JP4374788B2 - 時間測定装置及び距離測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一定周期の基準クロックを用いて、測定開始時刻から、疑似ランダム雑音符号に基づき生成されたパルス列の入力時刻までの時間を測定する時間測定装置、及び、この装置を用いて測定対象物までの距離を測定する距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車において、進行方向前方の対象物（例えば先行車両）までの距離を測定する距離測定装置として、Ｍ系列符号（最大周期符号系列）等の擬似ランダム雑音符号（以下、ＰＮ符号ともいう）を用いて距離測定を行うスペクトル拡散方式（以下、ＳＳ方式ともいう）の距離測定装置が知られている。
【０００３】
この種の距離測定装置では、まず、所定ビット長のＰＮ符号により送信用の電磁波を振幅変調し、これを対象物に向けて送信し、送信した電磁波が対象物に当たって反射してくる反射波を受信して、電磁波の送信に用いたＰＮ符号に対応する２値信号を復調する。そして、距離測定装置内に組み込まれた時間測定装置（回路）を用いて、復調した２値信号と電磁波の送信に用いたＰＮ符号との相関値を求め、この相関値が最大となる時刻を検出することにより、電磁波が距離測定装置と対象物との間を往復するのに要した時間を測定し、最後に、この時間と電磁波の速度（秒速３０万ｋｍ）とから対象物までの距離を算出する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、こうしたＳＳ方式の距離測定装置では、時間測定装置を用いて電磁波の往復時間を測定する際の時間分解能が、ＰＮ符号に対応する２値信号を復調する際のクロック（つまり上記基準クロック）の周波数で決まり、測定可能な距離分解能が基準クロックの周波数で制限されてしまうといった問題があった。
【０００５】
例えば、基準クロックの周波数が２０ＭＨｚであれば、測定可能な時間分解能は、５０ｎｓｅｃ．（＝１［ｓｅｃ．］／２０×１０6 ）となり、測定可能な距離分解能は、７．５ｍ（＝３×１０8 ［ｍ／ｓｅｃ．］×５０×１０−9［ｓｅｃ．］／２）となる）に制限されてしまう。
【０００６】
従って、上記従来の距離測定装置において、測定可能な距離分解能を高くするには、基準クロックの周波数を高くする必要があり、このためには、距離測定装置内に組み込む時間測定装置を、高速動作可能な回路素子にて構成しなければならず、装置の大型化及びコストアップを招くといった問題があった。また、回路素子の高速化にも限界があるため、現在実用可能な最速の回路素子を用いても、測定可能な時間分解能を高くするには限界があった。
【０００７】
一方、こうした問題を解決する技術として、本願出願人は、ＰＮ符号により変調した電磁波を送受信することにより、基準クロックの周波数で決まる時間分解能で電磁波の送受信に要した時間を測定した後、１パルス分だけ電磁波を送受信することにより、先に測定した測定時間の誤差分を、ゲート回路のゲート遅延時間を用いて測定し、その測定結果を用いて先に測定した測定時間を補正することで、送信した電磁波が障害物に当たって反射してくるまでの測定対象時間（延いては測定対象物までの距離）を、ゲート遅延時間（数ｎｓｅｃ．以下）で決まる高分解能で測定できるようにすることを提案した（特開２０００−１２１７２６号公報参照）。
【０００８】
しかしながら、上記提案の装置では、基準クロックを用いた低分解能の時間測定と、ゲート遅延時間を用いた高分解能の時間測定との２種類の時間測定を行うことから、時間測定装置として２種類の装置を距離測定装置内に組み込まなければならず、しかも、その時間測定は２段階に行われるため、時間測定（延いては距離測定）に時間がかかるという問題があった。
【０００９】
また、距離測定装置においては、測距用の電磁波として、一般に、レーザ光が使用されるが、この電磁波を送信するための信号源（一般にレーザダイオード）の駆動回数が増加するため、電磁波送信用の信号源が発熱等により劣化し易くなるという問題もあった。なお、この問題を防止するには、放熱用のヒートシンクを大きくするというような放熱対策を施せばよいが、この場合、装置の大型化を招き、また、コストアップになるという問題が生じる。
【００１０】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、上述したＳＳ方式の時間測定装置において、時間測定に用いるクロックの周波数を高くすることなく、測定可能な時間分解能をその周波数で決まる時間分解能よりも高くすることのできる時間測定装置、及び、この装置を用いて距離測定を行う距離測定装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の時間測定装置においては、シフトクロック生成手段が、基準クロックと同一周期で位相が互いに異なる複数のシフトクロックを生成し、複数の信号入力手段が、その生成された複数のシフトクロックの各々を用いて、疑似ランダム符号に応じて生成されたパルス列を含む入力信号を２値データとして順次取り込む。
【００１２】
すると、複数の相関手段が、各信号入力手段が取り込んだ２値データのデータ列とパルス列の生成に用いられた擬似ランダム符号との相関を夫々演算し、検出手段が、これら各相関演算手段の演算結果に基づき、２値データのデータ列と擬似ランダム符号との相関が最大となる時刻を、パルス列の入力時刻として検出する。
【００１３】
このため、検出手段にて検出されるパルス列の入力時刻の時間分解能は、複数のシフトクロックの位相差に対応することになり、その時間分解能は、測定対象となるパルス列の周期に同期した基準クロックを用いてパルス列の入力時刻を検出する従来の時間測定装置（前述したＳＳ方式の距離測定装置に組み込まれる時間測定装置）に比べて、高くなる。
【００１４】
従って、本発明の時間測定装置によれば、測定開始時刻から疑似ランダム符号に応じて生成されたパルス列の入力時刻までの時間を、基準クロック（シフトクロック）の周期で決まる時間分解能よりも高い時間分解能で測定することができるようになり、この時間測定装置を用いてＳＳ方式の距離測定装置を構成すれば、測定可能な距離分解能を高めて、対象物までの距離を高精度に測定することが可能となる。
【００１５】
また、本発明の時間測定装置では、測定可能な時間分解能がシフトクロック生成手段にて生成される各シフトクロックの位相差で決まることから、シフトクロックの数を多くすればするほど、時間分解能を高くすることができる。よって、本発明の時間測定装置によれば、シフトクロックの数によって、測定可能な時間分解能を任意に設定することができる。
【００１６】
また、シフトクロックの数を増やせば、各シフトクロックに対応して動作する信号入力手段及び相関演算手段の数も増えるが、各シフトクロックの周期は基準クロックと同じであるため、信号入力手段及び相関演算手段の動作速度は、一つの基準クロックを用いて時間を測定する場合と同じでよい。よって、測定可能な時間分解能を高くするために、これら信号入力手段及び相関演算手段の動作速度を高くする必要はなく、これら各手段の構成を簡単にして、時間分解能を高くするために装置全体がコストアップするのを抑えることができる。
【００１７】
ところで、本発明の時間測定装置は、シフトクロック生成手段が生成する複数のシフトクロックの位相差を時間分解能として時間を測定することから、各シフトクロックの位相差にばらつきがあると、シフトクロックを利用しない従来の時間測定装置よりも高分解能で時間を測定することはできるものの、得られる時間の最小単位にばらつきが生じることになる。
【００１８】
このため、常時安定した時間分解能で時間を測定できるようにするには、請求項２に記載のように、シフトクロック生成手段を、基準クロックの一周期のｎ分の１ずつ位相が異なるｎ個のシフトクロックを生成するように構成し、信号入力手段及び相関演算手段を、シフトクロック生成手段にて生成されるシフトクロックの数に対応して、夫々、ｎ個設けるようにするとよい。
【００１９】
一方、入力信号に含まれるパルス列は、擬似ランダム雑音符号に基づき、基準クロックと同じ一定周期で生成されたものであることから、入力信号にノイズ等が重畳されていなければ、入力信号のレベルは、シフトクロック一周期分の時間単位で反転し、各信号入力手段からは、何れかの信号入力手段を起点として、同一の２値データが順に出力されて、各相関演算手段にて演算される相関値も、何れかの相関演算手段を起点として、順に同一の値に変化することになる。
【００２０】
しかし、上述した距離測定装置のように、入力信号が測定対象物から反射された電磁波を受信した信号であるような場合には、入力信号にノイズが重畳されることになる。そして、このように入力信号にノイズが重畳されると、各信号入力手段から各相関演算手段に入力される２値データがノイズの影響を受けてばらつき、相関演算手段による演算結果もばらついてしまうことになる。尚、この問題は、例えば、対象物との間の距離が長く、入力信号の信号レベルが小さい場合に、大きな問題となる。
【００２１】
そして、このように、各相関演算手段による演算結果にばらつきがあると、検出手段にてパルス列の入力時刻を正確に検出できず、時間測定精度（延いては距離測定精度）が低下する。
そこで、このような問題を防止するには、複数の相関演算手段の夫々を、請求項３に記載のように構成するとよい。
【００２２】
即ち、請求項３に記載の時間測定装置において、各相関演算手段は、対応する信号入力手段が用いるシフトクロックとは位相が最も異なるシフトクロックにより動作する信号入力手段に対応した相関演算手段の演算結果と、自己の演算結果とを加算することにより演算結果を平均化する平均化手段を備え、この平均化手段にて平均化された演算結果を検出手段に出力する。
【００２３】
この結果、各相関演算手段での演算結果は、他の相関演算手段での演算結果を用いて平均化され、検出手段に入力される演算結果が、入力信号に重畳されたノイズの影響を受けて変動するのを抑制できる。
尚、一定周期で変化する２つのクロックの位相差を最大にするには、その位相差を１８０度とすればよいことから、請求項３において、信号入力手段が用いるシフトクロックに対して位相が最も異なるシフトクロックとしては、信号入力手段が用いるシフトクロックに対して位相差が１８０度若しくは１８０度に最も近いシフトクロックとすればよい。
【００２４】
また、請求項３において、平均化手段が平均化に用いる他の相関演算手段を上記のように設定するのは、特定の相関演算手段が入力信号に重畳されたノイズによる影響を受けた際に、そのノイズの影響を最も受けない相関演算手段は、特定の相関演算手段に対応するシフトクロックに対して位相が最も異なるシフトクロックに対応した相関演算手段であるためである。
【００２５】
次に、本発明では、位相が異なる複数のシフトクロックで入力信号を取り込む複数の信号入力手段を設けることにより、各信号入力手段から各相関演算手段に入力される２値データのサンプリングタイミングを、各シフトクロックの位相差分だけずらし、このずれによって、データ列と擬似ランダム雑音符号との相関が最も大きくなる時刻を高い時間分解能で検出できるようにしているのであるが、信号入力手段から２値データを受けて相関演算を行う相関演算手段は、各シフトクロックに同期して動作する必要はなく、各シフトクロックと周期が同じ共通の基準クロックで動作するようにしてもよい。
【００２６】
つまり、各信号入力手段から出力される２値データを、各シフトクロックと周期が同じ共通の基準クロックでラッチし、これを各相関演算手段に入力して、各相関演算手段を共通の基準クロックで動作させるようにしても、各相関演算手段で得られる演算結果は同じである。
【００２７】
また、各相関演算手段を共通クロックで同時に動作させれば、各相関演算手段から検出手段への演算結果の出力タイミングも同じになることから、検出手段の動作タイミングも共通の基準クロックに同期させればよいことになる。
従って、本発明の時間測定装置を実際に構成する際には、請求項４に記載のように、各信号入力手段が取り込んだ２値データを共通の基準クロックでサンプリングして各相関演算手段へ入力する信号同期手段を設け、各相関演算手段及び検出手段が、その共通の基準クロックで動作するように構成してもよい。
【００２８】
そして、このようにすれば、各相関演算手段に、対応する信号入力手段と同じシフトクロックを供給する必要がないので、時間測定装置をプリント基板等に実際に組み付ける際の配線を少なくして、装置の小型化を図ることができる。
一方、検出手段としては、複数の相関演算手段の演算結果から、データ列と擬似ランダム雑音符号との相関が最大となったピーク時刻を、パルス列の入力時刻時刻として検出するようにしてもよいが、実際にピーク時刻を検出するには、各相関演算手段の演算結果を時系列データとして複数サンプリングし、その中から相関値が最大となるタイミングを検出しなければならないことから、検出タイミングが遅れることになる。
【００２９】
このため、本発明の時間測定装置を実際に車両に搭載して、先行車両との距離を測定したり、障害物を検出するのに使用する場合には、時間をより早く検出できるようにするために、検出手段を、請求項５に記載のように構成するとよい。即ち、請求項５に記載の時間測定装置において、検出手段は、各相関演算手段の演算結果のいずれかが予め設定されたしきい値を越えた時刻と、このしきい値を越えた演算結果を出力している相関演算手段に対応するシフトクロックの基準クロックからのずれに基づき、パルス列の入力時刻を検出する。
【００３０】
このため、請求項５に記載の装置においては、各相関演算手段の演算結果の何れかがしきい値を越えたタイミング（換言すれば上記ピーク時刻）で、パルス列の入力時刻を速やかに検出することができるようになり、その検出タイミングが遅れるのを防止できる。
【００３１】
尚、このようにした場合、各相関演算手段の演算結果の内、複数の演算結果が同時にしきい値を越えることがあるので、請求項５に記載の時間測定装置は、更に、請求項６に記載のように、検出手段にてパルス列の入力時刻が複数同時に検出された際に、複数の入力時刻の内の最も早い入力時刻を選択する選択手段を設けるようにするとよい。
【００３２】
つまり、このようにすれば、検出手段にて同じ動作タイミングで検出された複数の入力時刻の内、最も早い入力時刻がパルス列の入力時刻とされるので、当該時間測定装置を車両の距離測定装置に適用した際の安全性を向上することができる。
【００３３】
一方、請求項７に記載の発明は、基準クロックに同期して所定ビット長の擬似ランダム雑音符号に対応したパルス列を発生するパルス列発生手段と、パルス発生手段が発生したパルス列にて変調した電磁波を送信する送信手段と、送信手段が送信した電磁波が測定対象物に当たって反射してくる反射波を受信し、パルス列を復元する受信手段と、受信手段にて復元されたパルス列とパルス列発生手段がパルス列の発生に用いた疑似ランダム雑音符号とに基づき、送信手段が電磁波の送信を開始してから反射波を受信するまでの時間を測定する時間測定手段と、この時間測定手段にて測定された時間に基づき測定対象物までの距離を演算する距離演算手段とを備えたスペクトラム拡散方式（ＳＳ方式）の距離測定装置に関するものである。
【００３４】
そして、この距離測定装置においては、時間測定手段として、上述した請求項１〜請求項６いずれか記載の時間測定装置を用いることから、距離測定に用いる基準クロックの周波数を高くすることなく、測距用電磁波の送受信に要した時間（延いては、測定対象物までの距離）を、高分解能で測定できることになる。
【００３５】
よって、この距離測定装置によれば、自動車等の移動体に搭載して、測距の精度・速度が要求される障害物検出或いは前方車両に対する自動追尾用のレーダ装置として利用すれば、優れた効果を発揮できる。つまり、本発明（請求項１〜請求項６）の時間測定装置は、測定可能な時間分解能を高くするために、基準クロックの周波数を高くする必要がないので、請求項７に記載の距離測定装置によれば、装置の大型化を招くことなく、高分解能で距離測定が可能な距離測定装置を実現でき、小型化が要求される車載用のレーダ装置に適した距離測定装置となり得るのである。
【００３６】
ところで、このように、本発明（請求項１〜請求項６）の時間測定装置を距離測定装置に適用する場合、距離演算手段としては、距離測定一回当たりにパルス列発生手段から１回だけパルス列を発生させ、そのパルス列にて変調した電磁波が測定対象物に当たって反射してくるまでの時間を時間測定装置にて測定することにより、測定対象物までの距離を測定するようにしてもよいが、より好ましくは、請求項８に記載のように構成するとよい。
【００３７】
即ち、請求項８に記載の距離測定装置において、距離演算手段は、距離測定一回当たりにパルス列発生手段から複数回パルス列を発生させ、そのパルス列の発生に伴い時間測定手段にて測定される複数の時間データを順次取り込み、その取り込んだ複数の時間データの平均値から、測定対象物までの距離を演算する。
【００３８】
このため、請求項８に記載の距離測定装置によれば、パルス列発生手段からパルス列を１回発生させることにより測定した時間（距離）がノイズ等の影響を受けて真値からずれたとしても、複数回の測定結果を平均化することにより、時間（距離）の測定精度を高くすることができ、しかも、測定結果の分解能は、平均化により更に高められるので、測定対象物までの距離をより高精度に測定することができるようになる。
【００３９】
尚、距離測定装置を請求項８に記載のように構成した場合、時間測定装置による測定結果が他の測定結果から大きくずれていれば、その測定結果は、ノイズの影響を受けていると考えられることから、より好ましくは、距離演算手段を、請求項９に記載のように構成するとよい。
【００４０】
つまり、請求項９に記載の距離測定装置において、距離演算手段は、時間測定手段から取り込んだ複数の時間データの中から、複数の時間データの中心から大きく外れた所定範囲外の時間データを排除して、時間データの平均値を算出する。
【００４１】
このため、請求項９に記載の距離測定装置によれば、電磁波が測定対象物に当たって反射してくるのに要する時間を、より高精度に測定できることになり、距離測定精度をより向上することが可能となる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面に基づき説明する。
図１は、本発明が適用された実施例のスペクトル拡散方式の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【００４３】
図１に示す如く、本実施例の距離測定装置は、例えば、自動車に搭載されて、前方を走行する他の車両までの距離を測定するためのものであり、所定周波数（例えば２０ＭＨｚ）の基準クロックＭＣＫを発生する基準クロック発生部１０と、基準クロックＭＣＫに同期して、所定ビット長のＰＮ符号（例えば、Ｍ系列符号からなる３１ビット長の疑似ランダム符号）に応じたパルス列を発生するパルス発生部１２と、パルス発生部１２が発生したパルス列（以下、発光パルスという）に応じて測距用の電磁波であるレーザ光を車両前方に向けて出射する発光部１４とを備える。
【００４４】
尚、発光部１４は、発光素子としてレーザダイオードＬＤを備え、このレーザダイオードＬＤへの通電・非通電が、パルス発生部１２からの出力（発光パルス）を受ける駆動回路１５によって切り換えられることにより、ＰＮ符号に応じたレーザ光を出射する。
【００４５】
また、パルス発生部１２には、基準クロックＭＣＫに同期して、マイクロコンピュータ（以下、単にＣＰＵという）２からＰＮ符号が入力され、パルス発生部１２は、そのＰＮ符号に従いＰＮ符号に対応した発光パルスを発生する。
一方、本実施例の距離測定装置には、発光部１４から出射されたレーザ光が車両前方の測定対象物に当たって反射してくる反射光を受光する受光部１６と、受光部１６からの受光信号を増幅する増幅器１７と、増幅器１７により増幅された受光信号と予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、受光信号が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいときにＨｉｇｈレベルとなり、受光信号が基準電圧Ｖｒｅｆ以下であるときにＬｏｗレベルとなる受光パルスＰＢｒを出力するコンパレータ１８とが備えられている。
【００４６】
尚、受光部１６は、電流検出用の抵抗等を介して電源ラインに逆バイアス状態で接続されたフォトダイオードＰＤを備え、フォトダイオードＰＤにレーザ光（測定対象物からの反射光）が入射することにより流れた光電流を電圧値として検出する。
【００４７】
そして、本実施例では、パルス発生部１２が請求項７に記載のパルス列発生手段に相当し、パルス発生部１２からの発光パルスを受けて測距用のレーザ光を出射するための駆動回路１５及び発光部１４が請求項７に記載の送信手段に相当し、出射したレーザ光の反射光を受光して受光パルスＰＢｒを生成する受光部１６，増幅器１７及びコンパレータ１８が、請求項７に記載の受信手段に相当する。
【００４８】
次に、本実施例の距離測定装置には、基準クロック発生部１０が発生する基準クロックＭＣＫに基づき、基準クロックＭＣＫに同期し、且つ、互いに位相が異なる８種類のクロックＣＫａ，ＣＫｂ，…ＣＫｈ（所謂８相シフトクロック）を生成するシフトクロック生成部２０が備えられている。
【００４９】
このシフトクロック生成部２０は、図２に示すように、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの位相差が、夫々、基準クロックＭＣＫの周期の１／８となるように、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成する。
即ち、シフトクロック生成部２０において、クロックＣＫａは基準クロックＭＣＫと位相が一致し、クロックＣＫｂは基準クロックＭＣＫに対して位相が４５度遅れ、クロックＣＫｃは基準クロックＭＣＫに対して位相が９０度遅れ、クロックＣＫｄは基準クロックＭＣＫに対して位相が１３５度遅れ、クロックＣＫｅは基準クロックＭＣＫに対して位相が１８０遅れ、クロックＣＫｆは基準クロックＭＣＫに対して位相が２２５度遅れ、クロックＣＫｇは基準クロックＭＣＫに対して位相が２７０度遅れ、クロックＣＫｈは基準クロックＭＣＫに対して位相が３１５度遅れるように生成される。
【００５０】
ここで、本実施例において、シフトクロック生成部２０を用いて８相シフトクロックを生成するのは、以下の理由による。
つまり、まず、ＳＳ方式の距離測定装置では、通常、発光パルスを生成するのに用いた基準クロックＭＣＫを用いて受光パルスＰＢｒを順次サンプリングし、そのサンプリングにより得られた所定ビット長（ＰＮ符号と同じビット長）のデータと、発光パルスを生成するのに用いたＰＮ符号との相関値を演算し、その相関値が最大となる時刻を、反射光の受光時刻として検出することにより、発光部１４からのレーザ光の送信開始時刻から反射光の受光時刻までの時間を測定するようにされている。
【００５１】
このため、従来装置では、レーザ光の送受信に要した測定対象時間を、基準クロックＭＣＫの一周期を時間分解能として測定することになり、図２に示すように、真の測定対象時間に対する測定誤差が大きくなってしまう（図２の従来測定結果参照）。
【００５２】
尚、図２は、基準クロックＭＣＫ（＝ＣＫａ）のクロック周波数が２０ＭＨｚの場合を表しており、基準クロックＭＣＫを用いて得られる従来測定結果は、５０ｎｓｅｃ．、１００ｎｓｅｃ．、１５０ｎｓｅｃ．、…となり、その時間分解能は、５０ｎｓｅｃ．となる。
【００５３】
そこで、本実施例では、上記のようにシフトクロック生成部２０を用いて８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成することで、図２に示すように、測定対象時間を、上記各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの位相差で決まる、従来の１／８の時間分解能（６．２５ｎsec.）で測定できるようにするのである（図２の実施例測定結果参照）。
【００５４】
そして、こうした高分解能の時間測定（延いては距離測定）を実現するために、シフトクロック生成部２０で生成された８種類のクロックＣＫａ〜ＣＫｈは、夫々、受光パルスＰＢｒをラッチするラッチ部２２に入力される。
ラッチ部２２は、８個のＤーフリップフロップ（以下、ＤＦＦと記載する）２２ａ，２２ｂ，…２２ｈからなり、上記各クロックＣＫａ〜ＣＫｈは、これら８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈの動作クロックとして、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに夫々入力される。
【００５５】
この結果、ラッチ部２２において、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈは、夫々、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの立上がりタイミングで受光パルスＰＢｒをラッチすることになり、図３に示すように、ラッチ部２２からは、受光パルスＰＢｒの信号レベルを表す８種類の２値データＤ１ａ，Ｄ１ｂ，…Ｄ１ｈが夫々出力されることになる。尚、本実施例において、ラッチ部２２を構成する８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈは、請求項１記載の信号入力手段に相当する。
【００５６】
次に、ラッチ部２２から出力される８種類の２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈは、同期部２４に入力される。同期部２４は、ラッチ部２２から出力される８種類の２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈを、夫々、８個のＤＦＦ２４ａ，２４ｂ，…２４ｈを用いて、基準クロックＭＣＫ（＝クロックＣＫａ）の立上がりタイミングで同時にラッチすることにより、図３に示すように、基準クロックＭＣＫに同期して変化する２値データＤ２ａ，Ｄ２ｂ，…Ｄ２ｈに変換するためのものであり、請求項４に記載の信号同期手段に相当する。
【００５７】
そして、この同期部２４にて同期が取られた８種類の２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈは、夫々、８個のバッファ２６ａ，２６ｂ，…２６ｈを介して、８個の相関器３０ａ，３０ｂ，…３０ｈに入力される。
これら各相関器３０ａ〜３０ｈは、対応するバッファ２６ａ〜２６ｈから入力される２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈを、基準クロックＭＣＫに同期して順次取り込み、その取り込んだ２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈの内、パルス発生部１２が発光パルスを発生するのに使用するＰＮ符号のビット長に対応したデータ列分と、パルス発生部１２が発光パルスを発生するのに実際に使用したＰＮ符号との相関値を演算するものであり、請求項１に記載の相関演算手段に相当する。
【００５８】
そして、これら各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果は、夫々、８個の２相加算部４０ａ，４０ｂ，…４０ｈに入力される。
２相加算部４０ａ〜４０ｈは、夫々、対応する相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果と、対応するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈの動作クロックＣＫａ〜ＣＫｈとは位相が最も異なる（換言すれば位相が１８０度異なる、すなわちクロック半周分遅れた）クロックＣＫｅ〜ＣＫｈ及びＣＫａ〜ＣＫｄにより動作するＤＦＦ２２ｅ〜２２ｈ及び２２ａ〜２２ｄに対応した相関器３０ｅ〜３０ｈ及び３０ａ〜３０ｄの演算結果と、を互いに加算することにより、対応する相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果の平均化を図り、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果がノイズの影響を受けて大きく変動するのを防止するためのものであり、請求項２に記載の平均化手段に相当する。
【００５９】
尚、本実施例において、２相加算部４０ａ〜４０ｈを用いて各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を平均化するのは、以下の理由による。
即ち、本実施例の距離測定装置では、上記の通り、受光パルスＰＢｒを８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを用いて夫々ラッチすることにより、各相関器３０ａ〜３０ｈに入力される２値データのラッチタイミング（ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈのラッチタイミング）を、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分だけ順次シフトさせ、これによって、受光パルスＰＢｒのパルス列とＰＮ符号との相関値が最大となる時刻を、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間を時間分解能として検出できるようにする。
【００６０】
そして、図２に示すように、受光パルスＰＢｒが発光パルスに完全に対応していれば、ラッチ部２２から出力される２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈは、反射光の受光開始タイミング以降に最初に立ち上がる特定クロック（図２では、クロックＣＫｅ）により動作するＤＦＦからの出力（図２の場合ＤＦＦ２２ｅから出力される２値データＤ１ｅとなる）を起点として、同一の値に順次変化することになり、各相関器３０ａ〜３０ｈでの演算結果も、その特定クロックに対応した相関器（図２の場合、相関器３０ｅ）を起点として、全て同一の値に変化することになる。
【００６１】
しかし、実際には、受光部１６にて光電変換される受光信号は、ノイズの影響を受けて変動することから、受光パルスＰＢｒも、そのノイズの影響を受けて変動し、発光パルスに対応した綺麗な波形にならない。従って、ラッチ部２２の各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈでラッチされる２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈが、図２に示すように基準クロックＭＣＫに同期して順に変化することは少なく、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果も、ノイズの影響を受けてばらつくことになる。
【００６２】
従って、各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果をそのまま用いて、受光パルスＰＢｒのパルス列とＰＮ符号との相関が最大となる時刻を検出するようにすると、検出時刻に誤差が生じ、時間測定精度（換言すれば距離測定精度）が低下することが考えられる。
【００６３】
ところで、受光信号に重畳されるノイズの幅は、通常、極めて短く、基準クロックＭＣＫの一周期に渡って同一ノイズが重畳されることはない。そして、例えば、ＤＦＦ２２ａの動作タイミング（換言すればクロックＣＫａの立上がりタイミング）とノイズのピークとが重なった場合、ＤＦＦ２２ａは勿論のこと、その前後の動作タイミングで受光パルスＰＢｒをラッチするＤＦＦ２２ｈ，ＤＦＦ２２ｂも、ノイズの影響を受けた誤った２値データをラッチすることが考えられ、ノイズの影響を最も受けないのは、クロックＣＫａとの位相差が最も大きい（換言すれば位相差１８０度の）クロックＣＫｅにて動作するＤＦＦ２２ｅとなる。
【００６４】
そこで、本実施例では、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈの内、位相差が互いに１８０度異なる２つのクロック（ＣＫａとＣＫｅ，ＣＫｂとＣＫｆ，ＣＫｃとＣＫｇ，ＣＫｄとＣＫｈ）をペアとし、２相加算部４０ａ〜４０ｈにて、これらペアとなるクロックに対応した相関器による演算結果（相関器３０ａと３０ｅの演算結果、相関器３０ｂと３０ｆの演算結果、相関器３０ｃと３０ｇの演算結果、相関器３０ｄと３０ｈの演算結果）の和をとることにより、各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を平均化するようにしているのである。
【００６５】
以下、相関器３０ａ〜３０ｈ及び２相加算部４０ａ〜４０ｈの具体的例について図４を用いて説明する。
尚、図４は、基準クロックＭＣＫと同じクロックＣＫａにて動作するＤＦＦ２２ａからの出力に基づき相関演算及び平均化を行う相関器３０ａ及び２相加算部４０ａの構成を表している。
【００６６】
図４に示すように、相関器３０ａには、ＰＮ符号のビット長に対応したｎ個（例えば３１個）のラッチ回路３２ａ１，３２ａ２，…３２ａｎからなるシフトレジスタ３２が備えられている。そして、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎには、ＣＰＵ２により、距離測定開始前に、ＰＮ符号の各ビットの２値データが予めプリセットされ、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎは、距離測定開始後に入力される基準クロックＭＣＫに同期して、プリセットされた２値データを次段のラッチ回路へと順次シフトさせる。
【００６７】
尚、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎは、閉ループを形成しており、最終段のラッチ回路３２ａｎから出力される２値データ（初期値は最初に発光パルスを発生するのに用いられる２値データとなる）は、初段のラッチ回路３２ａ１へと出力される。
【００６８】
また、相関器３０ａには、ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎと同じ個数（ｎ個）の排他的論理和回路（以下、ＥＸＯＲという）３４ａ１，３４ａ２，…３４ａｎが備えられており、各ＥＸＯＲ２４ａ１〜３４ａｎの一方の入力端子には、シフトレジスタ３２を構成する各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データが入力される。
【００６９】
具体的には、ＥＸＯＲ３４ａ１には初段のラッチ回路３２ａ１への入力（換言すれば最終段のラッチ回路３２ａｎからの出力）が入力され、ＥＸＯＲ３４ａ２には二段目のラッチ回路３２ａ２への入力（換言すれば初段のラッチ回路３２ａ１からの出力）が入力される、というように、各ＥＸＯＲ２４ａ１〜３４ａｎに、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データが入力される。
【００７０】
一方、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎの他方の入力端子には、同期部２４を構成するＤＦＦ２４ａを介して、ＤＦＦ２２ａにてクロックＣＫａの立上がりタイミングでラッチされた２値データが入力される。
この結果、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎからの出力は、ＤＦＦ２２ａ及び２４ａを介して入力される受光パルスＰＢｒの信号レベルを表す２値データと、シフトレジスタ３２を構成する各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データとが一致しているときにLow レベルとなり、一致していなければHighレベルとなる。
【００７１】
そして、このように変化する各ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎからの出力は、夫々、ｎ個（３１個）のアップダウンカウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）３６ａ１，３６ａ２，…３６ａｎに入力される。各アップダウンカウンタ３６ａ１〜３６ａｎは、基準クロックＭＣＫを受けて動作し、そのカウント値は、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎの出力が連続的にLow レベルとなることにより増加する。
【００７２】
従って、測定対象物からの反射光が受光部１６にて受光され、その受光信号を２値化した受光パルスＰＢｒがＤＦＦ２２ａ，２４ａを介して相関器３０ａに入力されると、３１個のアップダウンカウンタ３６ａ１〜３６ａｎの内の一つがカウントアップされ続けることになり、このカウンタの位置から、反射光の受光時刻を特定できる。
【００７３】
しかし、上述したように、受光信号にはノイズが重畳されることから、反射光の受光開始後、その受光時刻に対応したアップダウンカウンタだけがカウントアップされるとは限らず、他のアップダウンカウンタがカウントアップされることもあるし、受光時刻に対応したアップダウンカウンタがカウントダウンされることもある。
【００７４】
そこで、２相加算部４０ａでは、相関器３０ａから出力されるｎ個（３１個）のカウント値のノイズによる誤差を相殺するために、ペアとなる相関器３０ｅから出力されるｎ個のカウント値を取り込み、ｎ個の加算器４２ａ１，４２ａ２，…４２ａｎを用いて、相関器３０ａから出力される各カウント値に、相関器３０ｅから取り込んだ各カウント値を夫々加算する。
【００７５】
そして、２相加算部４０ａは、各加算器４２ａ１〜４２ａｎからの出力を、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングで動作するｎ個の出力回路４４ａ１，４４ａ２，…４４ａｎでラッチし、後段の検出処理部４６へと出力する。
尚、図４は相関器３０ａ及び２相加算部４０ａの構成を表しているが、他の相関器３０ｂ〜３０ｈ及び２相加算部４０ｂ〜４０ｈも、相関器３０ａ及び２相加算部４０ａと全く同様に構成されている。
【００７６】
そして、２相加算部４０ａにおいて、各加算器４２ａ１〜４２ａｎは、相関器３０ａから出力される各カウント値に対して、クロックＣＫａとクロックＣＫｅとの位相差（１８０度、換言すれば基準クロックＭＣＫの周期の１／２の時間）分だけ遅れたタイミングでのカウント値を加算する。
【００７７】
つまり、２相加算部４０ａにおいては、相関器３０ａの１番目のアップダウンカウンタ３６ａ１から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ｅの１番目のアップダウンカウンタ３６ｅ１（図示せず）から出力されるカウント値が加算され、相関器３０ａのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ａｎから出力されるカウント値に対しては、相関器３０ｅのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ｅｎ（図示せず）から出力されるカウント値が加算される。
【００７８】
また、２相加算部４０ａのペアとなる２相加算部４０ｅ側では、相関器３０ａから出力されるｎ個のカウント値を取り込み、相関器３０ｅから出力されるｎ個のカウント値に夫々加算するが、この加算時には、相関器３０ａから出力される各カウント値に対して、クロックＣＫｅとクロックＣＫａとの位相差分だけ遅れたタイミングでのカウント値を加算する。
【００７９】
つまり、２相加算部４０ｅにおいては、相関器３０ｅの１番目のアップダウンカウンタ３６ｅ１（図示せず）から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ａの２番目のアップダウンカウンタ３６ｅ２から出力されるカウント値が加算され、相関器３０ｅのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ａｎ（図示せず）から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ａの１番目のアップダウンカウンタ３６ａ１から出力されるカウント値が加算される。
【００８０】
また、上記以外の２相加算部４０ｂ〜４０ｄ及び４０ｆ〜４０ｈの内、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングを基準とする一周期の前半部分で立ち上がるクロックＣＫｂ〜ＣＫｄに対応した２相加算部４０ｂ〜４０ｄは、上記２相加算部４０ａと同様に動作し、基準クロックＭＣＫの一周期の後半部分で立ち上がるクロックＣＫｆ〜ＣＫｈに対応した２相加算部４０ｂ〜４０ｄは、上記２相加算部４０ｅと同様に動作する。
【００８１】
従って、本実施例において、ペアとなる相関器の演算結果を平均化する２つの２相加算部（４０ａと４０ｅ、４０ｂと４０ｆ、４０ｃと４０ｇ、４０ｄと４０ｈ）からの出力が一致することはない。
次に、上記各２相加算部４０ａ〜４０ｈからの出力（８×ｎ個のカウント値）を受ける検出処理部４６では、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから出力されたｎ個のカウント値の中から、所定のしきい値を最初に越えたカウント値を夫々検出し、そのカウント値に対応したアップダウンカウンタの位置（換言すれば測定対象物からの反射光の受光時刻）を表すデータを、次段の近場優先処理部４７に出力する。
【００８２】
つまり、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから出力されるｎ個のカウント値は、夫々、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの立上がりタイミング毎にサンプリングした受光パルスＰＢｒとＰＮ符号との相関を表す相関値であることから、検出処理部４６では、何れかのカウント値がしきい値を越えたときに相関値が最大となったと判断して、そのカウント値を出力したアップダウンカウンタの位置（換言すれば受光時刻）を表すデータを出力するのである。
【００８３】
次に、検出処理部４６からの出力を受ける近場優先処理部４７は、検出処理部４６から同時に複数のデータが出力された際に、それらの中から受光時刻が最も早くなるデータ（換言すれば、基準クロックＭＣＫとの位相差が最も小さいクロックに対応した相関器に対応するデータ）を選択し、測距結果出力部４８に出力する。
【００８４】
つまり、本実施例では、同期部２４を設けることにより、相関器３０ａ〜３０ｈ及び２相加算部４０ａ〜４０ｈを基準クロックＭＣＫに同期した同タイミングで動作させることから、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから夫々出力されるカウント値が同時にしきい値を越え、検出処理部４６から同時に複数のデータが出力されることがある。
【００８５】
そして、検出処理部４６から出力されるデータは、各相関器３０ａ〜３０ｈに設けられたアップダウンカウンタの内、カウント値がしきい値を越えたアップダウンカウンタの位置（換言すれば反射光の受光時刻）を特定するためのものであることから、検出処理部４６から複数のデータが出力されると、反射光の受光時刻を特定することができなくなってしまう。
【００８６】
そこで、本実施例では、近場優先処理部４７において、これら複数のデータの内、反射光の受光時刻が最も早くなるデータを選択して、測距結果出力部４８に出力するようにしているのである。
尚、近場優先処理部４７は、検出処理部４６から一つのデータが出力された際には、これをそのまま測距結果出力部４８に出力する。
【００８７】
そして、測距結果出力部４８においては、近場優先処理部４７からの入力データを、発光部１４からのレーザ光の送信開始時刻から反射光の受光時刻までの時間を表す測距データに変換して、ＣＰＵ２に出力する。
ここで、近場優先処理部４７からの入力データは、相関器３０ａ〜３０ｈに設けられた全てのアップダウンカウンタの内、カウント値が最も早くしきい値を越えたアップダウンカウンタの位置（換言すれば反射光の受光時刻）を表し、ラッチ部２２から同期部２４を介して各相関器３０ａ〜３０ｈに入力される２値データのラッチタイミングは、８相シフトクロックにより基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分だけずれていることから、測距結果出力部４８からＣＰＵ２に出力される測距データの時間分解能は、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間となる。
【００８８】
従って、ＣＰＵ２側では、測距結果出力部４８から測距データを取り込むことにより、測定対象物までの距離を基準クロックＭＣＫの周期で決まる分解能よりも高い分解能で測定することができるようになり、その測定結果に基づき、車両の駆動系や制動系を制御することにより自車両を前方車両に追従させる追従制御や、車両前方に存在する障害物を検出して警報を発生する障害物検出制御を良好に実行することが可能となる。
【００８９】
尚、本実施例において、検出処理部４６は、本発明（請求項１，請求項４）の検出手段に相当し、近場優先処理部４７は、請求項６に記載の選択手段に相当する。
一方、ＣＰＵ２は、上述した時間測定用の計測回路により実現される時間測定手段としての機能を用いて実際に距離測定を行う際には、発光部１４からのレーザ光を水平（若しくは水平及び垂直）方向に光走査し、車両前方の所定角度範囲内に存在する測定対象物（先行車両若しくは障害物）までの距離を測定する。また、ＣＰＵ２は、レーザ光を光走査しているときに、各測距ポイント毎に複数回距離測定を行い、測定結果を平均化することで、距離測定精度を向上する。
【００９０】
そこで、次に、このようにＣＰＵ２が各測距ポイント毎に行う距離測定処理について、図５に示すフローチャートに沿って説明する。尚、以下に説明する距離測定処理は、ＣＰＵ２の動作によって、本発明（請求項７〜９）の距離演算手段としての機能を実現するものである。
【００９１】
図５に示すように、ＣＰＵ２は、図示しない光走査制御処理によって発光部１４からのレーザ光の出射方向が予め設定された測距ポイントになると、まずＳ１００（Ｓはステップを表す）にて、後述のカウンタｉ，ｊ等、当該処理で用いる各種パラメータを初期化する初期化処理を実行し、続くＳ１１０にて、距離測定に用いるＰＮ符号を生成し、これを各相関器３０ａ〜３０ｈにプリセットすると共に、時間計測用の検出処理部４６，近場優先処理部４７，測距結果出力部４８等を初期化する、計測回路初期設定処理を実行する。
【００９２】
そして、その後は、Ｓ１２０にて、上記生成したＰＮ符号を基準クロックＭＣＫに同期してパルス発生部１２に出力することで、発光部１４からＰＮ符号に対応したレーザ光を出射させる、光制御処理を起動し、続くＳ１３０にて、今回の測距ポイントでの測距回数をカウントするカウンタｉをカウントアップする。
【００９３】
次に、Ｓ１４０では、Ｓ１２０にて起動した光制御処理により発光部１４からレーザ光が出射され、そのレーザ光の測定対象物からの反射光が受光部１６で受光されることにより、上記測距結果出力部４８から、レーザ光の出射後、反射光が受光される迄の時間を表す測距データが入力されたか否かを判断する。
【００９４】
そして、測距データが入力されていなければ、続くＳ１５０に移行して、Ｓ１２０にて光制御処理を起動した後（換言すれば今回測距を開始した後）、予め設定された測距設定時間が経過したか否かを判断し、測距設定時間が経過していなければ再度Ｓ１４０に移行する、といった手順で、測距結果出力部４８から測距データが入力されるか、或いは、測距設定時間が経過するのを待つ。
【００９５】
次に、Ｓ１４０にて、測距結果出力部４８から測距データが入力されたと判断されると、Ｓ１６０にて、その入力された測距データをメモリ（ＲＡＭ）に記憶し、続くＳ１７０にて、今回の測距動作で得られた測距データの数をカウントするカウンタｊをカウントアップする。
【００９６】
そして、このようにＳ１７０の処理が実行されるか、或いは、Ｓ１５０にて測距設定時間が経過したと判断されると、Ｓ１８０にて、測距回数を表すカウンタｉの値が予め設定された上限値ｉmax に達したか否かを判断し、カウンタｉの値が上限値ｉmax に達していなければ（ｉ＜ｉmax の場合）、Ｓ１１０に移行して、上述した処理を再度実行する。
【００９７】
一方、Ｓ１８０にて、カウンタｉの値が上限値ｉmax に達していると判断されると、つまり、発光部１４からＰＮ符号に対応したレーザ光を出射させてその反射光が受光される迄の時間を計測する時間計測動作（換言すれば測距動作）が、上限値ｉmax で定まる所定回数行われたと判断されると、続くＳ１９０に移行し、今度は、その測距動作で得られた複数（ｊ個）の測距データの中に、距離演算に不適切な不良データが存在するか否かを判断する不良データ有無判定処理を実行する。
【００９８】
尚、この処理は、例えば、複数の測距データ（時間）の中心（平均時間）から所定時間以上離れた時間を表す測距データを検索し、その測距データを、不良データとして設定する、といった手順で実行される。つまり、同じ測距ポイントで時間測定を行っても、各測距データは外乱（ノイズ）等によってばらつくことから、ここでは、測距データの中心から大きく外れた測距データを、外乱の影響を受けた不良データとして設定するのである。
【００９９】
そして、続くＳ２００では、上記Ｓ１９０の処理により不良データとして設定された測距データがあるか否かを判断し、不良データがなければ、そのままＳ２２０に移行し、逆に、不良データがあれば、続くＳ２１０にて、メモリに格納された測距データの中から、その不良データを削除すると共に、測距データの数を表すカウンタｊから削除した不良データの数を減じることで、カウンタｊの値を更新した後、Ｓ２２０に移行する。
【０１００】
次に、Ｓ２２０では、今回の測距動作でメモリに格納した全測距データを読み出し、これら和をカウンタｊの値で割ることにより、測距データの平均値（平均時間）を算出する。そして、最後に、Ｓ２３０にて、この測距データの平均値（平均時間）から、今回の測距ポイントでの測定対象物までの距離を演算し、これをメモリに記憶した後、当該処理を終了する。
【０１０１】
尚、今回の測距動作でメモリに格納された測距データがない場合（つまり今回の測距ポイントでは、測定対象物がない場合）には、Ｓ２２０では、測距データ無しを表すフラグをセットし、Ｓ２３０では、そのフラグから測距データ無しを判断して、測定対象物無しを表すデータをメモリに記憶する。
【０１０２】
また、上述した距離測定処理は、各測距ポイント毎に実行されるものであるため、レーザ光の光走査中、ＣＰＵ２において、繰り返し実行されることになる。以上説明したように、本実施例の距離測定装置においては、ラッチ部２２を構成する８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに対して、シフトクロック生成部２０で生成した８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを夫々入力することにより、受光パルスＰＢｒを、夫々、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間間隔で順次ラッチし、そのラッチした受光パルスＰＢｒのパルス列と、ＰＮ符号との相関値を、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに対応した８個の相関器３０ａ〜３０ｈで求め、これら各相関器３０ａ〜３０ｈで求められた相関値が最初にしきい値を越えた時刻を、測定対象物からの反射光を受光した時刻として、車両−測定対象物間でレーザ光が往復するのに要した時間を測定するようにされている。
【０１０３】
このため、本実施例によれば、この測距用の時間を、基準クロックＭＣＫの周波数を高くすることなく、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分解能で測定ことになり、延いては、測定対象物までの距離測定を高精度に実行できる。
また、このように、本実施例によれば、測定可能な時間分解能を高くするために、基準クロックＭＣＫの周波数を高くする必要がなく、時間計測用の各回路は、基準クロックＭＣＫと同じ周期で動作させればよいため、計測用回路を構成する回路素子を高速動作可能なものにする必要がない。よって、本実施例によれば、相関器等、時間計測用の回路の数は多くなるものの、各回路を安価に実現できることから、装置全体のコストアップを招くことなく、測定可能な時間分解能を高くすることができる。
【０１０４】
また、特に、本実施例では、ラッチ部２２のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈでラッチされた２値データを相関器３０ａ〜３０ｈにそのまま入力するのではなく、これら各２値データを、同期部２４を構成するＤＦＦ２４ａ〜２４ｈを用いて、基準クロックＭＣＫに同期して再度ラッチし、そのラッチした２値データを、対応する相関器３０ａ〜３０ｈに入力することで、相関器３０ａ〜３０ｈ及び相関器３０ａ〜３０ｈよりも後段の処理回路（２相加算部４０ａ〜４０ｈ、検出処理部４６、近場優先処理部４７、測距結果出力部４８）を、全て、共通の基準クロックＭＣＫで動作させることができるようにしている。
【０１０５】
このため、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈは、ラッチ部２２を構成するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに入力するだけでよく、これら各クロックＣＫａ〜ＣＫｈを他の処理回路に伝送する必要がない。よって、本実施例によれば、時間計測用の回路をプリント基板に組み付けるための配線パターン設計を容易に行うことができ、しかも、配線パターンを簡単にすることができるので、プリント基板に基板面積の大きなものをする必要がなく、装置の大型化を防止できる。
【０１０６】
また更に、本実施例では、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果をそのまま用いて反射光の受光時刻を特定するのではなく、２相加算部４０ａ〜４０ｈを用いて各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を２相加算し、２相加算後の各演算結果を用いて反射光の受光時刻を特定するようにしていることから、時間測定の際の耐ノイズ性を向上でき、受光信号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）が悪い条件化でも、時間測定（延いては距離測定）を良好に実行できる。
【０１０７】
一方、ＣＰＵ２は、各測距ポイントでの距離測定を行う際に、ＰＮ符号に対応したレーザ光を発光部１４から出射させて、反射光が受光される迄の時間を測定する測距動作を、複数回行い、その測距動作により得られた複数の測距データの平均値（平均時間）から、測定対象物までの距離を演算する。また、ＣＰＵ２は、複数の測距データの平均値を算出する際には、複数の測距データの中心から大きくずれた測距データを不良データとして削除する。このため、本実施例によれば、このＣＰＵ２の動作によっても、耐ノイズ性を向上して、距離測定精度を高くすることができる。
【０１０８】
ここで、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成するシフトクロック生成部２０としては、例えば、図６に示すように、アナログＰＬＬ５０とシフトレジスタ５６とを用いて構成することもできるし、例えば、図７に示すように、ゲート回路からなる多数（ｋ個）の遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) を縦続接続した遅延線を用いて構成することもできる。
【０１０９】
そこで、次に、これら２種類のシフトクロック生成部２０の構成及びその動作について、図６，図７を用いて説明する。
図６に示すシフトクロック生成部２０は、アナログＰＬＬ５０にて基準クロックＭＣＫの８倍の周波数の動作クロックを生成し、この動作クロックでシフトレジスタ５６を駆動することにより、シフトレジスタ５６から８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを出力させるようにしたものである。
【０１１０】
即ち、アナログＰＬＬ５０は、発振周波数を電圧制御可能な発振器（ＶＣＯ）５１と、ＶＣＯ５１からの出力を１／８分周する分周器５２と、この分周器５２からの出力（ＶＣＯ５１の発振周波数の１／８の周波数の信号）と、基準クロックＭＣＫとを位相比較し、その位相差に応じた制御信号を発生する位相比較器５３と、位相比較器５３からの制御信号にフィルタ処理（積分処理）を施し、ＶＣＯ５１の発振周波数制御電圧として出力するループフィルタ５４と、から構成されている。このため、ＶＣＯ５１の発振周波数は、基準クロックＭＣＫの周波数の８倍に制御される。
【０１１１】
一方、シフトレジスタ５６は、ループ状に接続された８個のラッチ回路５６ａ，５６ｂ，…５６ｈから構成されている。各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈは、夫々、外部から２値データをプリセットできるようになっており、アナログＰＬＬ５０のＶＣＯ５１から出力される高周波信号（動作クロック）を受けて、ラッチした２値データを順次シフトさせる。
【０１１２】
また、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈにプリセットされる２値データは、「００００１１１１」となっており、ラッチ回路５６ａ〜５６ｄには値０の２値データが、ラッチ回路５６ｅ〜５６ｈには値１の２値データが、夫々、プリセットされる。
【０１１３】
この結果、アナログＰＬＬ５０からシフトクロック生成部２０に動作クロックが入力されると、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈからは、基準クロックＭＣＫと周期が同じで、その周期の１／８だけ位相がずれた８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈが出力されることになる。
【０１１４】
尚、図６に示したシフトクロック生成部２０において、ラッチ回路５６ａから出力されるクロックＣＫａを基準クロックＭＣＫと同じ位相にするには、例えば、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈへの２値データのプリセット後、アナログＰＬＬ５０からシフトレジスタ５６への動作クロックの入力開始タイミングを、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングに基づき制御するようにすればよい。
【０１１５】
次に、図７に示したシフトクロック生成部２０は、基準クロック発生部１０が発生した基準クロックＭＣＫを遅延線に入力することで、遅延線を構成する遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) を用いて順に遅延させるようになっている。
また、これら各遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) の出力側には、夫々、基準クロックＭＣＫと位相がずれたクロックＣＫｂ〜ＣＫｈを取り出すための７個のスイッチＳＷｂ(1) 〜ＳＷｂ(k) ，ＳＷｃ(1) 〜ＳＷｃ(k) ，…ＳＷｈ(1) 〜ＳＷｈ(k) が接続されている。そして、これら各クロック取出用のスイッチ群ＳＷｂ，ＳＷｃ，…ＳＷｈには、デコーダ９０ｂ〜９０ｈが設けられている。
【０１１６】
デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈを構成するｋ個のスイッチの中から、クロックＣＫｂ〜ＣＫｈを取り出すスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) の位置を設定し、その設定したスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) をオンする駆動信号をデータ線Ｌｂ〜Ｌｈを介して各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈに出力することにより、各スイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) を選択的にオンさせ、これらのスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) を介して、基準クロックＭＣＫの周期のｘ／８（ｘ：１，２，…７）の時間だけ基準クロックＭＣＫを遅延させた７種類のシフトクロックＣＫｂ〜ＣＫｈが取り出されるようにするためのものである。
【０１１７】
つまり、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈには、各遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) の遅延時間（詳しくは平均遅延時間）を時間分解能として、基準クロックＭＣＫの一周期を数値化した周期データＣＤが入力され、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、その周期データＣＤと、基準クロックＭＣＫに対する各クロックＣＫｂ〜ＣＫｈの遅延割合ｘ／８（ｘ：１，２，…７）を表す遅延データＳＤｂ，ＳＤｃ，…ＳＤｈとを用いて、各クロックＣＫｂ〜ＣＫｈの取り出しに用いるスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) の位置を演算し、そのスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) をオンさせる。
【０１１８】
例えば、基準クロックＭＣＫの周期が遅延ユニット８０の遅延時間の８０倍であるとすると、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈには、値８０を表す周期データＣＤが入力され、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、予め設定された遅延データＳＤｂ〜ＳＤｈを用いて、基準クロックＭＣＫの遅延量（詳しくは遅延ユニット８０の接続段数）を、「８０／８」，「８０×２／８」，…「８０×７／８」というように演算し、その演算結果１０，２０，…７０に対応したスイッチＳＷｂ(10)，ＳＷｃ(20)，…ＳＷｈ(70)をオンする。
【０１１９】
この結果、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈからは、基準クロックＭＣＫを夫々基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間で順次遅延させた７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈが選択的に出力されることになる。
尚、遅延ユニット８０としては、インバータ２段で構成してもよく、或いは他のゲート回路（ＡＮＤゲート，ＮＡＮＤゲート）等を用いて構成してもよい。また、上記数値「８０」は説明を簡単にするために例示したものであり、実際の値とは異なる。例えば、遅延ユニット８０の遅延時間が１ｎsec.であり、基準クロックＭＣＫの周波数が２０ＭＨｚであるとすれば、基準クロックＭＣＫの一周期は５０ｎsec.となるので、周期データＣＤは、値５０を表すデータとなる。
【０１２０】
また、図７に示すシフトクロック生成部２０には、基準クロック発生部１０から入力された基準クロックＭＣＫと、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈから選択的に出力される７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈとを夫々駆動能力向上するためのバッファ９２ａ，９２ｂ，…９２ｈが設けられている。そして、基準クロックＭＣＫ及び７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈは、各バッファ９２ａ〜９２ｈにて駆動能力向上された後、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈとして、外部に出力される。
【０１２１】
このように、シフトクロック生成部２０は、多数の遅延ユニット８０からなる遅延線を用いて構成しても、所望の位相差を有する８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成することができる。
そして、図７のシフトクロック生成部２０によれば、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈに入力する周期データＣＤを生成する必要はあるものの、図６に示したシフトクロック生成部２０のように、シフトクロックを生成するために、アナログＰＬＬ５０を用いて基準クロックＭＣＫを逓倍した高周波信号（動作クロック）を生成する必要がないので、回路構成を簡単にすることができ、しかも、ＶＣＯ５１を動作させることにより、不要な高周波ノイズが発生することもないので、時間（距離）測定の信頼性を向上することもできる。
【０１２２】
ところで、図７に示したシフトクロック生成部２０において、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈに入力する周期データＣＤは、基準クロックＭＣＫの周期を、シフトクロック生成部２０の遅延線を構成する遅延ユニット８０の遅延時間を時間分解能として数値化したものであるため、この周期データＣＤの生成回路としては、遅延線を構成する遅延ユニット８０と同じ遅延素子を用いて基準クロックＭＣＫの周期を数値化する時間Ａ／Ｄ変換装置（例えば、前述の特開２０００−１２４７２６号公報参照）を用いるようにすればよい。
【０１２３】
また、例えば、基準クロック発生部１０を、図７に示すように、デジタルＰＬＬにて構成すれば、基準クロック発生部１０内で用いられる基準クロック生成用の制御データを、そのまま周期データＣＤとして、シフトクロック生成部２０に入力すればよく、周期データＣＤの生成回路を別途設ける必要がないため、装置構成をより簡単にすることができる。
【０１２４】
即ち、図７に示した基準クロック発生部１０は、外部から入力される基準クロックＭＣＫよりも低周波数のクロック（低周波クロック）ＰＲＥＦをデジタル処理にて逓倍することにより基準クロックＭＣＫを生成するものであり、シフトクロック生成部２０の遅延線を構成する遅延ユニット８０と同じ遅延ユニットをリング状に連結したリング遅延線（ＲＧＤ）６０を備える。
【０１２５】
ＲＧＤ６０は、外部から入力された起動パルスをリング状に連結された遅延ユニットを介して周回させるものであり、各遅延ユニットからの出力は、次段の遅延ユニットだけでなく、時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）６２及びデジタル制御発振器（ＤＣＯ）にも出力される。
【０１２６】
ＴＡＤ６２は、ＲＧＤ６０内でのパルスの周回回数をカウントするカウンタと、低周波クロックＰＲＥＦの立上がりエッジ（又は立下がりエッジ）でＲＧＤ６０内でのパルスの周回位置を検出するエンコーダとを備え、カウンタによるカウント値を上位ビットデータ、エンコーダにより得られた周回位置を下位ビットデータとする所定ビットのデジタルデータを出力する。
【０１２７】
つまり、ＴＡＤ６２は、ＲＧＤ６０を用いて、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニットの遅延時間を時間分解能とする低周波クロックＰＲＥＦの立上がり時刻（又は立下がり時刻）を順次計時し、その時刻を表すデジタルデータ（時刻データ）を出力するのである。
【０１２８】
そして、このようにＴＡＤ６２から順次出力される時刻データは、データ処理部６６に入力され、データ処理部６６では、その入力された時刻データの差から、低周波クロックＰＲＥＦの周期を表す周期データが生成される。尚、この周期データの時間分解能は、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニット（延いては、シフトクロック生成部２０内の遅延線を構成する遅延ユニット）の遅延時間となる。
【０１２９】
また、基準クロック発生部１０には、低周波クロックＰＲＥＦから基準クロックＭＣＫを生成するのに必要な逓倍値データが予め記憶されたレジスタ６８と、データ処理部６６で求められた低周波クロックＰＲＥＦの周期を表す周期データをレジスタ６８に記憶された逓倍値データにて除算することにより、生成すべき基準クロックＭＣＫの周期を算出する除算器７０とが備えられており、この除算器７０による除算結果（詳しくは除算結果の内の正数部）は、データラッチ回路７２に出力される。
【０１３０】
そして、データラッチ回路７２は、除算器７０にて求められた基準クロックＭＣＫの周期を制御データ（＝周期データＣＤ）としてラッチし、これをＤＣＯ６４に出力する。
ＤＣＯ６４は、ＴＡＤ６２と同様にＲＧＤ６０内でのパルスの周回回数及び周回位置を監視することにより、データラッチ回路７２から出力された制御データ（＝周期データＣＤ）に対応した時間を、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニットの遅延時間を時間分解能として計時（カウント）し、時間計時１回当たりに１回の割でパルス信号を発生することにより、基準クロックＭＣＫを生成する。
【０１３１】
尚、除算器７０による除算結果の内、逓倍値データで割り切れなかった小数点以下の値（小数部）は、周波数微調回路７４に出力され、周波数微調回路７４は、この小数部に対応した割合でデータラッチ回路７２がラッチした制御データに値１を加えることで、基準クロックＭＣＫの低周波クロックＰＲＥＦに対する微小な位相誤差が蓄積されて、大きな位相誤差になるのを防止する。
【０１３２】
そして、このようにＲＧＤ６０、ＴＡＤ６２、ＤＣＯ６４等を用いて構成されたデジタルＰＬＬについては、特開平７−１８３８００号公報等に開示されており、従来より周知であるため、上記各部の詳細説明は省略する。
以上のように、図７に示した基準クロック発生部１０では、データラッチ回路７２からＤＣＯ６４に出力される制御データが、基準クロックＭＣＫの周期を遅延ユニット８０の遅延時間を時間分解能として数値化した値となる。このため、基準クロック発生部１０を図７に示したデジタルＰＬＬにて構成した場合には、基準クロック発生部１０内で生成された制御データを周期データＣＤとして、そのままシフトクロック生成部２０に入力すればよいことになる。
【０１３３】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施例では、シフトクロック生成部２０において、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成し、ラッチ部２２を構成するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈは、このクロックの数に対応して、夫々、８個設けるものとして説明したが、距離測定装置において、測定可能な時間分解能（延いては距離分解能）は、各シフトクロックの位相差で決まることから、測定可能な時間分解能（延いては距離分解能）をより高くするには、シフトクロック生成部２０で生成するシフトクロックの数や、そのクロックに対応して設けるＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈの数を増やせばよい。また、シフトクロックの数を増やすと、ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈの数も増加するため、装置の小型化が要求される場合には、シフトクロックの数を減らしてもよい。
【０１３４】
そして、このようにしても、１個の基準クロックで時間（距離）測定を行う場合に比べて、測定可能な時間（距離）分解能を高くすることができるので、本発明の効果を発揮することができる。
また、上記実施例のように、一つの測距ポイントで複数回測距動作を行い、その結果得られた測距データ（時間）を平均化するようにすれば、平均化により、測定可能な時間（距離）分解能を高くすることができるので、シフトクロックの数を減らして、距離測定一回当たりに行う測距動作（時間測定）の回数を増加するようにしてもよい。
【０１３５】
但し、先行車両や障害物を安全且つ確実に検出するのに必要な測距ポイントの数や、全測距ポイントで距離測定を行うのに要する時間は、距離測定装置が搭載される車両の大きさ、運動能力等によって決まり、一つの測距ポイントに割り当て可能な測定時間には、上限があるため、各測距ポイントで行う測距動作の回数は、この測定時間によって制限される。
【０１３６】
因みに、車両を先行車両に追従させる追従制御では、測距ポイント毎に割り当て可能な測定時間は、５μsec.〜５０μsec.となることから、距離測定一回当たりに行う測距動作（時間測定）の回数としては、この測定時間と、１回の測距動作（時間測定）に要する時間とに基づき適宜設定すればよく、距離測定の精度を向上するには、測定時間内で完了し得る測距動作の最大回数を、設定すればよい。
【０１３７】
また、上記実施例では、本発明の時間測定装置を自動車用の距離測定装置に適用した場合について説明したが、本発明の時間測定装置は、距離測定装置以外の用途にも利用可能である。
例えば、センサにて測定対象物を検出した際に、センサ側送信機からスペクトラム拡散法で生成した検出信号（電波）を送信し、受信機側で、その検出信号を受信し、所定の測定開始時刻から検出信号の受信時刻までの時間を測定するようなシステム、或いは、センサ側送信機から送信されてくる検出信号の時間間隔を受信機側で測定するようなシステムにおいて、受信機側に本発明の時間測定装置を設けるようにすれば、上記実施例と同様、測定対象となる時間を高分解能で測定できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【図２】 実施例の距離測定装置における時間測定動作を表す説明図である。
【図３】 実施例のラッチ部及び同期部の動作を表すタイムチャートである。
【図４】 実施例の相関器及び２相加算部の構成を表す構成図である。
【図５】 実施例のＣＰＵ（マイクロコンピュータ）にて実行される距離測定処理を表すフローチャートである。
【図６】 アナログＰＬＬを用いて構成されたシフトクロック生成部を表す構成図である。
【図７】 デジタル処理回路にて構成されたシフトクロック生成部及び基準クロック発生部を表す構成図である。
【符号の説明】
２…ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）、１０…基準クロック発生部、１２…パルス発生部、１４…発光部、１５…駆動回路、１６…受光部、１７…増幅器、１８…コンパレータ、２０…シフトクロック生成部、２２…ラッチ部、２４…同期部、２６ａ〜２６ｈ…バッファ、３０ａ〜３０ｈ…相関器、４０ａ〜４０ｈ…２相加算部、４６…検出処理部、４７…近場優先処理部、４８…測距結果出力部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、一定周期の基準クロックを用いて、測定開始時刻から、疑似ランダム雑音符号に基づき生成されたパルス列の入力時刻までの時間を測定する時間測定装置、及び、この装置を用いて測定対象物までの距離を測定する距離測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車において、進行方向前方の対象物（例えば先行車両）までの距離を測定する距離測定装置として、Ｍ系列符号（最大周期符号系列）等の擬似ランダム雑音符号（以下、ＰＮ符号ともいう）を用いて距離測定を行うスペクトル拡散方式（以下、ＳＳ方式ともいう）の距離測定装置が知られている。
【０００３】
この種の距離測定装置では、まず、所定ビット長のＰＮ符号により送信用の電磁波を振幅変調し、これを対象物に向けて送信し、送信した電磁波が対象物に当たって反射してくる反射波を受信して、電磁波の送信に用いたＰＮ符号に対応する２値信号を復調する。そして、距離測定装置内に組み込まれた時間測定装置（回路）を用いて、復調した２値信号と電磁波の送信に用いたＰＮ符号との相関値を求め、この相関値が最大となる時刻を検出することにより、電磁波が距離測定装置と対象物との間を往復するのに要した時間を測定し、最後に、この時間と電磁波の速度（秒速３０万ｋｍ）とから対象物までの距離を算出する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、こうしたＳＳ方式の距離測定装置では、時間測定装置を用いて電磁波の往復時間を測定する際の時間分解能が、ＰＮ符号に対応する２値信号を復調する際のクロック（つまり上記基準クロック）の周波数で決まり、測定可能な距離分解能が基準クロックの周波数で制限されてしまうといった問題があった。
【０００５】
例えば、基準クロックの周波数が２０ＭＨｚであれば、測定可能な時間分解能は、５０ｎｓｅｃ．（＝１［ｓｅｃ．］／２０×１０6 ）となり、測定可能な距離分解能は、７．５ｍ（＝３×１０8 ［ｍ／ｓｅｃ．］×５０×１０−9［ｓｅｃ．］／２）となる）に制限されてしまう。
【０００６】
従って、上記従来の距離測定装置において、測定可能な距離分解能を高くするには、基準クロックの周波数を高くする必要があり、このためには、距離測定装置内に組み込む時間測定装置を、高速動作可能な回路素子にて構成しなければならず、装置の大型化及びコストアップを招くといった問題があった。また、回路素子の高速化にも限界があるため、現在実用可能な最速の回路素子を用いても、測定可能な時間分解能を高くするには限界があった。
【０００７】
一方、こうした問題を解決する技術として、本願出願人は、ＰＮ符号により変調した電磁波を送受信することにより、基準クロックの周波数で決まる時間分解能で電磁波の送受信に要した時間を測定した後、１パルス分だけ電磁波を送受信することにより、先に測定した測定時間の誤差分を、ゲート回路のゲート遅延時間を用いて測定し、その測定結果を用いて先に測定した測定時間を補正することで、送信した電磁波が障害物に当たって反射してくるまでの測定対象時間（延いては測定対象物までの距離）を、ゲート遅延時間（数ｎｓｅｃ．以下）で決まる高分解能で測定できるようにすることを提案した（特開２０００−１２１７２６号公報参照）。
【０００８】
しかしながら、上記提案の装置では、基準クロックを用いた低分解能の時間測定と、ゲート遅延時間を用いた高分解能の時間測定との２種類の時間測定を行うことから、時間測定装置として２種類の装置を距離測定装置内に組み込まなければならず、しかも、その時間測定は２段階に行われるため、時間測定（延いては距離測定）に時間がかかるという問題があった。
【０００９】
また、距離測定装置においては、測距用の電磁波として、一般に、レーザ光が使用されるが、この電磁波を送信するための信号源（一般にレーザダイオード）の駆動回数が増加するため、電磁波送信用の信号源が発熱等により劣化し易くなるという問題もあった。なお、この問題を防止するには、放熱用のヒートシンクを大きくするというような放熱対策を施せばよいが、この場合、装置の大型化を招き、また、コストアップになるという問題が生じる。
【００１０】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、上述したＳＳ方式の時間測定装置において、時間測定に用いるクロックの周波数を高くすることなく、測定可能な時間分解能をその周波数で決まる時間分解能よりも高くすることのできる時間測定装置、及び、この装置を用いて距離測定を行う距離測定装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の時間測定装置においては、シフトクロック生成手段が、基準クロックと同一周期で位相が互いに異なる複数のシフトクロックを生成し、複数の信号入力手段が、その生成された複数のシフトクロックの各々を用いて、疑似ランダム符号に応じて生成されたパルス列を含む入力信号を２値データとして順次取り込む。
【００１２】
すると、複数の相関手段が、各信号入力手段が取り込んだ２値データのデータ列とパルス列の生成に用いられた擬似ランダム符号との相関を夫々演算し、検出手段が、これら各相関演算手段の演算結果に基づき、２値データのデータ列と擬似ランダム符号との相関が最大となる時刻を、パルス列の入力時刻として検出する。
【００１３】
このため、検出手段にて検出されるパルス列の入力時刻の時間分解能は、複数のシフトクロックの位相差に対応することになり、その時間分解能は、測定対象となるパルス列の周期に同期した基準クロックを用いてパルス列の入力時刻を検出する従来の時間測定装置（前述したＳＳ方式の距離測定装置に組み込まれる時間測定装置）に比べて、高くなる。
【００１４】
従って、本発明の時間測定装置によれば、測定開始時刻から疑似ランダム符号に応じて生成されたパルス列の入力時刻までの時間を、基準クロック（シフトクロック）の周期で決まる時間分解能よりも高い時間分解能で測定することができるようになり、この時間測定装置を用いてＳＳ方式の距離測定装置を構成すれば、測定可能な距離分解能を高めて、対象物までの距離を高精度に測定することが可能となる。
【００１５】
また、本発明の時間測定装置では、測定可能な時間分解能がシフトクロック生成手段にて生成される各シフトクロックの位相差で決まることから、シフトクロックの数を多くすればするほど、時間分解能を高くすることができる。よって、本発明の時間測定装置によれば、シフトクロックの数によって、測定可能な時間分解能を任意に設定することができる。
【００１６】
また、シフトクロックの数を増やせば、各シフトクロックに対応して動作する信号入力手段及び相関演算手段の数も増えるが、各シフトクロックの周期は基準クロックと同じであるため、信号入力手段及び相関演算手段の動作速度は、一つの基準クロックを用いて時間を測定する場合と同じでよい。よって、測定可能な時間分解能を高くするために、これら信号入力手段及び相関演算手段の動作速度を高くする必要はなく、これら各手段の構成を簡単にして、時間分解能を高くするために装置全体がコストアップするのを抑えることができる。
【００１７】
ところで、本発明の時間測定装置は、シフトクロック生成手段が生成する複数のシフトクロックの位相差を時間分解能として時間を測定することから、各シフトクロックの位相差にばらつきがあると、シフトクロックを利用しない従来の時間測定装置よりも高分解能で時間を測定することはできるものの、得られる時間の最小単位にばらつきが生じることになる。
【００１８】
このため、常時安定した時間分解能で時間を測定できるようにするには、請求項２に記載のように、シフトクロック生成手段を、基準クロックの一周期のｎ分の１ずつ位相が異なるｎ個のシフトクロックを生成するように構成し、信号入力手段及び相関演算手段を、シフトクロック生成手段にて生成されるシフトクロックの数に対応して、夫々、ｎ個設けるようにするとよい。
【００１９】
一方、入力信号に含まれるパルス列は、擬似ランダム雑音符号に基づき、基準クロックと同じ一定周期で生成されたものであることから、入力信号にノイズ等が重畳されていなければ、入力信号のレベルは、シフトクロック一周期分の時間単位で反転し、各信号入力手段からは、何れかの信号入力手段を起点として、同一の２値データが順に出力されて、各相関演算手段にて演算される相関値も、何れかの相関演算手段を起点として、順に同一の値に変化することになる。
【００２０】
しかし、上述した距離測定装置のように、入力信号が測定対象物から反射された電磁波を受信した信号であるような場合には、入力信号にノイズが重畳されることになる。そして、このように入力信号にノイズが重畳されると、各信号入力手段から各相関演算手段に入力される２値データがノイズの影響を受けてばらつき、相関演算手段による演算結果もばらついてしまうことになる。尚、この問題は、例えば、対象物との間の距離が長く、入力信号の信号レベルが小さい場合に、大きな問題となる。
【００２１】
そして、このように、各相関演算手段による演算結果にばらつきがあると、検出手段にてパルス列の入力時刻を正確に検出できず、時間測定精度（延いては距離測定精度）が低下する。
そこで、このような問題を防止するには、複数の相関演算手段の夫々を、請求項３に記載のように構成するとよい。
【００２２】
即ち、請求項３に記載の時間測定装置において、各相関演算手段は、対応する信号入力手段が用いるシフトクロックとは位相が最も異なるシフトクロックにより動作する信号入力手段に対応した相関演算手段の演算結果と、自己の演算結果とを加算することにより演算結果を平均化する平均化手段を備え、この平均化手段にて平均化された演算結果を検出手段に出力する。
【００２３】
この結果、各相関演算手段での演算結果は、他の相関演算手段での演算結果を用いて平均化され、検出手段に入力される演算結果が、入力信号に重畳されたノイズの影響を受けて変動するのを抑制できる。
尚、一定周期で変化する２つのクロックの位相差を最大にするには、その位相差を１８０度とすればよいことから、請求項３において、信号入力手段が用いるシフトクロックに対して位相が最も異なるシフトクロックとしては、信号入力手段が用いるシフトクロックに対して位相差が１８０度若しくは１８０度に最も近いシフトクロックとすればよい。
【００２４】
また、請求項３において、平均化手段が平均化に用いる他の相関演算手段を上記のように設定するのは、特定の相関演算手段が入力信号に重畳されたノイズによる影響を受けた際に、そのノイズの影響を最も受けない相関演算手段は、特定の相関演算手段に対応するシフトクロックに対して位相が最も異なるシフトクロックに対応した相関演算手段であるためである。
【００２５】
次に、本発明では、位相が異なる複数のシフトクロックで入力信号を取り込む複数の信号入力手段を設けることにより、各信号入力手段から各相関演算手段に入力される２値データのサンプリングタイミングを、各シフトクロックの位相差分だけずらし、このずれによって、データ列と擬似ランダム雑音符号との相関が最も大きくなる時刻を高い時間分解能で検出できるようにしているのであるが、信号入力手段から２値データを受けて相関演算を行う相関演算手段は、各シフトクロックに同期して動作する必要はなく、各シフトクロックと周期が同じ共通の基準クロックで動作するようにしてもよい。
【００２６】
つまり、各信号入力手段から出力される２値データを、各シフトクロックと周期が同じ共通の基準クロックでラッチし、これを各相関演算手段に入力して、各相関演算手段を共通の基準クロックで動作させるようにしても、各相関演算手段で得られる演算結果は同じである。
【００２７】
また、各相関演算手段を共通クロックで同時に動作させれば、各相関演算手段から検出手段への演算結果の出力タイミングも同じになることから、検出手段の動作タイミングも共通の基準クロックに同期させればよいことになる。
従って、本発明の時間測定装置を実際に構成する際には、請求項４に記載のように、各信号入力手段が取り込んだ２値データを共通の基準クロックでサンプリングして各相関演算手段へ入力する信号同期手段を設け、各相関演算手段及び検出手段が、その共通の基準クロックで動作するように構成してもよい。
【００２８】
そして、このようにすれば、各相関演算手段に、対応する信号入力手段と同じシフトクロックを供給する必要がないので、時間測定装置をプリント基板等に実際に組み付ける際の配線を少なくして、装置の小型化を図ることができる。
一方、検出手段としては、複数の相関演算手段の演算結果から、データ列と擬似ランダム雑音符号との相関が最大となったピーク時刻を、パルス列の入力時刻時刻として検出するようにしてもよいが、実際にピーク時刻を検出するには、各相関演算手段の演算結果を時系列データとして複数サンプリングし、その中から相関値が最大となるタイミングを検出しなければならないことから、検出タイミングが遅れることになる。
【００２９】
このため、本発明の時間測定装置を実際に車両に搭載して、先行車両との距離を測定したり、障害物を検出するのに使用する場合には、時間をより早く検出できるようにするために、検出手段を、請求項５に記載のように構成するとよい。即ち、請求項５に記載の時間測定装置において、検出手段は、各相関演算手段の演算結果のいずれかが予め設定されたしきい値を越えた時刻と、このしきい値を越えた演算結果を出力している相関演算手段に対応するシフトクロックの基準クロックからのずれに基づき、パルス列の入力時刻を検出する。
【００３０】
このため、請求項５に記載の装置においては、各相関演算手段の演算結果の何れかがしきい値を越えたタイミング（換言すれば上記ピーク時刻）で、パルス列の入力時刻を速やかに検出することができるようになり、その検出タイミングが遅れるのを防止できる。
【００３１】
尚、このようにした場合、各相関演算手段の演算結果の内、複数の演算結果が同時にしきい値を越えることがあるので、請求項５に記載の時間測定装置は、更に、請求項６に記載のように、検出手段にてパルス列の入力時刻が複数同時に検出された際に、複数の入力時刻の内の最も早い入力時刻を選択する選択手段を設けるようにするとよい。
【００３２】
つまり、このようにすれば、検出手段にて同じ動作タイミングで検出された複数の入力時刻の内、最も早い入力時刻がパルス列の入力時刻とされるので、当該時間測定装置を車両の距離測定装置に適用した際の安全性を向上することができる。
【００３３】
一方、請求項７に記載の発明は、基準クロックに同期して所定ビット長の擬似ランダム雑音符号に対応したパルス列を発生するパルス列発生手段と、パルス発生手段が発生したパルス列にて変調した電磁波を送信する送信手段と、送信手段が送信した電磁波が測定対象物に当たって反射してくる反射波を受信し、パルス列を復元する受信手段と、受信手段にて復元されたパルス列とパルス列発生手段がパルス列の発生に用いた疑似ランダム雑音符号とに基づき、送信手段が電磁波の送信を開始してから反射波を受信するまでの時間を測定する時間測定手段と、この時間測定手段にて測定された時間に基づき測定対象物までの距離を演算する距離演算手段とを備えたスペクトラム拡散方式（ＳＳ方式）の距離測定装置に関するものである。
【００３４】
そして、この距離測定装置においては、時間測定手段として、上述した請求項１〜請求項６いずれか記載の時間測定装置を用いることから、距離測定に用いる基準クロックの周波数を高くすることなく、測距用電磁波の送受信に要した時間（延いては、測定対象物までの距離）を、高分解能で測定できることになる。
【００３５】
よって、この距離測定装置によれば、自動車等の移動体に搭載して、測距の精度・速度が要求される障害物検出或いは前方車両に対する自動追尾用のレーダ装置として利用すれば、優れた効果を発揮できる。つまり、本発明（請求項１〜請求項６）の時間測定装置は、測定可能な時間分解能を高くするために、基準クロックの周波数を高くする必要がないので、請求項７に記載の距離測定装置によれば、装置の大型化を招くことなく、高分解能で距離測定が可能な距離測定装置を実現でき、小型化が要求される車載用のレーダ装置に適した距離測定装置となり得るのである。
【００３６】
ところで、このように、本発明（請求項１〜請求項６）の時間測定装置を距離測定装置に適用する場合、距離演算手段としては、距離測定一回当たりにパルス列発生手段から１回だけパルス列を発生させ、そのパルス列にて変調した電磁波が測定対象物に当たって反射してくるまでの時間を時間測定装置にて測定することにより、測定対象物までの距離を測定するようにしてもよいが、より好ましくは、請求項８に記載のように構成するとよい。
【００３７】
即ち、請求項８に記載の距離測定装置において、距離演算手段は、距離測定一回当たりにパルス列発生手段から複数回パルス列を発生させ、そのパルス列の発生に伴い時間測定手段にて測定される複数の時間データを順次取り込み、その取り込んだ複数の時間データの平均値から、測定対象物までの距離を演算する。
【００３８】
このため、請求項８に記載の距離測定装置によれば、パルス列発生手段からパルス列を１回発生させることにより測定した時間（距離）がノイズ等の影響を受けて真値からずれたとしても、複数回の測定結果を平均化することにより、時間（距離）の測定精度を高くすることができ、しかも、測定結果の分解能は、平均化により更に高められるので、測定対象物までの距離をより高精度に測定することができるようになる。
【００３９】
尚、距離測定装置を請求項８に記載のように構成した場合、時間測定装置による測定結果が他の測定結果から大きくずれていれば、その測定結果は、ノイズの影響を受けていると考えられることから、より好ましくは、距離演算手段を、請求項９に記載のように構成するとよい。
【００４０】
つまり、請求項９に記載の距離測定装置において、距離演算手段は、時間測定手段から取り込んだ複数の時間データの中から、複数の時間データの中心から大きく外れた所定範囲外の時間データを排除して、時間データの平均値を算出する。
【００４１】
このため、請求項９に記載の距離測定装置によれば、電磁波が測定対象物に当たって反射してくるのに要する時間を、より高精度に測定できることになり、距離測定精度をより向上することが可能となる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面に基づき説明する。
図１は、本発明が適用された実施例のスペクトル拡散方式の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【００４３】
図１に示す如く、本実施例の距離測定装置は、例えば、自動車に搭載されて、前方を走行する他の車両までの距離を測定するためのものであり、所定周波数（例えば２０ＭＨｚ）の基準クロックＭＣＫを発生する基準クロック発生部１０と、基準クロックＭＣＫに同期して、所定ビット長のＰＮ符号（例えば、Ｍ系列符号からなる３１ビット長の疑似ランダム符号）に応じたパルス列を発生するパルス発生部１２と、パルス発生部１２が発生したパルス列（以下、発光パルスという）に応じて測距用の電磁波であるレーザ光を車両前方に向けて出射する発光部１４とを備える。
【００４４】
尚、発光部１４は、発光素子としてレーザダイオードＬＤを備え、このレーザダイオードＬＤへの通電・非通電が、パルス発生部１２からの出力（発光パルス）を受ける駆動回路１５によって切り換えられることにより、ＰＮ符号に応じたレーザ光を出射する。
【００４５】
また、パルス発生部１２には、基準クロックＭＣＫに同期して、マイクロコンピュータ（以下、単にＣＰＵという）２からＰＮ符号が入力され、パルス発生部１２は、そのＰＮ符号に従いＰＮ符号に対応した発光パルスを発生する。
一方、本実施例の距離測定装置には、発光部１４から出射されたレーザ光が車両前方の測定対象物に当たって反射してくる反射光を受光する受光部１６と、受光部１６からの受光信号を増幅する増幅器１７と、増幅器１７により増幅された受光信号と予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、受光信号が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいときにＨｉｇｈレベルとなり、受光信号が基準電圧Ｖｒｅｆ以下であるときにＬｏｗレベルとなる受光パルスＰＢｒを出力するコンパレータ１８とが備えられている。
【００４６】
尚、受光部１６は、電流検出用の抵抗等を介して電源ラインに逆バイアス状態で接続されたフォトダイオードＰＤを備え、フォトダイオードＰＤにレーザ光（測定対象物からの反射光）が入射することにより流れた光電流を電圧値として検出する。
【００４７】
そして、本実施例では、パルス発生部１２が請求項７に記載のパルス列発生手段に相当し、パルス発生部１２からの発光パルスを受けて測距用のレーザ光を出射するための駆動回路１５及び発光部１４が請求項７に記載の送信手段に相当し、出射したレーザ光の反射光を受光して受光パルスＰＢｒを生成する受光部１６，増幅器１７及びコンパレータ１８が、請求項７に記載の受信手段に相当する。
【００４８】
次に、本実施例の距離測定装置には、基準クロック発生部１０が発生する基準クロックＭＣＫに基づき、基準クロックＭＣＫに同期し、且つ、互いに位相が異なる８種類のクロックＣＫａ，ＣＫｂ，…ＣＫｈ（所謂８相シフトクロック）を生成するシフトクロック生成部２０が備えられている。
【００４９】
このシフトクロック生成部２０は、図２に示すように、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの位相差が、夫々、基準クロックＭＣＫの周期の１／８となるように、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成する。
即ち、シフトクロック生成部２０において、クロックＣＫａは基準クロックＭＣＫと位相が一致し、クロックＣＫｂは基準クロックＭＣＫに対して位相が４５度遅れ、クロックＣＫｃは基準クロックＭＣＫに対して位相が９０度遅れ、クロックＣＫｄは基準クロックＭＣＫに対して位相が１３５度遅れ、クロックＣＫｅは基準クロックＭＣＫに対して位相が１８０遅れ、クロックＣＫｆは基準クロックＭＣＫに対して位相が２２５度遅れ、クロックＣＫｇは基準クロックＭＣＫに対して位相が２７０度遅れ、クロックＣＫｈは基準クロックＭＣＫに対して位相が３１５度遅れるように生成される。
【００５０】
ここで、本実施例において、シフトクロック生成部２０を用いて８相シフトクロックを生成するのは、以下の理由による。
つまり、まず、ＳＳ方式の距離測定装置では、通常、発光パルスを生成するのに用いた基準クロックＭＣＫを用いて受光パルスＰＢｒを順次サンプリングし、そのサンプリングにより得られた所定ビット長（ＰＮ符号と同じビット長）のデータと、発光パルスを生成するのに用いたＰＮ符号との相関値を演算し、その相関値が最大となる時刻を、反射光の受光時刻として検出することにより、発光部１４からのレーザ光の送信開始時刻から反射光の受光時刻までの時間を測定するようにされている。
【００５１】
このため、従来装置では、レーザ光の送受信に要した測定対象時間を、基準クロックＭＣＫの一周期を時間分解能として測定することになり、図２に示すように、真の測定対象時間に対する測定誤差が大きくなってしまう（図２の従来測定結果参照）。
【００５２】
尚、図２は、基準クロックＭＣＫ（＝ＣＫａ）のクロック周波数が２０ＭＨｚの場合を表しており、基準クロックＭＣＫを用いて得られる従来測定結果は、５０ｎｓｅｃ．、１００ｎｓｅｃ．、１５０ｎｓｅｃ．、…となり、その時間分解能は、５０ｎｓｅｃ．となる。
【００５３】
そこで、本実施例では、上記のようにシフトクロック生成部２０を用いて８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成することで、図２に示すように、測定対象時間を、上記各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの位相差で決まる、従来の１／８の時間分解能（６．２５ｎsec.）で測定できるようにするのである（図２の実施例測定結果参照）。
【００５４】
そして、こうした高分解能の時間測定（延いては距離測定）を実現するために、シフトクロック生成部２０で生成された８種類のクロックＣＫａ〜ＣＫｈは、夫々、受光パルスＰＢｒをラッチするラッチ部２２に入力される。
ラッチ部２２は、８個のＤーフリップフロップ（以下、ＤＦＦと記載する）２２ａ，２２ｂ，…２２ｈからなり、上記各クロックＣＫａ〜ＣＫｈは、これら８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈの動作クロックとして、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに夫々入力される。
【００５５】
この結果、ラッチ部２２において、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈは、夫々、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの立上がりタイミングで受光パルスＰＢｒをラッチすることになり、図３に示すように、ラッチ部２２からは、受光パルスＰＢｒの信号レベルを表す８種類の２値データＤ１ａ，Ｄ１ｂ，…Ｄ１ｈが夫々出力されることになる。尚、本実施例において、ラッチ部２２を構成する８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈは、請求項１記載の信号入力手段に相当する。
【００５６】
次に、ラッチ部２２から出力される８種類の２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈは、同期部２４に入力される。同期部２４は、ラッチ部２２から出力される８種類の２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈを、夫々、８個のＤＦＦ２４ａ，２４ｂ，…２４ｈを用いて、基準クロックＭＣＫ（＝クロックＣＫａ）の立上がりタイミングで同時にラッチすることにより、図３に示すように、基準クロックＭＣＫに同期して変化する２値データＤ２ａ，Ｄ２ｂ，…Ｄ２ｈに変換するためのものであり、請求項４に記載の信号同期手段に相当する。
【００５７】
そして、この同期部２４にて同期が取られた８種類の２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈは、夫々、８個のバッファ２６ａ，２６ｂ，…２６ｈを介して、８個の相関器３０ａ，３０ｂ，…３０ｈに入力される。
これら各相関器３０ａ〜３０ｈは、対応するバッファ２６ａ〜２６ｈから入力される２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈを、基準クロックＭＣＫに同期して順次取り込み、その取り込んだ２値データＤ２ａ〜Ｄ２ｈの内、パルス発生部１２が発光パルスを発生するのに使用するＰＮ符号のビット長に対応したデータ列分と、パルス発生部１２が発光パルスを発生するのに実際に使用したＰＮ符号との相関値を演算するものであり、請求項１に記載の相関演算手段に相当する。
【００５８】
そして、これら各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果は、夫々、８個の２相加算部４０ａ，４０ｂ，…４０ｈに入力される。
２相加算部４０ａ〜４０ｈは、夫々、対応する相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果と、対応するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈの動作クロックＣＫａ〜ＣＫｈとは位相が最も異なる（換言すれば位相が１８０度異なる、すなわちクロック半周分遅れた）クロックＣＫｅ〜ＣＫｈ及びＣＫａ〜ＣＫｄにより動作するＤＦＦ２２ｅ〜２２ｈ及び２２ａ〜２２ｄに対応した相関器３０ｅ〜３０ｈ及び３０ａ〜３０ｄの演算結果と、を互いに加算することにより、対応する相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果の平均化を図り、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果がノイズの影響を受けて大きく変動するのを防止するためのものであり、請求項２に記載の平均化手段に相当する。
【００５９】
尚、本実施例において、２相加算部４０ａ〜４０ｈを用いて各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を平均化するのは、以下の理由による。
即ち、本実施例の距離測定装置では、上記の通り、受光パルスＰＢｒを８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを用いて夫々ラッチすることにより、各相関器３０ａ〜３０ｈに入力される２値データのラッチタイミング（ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈのラッチタイミング）を、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分だけ順次シフトさせ、これによって、受光パルスＰＢｒのパルス列とＰＮ符号との相関値が最大となる時刻を、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間を時間分解能として検出できるようにする。
【００６０】
そして、図２に示すように、受光パルスＰＢｒが発光パルスに完全に対応していれば、ラッチ部２２から出力される２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈは、反射光の受光開始タイミング以降に最初に立ち上がる特定クロック（図２では、クロックＣＫｅ）により動作するＤＦＦからの出力（図２の場合ＤＦＦ２２ｅから出力される２値データＤ１ｅとなる）を起点として、同一の値に順次変化することになり、各相関器３０ａ〜３０ｈでの演算結果も、その特定クロックに対応した相関器（図２の場合、相関器３０ｅ）を起点として、全て同一の値に変化することになる。
【００６１】
しかし、実際には、受光部１６にて光電変換される受光信号は、ノイズの影響を受けて変動することから、受光パルスＰＢｒも、そのノイズの影響を受けて変動し、発光パルスに対応した綺麗な波形にならない。従って、ラッチ部２２の各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈでラッチされる２値データＤ１ａ〜Ｄ１ｈが、図２に示すように基準クロックＭＣＫに同期して順に変化することは少なく、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果も、ノイズの影響を受けてばらつくことになる。
【００６２】
従って、各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果をそのまま用いて、受光パルスＰＢｒのパルス列とＰＮ符号との相関が最大となる時刻を検出するようにすると、検出時刻に誤差が生じ、時間測定精度（換言すれば距離測定精度）が低下することが考えられる。
【００６３】
ところで、受光信号に重畳されるノイズの幅は、通常、極めて短く、基準クロックＭＣＫの一周期に渡って同一ノイズが重畳されることはない。そして、例えば、ＤＦＦ２２ａの動作タイミング（換言すればクロックＣＫａの立上がりタイミング）とノイズのピークとが重なった場合、ＤＦＦ２２ａは勿論のこと、その前後の動作タイミングで受光パルスＰＢｒをラッチするＤＦＦ２２ｈ，ＤＦＦ２２ｂも、ノイズの影響を受けた誤った２値データをラッチすることが考えられ、ノイズの影響を最も受けないのは、クロックＣＫａとの位相差が最も大きい（換言すれば位相差１８０度の）クロックＣＫｅにて動作するＤＦＦ２２ｅとなる。
【００６４】
そこで、本実施例では、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈの内、位相差が互いに１８０度異なる２つのクロック（ＣＫａとＣＫｅ，ＣＫｂとＣＫｆ，ＣＫｃとＣＫｇ，ＣＫｄとＣＫｈ）をペアとし、２相加算部４０ａ〜４０ｈにて、これらペアとなるクロックに対応した相関器による演算結果（相関器３０ａと３０ｅの演算結果、相関器３０ｂと３０ｆの演算結果、相関器３０ｃと３０ｇの演算結果、相関器３０ｄと３０ｈの演算結果）の和をとることにより、各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を平均化するようにしているのである。
【００６５】
以下、相関器３０ａ〜３０ｈ及び２相加算部４０ａ〜４０ｈの具体的例について図４を用いて説明する。
尚、図４は、基準クロックＭＣＫと同じクロックＣＫａにて動作するＤＦＦ２２ａからの出力に基づき相関演算及び平均化を行う相関器３０ａ及び２相加算部４０ａの構成を表している。
【００６６】
図４に示すように、相関器３０ａには、ＰＮ符号のビット長に対応したｎ個（例えば３１個）のラッチ回路３２ａ１，３２ａ２，…３２ａｎからなるシフトレジスタ３２が備えられている。そして、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎには、ＣＰＵ２により、距離測定開始前に、ＰＮ符号の各ビットの２値データが予めプリセットされ、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎは、距離測定開始後に入力される基準クロックＭＣＫに同期して、プリセットされた２値データを次段のラッチ回路へと順次シフトさせる。
【００６７】
尚、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎは、閉ループを形成しており、最終段のラッチ回路３２ａｎから出力される２値データ（初期値は最初に発光パルスを発生するのに用いられる２値データとなる）は、初段のラッチ回路３２ａ１へと出力される。
【００６８】
また、相関器３０ａには、ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎと同じ個数（ｎ個）の排他的論理和回路（以下、ＥＸＯＲという）３４ａ１，３４ａ２，…３４ａｎが備えられており、各ＥＸＯＲ２４ａ１〜３４ａｎの一方の入力端子には、シフトレジスタ３２を構成する各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データが入力される。
【００６９】
具体的には、ＥＸＯＲ３４ａ１には初段のラッチ回路３２ａ１への入力（換言すれば最終段のラッチ回路３２ａｎからの出力）が入力され、ＥＸＯＲ３４ａ２には二段目のラッチ回路３２ａ２への入力（換言すれば初段のラッチ回路３２ａ１からの出力）が入力される、というように、各ＥＸＯＲ２４ａ１〜３４ａｎに、各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データが入力される。
【００７０】
一方、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎの他方の入力端子には、同期部２４を構成するＤＦＦ２４ａを介して、ＤＦＦ２２ａにてクロックＣＫａの立上がりタイミングでラッチされた２値データが入力される。
この結果、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎからの出力は、ＤＦＦ２２ａ及び２４ａを介して入力される受光パルスＰＢｒの信号レベルを表す２値データと、シフトレジスタ３２を構成する各ラッチ回路３２ａ１〜３２ａｎへの入力データとが一致しているときにLow レベルとなり、一致していなければHighレベルとなる。
【００７１】
そして、このように変化する各ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎからの出力は、夫々、ｎ個（３１個）のアップダウンカウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）３６ａ１，３６ａ２，…３６ａｎに入力される。各アップダウンカウンタ３６ａ１〜３６ａｎは、基準クロックＭＣＫを受けて動作し、そのカウント値は、ＥＸＯＲ３４ａ１〜３４ａｎの出力が連続的にLow レベルとなることにより増加する。
【００７２】
従って、測定対象物からの反射光が受光部１６にて受光され、その受光信号を２値化した受光パルスＰＢｒがＤＦＦ２２ａ，２４ａを介して相関器３０ａに入力されると、３１個のアップダウンカウンタ３６ａ１〜３６ａｎの内の一つがカウントアップされ続けることになり、このカウンタの位置から、反射光の受光時刻を特定できる。
【００７３】
しかし、上述したように、受光信号にはノイズが重畳されることから、反射光の受光開始後、その受光時刻に対応したアップダウンカウンタだけがカウントアップされるとは限らず、他のアップダウンカウンタがカウントアップされることもあるし、受光時刻に対応したアップダウンカウンタがカウントダウンされることもある。
【００７４】
そこで、２相加算部４０ａでは、相関器３０ａから出力されるｎ個（３１個）のカウント値のノイズによる誤差を相殺するために、ペアとなる相関器３０ｅから出力されるｎ個のカウント値を取り込み、ｎ個の加算器４２ａ１，４２ａ２，…４２ａｎを用いて、相関器３０ａから出力される各カウント値に、相関器３０ｅから取り込んだ各カウント値を夫々加算する。
【００７５】
そして、２相加算部４０ａは、各加算器４２ａ１〜４２ａｎからの出力を、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングで動作するｎ個の出力回路４４ａ１，４４ａ２，…４４ａｎでラッチし、後段の検出処理部４６へと出力する。
尚、図４は相関器３０ａ及び２相加算部４０ａの構成を表しているが、他の相関器３０ｂ〜３０ｈ及び２相加算部４０ｂ〜４０ｈも、相関器３０ａ及び２相加算部４０ａと全く同様に構成されている。
【００７６】
そして、２相加算部４０ａにおいて、各加算器４２ａ１〜４２ａｎは、相関器３０ａから出力される各カウント値に対して、クロックＣＫａとクロックＣＫｅとの位相差（１８０度、換言すれば基準クロックＭＣＫの周期の１／２の時間）分だけ遅れたタイミングでのカウント値を加算する。
【００７７】
つまり、２相加算部４０ａにおいては、相関器３０ａの１番目のアップダウンカウンタ３６ａ１から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ｅの１番目のアップダウンカウンタ３６ｅ１（図示せず）から出力されるカウント値が加算され、相関器３０ａのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ａｎから出力されるカウント値に対しては、相関器３０ｅのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ｅｎ（図示せず）から出力されるカウント値が加算される。
【００７８】
また、２相加算部４０ａのペアとなる２相加算部４０ｅ側では、相関器３０ａから出力されるｎ個のカウント値を取り込み、相関器３０ｅから出力されるｎ個のカウント値に夫々加算するが、この加算時には、相関器３０ａから出力される各カウント値に対して、クロックＣＫｅとクロックＣＫａとの位相差分だけ遅れたタイミングでのカウント値を加算する。
【００７９】
つまり、２相加算部４０ｅにおいては、相関器３０ｅの１番目のアップダウンカウンタ３６ｅ１（図示せず）から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ａの２番目のアップダウンカウンタ３６ｅ２から出力されるカウント値が加算され、相関器３０ｅのｎ番目のアップダウンカウンタ３６ａｎ（図示せず）から出力されるカウント値に対しては、相関器３０ａの１番目のアップダウンカウンタ３６ａ１から出力されるカウント値が加算される。
【００８０】
また、上記以外の２相加算部４０ｂ〜４０ｄ及び４０ｆ〜４０ｈの内、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングを基準とする一周期の前半部分で立ち上がるクロックＣＫｂ〜ＣＫｄに対応した２相加算部４０ｂ〜４０ｄは、上記２相加算部４０ａと同様に動作し、基準クロックＭＣＫの一周期の後半部分で立ち上がるクロックＣＫｆ〜ＣＫｈに対応した２相加算部４０ｂ〜４０ｄは、上記２相加算部４０ｅと同様に動作する。
【００８１】
従って、本実施例において、ペアとなる相関器の演算結果を平均化する２つの２相加算部（４０ａと４０ｅ、４０ｂと４０ｆ、４０ｃと４０ｇ、４０ｄと４０ｈ）からの出力が一致することはない。
次に、上記各２相加算部４０ａ〜４０ｈからの出力（８×ｎ個のカウント値）を受ける検出処理部４６では、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから出力されたｎ個のカウント値の中から、所定のしきい値を最初に越えたカウント値を夫々検出し、そのカウント値に対応したアップダウンカウンタの位置（換言すれば測定対象物からの反射光の受光時刻）を表すデータを、次段の近場優先処理部４７に出力する。
【００８２】
つまり、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから出力されるｎ個のカウント値は、夫々、各クロックＣＫａ〜ＣＫｈの立上がりタイミング毎にサンプリングした受光パルスＰＢｒとＰＮ符号との相関を表す相関値であることから、検出処理部４６では、何れかのカウント値がしきい値を越えたときに相関値が最大となったと判断して、そのカウント値を出力したアップダウンカウンタの位置（換言すれば受光時刻）を表すデータを出力するのである。
【００８３】
次に、検出処理部４６からの出力を受ける近場優先処理部４７は、検出処理部４６から同時に複数のデータが出力された際に、それらの中から受光時刻が最も早くなるデータ（換言すれば、基準クロックＭＣＫとの位相差が最も小さいクロックに対応した相関器に対応するデータ）を選択し、測距結果出力部４８に出力する。
【００８４】
つまり、本実施例では、同期部２４を設けることにより、相関器３０ａ〜３０ｈ及び２相加算部４０ａ〜４０ｈを基準クロックＭＣＫに同期した同タイミングで動作させることから、各２相加算部４０ａ〜４０ｈから夫々出力されるカウント値が同時にしきい値を越え、検出処理部４６から同時に複数のデータが出力されることがある。
【００８５】
そして、検出処理部４６から出力されるデータは、各相関器３０ａ〜３０ｈに設けられたアップダウンカウンタの内、カウント値がしきい値を越えたアップダウンカウンタの位置（換言すれば反射光の受光時刻）を特定するためのものであることから、検出処理部４６から複数のデータが出力されると、反射光の受光時刻を特定することができなくなってしまう。
【００８６】
そこで、本実施例では、近場優先処理部４７において、これら複数のデータの内、反射光の受光時刻が最も早くなるデータを選択して、測距結果出力部４８に出力するようにしているのである。
尚、近場優先処理部４７は、検出処理部４６から一つのデータが出力された際には、これをそのまま測距結果出力部４８に出力する。
【００８７】
そして、測距結果出力部４８においては、近場優先処理部４７からの入力データを、発光部１４からのレーザ光の送信開始時刻から反射光の受光時刻までの時間を表す測距データに変換して、ＣＰＵ２に出力する。
ここで、近場優先処理部４７からの入力データは、相関器３０ａ〜３０ｈに設けられた全てのアップダウンカウンタの内、カウント値が最も早くしきい値を越えたアップダウンカウンタの位置（換言すれば反射光の受光時刻）を表し、ラッチ部２２から同期部２４を介して各相関器３０ａ〜３０ｈに入力される２値データのラッチタイミングは、８相シフトクロックにより基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分だけずれていることから、測距結果出力部４８からＣＰＵ２に出力される測距データの時間分解能は、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間となる。
【００８８】
従って、ＣＰＵ２側では、測距結果出力部４８から測距データを取り込むことにより、測定対象物までの距離を基準クロックＭＣＫの周期で決まる分解能よりも高い分解能で測定することができるようになり、その測定結果に基づき、車両の駆動系や制動系を制御することにより自車両を前方車両に追従させる追従制御や、車両前方に存在する障害物を検出して警報を発生する障害物検出制御を良好に実行することが可能となる。
【００８９】
尚、本実施例において、検出処理部４６は、本発明（請求項１，請求項４）の検出手段に相当し、近場優先処理部４７は、請求項６に記載の選択手段に相当する。
一方、ＣＰＵ２は、上述した時間測定用の計測回路により実現される時間測定手段としての機能を用いて実際に距離測定を行う際には、発光部１４からのレーザ光を水平（若しくは水平及び垂直）方向に光走査し、車両前方の所定角度範囲内に存在する測定対象物（先行車両若しくは障害物）までの距離を測定する。また、ＣＰＵ２は、レーザ光を光走査しているときに、各測距ポイント毎に複数回距離測定を行い、測定結果を平均化することで、距離測定精度を向上する。
【００９０】
そこで、次に、このようにＣＰＵ２が各測距ポイント毎に行う距離測定処理について、図５に示すフローチャートに沿って説明する。尚、以下に説明する距離測定処理は、ＣＰＵ２の動作によって、本発明（請求項７〜９）の距離演算手段としての機能を実現するものである。
【００９１】
図５に示すように、ＣＰＵ２は、図示しない光走査制御処理によって発光部１４からのレーザ光の出射方向が予め設定された測距ポイントになると、まずＳ１００（Ｓはステップを表す）にて、後述のカウンタｉ，ｊ等、当該処理で用いる各種パラメータを初期化する初期化処理を実行し、続くＳ１１０にて、距離測定に用いるＰＮ符号を生成し、これを各相関器３０ａ〜３０ｈにプリセットすると共に、時間計測用の検出処理部４６，近場優先処理部４７，測距結果出力部４８等を初期化する、計測回路初期設定処理を実行する。
【００９２】
そして、その後は、Ｓ１２０にて、上記生成したＰＮ符号を基準クロックＭＣＫに同期してパルス発生部１２に出力することで、発光部１４からＰＮ符号に対応したレーザ光を出射させる、光制御処理を起動し、続くＳ１３０にて、今回の測距ポイントでの測距回数をカウントするカウンタｉをカウントアップする。
【００９３】
次に、Ｓ１４０では、Ｓ１２０にて起動した光制御処理により発光部１４からレーザ光が出射され、そのレーザ光の測定対象物からの反射光が受光部１６で受光されることにより、上記測距結果出力部４８から、レーザ光の出射後、反射光が受光される迄の時間を表す測距データが入力されたか否かを判断する。
【００９４】
そして、測距データが入力されていなければ、続くＳ１５０に移行して、Ｓ１２０にて光制御処理を起動した後（換言すれば今回測距を開始した後）、予め設定された測距設定時間が経過したか否かを判断し、測距設定時間が経過していなければ再度Ｓ１４０に移行する、といった手順で、測距結果出力部４８から測距データが入力されるか、或いは、測距設定時間が経過するのを待つ。
【００９５】
次に、Ｓ１４０にて、測距結果出力部４８から測距データが入力されたと判断されると、Ｓ１６０にて、その入力された測距データをメモリ（ＲＡＭ）に記憶し、続くＳ１７０にて、今回の測距動作で得られた測距データの数をカウントするカウンタｊをカウントアップする。
【００９６】
そして、このようにＳ１７０の処理が実行されるか、或いは、Ｓ１５０にて測距設定時間が経過したと判断されると、Ｓ１８０にて、測距回数を表すカウンタｉの値が予め設定された上限値ｉmax に達したか否かを判断し、カウンタｉの値が上限値ｉmax に達していなければ（ｉ＜ｉmax の場合）、Ｓ１１０に移行して、上述した処理を再度実行する。
【００９７】
一方、Ｓ１８０にて、カウンタｉの値が上限値ｉmax に達していると判断されると、つまり、発光部１４からＰＮ符号に対応したレーザ光を出射させてその反射光が受光される迄の時間を計測する時間計測動作（換言すれば測距動作）が、上限値ｉmax で定まる所定回数行われたと判断されると、続くＳ１９０に移行し、今度は、その測距動作で得られた複数（ｊ個）の測距データの中に、距離演算に不適切な不良データが存在するか否かを判断する不良データ有無判定処理を実行する。
【００９８】
尚、この処理は、例えば、複数の測距データ（時間）の中心（平均時間）から所定時間以上離れた時間を表す測距データを検索し、その測距データを、不良データとして設定する、といった手順で実行される。つまり、同じ測距ポイントで時間測定を行っても、各測距データは外乱（ノイズ）等によってばらつくことから、ここでは、測距データの中心から大きく外れた測距データを、外乱の影響を受けた不良データとして設定するのである。
【００９９】
そして、続くＳ２００では、上記Ｓ１９０の処理により不良データとして設定された測距データがあるか否かを判断し、不良データがなければ、そのままＳ２２０に移行し、逆に、不良データがあれば、続くＳ２１０にて、メモリに格納された測距データの中から、その不良データを削除すると共に、測距データの数を表すカウンタｊから削除した不良データの数を減じることで、カウンタｊの値を更新した後、Ｓ２２０に移行する。
【０１００】
次に、Ｓ２２０では、今回の測距動作でメモリに格納した全測距データを読み出し、これら和をカウンタｊの値で割ることにより、測距データの平均値（平均時間）を算出する。そして、最後に、Ｓ２３０にて、この測距データの平均値（平均時間）から、今回の測距ポイントでの測定対象物までの距離を演算し、これをメモリに記憶した後、当該処理を終了する。
【０１０１】
尚、今回の測距動作でメモリに格納された測距データがない場合（つまり今回の測距ポイントでは、測定対象物がない場合）には、Ｓ２２０では、測距データ無しを表すフラグをセットし、Ｓ２３０では、そのフラグから測距データ無しを判断して、測定対象物無しを表すデータをメモリに記憶する。
【０１０２】
また、上述した距離測定処理は、各測距ポイント毎に実行されるものであるため、レーザ光の光走査中、ＣＰＵ２において、繰り返し実行されることになる。以上説明したように、本実施例の距離測定装置においては、ラッチ部２２を構成する８個のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに対して、シフトクロック生成部２０で生成した８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを夫々入力することにより、受光パルスＰＢｒを、夫々、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間間隔で順次ラッチし、そのラッチした受光パルスＰＢｒのパルス列と、ＰＮ符号との相関値を、各ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに対応した８個の相関器３０ａ〜３０ｈで求め、これら各相関器３０ａ〜３０ｈで求められた相関値が最初にしきい値を越えた時刻を、測定対象物からの反射光を受光した時刻として、車両−測定対象物間でレーザ光が往復するのに要した時間を測定するようにされている。
【０１０３】
このため、本実施例によれば、この測距用の時間を、基準クロックＭＣＫの周波数を高くすることなく、基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間分解能で測定ことになり、延いては、測定対象物までの距離測定を高精度に実行できる。
また、このように、本実施例によれば、測定可能な時間分解能を高くするために、基準クロックＭＣＫの周波数を高くする必要がなく、時間計測用の各回路は、基準クロックＭＣＫと同じ周期で動作させればよいため、計測用回路を構成する回路素子を高速動作可能なものにする必要がない。よって、本実施例によれば、相関器等、時間計測用の回路の数は多くなるものの、各回路を安価に実現できることから、装置全体のコストアップを招くことなく、測定可能な時間分解能を高くすることができる。
【０１０４】
また、特に、本実施例では、ラッチ部２２のＤＦＦ２２ａ〜２２ｈでラッチされた２値データを相関器３０ａ〜３０ｈにそのまま入力するのではなく、これら各２値データを、同期部２４を構成するＤＦＦ２４ａ〜２４ｈを用いて、基準クロックＭＣＫに同期して再度ラッチし、そのラッチした２値データを、対応する相関器３０ａ〜３０ｈに入力することで、相関器３０ａ〜３０ｈ及び相関器３０ａ〜３０ｈよりも後段の処理回路（２相加算部４０ａ〜４０ｈ、検出処理部４６、近場優先処理部４７、測距結果出力部４８）を、全て、共通の基準クロックＭＣＫで動作させることができるようにしている。
【０１０５】
このため、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈは、ラッチ部２２を構成するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈに入力するだけでよく、これら各クロックＣＫａ〜ＣＫｈを他の処理回路に伝送する必要がない。よって、本実施例によれば、時間計測用の回路をプリント基板に組み付けるための配線パターン設計を容易に行うことができ、しかも、配線パターンを簡単にすることができるので、プリント基板に基板面積の大きなものをする必要がなく、装置の大型化を防止できる。
【０１０６】
また更に、本実施例では、各相関器３０ａ〜３０ｈによる演算結果をそのまま用いて反射光の受光時刻を特定するのではなく、２相加算部４０ａ〜４０ｈを用いて各相関器３０ａ〜３０ｈの演算結果を２相加算し、２相加算後の各演算結果を用いて反射光の受光時刻を特定するようにしていることから、時間測定の際の耐ノイズ性を向上でき、受光信号のＳ／Ｎ（信号対雑音比）が悪い条件化でも、時間測定（延いては距離測定）を良好に実行できる。
【０１０７】
一方、ＣＰＵ２は、各測距ポイントでの距離測定を行う際に、ＰＮ符号に対応したレーザ光を発光部１４から出射させて、反射光が受光される迄の時間を測定する測距動作を、複数回行い、その測距動作により得られた複数の測距データの平均値（平均時間）から、測定対象物までの距離を演算する。また、ＣＰＵ２は、複数の測距データの平均値を算出する際には、複数の測距データの中心から大きくずれた測距データを不良データとして削除する。このため、本実施例によれば、このＣＰＵ２の動作によっても、耐ノイズ性を向上して、距離測定精度を高くすることができる。
【０１０８】
ここで、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成するシフトクロック生成部２０としては、例えば、図６に示すように、アナログＰＬＬ５０とシフトレジスタ５６とを用いて構成することもできるし、例えば、図７に示すように、ゲート回路からなる多数（ｋ個）の遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) を縦続接続した遅延線を用いて構成することもできる。
【０１０９】
そこで、次に、これら２種類のシフトクロック生成部２０の構成及びその動作について、図６，図７を用いて説明する。
図６に示すシフトクロック生成部２０は、アナログＰＬＬ５０にて基準クロックＭＣＫの８倍の周波数の動作クロックを生成し、この動作クロックでシフトレジスタ５６を駆動することにより、シフトレジスタ５６から８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを出力させるようにしたものである。
【０１１０】
即ち、アナログＰＬＬ５０は、発振周波数を電圧制御可能な発振器（ＶＣＯ）５１と、ＶＣＯ５１からの出力を１／８分周する分周器５２と、この分周器５２からの出力（ＶＣＯ５１の発振周波数の１／８の周波数の信号）と、基準クロックＭＣＫとを位相比較し、その位相差に応じた制御信号を発生する位相比較器５３と、位相比較器５３からの制御信号にフィルタ処理（積分処理）を施し、ＶＣＯ５１の発振周波数制御電圧として出力するループフィルタ５４と、から構成されている。このため、ＶＣＯ５１の発振周波数は、基準クロックＭＣＫの周波数の８倍に制御される。
【０１１１】
一方、シフトレジスタ５６は、ループ状に接続された８個のラッチ回路５６ａ，５６ｂ，…５６ｈから構成されている。各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈは、夫々、外部から２値データをプリセットできるようになっており、アナログＰＬＬ５０のＶＣＯ５１から出力される高周波信号（動作クロック）を受けて、ラッチした２値データを順次シフトさせる。
【０１１２】
また、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈにプリセットされる２値データは、「００００１１１１」となっており、ラッチ回路５６ａ〜５６ｄには値０の２値データが、ラッチ回路５６ｅ〜５６ｈには値１の２値データが、夫々、プリセットされる。
【０１１３】
この結果、アナログＰＬＬ５０からシフトクロック生成部２０に動作クロックが入力されると、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈからは、基準クロックＭＣＫと周期が同じで、その周期の１／８だけ位相がずれた８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈが出力されることになる。
【０１１４】
尚、図６に示したシフトクロック生成部２０において、ラッチ回路５６ａから出力されるクロックＣＫａを基準クロックＭＣＫと同じ位相にするには、例えば、各ラッチ回路５６ａ〜５６ｈへの２値データのプリセット後、アナログＰＬＬ５０からシフトレジスタ５６への動作クロックの入力開始タイミングを、基準クロックＭＣＫの立上がりタイミングに基づき制御するようにすればよい。
【０１１５】
次に、図７に示したシフトクロック生成部２０は、基準クロック発生部１０が発生した基準クロックＭＣＫを遅延線に入力することで、遅延線を構成する遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) を用いて順に遅延させるようになっている。
また、これら各遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) の出力側には、夫々、基準クロックＭＣＫと位相がずれたクロックＣＫｂ〜ＣＫｈを取り出すための７個のスイッチＳＷｂ(1) 〜ＳＷｂ(k) ，ＳＷｃ(1) 〜ＳＷｃ(k) ，…ＳＷｈ(1) 〜ＳＷｈ(k) が接続されている。そして、これら各クロック取出用のスイッチ群ＳＷｂ，ＳＷｃ，…ＳＷｈには、デコーダ９０ｂ〜９０ｈが設けられている。
【０１１６】
デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈを構成するｋ個のスイッチの中から、クロックＣＫｂ〜ＣＫｈを取り出すスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) の位置を設定し、その設定したスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) をオンする駆動信号をデータ線Ｌｂ〜Ｌｈを介して各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈに出力することにより、各スイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) を選択的にオンさせ、これらのスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) を介して、基準クロックＭＣＫの周期のｘ／８（ｘ：１，２，…７）の時間だけ基準クロックＭＣＫを遅延させた７種類のシフトクロックＣＫｂ〜ＣＫｈが取り出されるようにするためのものである。
【０１１７】
つまり、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈには、各遅延ユニット８０(1) 〜８０(k) の遅延時間（詳しくは平均遅延時間）を時間分解能として、基準クロックＭＣＫの一周期を数値化した周期データＣＤが入力され、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、その周期データＣＤと、基準クロックＭＣＫに対する各クロックＣＫｂ〜ＣＫｈの遅延割合ｘ／８（ｘ：１，２，…７）を表す遅延データＳＤｂ，ＳＤｃ，…ＳＤｈとを用いて、各クロックＣＫｂ〜ＣＫｈの取り出しに用いるスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) の位置を演算し、そのスイッチＳＷｂ(?) 〜ＳＷｈ(?) をオンさせる。
【０１１８】
例えば、基準クロックＭＣＫの周期が遅延ユニット８０の遅延時間の８０倍であるとすると、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈには、値８０を表す周期データＣＤが入力され、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈは、予め設定された遅延データＳＤｂ〜ＳＤｈを用いて、基準クロックＭＣＫの遅延量（詳しくは遅延ユニット８０の接続段数）を、「８０／８」，「８０×２／８」，…「８０×７／８」というように演算し、その演算結果１０，２０，…７０に対応したスイッチＳＷｂ(10)，ＳＷｃ(20)，…ＳＷｈ(70)をオンする。
【０１１９】
この結果、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈからは、基準クロックＭＣＫを夫々基準クロックＭＣＫの周期の１／８の時間で順次遅延させた７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈが選択的に出力されることになる。
尚、遅延ユニット８０としては、インバータ２段で構成してもよく、或いは他のゲート回路（ＡＮＤゲート，ＮＡＮＤゲート）等を用いて構成してもよい。また、上記数値「８０」は説明を簡単にするために例示したものであり、実際の値とは異なる。例えば、遅延ユニット８０の遅延時間が１ｎsec.であり、基準クロックＭＣＫの周波数が２０ＭＨｚであるとすれば、基準クロックＭＣＫの一周期は５０ｎsec.となるので、周期データＣＤは、値５０を表すデータとなる。
【０１２０】
また、図７に示すシフトクロック生成部２０には、基準クロック発生部１０から入力された基準クロックＭＣＫと、各スイッチ群ＳＷｂ〜ＳＷｈから選択的に出力される７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈとを夫々駆動能力向上するためのバッファ９２ａ，９２ｂ，…９２ｈが設けられている。そして、基準クロックＭＣＫ及び７種類のクロックＣＫｂ〜ＣＫｈは、各バッファ９２ａ〜９２ｈにて駆動能力向上された後、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈとして、外部に出力される。
【０１２１】
このように、シフトクロック生成部２０は、多数の遅延ユニット８０からなる遅延線を用いて構成しても、所望の位相差を有する８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成することができる。
そして、図７のシフトクロック生成部２０によれば、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈに入力する周期データＣＤを生成する必要はあるものの、図６に示したシフトクロック生成部２０のように、シフトクロックを生成するために、アナログＰＬＬ５０を用いて基準クロックＭＣＫを逓倍した高周波信号（動作クロック）を生成する必要がないので、回路構成を簡単にすることができ、しかも、ＶＣＯ５１を動作させることにより、不要な高周波ノイズが発生することもないので、時間（距離）測定の信頼性を向上することもできる。
【０１２２】
ところで、図７に示したシフトクロック生成部２０において、各デコーダ９０ｂ〜９０ｈに入力する周期データＣＤは、基準クロックＭＣＫの周期を、シフトクロック生成部２０の遅延線を構成する遅延ユニット８０の遅延時間を時間分解能として数値化したものであるため、この周期データＣＤの生成回路としては、遅延線を構成する遅延ユニット８０と同じ遅延素子を用いて基準クロックＭＣＫの周期を数値化する時間Ａ／Ｄ変換装置（例えば、前述の特開２０００−１２４７２６号公報参照）を用いるようにすればよい。
【０１２３】
また、例えば、基準クロック発生部１０を、図７に示すように、デジタルＰＬＬにて構成すれば、基準クロック発生部１０内で用いられる基準クロック生成用の制御データを、そのまま周期データＣＤとして、シフトクロック生成部２０に入力すればよく、周期データＣＤの生成回路を別途設ける必要がないため、装置構成をより簡単にすることができる。
【０１２４】
即ち、図７に示した基準クロック発生部１０は、外部から入力される基準クロックＭＣＫよりも低周波数のクロック（低周波クロック）ＰＲＥＦをデジタル処理にて逓倍することにより基準クロックＭＣＫを生成するものであり、シフトクロック生成部２０の遅延線を構成する遅延ユニット８０と同じ遅延ユニットをリング状に連結したリング遅延線（ＲＧＤ）６０を備える。
【０１２５】
ＲＧＤ６０は、外部から入力された起動パルスをリング状に連結された遅延ユニットを介して周回させるものであり、各遅延ユニットからの出力は、次段の遅延ユニットだけでなく、時間Ａ／Ｄ変換器（ＴＡＤ）６２及びデジタル制御発振器（ＤＣＯ）にも出力される。
【０１２６】
ＴＡＤ６２は、ＲＧＤ６０内でのパルスの周回回数をカウントするカウンタと、低周波クロックＰＲＥＦの立上がりエッジ（又は立下がりエッジ）でＲＧＤ６０内でのパルスの周回位置を検出するエンコーダとを備え、カウンタによるカウント値を上位ビットデータ、エンコーダにより得られた周回位置を下位ビットデータとする所定ビットのデジタルデータを出力する。
【０１２７】
つまり、ＴＡＤ６２は、ＲＧＤ６０を用いて、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニットの遅延時間を時間分解能とする低周波クロックＰＲＥＦの立上がり時刻（又は立下がり時刻）を順次計時し、その時刻を表すデジタルデータ（時刻データ）を出力するのである。
【０１２８】
そして、このようにＴＡＤ６２から順次出力される時刻データは、データ処理部６６に入力され、データ処理部６６では、その入力された時刻データの差から、低周波クロックＰＲＥＦの周期を表す周期データが生成される。尚、この周期データの時間分解能は、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニット（延いては、シフトクロック生成部２０内の遅延線を構成する遅延ユニット）の遅延時間となる。
【０１２９】
また、基準クロック発生部１０には、低周波クロックＰＲＥＦから基準クロックＭＣＫを生成するのに必要な逓倍値データが予め記憶されたレジスタ６８と、データ処理部６６で求められた低周波クロックＰＲＥＦの周期を表す周期データをレジスタ６８に記憶された逓倍値データにて除算することにより、生成すべき基準クロックＭＣＫの周期を算出する除算器７０とが備えられており、この除算器７０による除算結果（詳しくは除算結果の内の正数部）は、データラッチ回路７２に出力される。
【０１３０】
そして、データラッチ回路７２は、除算器７０にて求められた基準クロックＭＣＫの周期を制御データ（＝周期データＣＤ）としてラッチし、これをＤＣＯ６４に出力する。
ＤＣＯ６４は、ＴＡＤ６２と同様にＲＧＤ６０内でのパルスの周回回数及び周回位置を監視することにより、データラッチ回路７２から出力された制御データ（＝周期データＣＤ）に対応した時間を、ＲＧＤ６０を構成する遅延ユニットの遅延時間を時間分解能として計時（カウント）し、時間計時１回当たりに１回の割でパルス信号を発生することにより、基準クロックＭＣＫを生成する。
【０１３１】
尚、除算器７０による除算結果の内、逓倍値データで割り切れなかった小数点以下の値（小数部）は、周波数微調回路７４に出力され、周波数微調回路７４は、この小数部に対応した割合でデータラッチ回路７２がラッチした制御データに値１を加えることで、基準クロックＭＣＫの低周波クロックＰＲＥＦに対する微小な位相誤差が蓄積されて、大きな位相誤差になるのを防止する。
【０１３２】
そして、このようにＲＧＤ６０、ＴＡＤ６２、ＤＣＯ６４等を用いて構成されたデジタルＰＬＬについては、特開平７−１８３８００号公報等に開示されており、従来より周知であるため、上記各部の詳細説明は省略する。
以上のように、図７に示した基準クロック発生部１０では、データラッチ回路７２からＤＣＯ６４に出力される制御データが、基準クロックＭＣＫの周期を遅延ユニット８０の遅延時間を時間分解能として数値化した値となる。このため、基準クロック発生部１０を図７に示したデジタルＰＬＬにて構成した場合には、基準クロック発生部１０内で生成された制御データを周期データＣＤとして、そのままシフトクロック生成部２０に入力すればよいことになる。
【０１３３】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施例では、シフトクロック生成部２０において、８相シフトクロックＣＫａ〜ＣＫｈを生成し、ラッチ部２２を構成するＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈは、このクロックの数に対応して、夫々、８個設けるものとして説明したが、距離測定装置において、測定可能な時間分解能（延いては距離分解能）は、各シフトクロックの位相差で決まることから、測定可能な時間分解能（延いては距離分解能）をより高くするには、シフトクロック生成部２０で生成するシフトクロックの数や、そのクロックに対応して設けるＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈの数を増やせばよい。また、シフトクロックの数を増やすと、ＤＦＦ２２ａ〜２２ｈや相関器３０ａ〜３０ｈの数も増加するため、装置の小型化が要求される場合には、シフトクロックの数を減らしてもよい。
【０１３４】
そして、このようにしても、１個の基準クロックで時間（距離）測定を行う場合に比べて、測定可能な時間（距離）分解能を高くすることができるので、本発明の効果を発揮することができる。
また、上記実施例のように、一つの測距ポイントで複数回測距動作を行い、その結果得られた測距データ（時間）を平均化するようにすれば、平均化により、測定可能な時間（距離）分解能を高くすることができるので、シフトクロックの数を減らして、距離測定一回当たりに行う測距動作（時間測定）の回数を増加するようにしてもよい。
【０１３５】
但し、先行車両や障害物を安全且つ確実に検出するのに必要な測距ポイントの数や、全測距ポイントで距離測定を行うのに要する時間は、距離測定装置が搭載される車両の大きさ、運動能力等によって決まり、一つの測距ポイントに割り当て可能な測定時間には、上限があるため、各測距ポイントで行う測距動作の回数は、この測定時間によって制限される。
【０１３６】
因みに、車両を先行車両に追従させる追従制御では、測距ポイント毎に割り当て可能な測定時間は、５μsec.〜５０μsec.となることから、距離測定一回当たりに行う測距動作（時間測定）の回数としては、この測定時間と、１回の測距動作（時間測定）に要する時間とに基づき適宜設定すればよく、距離測定の精度を向上するには、測定時間内で完了し得る測距動作の最大回数を、設定すればよい。
【０１３７】
また、上記実施例では、本発明の時間測定装置を自動車用の距離測定装置に適用した場合について説明したが、本発明の時間測定装置は、距離測定装置以外の用途にも利用可能である。
例えば、センサにて測定対象物を検出した際に、センサ側送信機からスペクトラム拡散法で生成した検出信号（電波）を送信し、受信機側で、その検出信号を受信し、所定の測定開始時刻から検出信号の受信時刻までの時間を測定するようなシステム、或いは、センサ側送信機から送信されてくる検出信号の時間間隔を受信機側で測定するようなシステムにおいて、受信機側に本発明の時間測定装置を設けるようにすれば、上記実施例と同様、測定対象となる時間を高分解能で測定できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例の距離測定装置全体の構成を表す構成図である。
【図２】 実施例の距離測定装置における時間測定動作を表す説明図である。
【図３】 実施例のラッチ部及び同期部の動作を表すタイムチャートである。
【図４】 実施例の相関器及び２相加算部の構成を表す構成図である。
【図５】 実施例のＣＰＵ（マイクロコンピュータ）にて実行される距離測定処理を表すフローチャートである。
【図６】 アナログＰＬＬを用いて構成されたシフトクロック生成部を表す構成図である。
【図７】 デジタル処理回路にて構成されたシフトクロック生成部及び基準クロック発生部を表す構成図である。
【符号の説明】
２…ＣＰＵ（マイクロコンピュータ）、１０…基準クロック発生部、１２…パルス発生部、１４…発光部、１５…駆動回路、１６…受光部、１７…増幅器、１８…コンパレータ、２０…シフトクロック生成部、２２…ラッチ部、２４…同期部、２６ａ〜２６ｈ…バッファ、３０ａ〜３０ｈ…相関器、４０ａ〜４０ｈ…２相加算部、４６…検出処理部、４７…近場優先処理部、４８…測距結果出力部。
Claims (9)
- 擬似ランダム雑音符号を用いて一定周期で生成されたパルス列を含む入力信号を、前記パルス列と周期が同じ基準クロックに同期して順次２値データとして取り込み、該２値データのデータ列と前記擬似ランダム符号との相関から前記パルス列の入力時刻を検出することにより、所定の測定開始時刻から前記パルス列の入力時刻までの時間を測定する時間測定装置であって、
前記基準クロックと同一周期で位相が互いに異なる複数のシフトクロックを生成するシフトクロック生成手段と、
前記シフトクロック生成手段にて生成された複数のシフトクロックを用いて、前記入力信号を夫々前記２値データとして取り込む複数の信号入力手段と、
該複数の信号入力手段が取り込んだ２値データのデータ列と前記擬似ランダム符号との相関を夫々演算する複数の相関演算手段と、
該複数の相関演算手段の演算結果に基づき、前記２値データのデータ列と前記擬似ランダム符号との相関が最大となる時刻を、前記パルス列の入力時刻として検出する検出手段と、
を備えたことを特徴とする時間測定装置。 - 前記シフトクロック生成手段は、前記基準クロックの一周期のｎ分の１ずつ位相が異なるｎ個のシフトクロックを生成し、
前記信号入力手段及び前記相関演算手段は、前記シフトクロックの数に対応して夫々ｎ個備えられていることを特徴とする請求項１記載の時間測定装置。 - 前記複数の相関演算手段は、夫々、
対応する信号入力手段が用いるシフトクロックとは位相が最も異なるシフトクロックにより動作する信号入力手段に対応した相関演算手段の演算結果と、自己の演算結果とを加算することにより演算結果を平均化し、前記検出手段に出力する平均化手段、
を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の時間測定装置。 - 前記各信号入力手段が取り込んだ２値データを、共通の基準クロックでサンプリングして前記各相関演算手段へ入力する信号同期手段を備え、
前記複数の相関演算手段及び前記検出手段は、夫々、前記共通の基準クロックで動作することを特徴とする請求項１〜請求項３いずれか記載の時間測定装置。 - 前記検出手段は、前記各相関演算手段の演算結果のいずれかが予め設定されたしきい値を越えた時刻と、該しきい値を越えた演算結果を出力している相関演算手段に対応するシフトクロックの前記基準クロックからのずれに基づき、前記パルス列の入力時刻を検出することを特徴とする請求項４記載の時間測定装置。
- 前記検出手段にて前記パルス列の入力時刻が複数同時に検出された際に、複数の入力時刻の内の最も早い入力時刻を選択する選択手段を備えたことを特徴とする請求項５記載の時間測定装置。
- 基準クロックに同期して所定ビット長の擬似ランダム雑音符号に対応したパルス列を発生するパルス列発生手段と、
該パルス発生手段が発生したパルス列にて変調した電磁波を送信する送信手段と、
該送信手段が送信した電磁波が測定対象物に当たって反射してくる反射波を受信し、前記パルス列を復元する受信手段と、
該受信手段にて復元されたパルス列と前記疑似ランダム雑音符号とに基づき、前記送信手段が前記電磁波の送信を開始してから前記反射波を受信するまでの時間を測定する時間測定手段と、
該時間測定手段にて測定された時間に基づき前記測定対象物までの距離を演算する距離演算手段と、
を備えたスペクトラム拡散方式の距離測定装置であって、
前記時間測定手段として、前記請求項１〜請求項６いずれか記載の時間測定装置を備えたことを特徴とする距離測定装置。 - 前記距離演算手段は、距離測定一回当たりに、前記パルス列発生手段から複数回前記パルス列を発生させると共に、該パルス列の発生に伴い前記時間測定手段にて測定される時間データを順次取り込み、該取り込んだ複数の時間データの平均値から、前記測定対象物までの距離を演算することを特徴とする請求項７記載の距離測定装置。
- 前記距離演算手段は、前記時間測定手段から取り込んだ複数の時間データの中から、該複数の時間データの中心から大きく外れた所定範囲外の時間データを排除して、前記平均値を算出することを特徴とする請求項８記載の距離測定装置。
Priority Applications (4)
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