JP3899708B2

JP3899708B2 - 距離測定装置

Info

Publication number: JP3899708B2
Application number: JP29566798A
Authority: JP
Inventors: 孝昌白井; 善明帆足; 松井　　武
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-10-16
Filing date: 1998-10-16
Publication date: 2007-03-28
Anticipated expiration: 2018-10-16
Also published as: US6218982B1; JP2000121726A; DE19949803A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、擬似ランダム雑音符号にて変調した電磁波を用いて対象物までの距離を測定するスペクトル拡散方式の距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車において、進行方向前方の対象物までの距離を測定する距離測定装置の一つとして、Ｍ系列符号（最大周期符号系列）等の擬似ランダム雑音符号（以下、ＰＮ符号ともいう）を用いて距離測定を行うスペクトル拡散方式の距離測定装置が知られている。
【０００３】
この種の距離測定装置では、まず、所定ビット長のＰＮ符号により送信用の電磁波を振幅変調し、これを対象物に向けて送信する。そして、送信した電磁波が対象物に当たって反射してくる反射波を受信して２値信号に復調し、その復調した２値信号と、電磁波の送信に用いたＰＮ符号との相関値を求め、この相関値が最大となる時刻を検出する。そして、その検出した時刻から、電磁波が距離測定装置と対象物との間を往復するのに要した時間を求め、この時間と電磁波の速度（秒速３０万ｋｍ）とから距離を算出する。
【０００４】
従って、この種の距離測定装置では、受信信号にノイズが重畳されて、その受信信号から復調したＰＮ符号がある程度反転しても、距離測定を正確に行うことができる。
つまり、スペクトル拡散方式の距離測定装置において、送信したＰＮ符号（送信符号）と受信したＰＮ符号（受信符号）との相関値の計算は、ＰＮ符号の１チップ（ビット）単位で行われ、例えば、送・受信符号で対応するビットの値が一致していないときには相関値「−１」、ビットの値が一致しているときには相関値「１」とし、これら各ビット毎に求めた相関値の符号長分の総和を、送・受信符号の相関値として算出する。
【０００５】
このため、送信符号と受信符号とが時間的に一致しなければ、各符号毎の相関値の「１」と「−１」の数はほとんど同じで、送・受信符号全体の相関値はほぼ「０」となる。また特に、Ｍ系列符号の場合には、「−１」の方が一つ多い（Ｍ系列符号の符号長は、２ⁿ −１であり、ｎは自然数なので奇数となる）ので、送・受信符号全体の相関値は「−１」となる。
【０００６】
一方、送信符号と受信符号とが一致しているときには、各符号のビット毎の相関値が全て「１」になるため、送・受信符号全体の相関値は、正の大きな値となる。またこの値は、送信したＰＮ符号のビット長に一致するので、ビット長が長い程、大きくなる。
【０００７】
従って、送信した電磁波を受信した際、その受信信号を復調することにより得られたＰＮ符号の一部のビットがノイズによって反転したとしても、相関値は、正の大きな値になり、上記のように送・受信符号全体の相関値が最大となる時刻を検出することにより、送信したＰＮ符号の受信時刻（延いては、対象物との間の距離）を正確に求めることができるようになるのである。
【０００８】
また、ＰＮ符号のビット長を長くすればするほど、送信符号と受信符号とが一致したときの相関値は大きくなる（相関値がビット長に一致するため）ので、送信ＰＮ符号のビット長を長くすることにより耐ノイズ性を向上することができる。また、自らが送信したＰＮ符号とは別に、他の装置が送信したＰＮ符号を受信した場合でも、両者のＰＮ符号が異なっていれば、送受信符号の相関値が最大となる時刻から、ＰＮ符号の受信タイミングを正確に検出することができるので、他の装置との耐干渉性に優れているという効果もある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来の距離測定装置では、送信符号と受信符号との相関値をビット単位で求めることから、相関値が最大となる時刻から得られる距離の分解能は、相関値の演算に使用するクロック信号の周波数（換言すれば相関値の演算周期）で決まり、例えば、相関値の演算に用いるクロック周波数が２０ＭＨｚであれば、距離分解能は、次式の通り、７．５ｍとなる。
【００１０】

尚、上式において、電磁波の速度をクロック周波数で除した値を「２」で割るのは、相関値が最大となる時刻からは電磁波が装置と対象物との間を往復する時間が求められ、その間の距離を計算するには、求めた時間又はその時間から得られる距離を、「２」で割る必要があるためである。
【００１１】
従って、この距離分解能を小さくして、距離測定精度を向上するには、ＰＮ符号の生成に用いるクロック周波数を高くして、ＰＮ符号１ビット当たりの周期を短くし、相関値の計算も、この周期に同期して高速に行うようにすればよい。
しかし、ＰＮ符号１ビット当たりの周期を短くするには、ＰＮ符号により振幅変調した電磁波を発生する送信手段についても、その周期に追従して高速動作可能なものを使用しなければならず、コストアップになるという問題がある。
【００１２】
また、例えば、ＰＮ符号の送信に用いる電磁波としてレーザ光を用いる場合、送信手段は、レーザ光を発生する発光ダイオード（レーザダイオード）をＰＮ符号に従いオン・オフさせることになるが、レーザダイオードの駆動周波数の上限は数十ＭＨｚである。従って、ＰＮ符号１ビット当たりの周期を短くするのは、送信手段の特性により物理的に困難であることもある。
【００１３】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、スペクトル拡散方式の距離測定装置において、ＰＮ符号１ビット当たりの周期を決定する動作クロックの周波数を増大させることなく、測定可能な距離分解能を小さくして、対象物までの距離を高精度に測定できるようにすることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１記載の距離測定装置においては、擬似ランダム雑音符号発生手段が、基準クロックに同期して、所定ビット長の擬似ランダム雑音符号を発生し、送信手段が、その擬似ランダム雑音符号発生手段が発生した擬似ランダム雑音符号により変調した電磁波を送信する。
【００１５】
そして、送信手段が送信した電磁波が対象物に当たって反射してくると、その反射波を受信手段が受信し、２値信号に復調する。そして、相関算出手段が、受信手段にて復調された２値信号と、送信手段が電磁波の変調に用いた擬似ランダム雑音符号との相関値を、基準クロックに同期した一定周期で繰り返し算出し、第１時間計測手段が、その算出された相関値が最大となる時刻から、電磁波が対象物との間で往復するのに要した時間を計測する。
【００１６】
従って、第１時間計測手段により計測された時間の時間分解能は、相関算出手段が相関値を計算する一周期時間となり、この時間だけで対象物までの距離を求めると、前述した従来装置と同様に、距離分解能は、この一周期時間で決まる一定距離に制限されてしまう。
【００１７】
そこで、本発明では、第１時間計測手段により得られた計測時間の時間分解能よりも短い時間分解能で、その計測時間の誤差を測定し、この測定した誤差と第１時間計測手段による計測時間とに基づき、対象物までの距離を算出する。
即ち、本発明では、第１時間計測手段にて時間が一旦計測されると、今度は、送信パルス発生手段が、送信手段に送信用のパルス信号を出力して、送信手段から送信パルス信号により変調した電磁波を送信させる。
【００１８】
このように送信手段が送信パルス信号に基づき送信した電磁波は、擬似ランダム雑音符号に基づき送信した電磁波と同様、対象物に当たって反射し、その反射波が、受信手段にて受信される。このため、受信手段からは、その受信信号を２値信号に復調することにより、送信パルス信号に対応した受信パルス信号が出力される。そして、送信パルス発生手段が送信パルス信号を出力してから、受信手段がその送信パルス信号に対応した受信パルス信号を出力するまでの時間は、第１時間計測手段による計測時間と略同じになる。
【００１９】
次に、送信パルス発生手段が送信パルス信号を出力すると、送信パルス遅延手段が、その送信パルス信号を、第１時間計測手段が計測した時間に対応した遅延時間だけ遅延させる。そして、第２時間計測手段が、送信パルス遅延手段にて遅延された送信パルス信号と、受信手段から出力される受信パルス信号との位相差（換言すれば、第１時間計測手段にて計測された時間の誤差分）を、相関算出手段が相関値を算出する周期よりも短い時間分解能で計測し、距離算出手段が、この計測された位相差と、第１時間計測手段にて計測された時間とに基づき、対象物までの距離を算出する。
【００２０】
従って、本発明（請求項１）の距離測定装置によれば、従来のスペクトル拡散方式の距離測定装置に対し、擬似ランダム雑音符号を生成する基準クロックを高めることなく、距離の測定精度を向上することができる。
また、第２時間計測手段には、送信パルス信号を、第１時間計測手段による計測時間に対応した遅延時間分だけ遅延させて入力することから、第２時間計測手段では、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差（換言すれば第１時間計測手段による計測時間の時間分解能以下の誤差分）を正確に求めることができ、距離の測定精度を向上できる。
【００２１】
つまり、本発明では、第１時間計測手段による計測時間の誤差分を、パルス信号を送受信してその時間差から距離を測定する所謂パルス時間差法にて計測するが、この方法は、一般に、ノイズの影響を受け易く、受信信号がノイズによってパルス状に変化すると、これを受信パルス信号と誤認識してしまうため、測定精度が低い。しかし、本発明では、第２時間計測手段には、送信パルス信号を第１時間計測手段による計測時間に対応した遅延時間分だけ遅延させて入力することから、第２時間計測手段側では、送信パルス信号と、この送信パルス信号から第１時間計測手段による計測時間の誤差分だけずれた範囲内で入力される受信パルス信号との位相差を求めるようにすればよく、これ以外の期間中に受信手段から出力されるノイズによるパルス信号の影響を受けないようにすることができる。従って、第２時間計測手段では、第１時間計測手段による計測時間の誤差分を正確に計測することができ、距離測定精度を向上することができるのである。
【００２２】
但し、第２時間計測手段は、受信手段が送信パルス信号に対応した受信パルス信号を出力するタイミング付近でノイズが発生したような場合には、そのノイズによるパルス信号と真の受信パルス信号とを区別することができないことから、第２時間計測手段にて計測される位相差は、受信パルス信号の入力タイミング付近で発生したノイズの影響を受けることもある。
【００２３】
そこで、第２時間計測手段による位相差の計測誤差に伴い生じる距離測定誤差を低減し、距離測定精度をより向上するには、請求項２に記載のように構成するとよい。
即ち、請求項２記載の距離測定装置においては、請求項１記載の距離測定装置において、送信パルス発生手段を、送信パルス信号の発生後、第２時間計測手段が位相差を計測すると、再度送信パルス信号を発生することにより、送信パルス信号を複数回発生するように構成し、距離算出手段側では、パルス信号発生手段がパルス信号を複数回発生することにより第２時間計測手段にて計測される複数の位相差から、その平均時間を求め、この位相差の平均時間と、第１時間計測手段による計測時間とに基づき、対象物までの距離を算出する。
【００２４】
このため、請求項２記載の距離測定装置によれば、第２時間計測手段がノイズの影響を受けて位相差を誤検出した場合でも、その位相差の平均時間を求めることにより、最終的な測定距離が誤検出した位相差から受ける影響を抑えることができ、距離測定精度を確保することができる。
【００２５】
一方、第１時間計測手段による計測時間の時間分解能は、相関算出手段が送・受信符号の相関値を算出する一周期時間に対応するが、送信した電磁波が対象物に当たって反射してくるのに要する実時間Ｔに対しては、相関値算出周期を△Ｔとすると、±△Ｔ／２の誤差を生じることになる。
【００２６】
従って、送信パルス遅延手段が送信パルス信号を遅延させる遅延時間として、第１時間計測手段が計測した時間をそのまま設定すると、第２時間計測手段には、受信パルス信号が、送信パルス信号よりも早く入力されることもあるし、また送信パルス信号よりも遅く入力されることもある。従って、この場合には、第２時間計測手段において、各パルス信号の位相差（時間差）に加えて、送信パルス信号に対して受信パルス信号が早く入力されたか遅く入力されたかを識別し、この識別情報と計測した位相差とを距離算出手段に入力する必要がある。
【００２７】
つまり、例えば、受信パルス信号が送信パルス信号よりも早く入力された場合には、位相差にマイナス符号を付与したデータを距離算出手段に出力することにより、距離算出手段側で、第１時間計測手段が計測した時間から位相差分の時間を減じて、計測時間を電磁波の真の往復時間方向に補正できるようにし、受信パルス信号が送信パルス信号よりも遅く入力された場合には、位相差にプラス符号を付与したデータを距離算出手段に出力することにより、距離算出手段側で、第１時間計測手段が計測した時間から位相差分の時間を加えて、計測時間を電磁波の真の往復時間方向に補正できるようにするのである。
【００２８】
そして、第２時間計測手段をこのように動作させるには、例えば、第２時間計測手段を、送信パルス信号が入力されてから次に受信パルス信号が入力されるまでの時間を正の位相差として計測する位相差計測手段と、受信パルス信号が入力されてから次に送信パルス信号が入力されるまでの時間を負の位相差として計測する位相差計測手段と、これら２種類の位相差計測手段の内、第１時間計測手段による計測時間の誤差範囲内の時間を計測した位相差計測手段からの出力を、距離算出手段に入力する位相差として選択する選択手段とから構成すればよいが、このようにすると第２時間計測手段の構成が複雑になってしまう。
【００２９】
そこで、第２時間計測手段を、単に２つのパルス信号の位相差を計測すればよいように構成するには、送信パルス遅延手段を、請求項３に記載のように構成するとよい。
即ち、請求項３記載の距離測定装置においては、送信パルス遅延手段が、第１時間計測手段による計測時間から、相関算出手段が相関値を算出する一周期時間を減じた時間を、遅延時間として、送信パルス信号を遅延させる。
【００３０】
このため、第２時間計測手段には、常に、送信パルス信号が受信パルス信号よりも早く入力されることになり、第２時間計測手段側では、送信パルス信号が入力されてから、受信パルス信号が入力されるまでの時間を、各パルス信号の位相差として計測すればよく、第２時間計測手段を、一つの位相差計測手段にて構成することができるようになる。
【００３１】
よって、請求項３記載の距離測定装置によれば、請求項１又は請求項２に記載の距離測定装置と同様の効果が得られるだけでなく、第２時間計測手段、延いては距離測定装置の構成を簡単にすることが可能になる。
但し、送信パルス遅延手段を請求項３記載のように構成した場合、第２時間計測手段にて計測される位相差は、第１時間計測手段による計測時間の誤差分に、相関算出手段が相関値を算出する一周期時間を加えた時間となるため、距離算出手段側では、この点を考慮して距離を算出する必要がある。
【００３２】
具体的には、距離算出手段を、例えば、第１時間計測手段による計測時間に第２時間計測手段にて計測された位相差分を加算し、その加算値から相関算出手段が相関値を算出する一周期時間を減じることにより、電磁波が当該装置と対象物との間を往復するのに要した時間を求め、この時間から距離を算出するように構成すればよい。
【００３３】
また次に、第２時間計測手段は、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差を、相関算出手段が相関値を算出する周期よりも短い時間分解能で計測できればよく、例えば、後述の第３実施例に記載のように、送信パルス信号と受信パルス信号とを排他的論理和回路（イクスクルーシブオア回路；以下、ＸＯＲ回路と記載する）に入力して、各パルス信号の信号レベルが異なるときにＸＯＲ回路からHighレベルの信号を出力させ、更に、この出力を、積分回路にて積分し、その積分値（換言すれば、位相差に応じた電圧レベル）から、位相差を求めるようにしてもよい。
【００３４】
しかし、第２時間計測手段を、ＸＯＲ回路と積分回路とを用いて構成した場合、積分回路による積分値（電圧レベル）は非線形であるため、この積分値から位相差を求めるには、別途、換算用のデータが必要となり、得られる位相差に、誤差が生じ易くなる。また、積分回路により得られる積分値はアナログ電圧であり、この電圧値から、位相差を表すデジタルデータを求めるには、別途Ａ／Ｄ変換器が必要になるため、回路構成も複雑になってしまう。
【００３５】
そこで、第２時間計測手段を、位相差を高精度に求めることができ、しかも、デジタル回路だけで簡単に実現できるようにするには、請求項４に記載のように構成するとよい。
即ち、請求項４記載の発明は、請求項３記載の距離測定装置において、第２時間計測手段を、相関算出手段が相関値を算出する一周期時間よりも短い遅延時間を有する遅延素子を多数縦続接続してなる遅延素子群と、遅延素子数検出手段とから構成したことを特徴とする。そして、この第２時間計測手段では、送信パルス遅延手段から送信パルス信号が出力されると、これを遅延素子群に入力することにより、遅延素子群内で、送信パルス信号を、入力側遅延素子から端末側遅延素子へと順に伝送させ、その後、受信手段から出力された受信パルス信号を受けると、遅延素子数検出手段により、そのとき遅延素子群内で送信パルス信号を既に端末側に伝送した遅延素子の数を検出し、その検出した遅延素子の個数からパルス信号の位相差を計測する。
【００３６】
つまり、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差は、送信パルス信号が入力されてから、次に受信パルス信号が入力されるまでの時間であることから、送信パルス信号が入力されると、これを、遅延素子群を構成する遅延素子を使って順次伝送させ、その後、受信パルス信号が入力された時点で、送信パルス信号を端末側に伝送した遅延素子の個数を検出して、この個数と遅延素子一個当たりの遅延時間とから位相差を求めるのである。
【００３７】
そして、請求項４記載の距離測定装置によれば、第２時間計測手段により、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差を、遅延素子群を構成する遅延素子一個当たりの遅延時間を時間分解能として、極めて正確に測定することができる。また、第２時間計測手段を構成する遅延素子等の各部は、後述の第１実施例のように、各種論理回路を用いて実現でき、積分回路やＡ／Ｄ変換器等のアナログ信号を処理するための回路を必要としないので、容易に実現できる。
【００３８】
一方、第２時間計測手段は、既述したようにノイズの影響を受け易く、第２時間計測手段がノイズの影響を受けて送信パルス信号と受信パルス信号との位相差を正確に検出できない場合には、距離算出手段で求められる距離の分解能は、相関算出手段が送・受信符号の相関値を算出する際の一周期時間で決定されることになる。このため、相関算出手段が相関値を算出する周期は、できるだけ短くすることが望ましい。
【００３９】
しかし、従来のスペクトル拡散方式の距離測定装置では、擬似ランダム雑音符号発生手段が擬似ランダム雑音符号を生成する基準クロックをそのまま用いて相関算出手段における送・受信符号の相関値計算を行うようにしているため、相関算出手段における相関値計算の周期は、送信手段が擬似ランダム雑音符号で変調した電磁波を送信可能な周期に制限され、相関算出手段における相関値計算の周期を短くして、第１時間計測手段による計測時間の時間分解能を高めることは困難であった。特に、電磁波がレーザ光で、送信手段にレーザダイオードを用いる場合には、レーザダイオードの駆動周波数の上限のために、時間分解能を高めることは困難であった。
【００４０】
そこで、第２時間計測手段がノイズの影響を受けて位相差を正確に計測できないときの距離測定精度を高めるために、相関算出手段における相関値計算の周期を短くするには、相関算出手段を、請求項５に記載のように構成するとよい。
即ち、請求項５記載の距離測定装置において、相関算出手段は、擬似ランダム雑音符号発生手段が発生する擬似ランダム雑音符号の周期を決定する基準クロックを逓倍した逓倍クロックに同期して相関値を算出する。このため、請求項５記載の距離測定装置によれば、擬似ランダム雑音符号の１ビット当たりの周期を短くすることなく、相関値の計算周期を短くして、第１時間計測手段による計測時間の時間分解能を小さくできる。
【００４１】
よって請求項５記載の距離測定装置によれば、送信手段の擬似ランダム雑音符号に対する応答速度を高めることなく、第１時間計測手段による計測時間の時間分解能を小さくして、第２時間計測手段がノイズの影響を受けて正常動作しないときの距離測定精度を高めることができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面に基づき説明する。
図１は、本発明が適用された第１実施例のスペクトル拡散方式の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【００４３】
図１に示す如く、本実施例の距離測定装置は、例えば、自動車に搭載されて、前方を走行する他の車両までの距離を測定するためのものであり、所定周波数（本実施例では、２０ＭＨｚ）の基準クロックを発生する基準クロック発振器１０と、基準クロックに同期して、所定ビット長（数十ビット）の擬似ランダム雑音符号（本実施例ではＭ系列符号）或いは単パルス信号を発生するパルス発生部１２と、パルス発生部１２が発生したＭ系列符号或いは単パルス信号により振幅変調した電磁波（本実施例ではレーザ光）を車両前方に向けて送信する、送信手段としての送信部１４とを備える。
【００４４】
送信部１４は、レーザ光を車両前方に向けて出射するレーザダイオードＬＤと、レーザダイオードＬＤの通電経路に設けられ、この経路をオン・オフすることにより、レーザダイオードＬＤへの通電・非通電（換言すれば、レーザ光の出射・停止）を切り換える駆動トランジスタ（本実施例ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｔｒと、パルス発生部１２からの出力がHighレベルであるとき駆動トランジスタＴｒをオンさせ、パルス発生部１２からの出力がLow レベルであるとき駆動トランジスタＴｒをオフさせる駆動回路１４ａとから構成される。
【００４５】
このため、パルス発生部１２からＭ系列符号が出力されると、駆動回路１４ａは、Ｍ系列符号の値「１」（信号レベル；High），「０」（信号レベル；Low ）に従い駆動トランジスタＴｒをオン・オフさせ、レーザダイオードＬＤからは、Ｍ系列符号にて振幅変調されたレーザ光が出射されることになる。また、パルス発生部１２から単パルス信号（Highレベル）が出力されると、駆動回路１４ａは、その出力期間中、駆動トランジスタＴｒをオンさせて、レーザダイオードＬＤからレーザ光を出射させる。
【００４６】
尚、Ｍ系列符号入力時に送信部１４から出力されるレーザ光は、Ｍ系列符号が値「１」であるとき振幅が最大となり、Ｍ系列符号が値「０」であるとき振幅が最小（零）となることから、Ｍ系列符号により振幅変調された電磁波である。また、パルス発生部１２は、後述するマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンという）３０から制御信号を受けて、Ｍ系列符号又は単パルス信号を発生する。
【００４７】
次に、距離測定装置には、送信部１４が車両前方に送信（出射）したレーザ光が対象物（車両前方を走行中の先行車両）に当たって反射してくる反射波を受信するための受信部１６と、受信部１６からの受信信号を増幅する増幅器１８と、増幅器１８により増幅された受信信号と予め設定された基準電圧Ｖref とを比較し、受信信号が基準電圧Ｖref よりも大きいときにHighレベルとなり、受信信号が基準電圧Ｖref 以下であるときLow レベルとなる２値信号を出力するコンパレータ２０とが備えられる。
【００４８】
尚、受信部１６は、抵抗Ｒを介して電源ラインに逆バイアス状態で接続されたフォトダイオードＰＤを備え、フォトダイオードＰＤにレーザ光が入射することにより流れた光電流を、抵抗Ｒを介して電圧値として検出するものである。そして、本実施例では、この受信部１６と増幅器１８とコンパレータ２０とが、受信手段として機能する。
【００４９】
次に、コンパレータ２０から出力される２値信号は、マッチドフィルタ２２に入力される。マッチドフィルタ２２は、パルス発生部１２が発生した所定ビット長のＭ系列符号を送信符号としてラッチすると共に、コンパレータ２０から出力される２値信号を、基準クロック（２０ＭＨｚ）に同期して順次取り込み、その取り込んだ２値信号を、Ｍ系列符号と同じビット長分だけ受信符号としてラッチし、このラッチした送信符号と受信符号との相関値を算出するものであり、相関算出手段として機能する。そして、このマッチドフィルタ２２により算出された相関値は、基準クロックをカウントすることにより得られる計算時刻と共に、ピーク検出器２４に入力される。
【００５０】
尚、マッチドフィルタ２２による相関値計算は、既述した従来のスペクトル拡散方式の距離測定装置と同様、ラッチした送・受信符号のビット毎に、例えば、ビットの値が一致していないときには相関値「−１」、ビットの値が一致しているときには相関値「１」、というように相関値を計算し、これらビット毎に求めた相関値の総和を算出することにより行われる。
【００５１】
ピーク検出器２４は、マッチドフィルタ２２から入力される相関値が最大となる時刻を検出し、その検出した時刻と、パルス発生部１２からのＭ系列符号の出力時刻とから、送信部１４が送信したレーザ光が車両前方の対象物に当たって反射してくるのに要した時間（レーザ光の往復時間）を算出するものであり、第１時間計測手段として機能する。そして、このピーク検出器２４にて得られた時間データ（以下、第１時間データという）Ｄ１は、マイコン３０に入力される。
【００５２】
マイコン３０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等からなる周知のものであり、ピーク検出器２４にて得られた第１時間データＤ１を用いて、車両前方の対象物までの距離を算出する。
ところで、マッチドフィルタ２２は、基準クロックで相関値計算を行うことから、第１時間データＤ１だけで距離を算出すると、距離分解能が基準クロックの一周期時間で決まる。そして、本実施例では、基準クロックが２０ＭＨｚであるので、距離分解能は、既述したように７．５ｍとなり、第１時間データＤ１から求められる距離に対して、実際の距離は、±３．７５ｍの誤差が生じる。
【００５３】
そこで、本実施例では、こうした距離の測定誤差をより小さくするために、パルス発生部１２から所定パルス幅（例えば、基準クロック一周期時間分）の単パルス信号（Highレベル）を発生させることにより、送信部１４から、その単パルス信号に対応したレーザ光を出射させ、このレーザ光が対象物に当たって反射してくる反射光から得られる単パルス信号（以下、受信パルス信号という）と、レーザ光出射時の単パルス信号（以下、送信パルス信号という）との位相差を、マッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔよりも短い時間分解能（本実施例では、１ｎsec.以下の時間分解能）で計測し、この計測した位相差を、第１時間データＤ１の誤差分を補正する第２時間データＤ２として、マイコン３０に出力するようにされている。
【００５４】
即ち、本実施例の距離測定装置には、上記構成に加えて、ピーク検出器２４にて得られた第１時間データＤ１に対応して、第１時間データＤ１からマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔを減じた時間Ｔd1だけ、パルス発生部１２から出力された送信パルス信号を遅延させる、送信パルス遅延手段としての遅延部４０と、この遅延部４０を通過した送信パルス信号と、コンパレータ２０から出力される２値信号（受信パルス信号）との位相差を、マッチドフィルタ２２の計算周期よりも短い時間分解能で計測する、第２時間計測手段としての時間Ａ／Ｄ変換部５０とが備えられている。
【００５５】
ここで、遅延部４０は、パルス発生部１２からの送信パルス信号を、基準クロック発振器１０が発生する基準クロックに同期して順次遅延させるシフトレジスタ部４２と、シフトレジスタ部４２における遅延時間が、第１時間データＤ１よりもマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔ分短い遅延時間Ｔd1に達したときに、送信パルス信号を時間Ａ／Ｄ変換部５０側に出力されるように（図２参照）、シフトレジスタ部４２を構成する多数の遅延要素４２ａの中から、遅延後の送信パルス信号を取り出す遅延要素４２ａを選択するセレクト部４４とから構成され、セレクト部４４は、ＣＰＵ３０からタイミング信号を受けて、第１時間データＤ１に対応した遅延時間Ｔd1（＝Ｄ１−△Ｔ）を設定する。尚、遅延部４０の遅延時間Ｔd1を、第１時間データＤ１からマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔ分を減じた時間に設定するのは、本実施例装置に請求項３記載の発明を適用し、時間Ａ／Ｄ変換部５０に対して、送信パルス信号が、コンパレータ２０からの受信パルス信号よりも必ず早く入力されるようにするためである。
【００５６】
一方、時間Ａ／Ｄ変換部５０には、遅延部４０からの送信パルス信号が、インバータ６２及びＡＮＤ回路６４を介して、第２時間データＤ２計測用のスタート信号として入力され、コンパレータ２０からの受信パルス信号が、第２時間データＤ２計測用のストップ信号として、インバータ６６を介して入力される。尚、ＡＮＤ回路６４は、マイコン３０から第２時間データＤ２計測用の許可信号（Highレベル）が出力されているときに、この許可信号を受けて、時間Ａ／Ｄ変換部５０へのスタート信号の入力を許可するためのものである。
【００５７】
また、時間Ａ／Ｄ変換部５０は、マッチドフィルタ２２の計算周期よりも短い遅延時間（例えば、１ｎsec.）を有するｍ個の遅延素子（本実施例では遅延バッファ）５２を縦続接続し、インバータ６２及びＡＮＤ回路６４を介して入力されるスタート信号（送信パルス信号を反転した信号）を、入力側の遅延バッファ５２から終段の遅延バッファ５２へと伝送させる遅延バッファゲート５４と、遅延バッファゲート５４を構成する各遅延バッファ５２の入力及び最終段の遅延バッファ５２の出力に夫々接続されて、各接続点のレベルを、インバータ６６を介して入力されるストップ信号（受信パルス信号を反転した信号）の立上がりに同期してラッチするｍ＋１個のＤフリップフロップ５６と、これらｍ＋１個のＤフリップフロップ５６の内、連続する前後２段のＤフリップフロップ５６の出力を夫々取り込み、取り込んだ２信号の排他的論理和をとるｍ個のＸＯＲ回路５７と、ｍ個のＸＯＲ回路５７からの出力を取り込み、出力がHighレベルとなっているＸＯＲ回路５７の位置（詳しくは、遅延バッファゲート５４の入力段側からの接続段数）を検出し、その検出結果を、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差を表す第２時間データＤ２としてマイコン３０に出力するエンコーダ５８とから構成されている。尚、Ｄフリップフロップ５６は、リセット端子Ｒを備え、マイコン３０が出力したリセット信号により、リセットできるようにされている。
【００５８】
このように構成された時間Ａ／Ｄ変換部５０では、図２に示すように、遅延部４０にて遅延された送信パルス信号がHighレベルからLow レベルに反転し、インバータ６２及びＡＮＤ回路６４を介してスタート信号（Highレベル）が入力されると、この信号が、遅延バッファゲート５４内で、入力側の遅延バッファ５２から端末側へと順に伝送され、各遅延バッファ５２の出力は、初期状態であるLow レベルからHighレベルへと、各遅延バッファ５２の遅延時間毎に順に反転する。また、コンパレータ２０から出力される受信パルス信号がHighレベルからLow レベルに反転し、インバータ６６を介してストップ信号（Highレベル）が入力されると、各Ｄフリップフロップ５６が、各遅延バッファ５２前後の接続点の信号レベルをラッチし、エンコーダ５８が、出力がHighレベルとなっているＸＯＲ回路５７の位置を検出する。
【００５９】
これは、各遅延バッファ５２の出力が反転するのに要する時間は、各遅延バッファ５２の遅延時間であり、ストップ信号の入力タイミングで、入出力レベルがHighレベルとなっている遅延バッファ５２の数を検出すれば、その数と、各遅延バッファ５２の遅延時間とから、スタート信号が入力されてからストップ信号が入力されるまでの時間Ｔd2（換言すれば送信パルス信号と受信パルス信号との位相差）を求めることができるためである。
【００６０】
そして、本実施例では、各遅延バッファ５２の遅延時間が、マッチドフィルタ２２の計算周期よりも充分短い１ｎsec.以下であることから、エンコーダ５８からマイコン３０に出力される第２時間データＤ２は、送信パルス信号と受信パルス信号との位相差Ｔd2を１ｎsec.以下の時間分解能で計測したデータとなる。
【００６１】
尚、本実施例において、時間Ａ／Ｄ変換部５０を構成する遅延バッファゲート５４は、請求項４記載の第２計測手段を構成する遅延素子群として機能し、同じく、Ｄフリップフロップ５６，ＸＯＲ回路５７，エンコーダ５８は、遅延素子数検出手段として機能する。
【００６２】
次に、図３は、上記のように構成された本実施例の距離測定装置において、マイコン３０が距離測定のために繰り返し実行する距離測定処理を表す。
この処理が開始されると、まずＳ１１０（Ｓはステップを表す）にて、ＡＮＤ回路６４の一方の入力端子に、時間Ａ／Ｄ変換部５０へのスタート信号の入力を禁止するLow レベルの信号を出力し、ピーク検出器２４を、その後マッチドフィルタ２２から出力される相関値のピークを検出可能な状態に初期化することにより、当該距離測定装置の動作モードを、第１時間計測モードに設定する。そして、続くＳ１２０では、パルス発生部１２にＭ系列符号の発生指令を出力することにより、パルス発生部１２から所定ビット長のＭ系列符号を出力させる。尚、本実施例では、このＳ１２０の処理と、Ｓ１２０の処理によってＭ系列符号を発生するパルス発生部１２とが、擬似ランダム雑音符号発生手段として機能する。
【００６３】
Ｓ１２０の処理が実行されると、送信部１４が、パルス発生部１２からのＭ系列符号を受けて、Ｍ系列符号にて振幅変調したレーザ光を出射する。そして、この出射したレーザ光の反射光が受信部１６で受信（受光）されると、マッチドフィルタ２２にて計算される相関値が大きくなって、ピーク検出器２４が、その相関値が最大となる時刻から、レーザ光が対象物に当たって反射してくるのに要した往復時間を求め、その計算結果を第１時間データとして出力する。このため、続くＳ１３０では、ピーク検出器２４から第１時間データＤ１が出力されるのを待ち、第１時間データＤ１が出力されると、これを距離算出用のデータとして読み込む。
次に、Ｓ１４０では、時間Ａ／Ｄ変換部５０にリセット信号を出力して、各Ｄフリップフロップ５６をリセットする（出力をLow レベルにする）と共に、遅延部４０にタイミング信号を出力して、遅延部４０のセレクト部４４に第１時間データＤ１に対応した遅延時間Ｔd1を設定させ、更に、ＡＮＤ回路６４の一方の入力端子に、時間Ａ／Ｄ変換部５０へのスタート信号の入力を許可するHighレベルの信号を出力することにより、距離測定装置の動作モードを第２時間計測モードに設定する。
【００６４】
そして、続くＳ１５０では、パルス発生部１２に対して単パルス信号の発生指令を出力することにより、パルス発生部１２から、基準クロック一周期時間分のパルス幅を有する単パルス信号（送信パルス信号）を発生させる。尚、本実施例では、このＳ１５０の処理と、Ｓ１５０の処理によって送信パルス信号（Highレベル）を発生するパルス発生部１２とが、送信パルス発生手段として機能する。
【００６５】
Ｓ１５０の処理が実行されると、送信部１４が、パルス発生部１２からの送信パルス信号を受けてレーザ光を出射する。また、パルス発生部１２からの送信パルス信号は、遅延部４０にて遅延された後、インバータ６２，ＡＮＤ回路６４を介して、時間Ａ／Ｄ変換部５０にスタート信号として入力される。また、送信部１４が出射したレーザ光の反射光が受信部１６で受信（受光）されると、コンパレータ２０から受信パルス信号が出力される。そして、この受信パルス信号は、インバータ６６を介して、時間Ａ／Ｄ変換部５０にストップ信号として入力され、時間Ａ／Ｄ変換部５０からはスタート信号とストップ信号との時間差（送信パルス信号と受信パルス信号との位相差）を表す第２時間データＤ２が出力される。
【００６６】
このため、続くＳ１６０では、時間Ａ／Ｄ変換部５０から第２時間データＤ２が出力されるのを待ち、第２時間データＤ２が出力されると、これを距離算出用のデータとして読み込む。
次に、Ｓ１７０では、時間Ａ／Ｄ変換部５０による第２時間データＤ２の計測をｎ回行ったか否かを判断し、ｎ回行っていなければ、再度Ｓ１５０，Ｓ１６０を実行して、第２時間データＤ２の計測を行う。そして、第２時間データＤ２の計測をｎ回行うと、Ｓ１８０に移行し、ｎ回の計測で得られたｎ個の第２時間データＤ２の平均値を求める平均化処理を行う。尚、Ｓ１７０及びＳ１８０の処理は、距離計算に使用する第２時間データＤ２の計測誤差を抑えるための処理であり、請求項２記載の発明を実現している。
【００６７】
そして、このように第２時間データＤ２の平均値が求められると、続くＳ１９０にて、この第２時間データＤ２の平均値と、Ｓ1３０で読み込んだ第１時間データＤ１とに基づき、例えば下記の手順で対象物までの距離を算出する、距離算出手段としての処理を実行し、当該処理を一旦終了する。
【００６８】
即ち、Ｓ１９０においては、例えば、第１時間データＤ１及び第２時間データＤ２（詳しくは平均値）から実時間を算出して、各時間を加算し、その加算値からマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔを減じることにより、レーザ光が距離測定装置と対象物との間を往復するのに要した実時間を求め、この時間と光の速度とから、対象物までの距離を算出する、といった手順で行う。
【００６９】
ここで、第１時間データＤ１及び第２時間データＤ２から得られた実時間の加算値からマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔを減じることにより、レーザ光の往復時間を求めるのは、遅延部４０の遅延時間を、第１時間データＤ１からマッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔを減じた時間に設定しており、時間Ａ／Ｄ変換部５０で得られる第２時間データＤ２は、マッチドフィルタ２２の計算周期△Ｔ（換言すれば第１時間データＤ１の時間分解能）よりも短い誤差分に、その計算周期△Ｔ分の時間を加えた値となっているためである。そして、距離計算の方法は、例えば、第１時間データＤ１，第２時間データＤ２から距離を求めて、加算する方法等、種々の方法があるので、本発明を適用するシステムに最適な方法を適宜設定すればよい。
【００７０】
以上説明したように、本実施例の距離測定装置においては、Ｍ系列符号にて振幅変調したレーザ光を送受信し、送・受信符号の相関値を計算することにより、レーザ光が当該装置と対象物との間を往復するのに要した時間（第１時間データＤ１）を計測すると共に、更に、第１時間データＤ１の誤差分を、送受信した単パルス信号の位相差（第２時間データＤ２）を時間Ａ／Ｄ変換部５０を用いて計測し、これら各計測結果から対象物までの距離を求める。
【００７１】
このため、本実施例の距離測定装置において、測定した距離の距離分解能は、時間Ａ／Ｄ変換部５０を構成する遅延バッファ５２の遅延時間（１ｎsec.以下）で決まり、この遅延時間が１ｎsec.であるとすると、距離分解能は、１５ｃｍとなる。よって、従来装置のように、基準クロック２０ＭＨｚで計測した第１時間データＤ１だけで距離を求めるようにした場合（この場合、距離分解能は７．５ｍとなる）に比べ、測定距離の距離分解能を極めて小さくすることができ、距離の測定精度を向上できる。
【００７２】
また、基準クロックを高めることなく、距離の測定精度を向上することができるので、送信部１４，受信部１６，マッチドフィルタ２２，ピーク検出器２４等、スペクトル拡散方式の距離測定を実現する部分については、高速動作可能な特性のものに変更する必要はない。つまり、本実施例の距離測定装置は、従来装置に対して、ＩＣ化が容易なデジタル回路で実現し得る遅延部４０，時間Ａ／Ｄ変換部５０等を追加するだけで実現できる。よって、本実施例によれば、従来装置に比べて、大幅なコストアップを招くことなく、極めて高精度な距離測定装置を実現できる。
【００７３】
また、本実施例の距離測定装置は、基本的には、Ｍ系列符号を用いたスペクトル拡散方式の距離測定装置であり、送・受信パルス信号の位相差（第２時間データＤ２）は、スペクトル拡散方式で計測した時間（第１時間データＤ１）の計測誤差を修正するのに使用するだけであるので、測定結果がノイズの影響を受けて大きくばらつくといったことはなく、装置の信頼性も確保できる。特に、本実施例では、請求項２記載の発明を適用することにより、ノイズの影響を受け易い第２時間データＤ２についてはｎ回連続して計測し、その平均値を使って距離を計算するようにしていることから、耐ノイズ性をより向上できる。
【００７４】
尚、本実施例において、測定距離の距離分解能を決定するのは、時間Ａ／Ｄ変換部５０を構成する遅延バッファ５２であるが、この遅延バッファ５２の遅延時間が温度等の環境変化によって変動すると、数ｃｍ程度ではあるが、距離の測定結果にばらつきが生じることになる。このため、測定精度をより向上するには、例えば、Ｍ系列符号を用いた第１時間データＤ１計測時等に定期的に、基準パルスを使って、遅延素子（遅延バッファ）一段当たりの遅延時間を学習するようにするとよい。具体的には、例えば、基準パルスの立上がりタイミングと立下がりタイミングとで、夫々、スタート信号とストップ信号とを入力し、基準クロック一周期当たりの時間を計測させ、その計測結果（詳しくは、スタート信号を伝送した遅延素子の個数）と基準クロックの一周期時間とから、遅延素子１段当たりの遅延時間を求めるようにすればよい。
【００７５】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、図４は、請求項５記載の発明が適用された、第２実施例の距離測定装置全体の構成を表す。
【００７６】
この距離測定装置は、第１実施例の距離測定装置に、基準クロック発振器１０からの基準クロックを受けて、基準クロックよりも５倍の周波数（１００ＭＨｚ）でクロック（以下、逓倍クロックという）を発生する逓倍クロック発振器７０を設け、マッチドフィルタ２２及び遅延部４０を、基準クロックに代えて、逓倍クロック発振器７０が発生した逓倍クロックで動作させるようにしたものであり、他の構成及び動作は第１実施例の距離測定装置と全く同様である。
【００７７】
そして、このように構成された第２実施例の距離測定装置においては、マッチドフィルタ２２が逓倍クロック発振器７０から出力される逓倍クロックで動作し、図５に示すように、相関値の計算周期△ｔが第１実施例の周期△Ｔの５分の１となることから、送・受信符号が一致して、相関値が最大となるピーク時刻ｔp0を、第１実施例で得られるピーク時刻ｔp1よりも、より正確に求めることができるようになる。つまり、図４に示した第２実施例の距離測定装置によれば、マッチドフィルタ２２を基準クロックの周波数を５倍にした逓倍クロックで動作させることから、第１時間データＤ１の時間分解能を、第１実施例に比べて５分の１にすることができる。
【００７８】
従って、図４に示した第２実施例の距離測定装置によれば、第１実施例と同様の効果が得らるだけでなく、第２時間データＤ２の計測時に、時間Ａ／Ｄ変換部５０がノイズの影響を受けて、第２時間データＤ２を正確に計測できなくなった場合の距離分解能を、第１実施例の距離分解能（７．５ｍ）よりも小さい１．５ｍにすることができ、第２時間データＤ２計測不能時の距離測定精度を向上することができる。
【００７９】
尚、逓倍クロックを、マッチドフィルタ２２だけでなく、遅延部４０にも出力して、遅延部４０を逓倍クロックで動作させるのは、ピーク検出器２４で得られる第１時間データＤ１の時間分解能と、遅延部４０にて実現可能な遅延時間の時間分解能とを一致させるためである。
【００８０】
一方、図６は、第３実施例の距離測定装置全体の構成を表している。
この距離測定装置は、第２実施例の距離測定装置において、時間Ａ／Ｄ変換部５０の代わりに、遅延部４０から出力される送信パルス信号とコンパレータ２０から出力される受信パルス信号との位相差を、電圧に変換する時間電圧変換部８０を設け、マイコン３０側で、時間電圧変換部８０にて得られた電圧から、送受信パルスの位相差を表す第２時間データＤ２を求めるようにしたものである。
【００８１】
ここで、時間電圧変換部８０は、送信パルス信号と受信パルス信号との排他的論理和をとるＸＯＲ回路８２と、ＸＯＲ回路８２からの出力を積分する、抵抗８４及びコンデンサ８６からなる積分回路と、この積分回路からの出力電圧をデジタルデータ（第２時間計測電圧）ＤV2に変換するＡ／Ｄ変換器８８とから構成される。
【００８２】
尚、図６に示すように、コンパレータ２０からの受信パルス信号は、ＡＮＤ回路７２を介してＸＯＲ回路８２に入力されるが、これは、パルス発生部１２から単パルス信号を発生させて、遅延部４０から遅延後の送信パルス信号（Highレベル）が出力されるまでの間に、ＸＯＲ回路８２の受信パルス信号入力用端子にコンパレータ２０から出力されるHighレベルの信号が入力されて、ＸＯＲ回路８２の出力がHighレベルとなり、積分回路を構成するコンデンサ８６に不要な電荷が充電されるのを、マイコン３０側からの出力によって防止できるようにするためである。
【００８３】
また、本実施例では、マイコン３０は、後述する距離測定処理に従い、第２時間データＤ２計測用の送信パルス信号として、パルス発生部１２から一定周期で複数個の単パルス信号を連続して出力させる。
このため、図７に示すように、時間電圧変換部８０には、遅延部４０を介して、一定周期で複数の送信パルス信号が繰り返し入力されると共に、この送信パルス信号に遅れて、ＡＮＤ回路７２から複数の受信パルス信号が繰り返し入力されることになる。
【００８４】
そして、時間電圧変換部８０では、このように入力される送信パルス信号と受信パルス信号との信号レベルが異なる期間だけ、ＸＯＲ回路８２からHighレベルの信号が出力され、この信号にて積分回路を構成するコンデンサ８６が充電されることになる。そして、コンデンサ８６の充電電圧（積分回路出力）は、各パルス信号が入力されるに従い増加し、その電圧値が、第２時間計測電圧ＤV2として、Ａ／Ｄ変換器８８を介してマイコン３０に取り込まれる。
【００８５】
一方、マイコン３０は、距離測定処理を図８に示す如く実行する。
即ち、まずＳ２１０にて、ＡＮＤ回路７２の一方の入力端子に、時間電圧変換部８０への受信パルス信号（Highレベル）の入力を禁止するLow レベルの信号を出力し、ピーク検出器２４を初期化することにより、当該距離測定装置の動作モードを、第１時間計測モードに設定する。そして、続くＳ２２０では、パルス発生部１２にＭ系列符号の発生指令を出力することにより、パルス発生部１２から所定ビット長のＭ系列符号を出力させて、送信部１４から第１時間データＤ１計測用のレーザ光を出射させ、続くＳ２３０にて、ピーク検出器２４から第１時間データＤ１を読み込む。
【００８６】
次に、Ｓ２４０では、遅延部４０にタイミング信号を出力して遅延時間Ｔd1を設定させ、ＡＮＤ回路７２に受信パルス信号の入力を許可するHighレベルの信号を出力することにより、距離測定装置の動作モードを第２時間計測モードに設定する。そして、続くＳ２５０では、パルス発生部１２から、送信パルス信号として複数個の単パルス信号を一定周期で送信させ、Ｓ２６０にて、遅延部４０による送信パルス信号の遅延時間Ｔd1が経過した時刻から、更に一定時間経過した時点で、Ａ／Ｄ変換器８８を介して、第２時間計測電圧ＤV2を読み込む。
【００８７】
次にＳ２７０では、Ｓ２６０で読み込んだ第２時間計測電圧ＤV2を、送・受信パルス信号の位相差（時間）を表す第２時間データＤ２に変換する。尚、このデータ変換には、予めＲＯＭ内に格納された変換用のマップが用いられる。これは、時間電圧変換部８０により得られる第２時間計測電圧ＤV2が、位相差に対して、非線形な特性を有するためである。
【００８８】
こうして、第２時間データＤ２が求められると、今度は、Ｓ２８０に移行し、Ｓ２５０〜Ｓ２７０による第２時間データＤ２の計測処理をｎ回行ったか否かを判断する。そして、第２時間データＤ２の計測処理をｎ回行っていなければ、再度Ｓ２５０〜Ｓ２７０を実行し、逆に第２時間データＤ２の計測処理をｎ回行っておれば、Ｓ２９０に移行して、ｎ個の第２時間データＤ２の平均値を求め、続くＳ３００にて、第１時間データＤ１と第２時間データＤ２の平均値とに基づき、対象物までの距離を算出する。
【００８９】
このように、第３実施例の距離測定装置では、送・受信パルス信号の位相差を、時間Ａ／Ｄ変換部５０を使用して直接デジタルデータ（第２時間データＤ２）に変換するのではなく、時間電圧変換部８０にて一旦電圧値に変換し、マイコン３０側で、その電圧値から第２時間データＤ２を求めるようにしている。このため、本実施例の距離測定装置においても、第１実施例及び第２実施例の距離測定装置と同様、距離の測定精度を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【図２】時間Ａ／Ｄ変換部への入力信号及びその動作を説明するタイムチャートである。
【図３】第１実施例のマイコンにて実行される距離測定処理を表すフローチャートである。
【図４】第２実施例の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【図５】第２実施例の相関値のピーク検出精度を第１実施例と比較して説明する説明図である。
【図６】第３実施例の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【図７】時間電圧変換部への入力信号及びその動作を説明するタイムチャートである。
【図８】第３実施例のマイコンにて実行される距離測定処理を表すフローチャートである。
【符号の説明】
１０…基準クロック発振器、１２…パルス発生部、１４…送信部、１６…受信部、１８…増幅器、２０…コンパレータ、２２…マッチドフィルタ、２４…ピーク検出器、３０…マイコン、４０…遅延部、５０…時間Ａ／Ｄ変換部、５２…遅延バッファ、５４…遅延バッファゲート、５６…Ｄフリップフロップ、５７…ＸＯＲ回路、５８…エンコーダ、７０…逓倍クロック発振器、８０…時間電圧変換部。

Claims

基準クロックに同期して、所定ビット長の擬似ランダム雑音符号を発生する擬似ランダム雑音符号発生手段と、
該擬似ランダム雑音符号発生手段が発生した擬似ランダム雑音符号により変調した電磁波を送信する送信手段と、
該送信手段が送信した電磁波が対象物に当たって反射してくる反射波を受信し、２値信号に復調する受信手段と、
前記受信手段により復調された２値信号と前記送信手段が前記電磁波の変調に用いた擬似ランダム雑音符号との相関値を、前記基準クロックに同期した一定周期で算出する相関算出手段と、
該相関算出手段にて算出された相関値が最大となる時刻から、前記電磁波が前記対象物との間で往復するのに要した時間を計測する第１時間計測手段と、
を備えた距離測定装置において、
前記第１時間計測手段にて前記時間が計測されると、前記送信手段に送信用のパルス信号を出力して、前記送信手段から該送信パルス信号により変調した電磁波を送信させる送信パルス発生手段と、
該送信パルス発生手段が発生した前記送信パルス信号を、前記第１時間計測手段が計測した前記時間に対応した遅延時間だけ遅延させる送信パルス遅延手段と、
前記送信手段が前記送信パルス信号により送信した電磁波の反射波が前記受信手段にて受信・復調されることにより前記受信手段から２値信号として出力される受信パルス信号を取り込み、該受信パルス信号と、前記送信パルス遅延手段にて遅延された送信パルス信号との位相差を、前記相関算出手段が前記相関値を算出する周期よりも短い時間分解能で計測する第２時間計測手段と、
前記第１時間計測手段にて計測された時間と、前記第２時間計測手段にて計測された前記パルス信号の位相差とに基づき、前記対象物までの距離を算出する距離算出手段と、
を備えたことを特徴とする距離測定装置。
前記送信パルス発生手段は、前記送信パルス信号の発生後、前記第２時間計測手段が前記位相差を計測すると、再度送信パルス信号を発生することにより、前記送信パルス信号を複数回発生し、
前記距離算出手段は、前記パルス信号発生手段がパルス信号を発生する度に前記第２時間計測手段にて計測された複数の位相差から、該位相差の平均時間を求め、該位相差の平均時間と、前記第１時間計測手段による計測時間とに基づき、前記対象物までの距離を算出することを特徴とする請求項１記載の距離測定装置。
前記送信パルス遅延手段は、前記第１時間計測手段により計測された時間から前記相関算出手段が前記相関値を算出する一周期時間を減じた時間を、前記遅延時間として、前記送信パルス信号を遅延することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の距離測定装置。
前記第２時間計測手段は、
前記相関算出手段が前記相関値を算出する一周期時間よりも短い遅延時間を有する互いに縦続接続された多数の遅延素子からなり、前記送信パルス遅延手段からの送信パルス信号を入力側遅延素子から端末側遅延素子へと順に伝送する遅延素子群と、
前記受信手段から出力された受信パルス信号を受けると、そのとき前記遅延素子群内で前記送信パルス信号を既に端末側に伝送した遅延素子の数を検出する遅延素子数検出手段と、
を備え、該遅延素子数検出手段にて検出された遅延素子の個数から、前記パルス信号の位相差を計測することを特徴とする請求項３記載の距離測定装置。
前記相関算出手段は、前記擬似ランダム雑音符号発生手段が発生する擬似ランダム雑音符号の周期を決定する前記基準クロックを逓倍した逓倍クロックに同期して前記相関値を算出することを特徴とする請求項１〜請求項４いずれか記載の距離測定装置。