速度の推定を行わない。この速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、物体の速度を、距離の変化から推定する。
　なお、速度不完全フラグ２１５が立っていないレンジビンでは、距離データを用いて物体までの距離を推定し、ドップラ周波数データを用いて物体の速度を推定する。
　以上のように、本実施の形態に係るレーダ装置２００において閾値処理群２１３Ｇは、レンジビン毎に対応して設けられ、弁別結果のうち対応するレンジビンのドップラ周波数データが不完全であることを示すｍ個の速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを有し、弁別結果のうち、第１の閾値ＴＨ１より強度が小さく、第２の閾値ＴＨ２より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５－１～２１５－ｍを立てる。
　例えば図１０に示すように、物体３２１～３２３が人などの非剛体であった場合に、物体３２１～３２３の各々に対応するドップラ周波数データは、物体３２１～３２３の各部位（例えば、頭、胴体、手足）の速度に応じたドップラビンにノイズフロアより大きい信号強度を有する。ここで、物体３２１の反射信号が大信号である場合に、物体３２２及び３２３の反射信号のレンジビン毎及びドップラビン毎の弁別結果の一部が、物体３２１の反射信号の漏れ信号によって埋もれてしまう。つまり、物体３２２及び３２３のドップラ周波数データの一部が、物体３２１の反射信号の漏れ信号強度によってマスクされてしまう。そこで、閾値処理群２１３Ｇは、物体３２２及び３２３が位置するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５を立てる。
　これにより、一の物体の反射波の、ドップラ周波数に対する信号強度の分布を示すドップラ周波数データの一部が、一の物体とは異なるレンジビン、かつ、一の物体のドップラ周波数データに含まれるドップラ周波数を有する大信号の漏れ信号によってマスクされる場合に、閾値処理群２１３Ｇの後段の処理部において、例えば、一の物体に対応するドップラ周波数データを用いずに移動速度の指定を行う、といった処理が可能となる。その結果、閾値処理群２１３Ｇの後段処理の最適化や、一の物体に対応するドップラ周波数データを用いることによる物体の実際の移動速度と推定速度との乖離を小さくできる。
　また、推定した距離から一定の距離範囲のレンジビンに対応する少なくとも１つの速度不完全フラグ２１５が立っている場合、速度不完全フラグ２１５が対応するレンジビンのドップラ周波数データを除外して、物体の距離を推定する。つまり、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、反射信号のドップラ周波数を用いた速度の推定を行わない。
　これにより、本来のドップラ周波数データの一部がマスクされている不完全なドップラ周波数データを用いて、物体の距離を推定することによる、物体の実際の移動速度と推定速度との乖離を小さくできる。
　例えば、図１０において、物体３２２及び３２３のドップラ周波数データのうち、マスクされているドップラビンが胴体に対応し、マスクされていないドップラビンが、頭及び手足に対応するとする。このとき、推定部２１４が、不完全なドップラ周波数データを用いて物体３２２及び３２３の移動速度を推定した場合、移動速度に胴体の速度が考慮されない。その結果、実際の移動速度と推定速度との乖離が大きくなる。これに対し、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンにおけるドップラ周波数データを移動速度の推定に用いないことで、実際の移動速度と推定速度との乖離を小さくできる。
　また、推定部２１４は、速度不完全フラグ２１５が立っているレンジビンでは、推定した距離の時系列から、速度を推定する。
　これにより、速度不完全フラグが立っているレンジビンでは、ドップラ周波数データを用いることなく速度を推定することができる。例えば、図１０において、物体３２２及び３２３が位置するレンジビンに対応する速度不完全フラグ２１５が立っている。ここで、推定部２１４は、物体３２２及び３２３各々の距離の時系列から、例えば、物体３２２及び３２３各々が等速運動であると仮定して、物体３２２及び３２３各々の速度を推定する。
　なお、上記各実施の形態において、各構成要素は、専用のハードウェアで構成されるか、各構成要素に適したソフトウェアプログラムを実行することによって実現されてもよい。各構成要素は、ＣＰＵまたはプロセッサなどのプログラム実行部が、ハードディスクまたは半導体メモリなどの記録媒体に記録されたソフトウェアプログラムを読み出して実行することによって実現されてもよい。ここで、上記各実施の形態のレーダ装置などを実現するソフトウェアは、次のようなプログラムである。
　すなわち、このプログラムは、コンピュータに、スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置の制御方法であって、発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を前記探知電波として放射する放射ステップと、前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と、前記発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、前記第１の擬似雑音符号と前記第２の擬似雑音符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する受信ステップと、前記ベースバンド信号の時系列を、前記距離毎に、前記放射ステップにおいて放射された前記探知電波の周波数と前記受信ステップで受信された前記探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別することにより、各距離及び各ドップラ周波数に対応付けられた強度を示す信号を出力する弁別ステップと、前記弁別ステップにおいて出力された出力信号から、不要信号を除去する除去ステップと、前記不要信号が除去された前記出力信号から前記物体の位置と速度とを推定する推定ステップとを備え、前記除去ステップは、前記物体の探知範囲に対応する距離範囲における前記出力信号のうち、各ドップラ周波数について、前記距離範囲における前記出力信号の最大値であるピーク値を用いて前記不要信号を除去するための閾値を求める閾値設定ステップと、各ドップラ周波数において、求められた閾値以下の信号を除去する閾値除去ステップとを含む周波数拡散型レーダ装置の制御方法を実行させる。
　以上、一つまたは複数の態様に係るレーダ装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、一つまたは複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
　例えば、上記各実施の形態では、閾値処理部１１３が求める閾値ＴＨは、第１の閾値ＴＨ１と第２の閾値ＴＨ２との大きい方、としたが、ＴＨは少なくともＴＨ１より大きければよい。
　また、レーダ装置は複数の受信空中線を有し、復調器１０９において直交検波することにより、Ｉ及びＱの２系統のベースバンド信号を生成することにより、各受信空中線間で受信された探知電波の位相差を求めることにより、物体の方向を推定してもよい。
　また、上記実施の形態２における、ドップラ周波数の分布が不完全な信号があるか否かを判定する処理（Ｓ２０１）による速度不完全フラグ２１５を立てるタイミングは上記に限らず、弁別処理（Ｓ１０３）の後、かつ、位置と速度とを推定する各処理（Ｓ２０２及びＳ１０６）の前のいずれかであってもよいし、閾値設定処理（Ｓ１０４）及び不要信号除去処理（Ｓ１０５）の少なくとも一方と同時でもよい。そして、推定部２１４が、位置と速度とを推定する各処理（Ｓ２０２及びＳ１０６）の直前に、速度不完全フラグ２１５が立っているか否かを判定し、速度不完全フラグ２１５が立っている場合には不完全な信号を除外して物体の位置と速度とを推定（Ｓ２０２）し、速度不完全フラグ２１５が立っていない場合には実施の形態１と同様に位置と速度とを推定（Ｓ１０５）してもよい。
　また、例えば、上記の各装置を構成する構成要素の一部または全部は典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現されてもよい。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。
　ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。
　さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
　本発明の周波数拡散型レーダ装置は、自動車、船舶、航空機及びロボットなど、種々の機器に搭載する危険回避のためのレーダ装置、及びセキュリティシステムにおける不審者発見のためのレーダ装置などとして利用可能である。
　１００、２００、９００　レーダ装置
　１０１、９０８　符号発生器
　１０２　信号源
　１０３　変調器
　１０４　送信空中線
　１０５　受信空中線
　１０６、９０６　制御部
　１０７　遅延器
　１０８　逆拡散器
　１０９　復調器
　１１０　濾波器
　１１１　信号記憶部
　１１２　ドップラフィルタ
　１１３Ｇ、２１３Ｇ　閾値処理群
　１１３－１、１１３－２、１１３－ｊ、１１３－ｎ　閾値処理部
　１１４、２１４　推定部
　２０１　ピーク検出部
　２０２　第１の閾値設定部
　２０３　データ抽出部
　２０４　第２の閾値設定部
　２１５、２１５－１、２１５－ｉ、２１５－ｍ　速度不完全フラグ
　３０１、３０２、３２１、３２２、３２３　物体
　９０１　送信部
  ９０２　受信部
  ９０３　送信用ＰＮ符号発生部
  ９０４　受信用ＰＮ符号発生部
  ９０５　信号処理部
  ９０９　排他的論理和演算器
  ９１１　局部発振器
  ９１２、９２４、９２５ｂ、９２５ｃ　平衡変調器
  ９１３、９２７　増幅器
  ９１５、９２２、９２６　帯域通過型濾波器
  ９１６　減衰器
  ９１７　送信用空中線
  ９２１　受信用空中線
  ９２３　低雑音増幅器
  ９２５　直交復調器
  ９２５ａ　移相器

Claims (8)

  1. 　スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置であって、
    　発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を前記探知電波として放射する送信回路と、
    　前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と、前記発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、前記第１の擬似雑音符号と前記第２の擬似雑音符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する受信回路と、
    　前記ベースバンド信号の時系列を、前記距離毎に、前記送信回路から放射された前記探知電波の周波数と前記受信回路で受信された前記探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別することにより、各距離及び各ドップラ周波数に対応付けられた強度を示す信号を出力するドップラフィルタと、
    　弁別された複数のドップラ周波数に対応して設けられた複数の閾値処理部を有し、前記ドップラフィルタの出力信号から、不要信号を除去する除去部と、
    　前記不要信号が除去された前記出力信号から前記物体の位置と速度とを推定する推定部とを備え、
    　前記複数の閾値処理部の各々は、前記物体の探知範囲に対応する距離範囲における前記出力信号のうち、当該閾値処理部が対応するドップラ周波数について、前記距離範囲における前記出力信号の最大値であるピーク値を用いて前記閾値を求め、求めた閾値以下の前記出力信号を前記不要信号とする
    　周波数拡散型レーダ装置。
  2. 　前記閾値は、前記ピーク値から決定される第１の閾値と、前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波がない場合の前記ドップラフィルタの出力信号におけるノイズフロアから決定される第２の閾値とのうち、大きい値である
    　請求項１に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  3. 　前記第１の閾値は、前記ピーク値の信号強度を前記第１の擬似雑音符号の自己相関特性によるレンジ外信号抑圧比で除した結果であるレンジ外漏洩信号強度に対して、１以上の第１の余裕係数を乗じた値であり、
    　前記第２の閾値は、前記ノイズフロアの信号強度に１以上の第２の余裕係数を乗じた値であり、
    　前記第２の余裕係数は前記第１の余裕係数より大きい
    　請求項２に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  4. 　前記推定部は、前記不要信号が除去された前記出力信号のうち、各ドップラ周波数における、各距離に対する強度分布を示す距離データを用いて、前記物体までの距離を推定し、
    　推定した距離から一定の距離範囲内における前記不要信号が除去された前記出力信号のうち、各距離における、各ドップラ周波数に対する強度分布を示すドップラ周波数データを用いて、前記物体の速度を推定し、
    　さらに、推定した距離及び速度の時系列から前記物体の移動追跡を行う
    　請求項１から３のいずれか１項に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  5. 　前記除去部は、さらに、複数の前記距離に対応して設けられ、前記出力信号のうち対応する距離の前記ドップラ周波数データが不完全であることを示す複数の速度不完全フラグを有し、
    　前記出力信号のうち、前記第１の閾値より強度が小さく、前記第２の閾値より強度が大きい信号がある場合、当該信号の属する距離に対応する前記速度不完全フラグを立てる
    　請求項４に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  6. 　前記推定部は、前記一定の距離範囲に対応する少なくとも１つの前記速度不完全フラグが立っている場合、当該速度不完全フラグが対応する距離の前記ドップラ周波数データを除外して、前記物体の距離を推定する
    　請求項５に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  7. 　前記推定部は、前記速度不完全フラグが立っている距離では、前記物体の推定した距離の時系列から、前記物体の速度を推定する
    　請求項６に記載の周波数拡散型レーダ装置。
  8. 　スペクトル拡散された探知電波を用いて物体を探知する周波数拡散型レーダ装置の制御方法であって、
    　発振信号と第１の擬似雑音符号とを組み合わせてスペクトル拡散された拡散信号を生成し、前記拡散信号を前記探知電波として放射する放射ステップと、
    　前記物体に反射されて戻ってきた前記探知電波を受信信号として受信し、前記第１の擬似雑音符号を時間遅延させた第２の擬似雑音符号と、前記発振信号とに基づいて、前記受信信号を逆拡散した出力から特定の周波数帯域を抽出して、前記第１の擬似雑音符号と前記第２の擬似雑音符号との間の時間遅延量に対応する距離毎に分離してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
    　前記ベースバンド信号の時系列を、前記距離毎に、前記放射ステップにおいて放射された前記探知電波の周波数と前記受信ステップで受信された前記探知電波の周波数との差分であるドップラ周波数毎に弁別することにより、各距離及び各ドップラ周波数に対応付けられた強度を示す信号を出力する弁別ステップと、
    　前記弁別ステップにおいて出力された出力信号から、不要信号を除去する除去ステップと、
    　前記不要信号が除去された前記出力信号から前記物体の位置と速度とを推定する推定ステップとを備え、
    　前記除去ステップは、
    　前記物体の探知範囲に対応する距離範囲における前記出力信号のうち、各ドップラ周波数について、前記距離範囲における前記出力信号の最大値であるピーク値を用いて前記不要信号を除去するための閾値を求める閾値設定ステップと、
    　各ドップラ周波数において、求められた閾値以下の信号を除去する閾値除去ステップとを含む
    　周波数拡散型レーダ装置の制御方法。
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