DE10210000B4

DE10210000B4 - Zeitmessvorrichtung, Abstandsmessvorrichtung, und darin verwendbare Taktsignalerzeugungsvorrichtung

Info

Publication number: DE10210000B4
Application number: DE10210000A
Authority: DE
Inventors: Takamoto Aichi Watanabe; Hirohumi Aichi Isomura; Katsuhiro Aichi Morikawa
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-03-14
Filing date: 2002-03-07
Publication date: 2011-07-28
Anticipated expiration: 2022-03-08
Also published as: US20020131035A1; US20030197498A1; US6771103B2; DE10210000A1; US6757054B2

Abstract

Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Phasendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals (MCK), welche aufweist: eine Verzögerungsleitung, welche das Referenztaktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen (80(1), 80(2), 80(K)) beinhaltet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungsleitung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird; einen Schiebetaktsignalausgangsweg; eine Gruppe von Schaltern (SWb(1), SWb(2), ..., SWb(k); SWc(1), SWc(2), ..., SWb(k); SWh(1), SWh(2), ... SWh(k)) mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schiebetaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsignal, welches sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals um ein vorgeschrienal über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und eine Schaltersteuerungseinrichtung (90b, 90c, ..., 90h) zum Bestimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von...

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Zeitmeßvorrichtung. Außerdem bezieht sich diese Erfindung auf eine Abstandsmeßvorrichtung. Überdies bezieht sich diese Erfindung auf eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals oder einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher Phase (Mehrphasentaktsignale), welche zum Beispiel in einer Zeitmeßvorrichtung oder einer Abstandsmeßvorrichtung verwendet werden können.
Eine vorbekannte Abstandsmeßvorrichtung eines Spread-Spectrum-Typs, welche auf einem Kraftfahrzeug angebracht ist, mißt den Abstand zwischen dem Bezugsfahrzeug und einem voraus befindlichen Zielobjekt, wie etwa einem voraus befindlichen Fahrzeug unter Verwendung einer elektromagnetischen Welle, welche in Übereinstimmung mit einem Pseudozufallsrauschcode (zum Beispiel einem Maximallängencode) moduliert wird. Insbesondere wird ein Strahl einer elektromagnetischen Welle, deren Amplitude in Übereinstimmung mit einem Pseudozufallsrauschcode einer vorbestimmten Bitlänge moduliert ist, in einer Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs ausgesendet. Ein Moment der Übertragung des Pseudozufallsrauschcodes mit der elektromagnetischen Welle wird festgehalten. Die vorbekannte Vorrichtung empfängt einen Echostrahl, welcher durch Reflexion des vorwärts gerichteten Strahls der elektromagnetischen Welle an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufen wird. Der empfangene Echostrahl wird in ein binäres elektrisches Echosignal umgewandelt. Eine Berechnung wird bezüglich des Werts der Korrelation zwischen dem binären elektrischen Echosignal und dem Pseudozufallsrauschcode, welcher für die Modulation der übertragenen elektromagnetischen Welle verwendet wird, angestellt. Ein Moment, in welchem der berechnete Korrelationswert einen Spitzenwert annimmt, wird als ein Moment des Empfangs des in dem Echostrahl enthaltenen Pseudozufallsrauschcodes erfaßt. Die vorbekannte Vorrichtung berechnet den Abstand zwischen dem Bezugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Zielobjekt aus dem Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung des Pseudozufallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs desselben, und auch aus der Geschwindigkeit der elektromagnetischen Welle.
In der vorbekannten Vorrichtung weist der Pseudozufallsrauschcode eine Abfolge von Bits auf, deren Anzahl vorbestimmt ist. Die Korrelationswertberechnung wird mit einer Periode, welche einem Bit des Pseudozufallsrauschcodes entspricht, iteriert. Demgemäß wird das Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung des Pseudozufallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs desselben mit einer einem 1-Bit-Zeitintervall (einem 1-Chip-Zeitintervall) entsprechenden Auflösung bestimmt. Eine Auflösung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Ziel hängt von der Auflösung der Bestimmung des Zeitintervalls ab. In dem Fall, in welchem eine Taktfrequenz, deren Kehrwert einem 1-Bit-Zeitintervall entspricht, gleich 20 MHz ist, ist die Auflösung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Ziel gleich 7,5 m.
US-Patent Nummer 6,218,982 B1 , welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 2000-121726 entspricht, offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, in welcher ein Pseudozufallsrauschcode synchron mit einem Referenztaktsignal erzeugt wird. Eine erste vorwärtsgerichtete elektromagnetische Welle wird in Antwort auf den Pseudozufallsrauschcode übertragen. Eine erste Echowelle wird empfangen, welche durch Reflexion der ersten vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle an einem Objekt hervorgerufen wird. Die empfangene erste Echowelle wird in ein binäres Signal umgewandelt. Ein Wert einer Korrelation zwischen dem Binärsignal und dem Pseudozufallsrauschcode wird mit einer vorbestimmten Periode, welche eine synchrone Beziehung zu dem Referenztaktsignal aufweist, wiederholt berechnet. Ein Zeitintervall, welches durch die erste vorwärtsgerichtete elektromagnetische Welle und der ersten Echowelle genommen wird, um zu und von dem Objekt zu wandern, wird in Antwort auf einen Zeitpunkt, zu welchem der berechnete Korrelationswert einen Spitzenwert annimmt, gemessen. Dann wird eine zweite vorwärtsgerichtete elektromagnetische Welle in Antwort auf ein übertragenes Impulssignal übertragen. Eine zweite, mit der zweiten vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle in Beziehung stehende Echowelle wird empfangen. Die empfangene zweite Echowelle wird in ein empfangenes Impulssignal umgewandelt. Eine Verzögerungsschaltung versetzt das übertragene Impulssignal um eine Verzögerungszeit, welche dem gemessenen Zeitintervall entspricht, um ein verzögertes übertragenes Impulssignal zu erzeugen. Eine Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Impulssignal und dem verzögerten übertragenen Impulssignal wird mit einer Auflösung gemessen, welche höher ist als eine Auflösung, welche der vorbestimmten Periode der Korrelationswertberechnung entspricht. Ein Abstand zu dem Objekt wird auf der Grundlage des gemessenen Zeitintervalls und der gemessenen Phasendifferenz berechnet.
US-Patent Nr. 5,477,196 , welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 7-183800 entspricht, offenbart eine Impulssignalvorrichtung zum Kodieren einer Pulsphasendifferenz oder Steuern einer Oszillationsfrequenz auf der Grundlage verzögerter Signale, welche nacheinander durch eine Verzögerungsschaltung ausgegeben werden. Das Kodieren einer Pulsphasendifferenz oder die Oszillationsfrequenzsteuerung kann unter Verwendung einer einzigen Verzögerungsvorrichtung simultan durchgeführt werden. Es ist ein Frequenzumformer vorgesehen, welcher einen aus in der Form eines Rings miteinander verbundenen Invertierschaltungen bestehenden Ringoszillator, eine Pulsphasendifferenzkodierschaltung zum Kodieren des Zyklus eines Referenzsignals in einen binären digitalen Wert auf der Grundlage eines durch den Ringoszillator ausgegebenen Impulses, eine arithmetische Schaltung zum Multiplizieren oder Dividieren des binären digitalen Werts mit einem bzw. durch einen vorbestimmten Wert, um Steuerdaten zu erzeugen, und eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung zum Erzeugen eines Impulssignals in einem Zyklus in Übereinstimmung mit den Steuerdaten enthält. Der Ringoszillator wird durch die Kodierschaltung und die Oszillationsschaltung gemeinsam benutzt. Dies macht die Zeitauflösungen der Kodierschaltung und der Oszillationsschaltung konstant, wodurch eine genaue Frequenzumsetzung ermöglicht wird.
US-Patent Nr. 4,559,606 , welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 60-51338 entspricht, offenbart eine Anordnung, um eine genaue Ankunftszeitanzeige für ein empfangenes Signal bereitzustellen. Die Anordnung weist eine Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen auf, welche mit dem empfangenen Signal gekoppelt sind. Das empfangene Signal wird in jede der Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen durch einen unterschiedlichen einer Mehrzahl von Takten mit unterschiedlichen Phasen getaktet. Die Takte mit unterschiedlichen Phasen erscheinen zu einer vorbestimmten unterschiedlichen Zeit gleichmäßig verteilt über ein gegebenes Zeitintervall. Die Anordnung weist ferner eine Integrationseinrichtung auf, welche mit jeder der Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen gekoppelt ist, um die Anzeige der Ankunftszeit des empfangenen Signals bereitzustellen. Die Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen beinhaltet eine Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern, in welche die empfangenen Signale durch einen unterschiedlichen der Mehrzahl von Takten mit Phasen geschoben werden, ein gemeinsames Referenzsignal-Schieberegister und eine Mehrzahl von Vergleichseinrichtungen, von denen jede mit jeder Stufe einer unterschiedlichen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern und jeder Stufe des gemeinsamen Referenzsignal-Schieberegisters gekoppelt ist, um die Inhalte der zugeordneten Stufen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern mit dem gemeinsamen Referenzsignal-Schieberegister zu vergleichen, und um ein die Ergebnisse jeder der Vergleiche anzeigendes Ausgangssignal herzustellen.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 4-363687 offenbart ein Abstandsmeßsystem mit einer Senderseite und einer Empfängerseite. Auf der Senderseite wird ein von einem Trägeroszillator ausgegebenes Trägersignal in Übereinstimmung mit einem PN-(pseudo noise)-Code, welcher von einem PN-Code-Generator eingespeist wird, spread-spectrum-moduliert. Die Senderseite überträgt das sich aus der Modulation ergebende Spread-Spectrum-Signal als eine vorwärtsgerichtete Funkwelle. Eine Echofunkwelle, welche durch Reflexion der vorwärtsgerichteten Funkwelle an einem Objekt hervorgerufen wird, wird durch die Empfängerseite empfangen, wobei sie hierdurch in ein Empfangs-Spread-Spectrum-Signal umgewandelt wird. Die Empfängerseite beinhaltet eine Schaltung veränderlicher Verzögerung, welche die Phase des auf der Senderseite verwendeten PN-Codes veränderlich verschiebt, um einen phasenverschobenen PN-Code zu erhalten. Die Empfängerseite erfaßt eine Korrelation zwischen dem phasenverschobenen PN-Code und dem empfangenen Spread-Spectrum-Signal. Die Empfängerseite bestimmt die Größe der Phasenverschiebung des PN-Codes, bei welchem die erfaßte Korrelation einen Spitzenwert annimmt. Der Abstand zu dem Objekt wird auf der Grundlage der erfaßten Größe der Phasenverschiebung des PN-Codes berechnet.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 9-264949 offenbart eine Zufallsmodulationsradarvorrichtung, welche einen Sender zum Übertragen einer vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle einer zufälligen, durch einen Maximallängencode gegebenen Impulsform beinhaltet. Die Vorrichtung empfängt eine elektromagnetische Echowelle, welche durch Reflexion der vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle an einem Objekt hervorgerufen wird. Der Abstand zu dem Objekt wird gemäß der Ausbreitungsverzögerungszeit von dem Moment der Übertragung der vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle bis zu dem Moment der Ankunft der elektromagnetischen Echowelle gemessen. Die Phase des Maximallängencodes wird schrittweise verschoben, um einen phasenverschobenen Code zu erhalten. Die Vorrichtung berechnet die Korrelation zwischen dem phasenverschobenen Code und einem empfangen Signal, welches eine elektromagnetische Echowelle anzeigen kann. Die Vorrichtung erfaßt einen Spitzenwert der Korrelation und entscheidet den Moment der Ankunft der elektromagnetische Echowelle gemäß der Erfassung des Korrelationsspitzenwerts. Die Vorrichtung beinhaltet eine Beurteilungseinrichtung zum Bestimmen, ob der Wellenübertragungsvorgang des Senders fortgesetzt oder beendet werden sollte, auf der Grundlage des erfaßten Spitzenwerts der Korrelation. Wenn in Bezug auf die Erfassung des Abstands zu einem Objekt ein hohes S/N-Verhältnis erreicht wird, wird der Wellenübertragungsvorgang des Senders in einem Abstandsmeßprozeß in Antwort auf das Ergebnis der Bestimmung durch die Beurteilungseinrichtung beendet. Das hohe S/N-Verhältnis tritt in dem Fall auf, im welchem die Distanz zu dem Objekt vergleichsweise kurz ist.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 5-312950 offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, welche einen Maximallängencodegenerator beinhaltet. Eine Laserdiode erzeugt Laserlicht, welches in Übereinstimmung mit einem durch den Maximallängencodegenerator erzeugten Maximallängencode moduliert ist. Ein Strahl des Laserlichts wird in Richtung eines Objekts ausgesendet. Die Vorrichtung beinhaltet einen Phasenschieber, welcher den Maximallängencode um unterschiedliche Werte innerhalb eines Zeitintervalls entsprechend einem Bit des Maximallängencodes verschiebt. Der Phasenschieber gibt eine Mehrzahl verschobener Maximallängencodes aus. Die Vorrichtung beinhaltet eine Photodiode, welche einen Echostrahl empfängt, welcher durch die Reflexion des vorwärtsgerichteten Laserstrahls an dem Objekt hervorgerufen wird. Die Photodiode wandelt den empfangenen Echostrahl in ein entsprechendes elektrisches Echosignal um. Die Werte der Korrelationen zwischen dem elektrischen Echosignal und dem verschobenen Maximallängencode werden berechnet. Zwei gerade Linien werden auf der Grundlage der berechneten Korrelationswerte bestimmt. Ein Schnittpunkt zwischen den zwei geraden Linien wird berechnet. Der Abstand zu dem Objekt wird auf der Grundlage des berechneten Schnittpunkts berechnet. Die Meßverstärkung wird in Antwort auf die Stärke des elektrischen Echosignals eingestellt.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 6-326574 offenbart eine Verzögerungssteuervorrichtung, welche eine Verzögerungsschaltung, eine Phasendifferenzerfassungsschaltung und eine Phasendifferenzspannungsumwandlungsschaltung beinhaltet. Die Phasendifferenzerfassungsschaltung erfaßt die Phasendifferenz zwischen einem in die Verzögerungsschaltung eingegebenen Signal und einem hiervon ausgegebenen Signal. Die Phasendifferenzspannungsumwandlungsschaltung wird von der erfaßten Phasendifferenz informiert. Die Phasendifferenzspannungsumwandlungsschaltung erzeugt eine Spannung, welche von der erfaßten Phasendifferenz abhängt. Die erzeugte Spannung wird an die Verzögerungsschaltung als eine Verzögerungssteuerspannung angelegt. Die Signalverzögerung, welche durch die Verzögerungsschaltung bereitgestellt wird, wird in Antwort auf das Verzögerungssteuersignal gesteuert.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 8-46554 offenbart eine Verzögerungsausgleichsschaltung, welche einen Analog-zu-Digital-Wandler beinhaltet, welcher ein Analogsignal in ein entsprechendes Digitalsignal ändert. Ein Schieberegister mit Abgriffen verzögert das Digitalsignal um unterschiedliche Verzögerungszeiten, um unterschiedliche sich aus einer Verzögerung ergebenden Signale zu erzeugen. Die sich aus Verzögerung ergebenden Signale werden jeweils an Eingangsanschlüsse eines Matrixschalters angelegt. Der Matrixschalter weist Ausgangsanschlüsse auf, welche mit den Eingangsanschlüssen hiervon verbunden werden können. Der Matrixschalter kann eine Verbindung zwischen den Eingangsanschlüssen und den Ausgangsanschlüssen ändern. Sich aus Verzögerung ergebende Signale, welche an den Ausgangsanschlüssen des Matrixschalters auftreten, werden jeweils an Vorrichtungen zur schnellen Fourier-Transformation angelegt. Jede dieser Vorrichtungen zur schnellen Fourier-Transformation extrahiert ”n” Komponenten der zugeordneten sich aus Verzögerung ergebenden Signale, welche jeweils ”n” bestimmte Frequenzen aufweisen. Die ”n” Frequenzkomponenten werden einer Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Transformation zugeführt. Die Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Transformation unterzieht die zugeführten Frequenzkomponenten einer umgekehrten Fourier-Transformation, um Digitaldaten im Zeitbereich zu erzeugen. Ein Digital-zu-Analog-Wandler ändert die Digitaldaten in ein entsprechendes Analogsignal.
US-Patent Nr. 5,789,985 , welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 8-265111 entspricht, offenbart eine Frequenzmultipliziervorrichtung, welche die Frequenz eines extern angelegten Referenzsignals PREF multipliziert. Die Frequenzmultipliziervorrichtung beinhaltet eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung, eine Zähler-/Datenverriegelungsschaltung und eine Steuerschaltung. Die digital gesteuerte Oszillationsschaltung beinhaltet einen Ringoszillator, welcher aus zweiunddreißig invertierenden Schaltungen in einer Ringkonfiguration ausgebildet ist, welche angepaßt sind, um sechzehn Taktsignale zu erzeugen mit einer Periode, welche das Zweiunddreißigfache der Inversionszeit jeder invertierenden Schaltung ist, und einem Phasenintervall, welches das Zweifache der Inversionszeit der Invertierschaltung ist, und erzeugt ein Ausgangssignal POUT, welches eine Periode aufweist, welche Frequenzsteuerdaten CD bei einer Auflösung der Phasendifferenzzeit des Taktsignals entspricht. Die Zähler-/Datenverriegelungsschaltung zählt das Taktsignal RCK, welches durch den Ringoszillator innerhalb einer Periode des Referenzsignals PREF entlassen wird, und liefert die Frequenzsteuerdaten CD des Zählwerts an die digital gesteuerte Oszillationsschaltung. Die Steuerschaltung steuert die Operation der digital gesteuerten Oszillationsschaltung und der Zähler-/Datenverriegelungsschaltung in einer Weise, daß das Oszillationsausgangssignal POUT mit der Frequenz des Referenzsignals PREF mal sechzehn (32/2) durch die digital gesteuerte Oszillationsschaltung erzeugt wird.
Aus der Druckschrift JP 11-284 496 A ist ferner eine Impulsverzögerungsschaltung als eine Form einer Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Phasendifferenz bezuglich eines Referenztaktsignals bekannt, mit einer Verzögerungsleitung, welche das Referenztaktsignal empfangt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungsleitung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird, einem Schiebetaktsignalausgangsweg, einer Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schiebetaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsignal, welches sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird, und einer Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schalters in seine Ein-Position.
Vor diesem Hintergrung liegt der Erfindung als eine Aufgabe zugrunde, eine Zeitmeßvorrichtung mit einer hohen Auflösung zu schaffen.
Darüber hinaus soll mittels der Erfindung eine Abstandsmeßvorrichtung mit einer hohen Auflösung erzielt werden.
Ferner soll mittels der Erfindung eine verbesserte Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals oder einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher Phase (Mehrphasentaktsignale) erzielt werden.
Diese Aufgabe wird durch eine Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der beigefügten Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachstehend anhand bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Abstandsmeßvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung;
2 ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von 1 auftreten;
3 ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von 1 auftreten;
4 ein Blockdiagramm einer Korrelationsvorrichtung und eines Zweiphasen-Addierabschnitts in der Vorrichtung von 1;
5 ein Flußdiagramm eines auf Abstandsmessung bezogenen Segments eines Steuerprogramms für eine CPU in 1;
6 ein Blockdiagramm eines ersten Beispiels eines Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in 1;
7 ein Diagramm eines Beispiels eines Referenztaktsignalgenerators und ein zweites Beispiel des Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in 1;
8 ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungsabschnitts in einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung;
9 ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungsabschnitts in einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung;
10 ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungsabschnitts in einer siebenten Ausführungsform dieser Erfindung;
11 ein Blockdiagramm einer Taktsignalerzeugungsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform dieser Erfindung; und
12 ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von 11 auftreten.
Erste Ausführungsform
1 zeigt eine Abstandsmeßvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung von 1 verwendet eine Spread-Spectrum-Technik. Zum Beispiel ist die Vorrichtung von 1 auf einem Kraftfahrzeug angebracht und arbeitet, um einen Abstand zwischen dem Bezugsfahrzeug und einem voraus befindlichen Zielobjekt wie etwa einem voraus befindlichen Fahrzeug zu messen.
Die Vorrichtung von 1 beinhaltet einen Referenztaktsignalgenerator 10, einen Impulserzeugungsabschnitt 12, einen Lichtemissionsabschnitt 14 und eine Treiberschaltung 15. Der Referenztaktsignalgenerator 10 erzeugt ein Referenztaktsignal MCK mit einer vorbestimmten Frequenz, zum Beispiel 20 MHz. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 empfängt das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 erzeugt eine Impulsfolge eines Pseudozufallsrauschcodes (eines PN-Codes) in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK. Der PN-Code weist eine vorbestimmte Bitlänge auf. Der PN-Code ist zum Beispiel ein Maximallängencode mit einer Länge von 31 Bit. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 gibt die PN-Code-Impulsfolge an die Treiberschaltung 15 aus. Die durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 erzeugte PN-Code-Impulsfolge wird auch als Lichtemissionsimpulsfolge bezeichnet. Die Treiberschaltung 15 steuert den Lichtemissionsabschnitt 14 in Antwort auf die PN-Code-Impulsfolge derart, daß der Lichtemissionsabschnitt 14 einen Strahl einer elektromagnetischen Welle erzeugt, welche einer auf die PN-Code-Impulsfolge ansprechenden Amplitudenmodulation unterworfen wird. Der Lichtemissionsabschnitt 14 überträgt den Strahl der elektromagnetischen Welle in einer Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs. Die Amplitudenmodulation ist zum Beispiel eine Intensitätsmodulation. Der Strahl der elektromagnetischen Welle ist zum Beispiel ein Laserlichtstrahl.
Der Lichtemissionsabschnitt 14 beinhaltet eine Laserdiode LD, welche arbeitet, um einen Laserstrahl in der Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs auszusenden. Die Treiberschaltung 15 aktiviert und deaktiviert die Laserdiode LD, das heißt, ermöglicht und verhindert die Emission des vorwärtsgerichteten Laserstrahls in Antwort auf die PN-Code-Impulsfolge. Insbesondere aktiviert die Treiberschaltung 15 die Laserdiode LD und ermöglicht damit die Emission des vorwärtsgerichteten Laserstrahls, wenn sich die PN-Code-Impulsfolge in ihrem Hochpegelzustand befindet. Die Treiberschaltung 15 deaktiviert die Laserdiode LD und verhindert damit die Emission des vorwärtsgerichteten Laserstrahls, wenn sich die PN-Code-Impulsfolge in ihrem Niedrigpegelzustand befindet. Demgemäß gibt der vorwärtsgerichtete Laserstrahl, welcher von der Laserdiode LD ausgesendet wird, die PN-Code-Impulsfolge wieder.
Ein Mikrocomputer oder eine CPU 2 empfängt das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10. Die CPU 2 gibt ein Signal des PN-Codes an den Impulserzeugungsabschnitt 12 in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK aus. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 erzeugt die PN-Code-Impulsfolge in Antwort auf das von der CPU 2 ausgegebene PN-Code-Signal.
Die Vorrichtung von 1 beinhaltet auch einen Lichtempfangsabschnitt 16, einen Verstärker 17 und einen Komparator 18. Der von dem Lichtemissionsabschnitt 14 ausgegebene vorwärtsgerichtete Laserstrahl wird durch ein voraus befindliches Zielobjekt wie etwa ein voraus befindliches Fahrzeug reflektiert. Die Reflexion des vorwärtsgerichteten Laserstrahls an dem voraus befindlichen Zielobjekt verursacht einen Echostrahl, welcher in Richtung der Vorrichtung zurückkehrt. Der Lichtempfangsabschnitt 16 empfängt einen Echostrahl und wandelt den empfangenen Echostrahl in ein Empfangssignal (ein empfangenes elektrisches Signal) um. Der Lichtempfangsabschnitt 16 speist das Empfangssignal in den Verstärker 17 ein. Die Vorrichtung 17 verstärkt das Empfangssignal. Der Verstärker 17 gibt das sich aus Verstärkung ergebende Signal an den Komparator 18 aus. Der Komparator 18 empfängt eine vorbestimmte Referenzspannung Vref. Die Vorrichtung 18 vergleicht das Ausgangssignal des Verstärkers 17 mit der Referenzspannung Vref, wobei dadurch das Ausgangssignal des Verstärkers 17 in ein Binärsignal (eine Lichtempfangsimpulsfolge) PBr umgewandelt wird. Insbesondere gibt der Komparator 18 einen hohen Pegel aus, wenn die Spannung des Ausgangssignals der Verstärkers 17 die Referenzspannung Vref übersteigt. Der Komparator 18 gibt einen niedrigen Pegel aus, wenn die Spannung des Ausgangssignals des Verstärkers 17 gleich der oder kleiner als die Referenzspannung Vref ist. Der Komparator 18 gibt das binäre Signal PBr an einen Verriegelungsabschnitt 22 aus.
Der Lichtempfangsabschnitt 16 beinhaltet einen Stromfühlerwiderstand (nicht gezeigt) und eine Photodiode PD. Die Photodiode PD ist über den Stromfühlerwiderstand mit einer Energieversorgungsleitung in einem in Rückwärtsrichtung vorgespannten Zustand verbunden. Wenn ein Echostrahl auf die Photodiode PD auftrifft, fließt ein durch Licht hervorgerufener Strom hierdurch. Der Stromfühlerwiderstand wandelt den durch Licht hervorgerufenen Strom in ein Spannungssignal um, welches an den Verstärker 17 als ein Empfangssignal ausgegeben wird.
Der Impulserzeugungsabschnitt 12 entspricht einer Impulsfolgenerzeugungseinrichtung. Der Lichtemissionsabschnitt 14 und die Treiberschaltung 15 bilden eine Übertragungseinrichtung. Der Lichtempfangsabschnitt 16, der Verstärker 17 und der Komparator 18 bilden eine Empfangseinrichtung.
Die Vorrichtung von 1 beinhaltet weiter einen Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20, welcher das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10 empfängt. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 erzeugt 8 Taktsignale unterschiedlicher Phasen (8 mehrphasige Taktsignale oder 8-Phasen-Taktsignale) CKa, CKb, ... und CKh in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK. Die 8 Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh weisen voneinander verschiedene Phasen auf. Wie in 2 gezeigt, sind die Phasendifferenzen zwischen den benachbarten Taktsignalen CKa, CKb, ... und CKh gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Insbesondere ist das Taktsignal CKa dem Referenztaktsignal MCK phasengleich. Das Taktsignal CKb weist eine Phasenverzögerung von 45 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKc weist eine Phasenverzögerung von 90 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKd weist eine Phasenverzögerung von 135 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKe weist eine Phasenverzögerung von 180 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKf weist eine Phasenverzögerung von 225 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKg weist eine Phasenverzögerung von 270 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKh weist eine Phasenverzögerung von 315 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf.
In einer vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung unter Verwendung einer Spread-Spectrum-Technik wird eine Lichtemissionsimpulsfolge eines PN-Codes synchron mit einem Referenztaktsignal erzeugt, und ein Lichtempfangssignal wird in Antwort auf das Referenztaktsignal abgetastet, um ein Datensignal mit einer Bitlänge gleich der des PN-Codes zu erzeugen. Die Korrelation zwischen dem Datensignal und dem PN-Code wird berechnet. Ein Moment, in welchem die berechnete Korrelation einen Spitzenwert annimmt, wird erfaßt. Der erfaßte Moment wird als eine Anzeige des Moments der Ankunft eines Echostrahls, welcher durch Reflexion eines übertragenen vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufen wird, verwendet, das heißt, des Moments der Ankunft eines Echostrahls, welcher einem übertragenen vorwärtsgerichteten Laserstrahl entspricht. Das Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung des vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft des entsprechenden Echostrahls wird gemessen. Somit ist in der vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung die Auflösung der Zeitintervallmessung gleich einer Periode des Referenztaktsignals. Demgemäß weist das gemessene Zeitintervall einen Fehler von bis zu einer Periode des Referenztaktsignals auf (siehe 2). Falls das Referenztaktsignal eine Frequenz von 20 MHz aufweist, nimmt das gemessene Zeitintervall einen unter 50 nsec, 100 nsec, 150 nsec, .... In diesem Fall ist die Auflösung der Zeitintervallmessung gleich 50 nsec.
Andererseits ist die Auflösung der Zeitintervallmessung in der Vorrichtung von 1 gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK, das heißt, 6,25 nsec, was bestimmt ist durch die Phasendifferenzen (45 Grad) zwischen den benachbarten Taktsignalen CKa, CKb, ... und CKh (siehe 2).
Der Verriegelungsabschnitt 22 empfängt die Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh von dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20. Der Verriegelungsabschnitt 22 beinhaltet 8 D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h. Die Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh werden jeweils als Arbeitstaktsignale in die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h eingespeist. Somit verriegeln die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h die Lichtempfangsimpulsfolge PBr jeweils zu den Zeiten ansteigender Flanken in den Taktsignalen CKa, CKb, ... und CKh. Daher geben, wie in 3 gezeigt, die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h jeweils 8 unterschiedliche Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h aus. Die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h repräsentieren den Signalpegel der Lichtempfangsimpulsfolge PBr. Die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h bilden eine Signaleingabeeinrichtung.
Ein Synchronisationsabschnitt 24 empfängt die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h von dem Verriegelungsabschnitt 22. Der Synchronisationsabschnitt 24 beinhaltet 8 D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h. Das Referenztaktsignal MCK wird von dem Referenztaktsignalgenerator 10 als eine Arbeitstaktsignal in die D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h eingespeist. Andererseits werden die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h jeweils in die D-Eingangsanschlüsse der D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h. Somit verriegeln die D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h simultan die jeweiligen Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK. Demgemäß wandeln die D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h jeweils in zweite Binärdaten D2a, D2b, ... und D2j um, welche synchron mit dem Referenztaktsignal MCK (siehe 3) ändern. Auf diese Weise erzeugt der Synchronisationsabschnitt 24 synchronisierte Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h. Die D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h geben jeweils die Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h aus. Der Synchronisationsabschnitt 24 entspricht einer Signalsynchronisationseinrichtung.
Die Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h werden jeweils über 8 Puffer 26a, 26b, ... und 26h in 8 Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h eingespeist. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h empfangen das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h sampeln oder erfassen periodisch die jeweiligen Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h speichert Informationen über den durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 verwendeten PN-Code. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h berechnet die Korrelation zwischen dem PN-Code und den zugehörigen Binärdaten D2a, D2b, ... oder D2h. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h geben jeweils Ausgangssignale, welche die berechneten Korrelationen repräsentieren, aus. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h bilden eine Korrelationsberechnungseinrichtung.
Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h empfangen das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h arbeiten in Antwort auf das Referenztaktsignal MCK. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h empfangen jeweils die eine Korrelation repräsentierenden Signale von den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30e, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30a ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30f, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30b ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30g, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30c ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30h, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30d ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40e empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30a, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30e ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40e addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30e und 30a repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30a, welches durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40e verwendet wird, weist eine 1-Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition ergebende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40e geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a gelieferten ab. Der Zweiphasen Addierabschnitt 40e gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30b was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30f ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30f und 30b repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30b, welches durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40f verwendet wird, weist eine 1-Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40b verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition ergebende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40f geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40b gelieferten ab. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30c, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30g ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30g und 30c repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30c, welches durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40g verwendet wird, weist eine 1-Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40c verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition ergebende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40g geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40c gelieferten ab. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30d, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrichtung 30h ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30h und 30d repräsentiert werden, um einen Korrelationsmittelungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30d, welches durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40h verwendet wird, weist eine 1-Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40d verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition ergebende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40h geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40d gelieferten ab. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Auf diese Weise mittelt jeder der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h die zugehörigen Korrelationen. Die Mittelung verhindert, daß die letztendlich berechneten Korrelationen durch Störungen in hohem Maße geändert werden. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h bilden eine Mittelwertbildungseinrichtung.
In der Vorrichtung von 1 wird die Lichtempfangsimpulsfolge PBr in Antwort auf die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh derart verriegelt, daß die an die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h angelegten Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h Zeitunterschiede aufweisen, welche einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK entsprechen. Dadurch wird der Moment, in welchem die Korrelation zwischen der Lichtempfangsimpulsfolge PBr und dem PN-Code einen Spitzenwert annimmt, mit einer Auflösung von einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK erfaßt. Falls die Lichtempfangsimpulsfolge PBr exakt der Lichtemissionsimpulsfolge entspricht, ändern sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h ausgegebenen Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h aufeinanderfolgend in dem gleichen Muster. Insbesondere startet die aufeinanderfolgende Änderung von den von einem der D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h, welches auf ein bestimmtes Taktsignal mit einer ansteigenden Flanke zum frühesten Zeitpunkt nach der Änderung der Lichtempfangsimpulsfolge PBr anspricht, ausgegebenen Binärdaten zu einem wirksamen Zustand (einem Echoanzeigezustand). In 2 entspricht das an das D-Flipflop 22e angelegte Taktsignal CKe dem einen bestimmten. In ähnlicher Weise ändern sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h berechneten Korrelationen aufeinanderfolgend in dem selben Muster. Insbesondere startet die aufeinanderfolgende Änderung von der durch eine der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h, welche dem bestimmten Taktsignal (zum Beispiel dem Taktsignal CKe) zugehörig ist, berechneten Korrelation. In 2 bezieht sich die Korrelationsvorrichtung 30e auf das bestimmte Taktsignal CKe.
Falls eine Störung bewirkt, daß sich die Lichtempfangsimpulsfolge PBr außerhalb einer exakten Übereinstimmung mit der Lichtemissionsimpulsfolge befindet, ändern sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h ausgegebenen Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h nicht aufeinanderfolgend in dem gleichen Muster. In diesem Fall ändern sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h berechneten Korrelationen nicht aufeinanderfolgend in dem gleichen Muster. Im allgemeinen weist eine Störung, welche der Lichtempfangsimpulsfolge PBr überlagert ist, eine extrem kurze Dauer relativ zu der Periode des Referenztaktsignals MCK auf. Demgemäß weisen Paare der Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h, welche sich auf Taktsignale mit einer 180-Grad-Phasendifferenz beziehen, gemeinsame Störkomponenten mit der geringsten Wahrscheinlichkeit auf. Falls zum Beispiel der Moment eines Auftretens eines Spitzenwerts einer Störung mit der Operationszeit des D-Flipflops 22e (das heißt, der Zeit einer ansteigenden Flanke des Taktsignals CKa) zusammenfällt, sind die von dem D-Flipflop 22a ausgegebenen Binärdaten Dia am meisten durch die Störung beeinflußt, während die von dem D-Flipflop 22e, welches auf das Taktsignal CKe mit einer 180-Grad-Phasendifferenz bezüglich des Taktsignals CKa anspricht, ausgegebenen Binärdaten Die davon am geringsten beeinflußt werden.
In der Vorrichtung von 1 liegen die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh in Paaren vor, von denen jedes aus Taktsignalen mit einer 180-Grad-Phasendifferenz besteht. Insbesondere bilden die Taktsignale CKa und CKe ein erstes Paar. Die Taktsignale CKb und CKf bilden ein zweites Paar. Die Taktsignale CKc und CKg bilden ein drittes Paar. Die Taktsignale CKd und CKh bilden ein viertes Paar. Die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e entsprechen dem Paar der Taktsignale CKa und CKe. Somit liegen die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f entsprechen dem Paar der Taktsignale CKb und CKf. Somit liegen die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g entsprechen dem Paar der Taktsignale CKc und CKg. Somit liegen die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h entsprechen dem Paar der Taktsignale CKd und CKh. Somit liegen die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h in einem Paar vor. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40e addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30e und 30a berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30f und 30b berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30g und 30c berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30h und 30d berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Die Mittelwertbildung durch die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h reduziert oder unterdrückt Störkomponenten der letztendlich berechneten Korrelationen.
Die inneren Strukturen der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h sind einander ähnlich. Ebenso sind die internen Strukturen der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h einander ähnlich. Die Korrelationsvorrichtung 30a und der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a wird nachstehend genauer beschrieben werden.
4 zeigt die inneren Strukturen der Korrelationsvorrichtung 30a und des Zweiphasen-Addierabschnitts 40a. Wie in 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelationsvorrichtung 30a ein Schieberegister 32, welches aus in einem Ring oder einer geschlossenen Schleife verbundenen Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an zusammengesetzt ist, wobei ”n” eine vorbestimmte natürliche Zahl (zum Beispiel 31) bezeichnet. Bevor eine Abstandsmeßprozedur gestartet wird, besetzt die CPU 2 (siehe 1) Bits des PN-Codes in den Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an jeweils vor. Die PN-Code-Bits bilden PN-Code-Binärdaten. Das Referenztaktsignal MCK wird an die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an angelegt. Während der Abstandsmeßprozedur wird jedes der PN-Code-Bits von einer zugehörigen der Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK zu der nächsten verschoben. Die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an sind in der geschlossenen Schleife verbunden, und das von der letzten Verriegelungsschaltung 32an ausgebebene PN-Code-Bit tritt in die erste Verriegelungsschaltung 32a1 ein.
Wie in 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelationsvorrichtung 30a Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an, deren Gesamtzahl der der Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an ist. Die PN-Code-Binärdaten (die PN-Code-Bits), welche in die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an eingegeben werden, werden ebenfalls jeweils ersten Eingangsanschlüssen der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an zugeführt. Zum Beispiel wird ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), welcher in die erste Verriegelungsschaltung 32a1 eingegeben wird, auch dem ersten Eingangsanschluß der ersten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a1 zugeführt. Ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), welcher in die zweite Verriegelungsschaltung 32a2 eingegeben wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß der zweiten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a2 zugeführt. Ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), welcher in die letzte Verriegelungsschaltung 32an eingegeben wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß der letzten Exklusiv-ODER-Schaltung 34an zugeführt. Die durch das D-Flipflop 24a erzeugten Binärdaten D2a werden gemeinsam zweiten Eingangsanschlüssen der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an zugeführt. Es sollte erwähnt werden, daß zur Klarheit die Darstellung des Puffers 26a von 4 weggelassen ist. Die Binärdaten D2a haben ihren Ursprung in den Binärdaten D1a, welche durch das D-Flipflop 22a erzeugt werden. Wie zuvor erwähnt, werden die Binärdaten Dia durch Verriegeln der Lichtempfangsimpulsfolge PBr zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke des Taktsignals CKa erzeugt. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an gibt ein Niedrigpegelsignal aus, wenn die Binärdaten D2a, welche die Lichtempfangsimpulsfolge PBr repräsentieren, mit den in eine zugehörige Verriegelungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten übereinstimmen. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an gibt ein Hochpegelsignal aus, wenn die Binärdaten D2a nicht mit den in die zugehörige Verriegelungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten übereinstimmen.
Die Korrelationsvorrichtung 30a beinhaltet weiter eine Reihe von Vorwärts-Rückwärtszählern (U/D-Zählern) 36a1, 36a2, ... und 36an, deren Gesamtzahl gleich der der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an ist. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an empfangen jeweils die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, ... und 34an. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an empfangen das Referenztaktsignal MCK und arbeiten in Antwort hierauf. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an gegebene Zählwert erhöht sich, wenn sich das Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER-Schaltung fortgesetzt in seinem Niedrigpegelzustand befindet. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1, 36a2, und 36an gegebene Zählwert erniedrigt sich, wenn sich das Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER-Schaltung fortgesetzt in seinem Hochpegelzustand befindet. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an geben Signale aus, welche jeweils die zugehörigen Zählwerte repräsentieren. Falls die Binärdaten D2a einen einem vorwärtsgerichteten Laserstrahl entsprechenden Echostrahl (einen durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt verursachten Echostrahl) repräsentieren, stimmen die Binärdaten D2a fortgesetzt mit den in eine der Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, ... und 32an eingebebenen PN-Code-Daten überein. Demgemäß zählt in diesem Fall einer der U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an fortgesetzt hinauf. Dieser U/D-Zähler wird als der Wahr-U/D-Zähler bezeichnet. Die Position des Wahr-U/D-Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe zeigt den Moment der Ankunft des Echostrahls an. In einem ersten Beispiel von Bedingungen, in welchen eine Störung den Binärdaten D2a überlagert wird, zählt nicht nur ein Wahr-U/D-Zähler, sondern auch ein anderer U/D-Zähler fortgesetzt hinauf. In einem zweiten Beispiel unterläßt es der Wahr-U/D-Zähler, hinaufzuzählen. Mit solchen Problemen wird man durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a fertig.
Wie in 4 gezeigt, beinhaltet der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an, deren Gesamtzahl gleich der der U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an ist. Erste Eingangsanschlüsse der Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an empfangen jeweils die Ausgangssignale der U/D-Zähler 36a1, 36a2, ... und 36an. Zweite Eingangsanschlüsse der Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an empfangen die jeweiligen Ausgangssignale entsprechender U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e, welche mit der Korrelationsvorrichtung 30a ein Paar bildet. Jede der Vorrichtungen 42a1, 42a2, ... und 42an addiert den durch die Ausgangssignale der zwei zugehörigen U/D-Zähler repräsentierten Zählwerte und gibt ein Signal aus, welches den sich aus Addition ergebenden Zählwert oder den durchschnittlichen Zählwert anzeigt. Die Addition unterdrückt einen durch Störung hervorgerufenen Zählwertfehler. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a beinhaltet Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, ... und 44an, deren Gesamtzahl der der Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an gleich ist. Die Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, ... und 44an empfangen jeweils die Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an. Die Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, ... und 44an empfangen das Referenztaktsignal MCK. Die Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, ... und 44an verriegeln die jeweiligen Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, ... und 42an zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK und speisen die verriegelten Signale in einen Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 ein.
Genauer gesagt, addiert jede der Vorrichtungen 42a1, 42a2, ... und 42an den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKa und CKe (das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte der Periode des Referenztaktsignal MCK) gemeint. Zum Beispiel addiert die Vorrichtung 42a1 den durch den ersten U/D-Zähler 36a1 in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den durch den ersten U/D-Zähler 36e1 (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36a1 entspricht. Die Vorrichtung 42an addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36an in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36an entspricht.
In dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e, welcher mit dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a ein Paar bildet, addiert jeder Addierer den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKe und CKa (das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte der Periode des Referenztaktsignals MCK) gemeint. Zum Beispiel addiert der erste Addierer 42e1 (nicht gezeigt) in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e den durch den ersten U/D-Zähler 36e1 (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den zweiten U/D-Zähler 36a2 in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36e1 entspricht. Der letzte Addierer 42en in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den ersten U/D-Zähler 36a1 in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36en entspricht.
Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40b, 40c und 40d arbeiten ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40f, 40g und 40h arbeiten ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e. Wie aus der vorstehenden Beschreibung verstanden, unterscheiden sich die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a und 40e, welche ein Paar bilden, voneinander. Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40b und 40f, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich voneinander.
Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40c und 40g, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich voneinander. Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40d und 40h, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich voneinander.
Mit Rückbezug auf 1 empfängt der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 die Signale, welche die ”n” durchschnittlichen Zählwerte (die ”n” Zählwerte, welche sich aus Addition ergeben) repräsentieren, von den Ausgangsschaltungen in jedem der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h erfaßt der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 einen unter den ”n” durchschnittlichen Zählwerten, welcher zuerst einen vorgeschriebenen Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem erfaßten durchschnittlichen Zählwert entspricht. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt ein Signal, welches die Position des bestimmten U/D-Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das heißt, den Moment der Ankunft eines durch Reflexion eines übertragenen vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufenen Echostrahls repräsentiert. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h gibt der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 das Echoankunftsmomentsignal an einen Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 aus. Die ”n” durchschnittlichen Zählwerte bezeichnen die Korrelationen zwischen dem PN-Code und den Ergebnissen des Abtastens der Lichtempfangsimpulsfolge PBr zu den jeweiligen Zeiten ansteigender Flanken in den 8-Phasen-Taktsignalen CKa, CKb, ... und CKh. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 beurteilt, daß ein Spitzenkorrelationswert auftritt, wenn einer der ”n” durchschnittlichen Zählwerte den Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem den Zählwert übersteigenden durchschnittlichen Zählwert entspricht. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt ein Signal, welches die Position des bestimmten U/D-Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das heißt, den Moment der Ankunft eines Echostrahls repräsentiert, und gibt es aus. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt kann durch die CPU 2 initialisiert werden.
Zum Beispiel enthält der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 Komparatoren zum Vergleichen der ”n” durchschnittlichen Zählwerte mit dem Schwellwert, eine erste Entscheidungsvorrichtung zum Erfassen eines unter den ”n” durchschninttlichen Zählwerten, welcher zuerst den Schwellwert übersteigt, durch Beziehen auf die Ausgangssignale von den Komparatoren, einen mit Informationen, welche die Entsprechungsbeziehung zwischen den ”n” durchschnittlichen Zählwerten und den U/D-Zählern repräsentieren, geladenen Speicher und eine zweite Entscheidungseinheit zum Bestimmen des U/D-Zählers, welcher dem erfaßten gemittelten Zählwert entspricht, durch Beziehen auf die Informationen in dem Speicher.
Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt eines unter den Ausgangsignalen des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46 aus, welches den frühesten Moment der Ankunft eines Echostrahls repräsentiert. In anderen Worten, der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt eines unter den Ausgangssignalen des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46 aus, welches einer Korrelationsvorrichtung zugehörig ist, welche einem Taktsignal mit der geringsten Phasendifferenz bezüglich des Referenztaktsignals MCK entspricht. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 gibt das ausgewählte Echoankunftsmomentsignal an einen Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Zum Beispiel beinhaltet der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 einen Komparator zum Vergleichen des durch das Ausgangssignal des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46 repräsentierten Echoankunftsmoments, um den frühesten unter den Echoankunftsmomenten zu bestimmen, und einen Selektor zum Auswählen eines der Ausgangssignale des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46, welches den frühesten Echoankunftsmoment repräsentiert. Falls nur eines der Ausgangssignale des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46 einen Echoankunftsmoment repräsentiert, gibt der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 dieses Signal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Falls zwei oder mehr der Ausgangssignale des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46 Echoankunftsmomente repräsentieren, wählt der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 das Signal aus, welches den frühesten der Echoankunftsmomente repräsentiert, und gibt das ausgewählte Signal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 kann durch die CPU 2 initialisiert werden.
Der Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 wandelt das Ausgangssignal (das Echoankunftsmomentsignal) des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 in Abstandsmeßdaten um, welche das Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft eines entsprechenden Echostrahls repräsentieren. Der Distanzmeßergebnisausgabeabschnitt 48 speist die Abstandsmeßdaten in die CPU 2 ein. Zum Beispiel beinhaltet der Distanzmeßergebnisausgabeabschnitt 48 einen Kalkulator zum Berechnen des Zeitintervalls zwischen dem Moment der Übertragung eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft eines entsprechenden Echostrahls aus dem Echoankunftsmoment. Das Ausgangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 zeigt die Position eines unter all den U/D-Zählern in den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h an, welcher einen Zählwert gibt, welcher zuerst den Schwellwert übersteigt. In anderen Worten, das Ausgangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 zeigt den Moment der Ankunft eines Echostrahls an. Die Zeiten des Verriegelns des Lichtempfangsimpulses PBr durch den Verriegelungsabschnitt 22 in Antwort auf die 8-Phasin-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh, um die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h zu erzeugen, sind mit gleichen Intervallen, welche einem Achtel der Periode des Referenztaktsignal MCK entsprechen, beabstandet. Die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h werden in die zweiten Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h verriegelt, welche in die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h eingespeist werden. Demgemäß entspricht die Auflösung des durch die Abstandsmeßdaten, welche von dem Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 an die CPU 2 ausgegeben werden, repräsentierten Zeitintervalls einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Der Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 kann durch die CPU 2 initialisiert werden.
Die CPU 2 mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen Zielobjekt auf der Grundlage der Abstandsmeßdaten. Die Auflösung der Abstandsmessung ist höher als die durch die Periode des Referenztaktsignals MCK bestimmte. Der gemessene Abstand wird beim Steuern eines Fahrzeugantriebs- und Bremssystems verwendet, um das Bezugsfahrzeug in die Lage zu versetzen, automatisch einem voraus befindlichen Fahrzeug zu folgen. Nachdem der gemessene Abstand eine hohe Auflösung aufweist, wird das Bezugsfahrzeug in die Lage versetzt, dem voraus befindlichen Fahrzeug genau zu folgen. Der gemessene Abstand wird auch in einer Hinderniserfassungsprozedur eines Erfassens eines Hindernisses vor dem Bezugsfahrzeug und Gebens eines Alarms wegen des erfaßten Hindernisses verwendet. Nachdem der gemessene Abstand eine hohe Auflösung aufweist, ist die Hinderniserfassungsprozedur genau und zuverlässig.
Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 entspricht einer Erfassungseinrichtung. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 entspricht einer Auswahleinrichtung.
Vorzugsweise beinhaltet die Vorrichtung von 1 eine Abtastvorrichtung (nicht gezeigt), welche bewirkt, daß ein vorgeschriebener Winkelbereich vor dem Bezugsfahrzeug durch den vorwärtsgerichteten Laserstrahl, welcher durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugt wird, abgetastet wird. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt (zum Beispiel einem voraus befindlichen Fahrzeug oder einem Hindernis) in dem abgetasteten Winkelbereich durch Beziehen auf die von dem Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ausgebebenen Abstandsmeßdaten. Für jeden von von vorbestimmten Abstandsmeßwinkelpunkten, welche den abgetasteten Winkelbereich bilden, führt die CPU 2 einen Prozeß zum Messen eines Zeitintervalls mehrmals aus, so daß eine Mehrzahl von gemessenen Zeitintervallen verfügbar ist. Die gemessenen Zeitintervalle stehen mit dem Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt die gemessenen Zeitintervalle zu einem mittleren Zeitintervall. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt durch Beziehen auf das mittlere Zeitintervall. Die CPU 2 wirkt als eine Abstandsberechnungseinrichtung.
Die CPU 2 beinhaltet eine Kombination einer Eingabe-Ausgabeschaltung, eines Verarbeitungsabschnitts, eines ROMs und eines RAMs. Die CPU 2 arbeitet in Übereinstimmung mit einem in dem ROM gespeicherten Programm. 5 ist ein Flußdiagramm eines einer Abstandsmessung zugehörigen Segments des Programms, welches für jeden der vorbestimmten Abstandsmeßwinkelpunkte ausgeführt wird. Das Programmsegment in 5 wird gestartet, wenn die Richtung des durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugten vorwärtsgerichteten Laserstrahls einen der vorbestimmten Abstandsmeßwinkelpunkte erreicht.
Wie in 5 gezeigt, initialisiert ein erster Schritt 100 des Programmsegments Variablen und Parameter, welche Zählerwerte (zähleranzeigende Variablen) ”i” und ”j” beinhalten. Nach dem Schritt 100 schreitet das Programm zu einem Schritt 110 fort.
Der Schritt 110 erzeugt Bits des PN-Codes und legt die PN-Code-Bits in den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h fest. Zusätzlich implementiert der Schritt 110 eine Meßschaltungsinitialisierung. Insbesondere initialisiert der Schritt 110 den Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46, den Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 und den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48.
Ein Schritt 120, welcher auf den Schritt 110 folgt, gibt die PN-Code-Bits an den Impulserzeugungsabschnitt 12 in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK aus, um eine Lichtsteuerprozedur zum Bewirken, daß der Lichtemissionsabschnitt 14 einen auf die PN-Code-Bits ansprechenden vorwärtsgerichteten Laserstrahl ausgibt, zu starten.
Ein dem Schritt 120 nachfolgender Schritt 130 inkrementiert den Zählerwert ”i” um ”l”. Der Zählerwert ”i” zeigt die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt an. Nach dem Schritt 130 schreitet das Programm zu einem Schritt 140 fort.
Der Schritt 140 bestimmt, ob ein Abstandsmeßdatenstück, welches auf den ausgegebenen vorwärtsgerichteten Laserstrahl anspricht (das heißt auf die Ausführung des Schritts 120 anspricht), von dem Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 eingespeist worden ist oder nicht. Wenn ein Abstandsmeßdatenstück noch nicht eingespeist worden ist, schreitet das Programm von dem Schritt 140 zu einem Schritt 150 fort. Wenn andererseits ein Abstandsmeßdatenstück eingespeist worden ist, schreitet das Programm von dem Schritt 140 zu einem Schritt 160 fort.
Der Schritt 150 bestimmt, ob eine voreingestellte Abstandsmeßfrist von dem Moment der Ausführung des Schritts 120 abgelaufen ist. Wenn die voreingestellte Abstandsmeßfrist noch nicht abgelaufen ist, kehrt das Programm von dem Schritt 150 zu dem Schritt 140 zurück. Demgemäß wird in diesem Fall der Schritt 140 wiederholt. Wenn andererseits die voreingestellte Abstandsmeßfrist abgelaufen ist, schreitet das Programm von dem Schritt 150 zu einem Schritt 180 fort.
Der Schritt 160 speichert die Abstandsmeßdatenstücke in den RAM. Ein Schritt 170, welcher auf den Schritt 160 folgt, inkrementiert den Zählerwert ”j” um ”l”. Der Zählerwert ”j” bezeichnet die Anzahl verfügbarer Abstandsmeßdatenstücke für den vorliegenden Abstandsmeßwinkel. Nach dem Schritt 170 schreitet das Programm zu dem Schritt 180 fort.
Der Schritt 180 bestimmt, ob der Zählerwert ”i” einen voreingestellten oberen Grenzwert ”imax” erreicht hat oder nicht. Wenn der Zählerwert ”i” den voreingestellten oberen Grenzwert ”imax” noch nicht erreicht hat, kehrt das Programm von dem Schritt 180 zu dem Schritt 110 zurück. Demgemäß werden in diesem Fall der Schritt 110 und die späteren Schritte wiederholt. Wenn andererseits der Zählerwert ”i” den voreingestellten oberen Grenzwert ”imax” erreicht hat, schreitet das Programm von dem Schritt 180 zu einem Schritt 190 fort.
Der Schritt 190 erfaßt ein oder mehrere unwirksame (ein oder mehrere falsche) unter den ”j” Abstandsmeßdatenstücken. Insbesondere berechnet der Schritt 190 einen mittleren Wert unter den Zeitintervallen, welche durch die ”j” Abstandsmeßdatenstücke repräsentiert werden. Der Schritt 190 durchsucht die durch die ”j” Abstandsmeßdatenstücke repräsentierten Zeitintervalle nach einem erheblich außermittigen, welches von dem mittleren Wert um einen vorgeschriebenen Wert oder mehr beabstandet ist (oder mehreren solchen). Der Schritt 190 definiert ein Abstandsmeßdatenstück entsprechend einem solchen erheblich außermittigen Zeitintervall als ein unwirksames (falsches). Im allgemeinen wird ein erheblich außermittiges Zeitintervall durch eine Störung wie etwa Rauschen verursacht.
Ein auf den Schritt 190 folgender Schritt 200 bestimmt, ob ein unwirksames (oder mehrere solche) unter den ”j” Abstandsmeßdatenstücken vorliegt oder nicht, auf der Basis des Ergebnisses der Erfassung durch den Schritt 190. Wenn ein unwirksames Abstandsmeßdatenstück vorliegt, schreitet das Programm von dem Schritt 200 zu einem Schritt 210 fort. Wenn andererseits kein unwirksames Abstandsmeßdatenstück vorliegt, springt das Programm von dem Schritt 200 zu einem Schritt 220.
Der Schritt 210 löscht das unwirksame (oder die mehreren solchen) von den Abstandsmeßdatenstücken in dem RAM. Der Schritt 210 dekrementiert den Zählerwert ”j” um die Anzahl des gelöschten Abstandsmeßdatenstücks oder der -stücke. Somit aktualisiert der Schritt 210 den Zählerwert ”j”. Nach dem Schritt 210 schreitet das Programm zu dem Schritt 220 fort.
Der Schritt 220 liest alle verbleibenden Abstandsmeßdatenstücke aus dem RAM aus. Der Schritt 220 berechnet einen mittleren Wert (einen Durchschnittswert) unter den durch die ausgelesenen Abstandsmeßdatenstücke repräsentierten Zeitintervallen. Insbesondere berechnet der Schritt 220 die Summe der durch die ausgelesenen Abstandsmeßdatenstücke repräsentierten Zeitintervalle und teilt die berechnete Summe durch die Zählerzahl ”j”, um das mittlere Zeitintervall (das durchschnittliche Zeitintervall) zu erhalten.
Ein Schritt 230, welcher auf den Schritt 220 folgt, berechnet den Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt aus dem mittleren Zeitintervall, welcher durch den Schritt 220 für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt gegeben ist. Der Schritt 230 speichert Informationen, welche den berechneten Abstand repräsentieren, in den RAM. Nach dem Schritt 230 endet der aktuelle Ausführungszyklus des Programmsegments.
Falls der RAM kein Abstandsmeßdatenstück aufweist, das heißt, falls an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt kein voraus befindliches Zielobjekt vorliegt, setzt der Schritt 220 ein Abstandsdatenabwesenheitsflag. In diesem Fall spricht der Schritt 230 auf das Abstandsdatenabwesenheitsflag an und speichert Informationen in den RAM, welche die Abwesenheit eines voraus befindlichen Zielobjekts an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt repräsentieren.
Wie zuvor erwähnt, erzeugt in der Vorrichtung von 1 der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh in Antwort auf das Referenztaktsignal MCK. Die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h in dem Verriegelungsabschnitt 22 verriegeln nacheinander die Lichtempfangsimpulsfolge PBr in Antwort auf die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh zu Zeiten, welche unter gleichen Intervallen, welche einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK entsprechen, beabstandet sind. Die D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h geben jeweils die sich aus einem Verriegeln ergebenden Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h aus. Die D-Flipflops 24a, 24b, ... und 24h in dem Synchronisationsabschnitt 24 sprechen auf das Referenztaktsignal MCK und wandeln die Binärdaten D1a, D1b, ... und D1h jeweils in die synchronisierten Binärdaten D2a, D2b, ... und D2h um. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h berechnet die Korrelation zwischen dem PN-Code und den zugehörigen Binärdaten D2a, D2b, ... oder D2h. Eine unter den berechneten Korrelationen, welche zuerst den Schwellwert übersteigt, wird als eine Anzeige des Moments der Ankunft eines durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufenen Echostrahls erfaßt. Der Echoankunftsmoment wird beim Messen des Zeitintervalls zwischen dem Moment der Übertragung des vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft des entsprechenden Echostrahls verwendet. Die Auflösung der Zeitintervallmessung entspricht einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Daher ist es möglich, den Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt genau zu messen.
Die hohe Auflösung der Zeitintervallmessung wird ohne Erhöhen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK bereitgestellt. Demgemäß ist es ausreichend, daß Schaltungen für die Zeitintervallmessung mit einer Periode gleich der des Referenztaktsignals MCK arbeiten. Daher können Schaltungen für die Zeitintervallmessung preiswert sein.
Wie zuvor erwähnt, arbeiten in der Vorrichtung von 1 die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h und die Schaltungen nachfolgender Stufen (die Zwei-Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h, der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46, der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 und der Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48) in Antwort auf das gemeinsame Referenztaktsignal MCK. Es ist, mit Ausnahme der D-Flipflops 22a, 22b, ... und 22h, unnötig, die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh in die Verarbeitungsschaltungen einzuspeisen. Demgemäß kann ein Verdrahtungsmuster der Zeitabstandsmeßschaltung auf einer gedruckten Platte leicht entworfen werden. Überdies kann das Verdrahtungsmuster einfach sein. Somit reichen gedruckte Platten kleiner Größe aus.
Wie zuvor erwähnt, addieren in der Vorrichtung von 1 die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h die Korrelationen in Paaren, welche durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, ... und 30h berechnet werden. Die sich durch Addition ergebenden Korrelationen werden beim Bestimmen des Moments der Ankunft eines durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufenen Echostrahls verwendet. Die Additionen, welche durch die Zwei-Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, ... und 40h ausgeführt werden, verbessern Rauschunterdrückungseigenschaften der Zeitintervallmessung. Daher ist die Zeitintervallmessung auch dann genau, wenn das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Verhältnis der Lichterfassungsimpulsfolge PBr vergleichsweise niedrig ist.
Für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt führt die CPU 2 einen Prozeß zum Ausgeben eines auf einen PN-Code ansprechenden vorwärtsgerichteten Laserstrahls von dem Lichtemissionsabschnitt 14 und Messen eines Zeitintervalls aus mehrmals, so daß eine Mehrzahl von gemessenen Zeitintervallen verfügbar ist. Die gemessenen Zeitintervalle stehen mit dem Abstand zu einem voraus befindlichen Zielobjekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt die gemessenen Zeitintervalle in ein mittleres Zeitintervall. Die CPU 2 mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen Zielobjekt durch Beziehen auf das mittlere Zeitintervall. Vor dem Mitteln der gemessenen Zeitintervalle löscht die CPU 2 ein (oder mehrere) unwirksames von den Abstandsmeßdatenstücken. Demgemäß werden die Rauschunterdrückungseigenschaften der Zeitintervallmessung weiter verbessert. Daher ist die Zeitintervallmessung auch dann genauer, wenn das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Verhältnis der Lichtempfangsimpulsfolge PBr vergleichsweise niedrig ist.
6 zeigt ein erstes Beispiel des Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts 20. Wie in 6 gezeigt, beinhaltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 einen analogen PLL (Phasenregelkreis) 50 und ein Schieberegister 56 eines Ringtyps oder eines Typs einer geschlossenen Schleife. Der analoge PLL 50 erzeugt ein Taktsignal mit einer Frequenz gleich dem 8-fachen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK. Der analoge PLL 50 gibt das hochfrequente Taktsignal an das Schieberegister 56 aus. Das hochfrequente Taktsignal treibt Schiebeelemente in dem Schieberegister 56, so daß die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen der Schiebeelemente auftauchen. Das Schieberegister 56 gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh aus.
Der analoge PLL 50 beinhaltet einen VCO (einen spannungsgesteuerten Oszillator) 51, einen Frequenzteiler 52, einen Phasenkomparator 53 und einen Schleifenfilter 54. Der VCO 51 gibt ein Signal mit einer Frequenz aus, welches von einer Steuerspannung abhängt. Die Vorrichtung 52 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 durch acht. Der Frequenzteiler 52 gibt das sich aus Frequenzteilung ergebende Signal an den Phasenkomparator 53 aus. Die Vorrichtung 53 vergleicht die Phase des Referenztaktsignals MCK mit der Phase des Ausgangssignals des Frequenzteilers 52, wodurch ein primäres Steuersignal, welches von der Phasendifferenz des Ausgangssignals des Frequenzteilers 52 bezüglich des Referenztaktsignals MCK abhängt, erzeugt wird. Der Phasenkomparator 53 gibt das primäre Steuersignal an den Schleifenfilter 54 aus. Der Schleifenfilter 54 integriert oder filtert das primäre Steuersignal in die Steuerspannung. Der Schleifenfilter 54 legt die Steuerspannung an den VCO 51 an. Somit wird die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 mit dem Achtfachen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK gesteuert. Das Ausgangssignal des VCO 51 wird dem Schieberegister 56 als das hochfrequente Taktsignal zugeführt.
Das Schieberegister 56 beinhaltet 8 Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, ... und 56h, welche in einer geschlossenen Schleife verbunden sind. Die CPU 2 (siehe 1) gibt jeweils binäre Datenstücke, zum Beispiel ”00001111” in den Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, ... und 56h vor. Die Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, ... und 56h werden durch das hochfrequente Taktsignal getrieben, so daß die binären Datenstücke dadurch verschoben werden und durch die geschlossene Schleife zirkulieren. Demgemäß tauchen die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen der Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, ... und 56h auf. Das Schieberegister 56 gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh aus.
Nachdem die binären Datenstücke in den Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, ... und 56h des Schieberegisters 56 voreingestellt sind, wird die Startzeit des Zuführens des hochfrequenten Taktsignals von dem analogen PLL 50 an das Schieberegister 56 in Antwort auf die Zeit einer ansteigenden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK gesteuert. Diese Steuerung macht es möglich, daß die Phase des ersten Taktsignals CKa gleich der des Referenztaktsignals MCK ist.
7 zeigt ein zweites Beispiel des Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts 20. Wie in 7 gezeigt, beinhaltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k), welche in Kaskade oder Reihe geschaltet sind, um eine Verzögerungsleitung zu bilden, wobei ”k” eine vorbestimmte natürliche Zahl bezeichnet. Das Referenztaktsignal MCK, welches von dem Referenztaktsignalgenerator 10 ausgebeben wird, breitet sich nacheinander durch die Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) aus, während es dadurch verzögert wird. Erste Enden von Schaltern SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) sind jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) verbunden. Zweite Enden der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) sind mit einem Signalausgabeweg verbunden. In ähnlicher Weise sind erste Enden von Schaltern SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) mit den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) verbunden. Zweite Enden der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) sind mit Signalausgabewegen verbunden. Die Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k), SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und SWh(1), ... SWh(2), ... und SWh(k) arbeiten jeweils zum Ausgeben der Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh. Die Phasen der Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh unterscheiden sich von der Phase des Referenztaktsignals MCK. Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h sind mit der Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k), der Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und der Gruppe der Schalter SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) jeweils über Datenleitungen Lb, Lc, ... und Lh verbunden.
Der Dekodierer 90b bestimmt die Position eines bestimmten SWb(?) unter den Schaltern SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k), über welchen das Taktsignal CKb ausgegeben werden sollte. Der Dekodierer 90b legt ein Treibersignal an die Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) über die Datenleitung Lb an, welches den bestimmten Schalter SWb(?) einschaltet und die anderen Schalter ausschaltet. Die Dekodierer 90c, ... und 90h arbeiten ähnlich wie der Dekodierer 90b. Demgemäß bestimmen die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h die Positionen von bestimmten SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) unter den Schaltern SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k), SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k), über welche die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh ausgegeben werden sollten. Die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h führen den Schaltergruppen über die Datenleitungen Lb, Lc, ... und Lh Treibersignale zu, welche die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) einschalten und die anderen Schalter ausschalten. Unter den durch die Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) erzeugten verzögerten Signalen werden sieben ausgewählt. Die ausgewählten Signale breiten sich durch die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) aus, wobei sie als die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh ausgegeben werden.
Der Referenztaktsignalgenerator 10 wandelt die Periode des Referenztaktsignals MCK in einen numerischen Wert um, während die durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) bereitgestellte Signalverzögerungszeit (die mittlere Signalverzögerungszeit) als eine Zeitauflösung verwendet wird. Der Referenztaktsignalgenerator 10 erzeugt Periodendaten CD, welche den numerischen Wert der Periode des Referenztaktsignals MCK repräsentieren. Der Referenztaktsignalgenerator 10 speist die Periodendaten CD in die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h ein. Die CPU 2 (siehe 1) speist jeweils Verzögerungsdaten SDb, SDc, ... und SDh in die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h ein. Die Verzögerungsdaten SDb, SDc, ... und SDh zeigen die Verzögerungsverhältnisse ”x/8” (x: 1, 2, ..., 7) der Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh bezüglich des Referenztaktsignals MCK an. Die Verzögerungsdaten SDb, SDc, ... und SDh werden auch als die Verhältnisdaten SDb, SDc, ... und SDh bezeichnet. Die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h berechnen die Positionen der bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) zum Ausgeben der Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh unter Verwendung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten (der Verhältnisdaten) SDb, SDc, ... und SDh. Die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h schalten die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) ein. Die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) geben jeweils die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh aus. Die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh ergeben sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals MCK um Zeitintervalle, unter welchen es Unterschiede gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK gibt.
Falls die Periode des Referenztaktsignals MCK gleich dem 80-fachen der Signalverzögerungszeit ist, welche durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) bereitgestellt wird, werden die den numerischen Wert ”80” repräsentierenden Periodendaten CD in die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h eingespeist. Unter Verwendung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten SDb, SDc, ... und SDh berechnen die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h jeweils Verzögerungsgrößen für die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh als ”80/8”, ”80·2/8”, ... und ”80·7/8”. Die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h erfassen bestimmte Schalter SWb(10), SWc(20), ... und SWh(70) jeweils entsprechend den berechneten Verzögerungsgrößen. Die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h schalten die bestimmten Schalter SWb(10), SWc(20), ... und SWh(70) ein.
Falls die Frequenz des Referenztaktsignals MCK 20 MHz beträgt (die Periode des Referenztaktsignals beträgt 50 nsec) und die durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) bereitgestellte Signalverzögerungszeit 1 nsec beträgt, ist der durch die Periodendaten CD repräsentierte numerische Wert 50.
Wie in 7 gezeigt, beinhaltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 weiter Puffer 92a, 92b, 92c, ... und 92h. Das Referenztaktsignal MCK breitet sich durch den Puffer 92a aus, wobei es nach außen hin als das Taktsignal Cka mit einer Phase gleich der des Referenztaktsignals MCK ausgegeben wird. Die Puffer 92b, 92c, ... und 92h folgen jeweils auf die Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k), die Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und die Gruppe der Schalter SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k). Die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh breiten sich durch die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), ... und SWh(?) und die Puffer 92b, 92c, ... und 92h aus, wobei sie nach außen hin ausgegeben werden. Die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh weisen Phasen auf, welche sich von der Phase des Referenztaktsignals MCK unterscheiden. Auf diese Weise werden die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh nach außen ausgegeben, das heißt, an den Verriegelungsabschnitt 22.
Jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2) ... und 80(k) ist aus zwei Invertierern zusammengesetzt, welche in Kaskade oder Reihe verbunden sind. Ersatzweise kann jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) durch ein Verknüpfungsglied wie etwa ein UND-Gatter oder ein NICHT-UND-Gatter ausgebildet sein.
Die Periodendaten CD können durch eine Zeit-A/D-Wandlerschaltung (einen Zeit-A/D-Wandlerabschnitt) erzeugt werden, welche in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) gleiche Verzögerungselemente beinhaltet und welche die Verzögerungselemente verwendet, um die Periode des Referenztaktsignals MCK in einen numerischen Wert umzuwandeln. Die Zeit-A/D-Wandlerschaltung (der Zeit-A/D-Wandlerabschnitt) ist zum Beispiel in US-Patent Nr. 6,218,982 B1 gezeigt, deren Offenbarungsgehalt hiermit im Wege der Bezugnahme aufgenommen wird.
Wie in 7 gezeigt, empfängt der Referenztaktsignalgenerator 10 ein Basistaktsignal PREF von einer geeigneten Vorrichtung (nicht gezeigt). Das Basistaktsignal PREF weist eine feste Frequenz auf, welche niedriger als die Frequenz des Referenztaktsignals MCK ist. Der Referenztaktsignalgenerator 10 implementiert eine Digitalsignalverarbeitung, durch welche die Frequenz des niederfrequenten Taktsignals PREF multipliziert wird, um das Referenztaktsignal MCK zu erhalten. Der Referenztaktsignalgenerator 10 beinhaltet eine Ringverzögerungsleitung 60, welche aus in einem Ring verbundenen und in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleichen Verzögerungseinheiten zusammengesetzt ist. Ein Impuls wird von einer geeigneten externen Vorrichtung (nicht gezeigt) in die Ringverzögerungsleitung 60 eingegeben. Der Impuls zirkuliert durch die Ringverzögerungsleitung 60, während er durch die Verzögerungseinheiten hierin verzögert wird. Die Ausgangssignale von den jeweiligen Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung 60 werden in die nächststufigen Verzögerungseinheiten, einen Zeit-A/D-Wandler 62 und einen digital gesteuerten Oszillator 64 eingespeist.
Der Zeit-A/D-Wandler 62 beinhaltet einen Zähler und einen Kodierer. Der Zähler mißt die Anzahl von Malen, die der Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft. Der Kodierer erfaßt die Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60 zu einer Zeit jeder ansteigenden Flanke (oder jeder absteigenden Flanke) in dem niederfrequenten Taktsignal PREF. Durch den Zähler erzeugte Daten werden als Daten höherwertiger Bits verwendet, welche die gemessene Anzahl von Malen, welche der Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft, anzeigen. Von dem Kodierer erzeugte Daten werden als Daten niederwertiger Bits verwendet, welche die erfaßte Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60 anzeigen. Die Daten höherwertiger Bits und die Daten niederwertiger Bits werden in digitale Daten mit einer vorgeschriebenen Anzahl von Bits kombiniert. Der Zeit-A/D-Wandler 62 gibt die Digitaldaten an einen Datenprozessor 66 aus. In anderen Worten, der Zeit-A/D-Wandler 62 greift auf die Ringverzögerungsleitung 60 zu und mißt dadurch den Moment des Auftretens jeder ansteigenden Flanke (oder jeder absteigenden Flanke) in dem niederfrequenten Taktsignal PREF, während er die durch jede der Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung 60 bereitgestellten Signalverzögerungszeiten als eine Zeitauflösung verwendet. Der Zeit-A/D-Wandler 62 erzeugt Digitaldaten, welche jeden gemessen Moment repräsentieren, und gibt sie aus. Die Ausgabedaten von dem Zeit-A/D-Wandler 62 werden als die Momentdaten bezeichnet.
Der Datenprozessor 66 empfängt die Momentdaten von dem Zeit-A/D-Wandler 62. Der Datenprozessor 66 berechnet die Differenz zwischen benachbarten gemessenen Momenten, welche durch die Momentdaten repräsentiert werden, und erzeugt Daten, welche die Periode des niederfrequenten Taktsignals PREF repräsentieren. Der Datenprozessor 66 gibt die PREF-Periodendaten an einen Dividierer 70 aus. Daher wird der Dividierer 70 über die Periode des niederfrequenten Taktsignals PREF informiert. Ein Register 68 wird vorher mit Daten, welche einen Frequenzmultiplikator zum Erzeugen des Referenztaktsignals MCK aus dem niederfrequenten Taktsignal PREF repräsentieren, geladen. Das Register 68 gibt die Frequenzmultiplikatordaten an den Dividierer 70 aus. Daher wird der Dividierer 70 über den Frequenzmultiplikator informiert. Die Vorrichtung 70 teilt die Periode des niederfrequenten Taktsignals PREF durch den Frequenzmultiplizierer, um die Periode des Referenztaktsignals MCK zu berechnen. Der Dividierer 70 gibt Daten, welche den ganzzahligen Teil des Divisionsergebnisses repräsentieren, an eine Datenverriegelungsschaltung 72 aus. Der Dividierer 70 gibt Daten, welche den Dezimalteil des Divisionsergebnisses repräsentieren, an eine Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 aus.
Die Datenverriegelungsschaltung 72 verriegelt den ganzzahligen Teil der Ausgangsdaten von dem Dividierer 70, wodurch die Periodendaten CD erzeugt werden. Die Datenverriegelungsschaltung 72 gibt die Periodendaten CD an den digital gesteuerten Oszillator 64 als Steuerdaten hierfür aus. Außerdem gibt die Datenverriegelungsschaltung die Periodendaten CD an die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 aus. Der digital gesteuerte Oszillator 64 ist in der Gestaltung dem Zeit-A/D-Wandler 62 ähnlich. Der digital gesteuerte Oszillator 64 greift auf die Ringverzögerungsleitung 60 zu. Der digital gesteuerte Oszillator 64 überwacht die Anzahl von Malen, die der Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft, und auch die Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60. Mit Bezug auf die überwachte Information mißt der digital gesteuerte Oszillator 64 das Zeitintervall entsprechend den Periodendaten (den Steuerdaten) CD, während die durch jede der Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung 60 bereitgestellten Signalverzögerungszeiten als eine Zeitauflösung verwendet werden. Der digital gesteuerte Oszillator 64 erzeugt ein Impulssignal pro Zeitintervallmessung als ein Einheitszeitsegment des Referenztaktsignals MCK und gibt es aus. Auf diese Weise erzeugt der digital gesteuerte Oszillator 64 das Referenztaktsignal MCK und gibt es aus.
Die Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 addiert ”l” zu den verriegelten Daten in der Datenverriegelungsschaltung 72 mit einer Rate entsprechend dem Dezimalteil des Divisionsergebnisses, welcher durch den Dezimalteil der Ausgangsdaten von dem Dividierer 70 repräsentiert wird. Die Datenverriegelungsschaltung 72 gibt die sich aus Addition ergebenden Daten als die Periodendaten (die Steuerdaten) CD aus. Die durch die Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 implementierte Addition verhindert eine Zunahme des Phasenfehlers des Referenztaktsignals MCK bezüglich des niederfrequenten Taktsignals PREF.
Die Ringverzögerungsleitung 60, der Zeit-A/D-Wandler 62, der digital gesteuerte Oszillator 64 und andere zugehörige Vorrichtungen und Schaltungen bilden einen digitalen PLL. Der digitale PLL wird zum Beispiel in US-Patent Nr. 5,477,196 gezeigt, dessen Offenbarungsgehalt hiermit durch Bezugnahme eingeschlossen ist. Die Steuerdaten (die Periodendaten) CD, welche von der Datenverriegelungsschaltung 72 an den digital gesteuerten Oszillator 64 ausgegeben werden, repräsentieren den Zahlenwert der Periode des Referenztaktsignals MCK mit einer Zeitauflösung gleich der Signalverzögerungszeit, welche durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 bereitgestellt wird. Wie zuvor erwähnt, werden die von der Datenverriegelungsschaltung 72 ausgegebenen Periodendaten (die Steuerdaten) CD in die Dekodierer 90b, 90c, ... und 90h in den Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 eingespeist.
Die Verzögerungseinheiten, welche die Ringverzögerungsleitung 60 bilden, sind in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleich. Daher ist die Temperaturabhängigkeit der durch jede der die Ringverzögerungsleitung 60 aufbauenden Verzögerungseinheiten bereitgestellten Signalverzögerungszeit gleich der der durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) bereitgestellten Signalverzögerungszeit. Demgemäß ist es möglich, die Temperaturabhängigkeiten der Phasen der Taktsignale CKa, CKb, ... und CKh relativ zu der Phase des Referenztaktsignals MCK auszugleichen.
Der Referenztaktsignalgenerator 10 entspricht einer digital gesteuerten Oszillationsschaltung. Der Zeit-A/D-Wandler 62 agiert als eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung. Der Dividierer 70 agiert als eine Dividiereinrichtung. Der digital gesteuerte Oszillator 64 agiert als eine Signalausgabeeinrichtung.
Die Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k), der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) und des Dekodierers 90b kann als eine Phasenverschiebungsschaltung zum Erzeugen eines Taktsignals mit einer gewünschten Phasendifferenz bezüglich des Referenztaktsignals MCK verwendet werden.
Zweite Ausführungsform
Eine zweite Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 konzipiert ist, um Taktsignale unterschiedlicher Phasen zu erzeugen, deren Gesamtzahl von 8 verschieden ist. Um 9-Phasen- oder Mehr-Phasen-Taktsignale zu erzeugen, sind die Gesamtzahl von D-Flipflops in dem Verriegelungsabschnitt 22 und die Gesamtzahl von Korrelationsvorrichtungen von 8 demgemäß erhöht. In diesem Fall wird eine höhere Auflösung der Zeitintervallmessung oder der Abstandsmessung erreicht. Um 7-Phasen- oder Weniger-Phasen-Taktsignale zu erzeugen, sind die Gesamtzahl von D-Flipflops in dem Verriegelungsabschnitt 22 und die Gesamtzahl von Korrelationsvorrichtungen von 8 demgemäß verringert. In diesem Fall kann eine Vorrichtungsstruktur kleinerer Ausdehnung bereitgestellt werden.
Falls Taktsignale von 7 Phasen oder weniger Phasen erzeugt werden, kann die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt erhöht werden.
Vorzugsweise sind die Gesamtzahl von Abstandsmeßwinkelpunkten und die Frist zur Abstandsmessung, welche alle Abstandsmeßwinkelpunkte abdeckt, gemäß der Größe und Fahrleistung des Bezugsfahrzeugs vorab entschieden. Ein einer Abstandsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt zugeordnetes Zeitintervall weist eine obere Grenze auf. Daher ist die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt durch das oben erwähnte zugeordnete Zeitintervall begrenzt. Für die Steuerung, daß das Bezugsfahrzeug automatisch einem voraus befindlichen Fahrzeug folgt, liegt ein einer Abstandsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt zugeordnetes Zeitintervall bevorzugt in dem Bereich von 5 μsec bis 50 μsec. Die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt ist gemäß dem oben erwähnten zugeordneten Zeitintervall und einem in der einmaligen Ausführung der Abstandsmessung verbrauchten Zeitintervall voreingestellt. Um eine höhere Genauigkeit einer Abstandsmessung zu erreichen, ist die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt auf einen vergleichsweise hohen Wert voreingestellt.
Dritte Ausführungsform
Eine dritte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform hiervon. Die dritte Ausführungsform dieser Erfindung bezieht sich auf ein erstes System oder ein zweites System, welches wie folgt konzipiert ist.
Das erste System beinhaltet einen Sensor, einen Sender, einen Empfänger und eine Zeitintervallmeßvorrichtung. Der Sensor agiert, um ein zu messendes Objekt zu erfassen. Wenn der Sensor ein Objekt erfaßt, erzeugt der Sender ein Funkwellenerfassungssignal in einer Spread-Spectrum-Technik und sendet das erzeugte Signal. Der Empfänger fängt das Erfassungssignal auf. Die Zeitintervallmeßvorrichtung mißt das Zeitintervall zwischen dem Startmoment der Messung und dem Moment des Auffangens des Erfassungssignals. Die verwendete Zeitintervallmeßvorrichtung entspricht der in der ersten oder zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
Das zweite System beinhaltet einen Sender, einen Empfänger und eine Zeitintervallmeßvorrichtung. Der Sender sendet eine Folge von Erfassungssignalen. Der Empfänger fängt die Erfassungssignale auf. Die Zeitintervallmeßvorrichtung mißt die Zeitintervalle zwischen den Momenten des Auffangens der Erfassungssignale. Die verwendete Zeitintervallmeßvorrichtung entspricht der in der ersten oder zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
Vierte Ausführungsform
Eine vierte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform hiervon. In der vierten Ausführungsform dieser Erfindung beinhaltet ein Referenztaktsignalgenerator 10 einen Oszillator zum Erzeugen und Ausgeben des Referenztaktsignals MCK, und ein Zeit-A/D-Wandler empfängt das Referenztaktsignal MCK von dem Oszillator. Der Zeit-A/D-Wandler ändert die Periode des Referenztaktsignals MCK in einen Zahlenwert und erzeugt Periodendaten CD, welche den Zahlenwert repräsentieren. Der Zeit-A/D-Wandler speist die Periodendaten CD in den Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 ein.
Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet eine Ringverzögerungsleitung 60, welche aus in einem Ring verbundenen und in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleichen Verzögerungseinheiten zusammengesetzt ist. Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet weiter einen Zähler zum Messen der Anzahl von Malen, die ein Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft, und einen Kodierer zum Erfassen der Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60 zu einer vorgeschriebenen Zeit. Durch den Zähler erzeugte Daten und durch den Kodierer erzeugte Daten werden beim Ändern der Periode des Referenztaktsignals MCK in einen Zahlenwert verwendet.
Fünfte Ausführungsform
Eine fünfte Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. 8 zeigt den Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 in der fünften Ausführungsform dieser Erfindung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in 8 beinhaltet jeweils Verzögerungsleitungen für die Taktsignale CKb, CKc, ... und CKh. Jede der Verzögerungsleitungen ist aus in Kaskade oder Reihe verbundenen Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) zusammengesetzt. In Bezug auf das Taktsignal CKb sind die Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) verbunden. In Bezug auf das Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) verbunden. In ähnlicher Weise sind in Bezug auf die Taktsignale CKd, ... und CKh die Schalter SWd(1), SWd(2), ... und SWd(k), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k) verbunden.
Sechste Ausführungsform
Eine sechste Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. 9 zeigt den Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 in der sechsten Ausführungsform dieser Erfindung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in 9 beinhaltet in Kaskade oder Reihe verbundene Verzögerungseinheiten, um eine Verzögerungsleitung aufzubauen. Eine erste der Verzögerungseinheiten empfängt das Referenztaktsignal MCK. Das Referenztaktsignal MCK breitet sich durch die Verzögerungseinheiten aus, während es hierdurch nacheinander verzögert wird. Die Verzögerungseinheiten sind in sieben Gruppen, welche jeweils den Taktsignalen CKb, CKc, ... und CKh zugeordnet sind, unterteilt. Jede der sieben Gruppen weist eine gegebene Anzahl aufeinanderfolgender Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(m) auf. In Bezug auf das Taktsignal CKb sind die Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(m) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(m) verbunden. In Bezug auf das Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(m) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(m) verbunden. In ähnlicher Weise sind in Bezug auf die Taktsignale CKd, ... und CKh die Schalter SWd(1), SWd(2), ... und SWd(m), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(m) mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(m) verbunden.
Siebente Ausführungsform
Eine siebente Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. 10 zeigt den Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 in der siebenten Ausführungsform dieser Erfindung. Einer oder mehrere der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) sind von dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in 10 weggelassen. In ähnlicher Weise ist einer oder mehrere der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) weggelassen.
Insbesondere sind bezüglich des Taktsignals CKb spätere der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(k) weggelassen. Bezüglich des Taktsignals CKh sind frühere der Schalter SWh(1), SWh(2), ... und SWh(k) weggelassen. Bezüglich der anderen Taktsignale sind dazwischenliegende der Schalter weggelassen.
Achte Ausführungsform
Eine achte Ausführungsform dieser Erfindung ist der sechsten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. In der achten Ausführungsform dieser Erfindung sind einer oder mehrere der Schalter SWb(1), SWb(2), ... und SWb(m) von dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 weggelassen (siehe 9). In ähnlicher Weise ist einer oder mehrere der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(m), ... und SWh(1), SWh(2), ... und SWh(m) weggelassen.
Neunte Ausführungsform
11 zeigt eine Taktsignalerzeugungsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung von 11 beinhaltet einen digitalen PLL 94, eine Frequenzteilerschaltung 96, eine Phasenschieberschaltung 98 und eine Exklusiv-ODER-Schaltung 99.
Der digitale PLL 94 empfängt ein niederfrequentes Taktsignal (ein Basistaktsignal) PREF mit einer festen Frequenz. Der digitale PLL 94 multipliziert die Frequenz des niederfrequenten Taktsignals PREF mit einer vorgeschriebenen Zahl, wodurch er ein hochfrequentes Taktsignal Pout mit einer Frequenz von beispielsweise 80 MHz erzeugt. Der digitale PLL 94 ist im Aufbau dem Referenztaktsignalgenerator 10 in 7 ähnlich. Wie in 12 gezeigt, ist der Arbeitszyklus des hochfrequenten Taktsignals Pout kleiner als 50%. Der digitale PLL 94 gibt das hochfrequente Taktsignal Pout an die Frequenzteilerschaltung 96 aus.
Die Frequenzteilerschaltung 96 halbiert die Frequenz des hochfrequenten Taktsignals Pout, wodurch ein mittelfrequentes Taktsignal CK0 mit einer Frequenz von beispielsweise 40 MHz erzeugt wird. Wie in 12 gezeigt, invertiert sich der logische Zustand des mittelfrequenten Taktsignals CK0 zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem hochfrequenten Taktsignal Pout. Das mittelfrequente Taktsignal CK0 weist einen Arbeitszyklus von 50% auf. Die Frequenzteilerschaltung 96 gibt das mittelfrequente Taktsignal CK0 an die Phasenschieberschaltung 98 und die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 aus.
Der digitale PLL 94 erzeugt Steuerdaten, welche für die Erzeugung des hochfrequenten Taktsignals Pout verwendet werden. Die Steuerdaten mit Ausnahme ihres niedrigsten Bits werden von dem digitalen PLL 94 als Periodendaten CD ausgegeben. Die Periodendaten CD werden von dem digitalen PLL 94 in die Phasenschieberschaltung 98 eingespeist.
Die Phasenschieberschaltung 98 verschiebt die Phase des mittelfrequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der Periode hiervon in Antwort auf die Periodendaten CD, wodurch ein anderes mittelfrequentes Taktsignal CK1 erzeugt wird. Die Phasenschieberschaltung 98 gibt das mittelfrequente Taktsignal CK1 an die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 aus. Die Phasenschieberschaltung 98 ist im Aufbau der Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), ... und 80(k), der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), des Dekodierers 90c und des Puffers 92c in 7 ähnlich. Der Dekodierer 90c in der Phasenschieberschaltung 98 empfängt die Periodendaten CD. Ebenso empfängt der Dekodierer 90c Verzögerungsdaten SDc, welche ein voreingestelltes Verzögerungsverhältnis (1/4) anzeigen. Der Dekodierer 90c bestimmt die Position eines bestimmten SWc(?) unter den Schaltern SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k), über welchen das gewünschte Taktsignal CK1 ausgegeben werden sollte. Der Dekodierer 90c führt der Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), ... und SWc(k) ein Treibersignal zu, welches den bestimmten Schalter SWb(?) einschaltet und die anderen Schalter ausschaltet. Somit gibt die Phasenschieberschaltung 98 das mittelfrequente Taktsignal CK1 aus, welches sich aus einem Verschieben der Phase des mittelfrequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der Periode hiervon ergibt. Wie in 12 gezeigt, weist das mittelfrequente Taktsignal CK1 einen Arbeitszyklus von 50% auf.
Die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 führt eine Exklusiv-ODER-Operation zwischen den mittelfrequenten Taktsignalen CK0 und CK1 aus, wodurch ein hochfrequentes Taktsignal CK2 mit einer Phase und einer Frequenz gleich denen des hochfrequenten Taktsignals Pout erzeugt wird. Die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 gibt das hochfrequente Taktsignal CK2 als ein Referenztaktsignal (zum Beispiel das Referenztaktsignal MCK) aus. Wie in 12 gezeigt, weist das hochfrequente Taktsignal CK2 einen Arbeitszyklus von 50% auf.
Die Vorrichtung von 11 kann als eine Arbeitszyklusumwandlungsschaltung verwendet werden. Der Arbeitszyklus des hochfrequenten Taktsignals CK2 kann in Übereinstimmung mit dem durch die Verzögerungsdaten SDc angezeigten Verzögerungsverhältnis eingestellt werden.

Claims

Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Phasendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals (MCK), welche aufweist: eine Verzögerungsleitung, welche das Referenztaktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen (80(1), 80(2), 80(K)) beinhaltet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungsleitung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird; einen Schiebetaktsignalausgangsweg; eine Gruppe von Schaltern (SWb(1), SWb(2), ..., SWb(k); SWc(1), SWc(2), ..., SWb(k); SWh(1), SWh(2), ... SWh(k)) mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schiebetaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsignal, welches sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und eine Schaltersteuerungseinrichtung (90b, 90c, ..., 90h) zum Bestimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schalters in seine Ein-Position, wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass die Schaltersteuerungseinrichtung dazu angeordnet ist, zum Bestimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Periodendaten (CD) und Verhältnisdaten (SDb, SDc, ..., SDh) zu arbeiten, wobei die Periodendaten einen Zahlenwert einer Periode des Referenztaktsignals darstellen, während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, und die Verhältnisdaten ein Verhältnis zwischen der Verzögerungszeit des Schiebetaktsignals relativ zu dem Referenztaktsignal und der Periode des Referenztaktsignals darstellen; und die Vorrichtung einen Referenztaktgenerator (10) aufweist zum Erzeugen des Referenztaktsignals (MCK), wobei der Referenztaktgenerator aufweist: eine Ringverzögerungsleitung (60), welche eine Mehrzahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselementen in der Verzögerungsleitung gleichen zweiten Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die zweiten Einheitsverzögerungselemente verzögert wird; und eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung (62) zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Periodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das durch die Verhältnisdaten dargestellte Verhältnis gleich y/(x + 1) ist und ”x” eine vorbestimmte natürliche Zahl bezeichnet und ”y” eine natürliche Zahl in einem Bereich von ”1” bis ”x” bezeichnet.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, aufweist, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, die Verzögerungsleitung das von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausgegebene Signal als das Referenztaktsignal empfängt, und die Schaltersteuerungseinrichtung zum Verwenden der Steuerdaten als die Periodendaten arbeitet.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung (94, 96, 98, 99) zum Ausgeben eines Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, wobei die Schaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, wobei die Schaltung (94, 96, 98, 99) eine Frequenzteilerschaltung (96) zum Teilen einer Frequenz des von der Schaltung ausgegebenen Signals aufweist, um das Referenztaktsignal mit einem Arbeitszyklus von 50% zu erzeugen, wobei die Verzögerungsleitung das durch die Frequenzteilerschaltung erzeugte Referenztaktsignal (MCK) empfängt und die Schaltersteuerungseinrichtung (90b, 90c, ..., 90h) zum Verdoppeln einer durch die Steuerdaten dargestellten Periode, um die Periode des Referenztaktsignals zu berechnen, und zum Erzeugen der Periodendaten (CD) in Übereinstimmung mit der berechneten Periode arbeitet.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenztaktgenerator (10) weiter beinhaltet: eine Teilungseinrichtung (70) zum Teilen eines Werts der von der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgegebenen Periodendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuerdaten zu erzeugen; und eine Signalausgabeeinrichtung (64) zum Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungselement in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impulsbreite jedes Mal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von Malen einander gleich werden.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungsleitung aus einer Mehrzahl von im Aufbau gleichen Verzögerungsleitungen besteht, die Gruppe von Schaltern aus einer Mehrzahl von im Aufbau gleichen Gruppen von Schaltern (SWb, SWc, ..., SWh) besteht, der Schiebetaktsignalausgangsweg aus einer Mehrzahl von im Aufbau gleichen Schiebetaktsignalausgangswegen besteht, von denen jeder das Schiebetaktsignal ausgibt, und die Schaltersteuerungseinrichtung aus einer Mehrzahl von Schaltersteuerungseinrichtungen (90b, 90c, ..., 90h) besteht, die im Aufbau gleich zueinander sind, um Schiebetaktsignale (CKa, CKb, ..., CKh) mit vorgeschriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Referenztaktsignals (MCK) zu erzeugen, wobei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinander unterscheiden, wobei die Anzahl der Verzögerungsleitungen, die Anzahl von Gruppen von Schaltern, die Anzahl der Schiebetaktsignalausgangswege und die Anzahl der Schaltersteuerungseinrichtungen der Anzahl der Schiebetaktsignale entspricht.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gruppe von Schaltern aus einer Mehrzahl von Gruppen von Schaltern (SWb, SWc, ..., SWh) besteht, der Schiebetaktsignalausgangsweg aus einer Mehrzahl von Schiebetaktsignalausgangswegen besteht, von denen jeder gleich wie der Schiebetaktsignalausgangsweg ist, und die Schaltersteuerungseinrichtung aus einer Mehrzahl von Schaltersteuerungseinrichtungen (90b, 90c, ..., 90h) besteht, die im Aufbau zueinander gleich sind, um Schiebetaktsignale (CKa, CKb, ..., CKh) mit vorgeschriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Referenztaktsignals (MCK) zu erzeugen, wobei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinander unterscheiden, wobei erste Enden der Schalter in jeder der Gruppen jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente (80(1), 80(2), ..., 80(k)) verbunden sind und wobei die Anzahl der Gruppen von Schaltern, die Anzahl der Schiebetaktsignalausgangswege und die Anzahl der Schaltersteuerungseinrichtungen der Anzahl der Schiebetaktsignale entspricht.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltergruppen mit den Ausgangsanschlüssen einiger unter den Einheitsverzögerungselementen (80(1), 80(2), ..., 80(k)) in Übereinstimmung mit den vorgeschriebenen Phasendifferenzen der zugehörigen Schiebetaktsignale bezüglich des Referenztaktsignals verbunden sind.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheitsverzögerungselemente (80(1), 80(2), ..., 80(k)) in Gruppen mit einer Anzahl gleich der Anzahl der Schiebetaktsignale (CKa, CKb, ..., CKh) getrennt sind und die Schaltergruppen (SWb, SWc, ..., SWh) jeweils mit Einheitsverzögerungselementen in den entsprechenden Einheitsverzögerungselementgruppen verbunden sind.
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Referenztaktsignalausgangsweg zum Ausgeben des Referenztaktsignals (MCK).
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jedes der Einheitsverzögerungselemente (80(1), 80(2), ..., 80(k)) ein Verknüpfungsglied zum Bereitstellen der vorgeschriebenen Signalverzögerungszeit beinhaltet.