DE10210000A1

DE10210000A1 - Zeitmessvorrichtung, Abstandsmessvorrichtung, und darin verwendbare Taktsignalerzeugungsvorrichtung

Info

Publication number: DE10210000A1
Application number: DE10210000A
Authority: DE
Inventors: Takamoto Watanabe; Hirohumi Isomura; Katsuhiro Morikawa
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-03-14
Filing date: 2002-03-07
Publication date: 2002-10-31
Anticipated expiration: 2022-03-08
Also published as: US20020131035A1; US6757054B2; US20030197498A1; DE10210000B4; US6771103B2

Abstract

In einer Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung beinhaltet eine Verzögerungsleitung eine Mehrzahl von in Kaskade verbundenen Einheitsverzögerungselementen. Ein Referenztaktsignal breitet sich in der Verzögerungsleitung aus, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird. Schalter weisen erste, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundene Enden und zweite, mit einem Schiebetaktsignalausgangsweg verbundene Enden auf. Wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position befindet, wird ein verzögertes Taktsignal, welches sich aus einer Verzögerung des Referenzsignals um eine vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg als ein Schiebetaktsignal übertragen. Der bestimmte unter den Schaltern wird auf der Grundlage von Daten bestimmt, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals repräsentieren. Der bestimmte Schalter wird in seine Ein-Position gestellt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Zeitmeßvorrich tung. Außerdem bezieht sich diese Erfindung auf eine Ab standsmeßvorrichtung. Überdies bezieht sich diese Erfin dung auf eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals oder einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher Phase (Mehrphasentaktsignale), welche zum Beispiel in ei ner Zeitmeßvorrichtung oder einer Abstandsmeßvorrichtung verwendet werden können.

Beschreibung des zugehörigen Stands der Technik

Eine vorbekannte Abstandsmeßvorrichtung eines Spread- Spectrum-Typs, welche auf einem Kraftfahrzeug angebracht ist, mißt den Abstand zwischen dem Bezugsfahrzeug und ei nem voraus befindlichen Zielobjekt, wie etwa einem voraus befindlichen Fahrzeug unter Verwendung einer elektroma gnetischen Welle, welche in Übereinstimmung mit einem Pseudozufallsrauschcode (zum Beispiel einem Maximallän gencode) moduliert wird. Insbesondere wird ein Strahl ei ner elektromagnetischen Welle, deren Amplitude in Über einstimmung mit einem Pseudozufallsrauschcode einer vor bestimmten Bitlänge moduliert ist, in einer Vorwärtsrich tung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs ausge sendet. Ein Moment der Übertragung das Pseudozufalls rauschcodes mit der elektromagnetischen Welle wird fest gehalten. Die vorbekannte Vorrichtung empfängt einen Echostrahl, welcher durch Reflexion des vorwärts gerich teten Strahls der elektromagnetischen Welle an einem vor aus befindlichen Zielobjekt hervorgerufen wird. Der emp fangene Echostrahl wird in ein binäres elektrisches Echo signal umgewandelt. Eine Berechnung wird bezüglich des Werts der Korrelation zwischen dem binären elektrischen Echosignal und dem Pseudozufallsrauschcode, welcher für die Modulation der übertragenen elektromagnetischen Welle verwendet wird, angestellt. Ein Moment, in welchem der berechnete Korrelationswert einen Spitzenwert annimmt, wird als ein Moment des Empfangs des in dem Echostrahl enthaltenen Pseudozufallsrauschcodes erfaßt. Die vorbe kannte Vorrichtung berechnet den Abstand zwischen dem Be zugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Zielobjekt aus dem Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung des Pseudozufallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs des selben, und auch aus der Geschwindigkeit der elektroma gnetischen Welle.

In der vorbekannten Vorrichtung weist der Pseudozu fallsrauschcode eine Abfolge von Bits auf, deren Anzahl vorbestimmt ist. Die Korrelationswertberechnung wird mit einer Periode, welche einem Bit des Pseudozufallsrausch codes entspricht, iteriert. Demgemäß wird das Zeitinter vall zwischen dem Moment der Übertragung des Pseudozu fallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs desselben mit einer einem 1-Bit-Zeitintervall (einem 1-Chip-Zeitin tervall) entsprechenden Auflösung bestimmt. Eine Auflö sung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Ziel hängt von der Auflösung der Bestimmung des Zeitintervalls ab. In dem Fall, in welchem eine Taktfrequenz, deren Kehrwert einem 1-Bit- Zeitintervall entspricht, gleich 20 MHz ist, ist die Auf lösung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahr zeug und dem voraus befindlichen Ziel gleich 7,5 m.

US-Patent Nummer 6,218,982 B1, welches der veröffent lichten japanischen Patentanmeldung Nummer 2000-121726 entspricht, offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, in welcher ein Pseudozufallsrauschcode synchron mit einem Referenztaktsignal erzeugt wird. Eine erste vorwärtsge richtete elektromagnetische Welle wird in Antwort auf den Pseudozufallsrauschcode übertragen. Eine erste Echowelle wird empfangen, welche durch Reflexion der ersten vor wärtsgerichteten elektromagnetischen Welle an einem Ob jekt hervorgerufen wird. Die empfangene erste Echowelle wird in ein binäres Signal umgewandelt. Ein Wert einer Korrelation zwischen dem Binärsignal und dem Pseudozu fallsrauschcode wird mit einer vorbestimmten Periode, welche eine synchrone Beziehung zu dem Referenztaktsignal aufweist, wiederholt berechnet. Ein Zeitintervall, wel ches durch die erste vorwärtsgerichtete elektromagneti sche Welle und der ersten Echowelle genommen wird, um zu und von dem Objekt zu wandern, wird in Antwort auf einen Zeitpunkt, zu welchem der berechnete Korrelationswert ei nen Spitzenwert annimmt, gemessen. Dann wird eine zweite vorwärtsgerichtete elektromagnetische Welle in Antwort auf ein übertragenes Impulssignal übertragen. Eine zweite, mit der zweiten vorwärtsgerichteten elektromagne tischen Welle in Beziehung stehende Echowelle wird emp fangen. Die empfangene zweite Echowelle wird in ein emp fangenes Impulssignal umgewandelt. Eine Verzögerungs schaltung versetzt das übertragene Impulssignal um eine Verzögerungszeit, welche dem gemessenen Zeitintervall entspricht, um ein verzögertes übertragenes Impulssignal zu erzeugen. Eine Phasendifferenz zwischen dem empfange nen Impulssignal und dem verzögerten übertragenen Impuls signal wird mit einer Auflösung gemessen, welche höher ist als eine Auflösung, welche der vorbestimmten Periode der Korrelationswertberechnung entspricht. Ein Abstand zu dem Objekt wird auf der Grundlage des gemessenen Zeitin tervalls und der gemessenen Phasendifferenz berechnet.

US-Patent Nr. 5,477,196, welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 7-183800 entspricht, offenbart eine Impulssignalvorrichtung zum Kodieren einer Pulsphasendifferenz oder Steuern einer Oszillationsfre quenz auf der Grundlage verzögerter Signale, welche nach einander durch eine Verzögerungsschaltung ausgegeben wer den. Das Kodieren einer Pulsphasendifferenz oder die Os zillationsfrequenzsteuerung kann unter Verwendung einer einzigen Verzögerungsvorrichtung simultan durchgeführt werden. Es ist ein Frequenzumformer vorgesehen, welcher einen aus in der Form eines Rings miteinander verbundenen Invertierschaltungen bestehenden Ringoszillator, eine Pulsphasendifferenzkodierschaltung zum Kodieren des Zy klus eines Referenzsignals in einen binären digitalen Wert auf der Grundlage eines durch den Ringoszillator ausgegebenen Impulses, eine arithmetische Schaltung zum Multiplizieren oder Dividieren des binären digitalen Werts mit einem bzw. durch einen vorbestimmten Wert, um Steuerdaten zu erzeugen, und eine digital gesteuerte Os zillationsschaltung zum Erzeugen eines Impulssignals in einem Zyklus in Übereinstimmung mit den Steuerdaten ent hält. Der Ringoszillator wird durch die Kodierschaltung und die Oszillationsschaltung gemeinsam benutzt. Dies macht die Zeitauflösungen der Kodierschaltung und der Os zillationsschaltung konstant, wodurch eine genaue Fre quenzumsetzung ermöglicht wird.

US-Patent Nr. 4,559,606, welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 60-51338 entspricht, offenbart eine Anordnung, um eine genaue Ankunftszeitan zeige für ein empfangenes Signal bereitzustellen. Die An ordnung weist eine Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen auf, welche mit dem empfangenen Signal gekoppelt sind. Das empfangene Signal wird in jede der Mehrzahl von Kor relationseinrichtungen durch einen unterschiedlichen ei ner Mehrzahl von Takten mit unterschiedlichen Phasen ge taktet. Die Takte mit unterschiedlichen Phasen erscheinen zu einer vorbestimmten unterschiedlichen Zeit gleichmäßig verteilt über ein gegebenes Zeitintervall. Die Anordnung weist ferner eine Integrationseinrichtung auf, welche mit jeder der Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen gekop pelt ist, um die Anzeige der Ankunftszeit des empfangenen Signals bereitzustellen. Die Mehrzahl von Korrelations einrichtungen beinhaltet eine Mehrzahl von Empfangssi gnal-Schieberegistern, in welche die empfangenen Signale durch einen unterschiedlichen der Mehrzahl von Takten mit Phasen geschoben werden, ein gemeinsames Referenzsignal- Schieberegister und eine Mehrzahl von Vergleichseinrich tungen, von denen jede mit jeder Stufe einer unterschied lichen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern und jeder Stufe des gemeinsamen Referenzsignal-Schiebere gisters gekoppelt ist, um die Inhalte der zugeordneten Stufen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern mit dem gemeinsamen Referenzsignal-Schieberegister zu vergleichen, und um ein die Ergebnisse jeder der Verglei che anzeigendes Ausgangssignal herzustellen.

Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 4-363687 offenbart ein Abstandsmeßsystem mit einer Sen derseite und einer Empfängerseite. Auf der Senderseite wird ein von einem Trägeroszillator ausgegebenes Träger signal in Übereinstimmung mit einem PN-(pseudo noise)- Code, welcher von einem PN-Code-Generator eingespeist wird, spread-spectrum-moduliert. Die Senderseite über trägt das sich aus der Modulation ergebende Spread- Spectrum-Signal als eine vorwärtsgerichtete Funkwelle. Eine Echofunkwelle, welche durch Reflexion der vorwärts gerichteten Funkwelle an einem Objekt hervorgerufen wird, wird durch die Empfängerseite empfangen, wobei sie hier durch in ein Empfangs-Spread-Spectrum-Signal umgewandelt wird. Die Empfängerseite beinhaltet eine Schaltung verän derlicher Verzögerung, welche die Phase des auf der Sen derseite verwendeten PN-Codes veränderlich verschiebt, um einen phasenverschobenen PN-Code zu erhalten. Die Empfän gerseite erfaßt eine Korrelation zwischen dem phasenver schobenen PN-Code und dem empfangenen Spread-Spectrum-Si gnal. Die Empfängerseite bestimmt die Größe der Phasen verschiebung des PN-Codes, bei welchem die erfaßte Korre lation einen Spitzenwert annimmt. Der Abstand zu dem Ob jekt wird auf der Grundlage der erfaßten Größe der Pha senverschiebung des PN-Codes berechnet.

Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 9-264949 offenbart eine Zufallsmodulationsradarvorrich tung, welche einen Sender zum Übertragen einer vorwärts gerichteten elektromagnetischen Welle einer zufälligen, durch einen Maximallängencode gegebenen Impulsform bein haltet. Die Vorrichtung empfängt eine elektromagnetische Echowelle, welche durch Reflexion der vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle an einem Objekt hervorgerufen wird. Der Abstand zu dem Objekt wird gemäß der Ausbrei tungsverzögerungszeit von dem Moment der Übertragung der vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle bis zu dem Moment der Ankunft der elektromagnetischen Echowelle ge messen. Die Phase des Maximallängencodes wird schritt weise verschoben, um einen phasenverschobenen Code zu er halten. Die Vorrichtung berechnet die Korrelation zwi schen dem phasenverschobenen Code und einem empfangen Si gnal, welches eine elektromagnetische Echowelle anzeigen kann. Die Vorrichtung erfaßt einen Spitzenwert der Korre lation und entscheidet den Moment der Ankunft der ehek tromagnetische Echowelle gemäß der Erfassung des Korrela tionsspitzenwerts. Die Vorrichtung beinhaltet eine Beur teilungseinrichtung zum Bestimmen, ob der Wellenübertra gungsvorgang des Senders fortgesetzt oder beendet werden sollte, auf der Grundlage des erfaßten Spitzenwerts der Korrelation. Wenn in Bezug auf die Erfassung des Abstands zu einem Objekt ein hohes S/N-Verhältnis erreicht wird, wird der Wellenübertragungsvorgang des Senders in einem Abstandsmeßprozeß in Antwort auf das Ergebnis der Bestim mung durch die Beurteilungseinrichtung beendet. Das hohe S/N-Verhältnis tritt in dem Fall auf, im welchem die Di stanz zu dem Objekt vergleichsweise kurz ist.

Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 5-312950 offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, welche einen Maximallängencodegenerator beinhaltet. Eine Laser diode erzeugt Laserlicht, welches in Übereinstimmung mit einem durch den Maximallängencodegenerator erzeugten Ma ximallängencode moduliert ist. Ein Strahl des Laserlichts wird in Richtung eines Objekts ausgesendet. Die Vorrich tung beinhaltet einen Phasenschieber, welcher den Maxi mallängencode um unterschiedliche Werte innerhalb eines Zeitintervalls entsprechend einem Bit des Maximallängen codes verschiebt. Der Phasenschieber gibt eine Mehrzahl verschobener Maximallängencodes aus. Die Vorrichtung be inhaltet eine Photodiode, welche einen Echostrahl emp fängt, welcher durch die Reflexion des vorwärtsgerichte ten Laserstrahls an dem Objekt hervorgerufen wird. Die Photodiode wandelt den empfangenen Echostrahl in ein ent sprechendes elektrisches Echosignal um. Die Werte der Korrelationen zwischen dem elektrischen Echosignal und dem verschobenen Maximallängencode werden berechnet. Zwei gerade Linien werden auf der Grundlage der berechneten Korrelationswerte bestimmt. Ein Schnittpunkt zwischen den zwei geraden Linien wird berechnet. Der Abstand zu dem Objekt wird auf der Grundlage des berechneten Schnitt punkts berechnet. Die Meßverstärkung wird in Antwort auf die Stärke des elektrischen Echosignals eingestellt.

Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 6-326574 offenbart eine Verzögerungssteuervorrichtung, welche eine Verzögerungsschaltung, eine Phasendifferenz erfassungsschaltung und eine Phasendifferenzspannungsum wandlungsschaltung beinhaltet. Die Phasendifferenzerfas sungsschaltung erfaßt die Phasendifferenz zwischen einem in die Verzögerungsschaltung eingegebenen Signal und ei nem hiervon ausgegebenen Signal. Die Phasendifferenzspan nungsumwandlungsschaltung wird von der erfaßten Phasen differenz informiert. Die Phasendifferenzspannungsumwand lungsschaltung erzeugt eine Spannung, welche von der er faßten Phasendifferenz abhängt. Die erzeugte Spannung wird an die Verzögerungsschaltung als eine Verzögerungs steuerspannung angelegt. Die Signalverzögerung, welche durch die Verzögerungsschaltung bereitgestellt wird, wird in Antwort auf das Verzögerungssteuersignal gesteuert.

Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer 8-46554 offenbart eine Verzögerungsausgleichsschaltung, welche einen Analog-zu-Digital-Wandler beinhaltet, wel cher ein Analogsignal in ein entsprechendes Digitalsignal ändert. Ein Schieberegister mit Abgriffen verzögert das Digitalsignal um unterschiedliche Verzögerungszeiten, um unterschiedliche sich aus einer Verzögerung ergebenden Signale zu erzeugen. Die sich aus Verzögerung ergebenden Signale werden jeweils an Eingangsanschlüsse eines Ma trixschalters angelegt. Der Matrixschalter weist Aus gangsanschlüsse auf, welche mit den Eingangsanschlüssen hiervon verbunden werden können. Der Matrixschalter kann eine Verbindung zwischen den Eingangsanschlüssen und den Ausgangsanschlüssen ändern. Sich aus Verzögerung erge bende Signale, welche an den Ausgangsanschlüssen des Ma trixschalters auftreten, werden jeweils an Vorrichtungen zur schnellen Fourier-Transformation angelegt. Jede die ser Vorrichtungen zur schnellen Fourier-Transformation extrahiert "n" Komponenten der zugeordneten sich aus Ver zögerung ergebenden Signale, welche jeweils "n" bestimmte Frequenzen aufweisen. Die "n" Frequenzkomponenten werden einer Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Transformation zugeführt. Die Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Trans formation unterzieht die zugeführten Frequenzkomponenten einer umgekehrten Fourier-Transformation, um Digitaldaten im Zeitbereich zu erzeugen. Ein Digital-zu-Analog-Wandler ändert die Digitaldaten in ein entsprechendes Analogsi gnal.

US-Patent Nr. 5,789,985, welches der veröffentlichten japanischen Patentanmeldung Nummer 8-265111 entspricht, offenbart eine Frequenzmultipliziervorrichtung, welche die Frequenz eines extern angelegten Referenzsignals PREF multipliziert. Die Frequenzmultipliziervorrichtung bein haltet eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung, ei ne Zähler-/Datenverriegelungsschaltung und eine Steuer schaltung. Die digital gesteuerte Oszillationsschaltung beinhaltet einen Ringoszillator, welcher aus zweiunddrei ßig invertierenden Schaltungen in einer Ringkonfiguration ausgebildet ist, welche angepaßt sind, um sechzehn Takt signale zu erzeugen mit einer Periode, welche das Zwei- unddreißigfache der Inversionszeit jeder invertierenden Schaltung ist, und einem Phasenintervall, welches das Zweifache der Inversionszeit der Invertierschaltung ist, und erzeugt ein Ausgangssignal POUT, welches eine Periode aufweist, welche Frequenzsteuerdaten CD bei einer Auflö sung der Phasendifferenzzeit des Taktsignals entspricht. Die Zähler-/Datenverriegelungsschaltung zählt das Taktsi gnal RCK, welches durch den Ringoszillator innerhalb ei ner Periode des Referenzsignals PREF entlassen wird, und liefert die Frequenzsteuerdaten CD des Zählwerts an die digital gesteuerte Oszillationsschaltung. Die Steuer schaltung steuert die Operation der digital gesteuerten Oszillationsschaltung und der Zähler-/Datenverriegelungs schaltung in einer Weise, daß das Oszillationsausgangssi gnal POUT mit der Frequenz des Referenzsignals PREF mal sechzehn (32/2) durch die digital gesteuerte Oszillati onsschaltung erzeugt wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine erste Aufgabe der Erfindung, eine Zeit meßvorrichtung mit einer hohen Auflösung zu schaffen.

Es ist eine zweite Aufgabe der Erfindung, eine Ab standsmeßvorrichtung mit einer hohen Auflösung zu schaf fen.

Es ist eine dritte Aufgabe der Erfindung, eine ver besserte Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals oder einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher Phase (Mehrphasentaktsignale) zu schaffen.

Ein erster Gesichtspunkt dieser Erfindung schafft ei ne Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Pha sendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals. Die Vorrichtung weist eine Verzögerungsleitung, welche das Referenztaktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaska diert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhal tet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungsleitung fortschrei tet, während es nacheinander durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird; einen Schiebetaktsignalaus gangsweg; eine Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schiebetaktsignal ausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position ist, ein ver zögertes Taktsignal, welches sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestim men des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsi gnals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schalters in seine Ein-Po sition auf.

Ein zweiter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem erstem Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche eine Mehrzahl von Verzögerungsleitungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung gleich ist, eine Mehrzahl von Gruppen von Schaltern, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine Mehrzahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von denen jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalaus gangsweg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteue rungseinrichtungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Schalterteuereinrichtung gleich ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vorgeschriebenen Phasendiffe renzen bezüglich des Referenztaktsignals zu erzeugen, wo bei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinan der unterscheiden, wobei eine Anzahl der Verzögerungslei tungen, eine Anzahl von Gruppen von Schaltern, eine An zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine Anzahl der Schaltersteuerungseinrichtungen einer Anzahl der Schiebetaktsignale entspricht.

Ein dritter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche eine Mehrzahl von Gruppen von Schaltern, von denen jeder im Aufbau der zu vor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine Mehr zahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von denen jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalausgangs weg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteuerungs einrichtungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähn ten Schaltersteuerungseinrichtung gleich ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vorgeschriebenen Phasendiffe renzen bezüglich des Referenztaktsignals zu erzeugen, wo bei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinan der unterscheiden, wobei erste Enden der Schalter in je der der Gruppen jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Ein heitsverzögerungselemente verbunden sind und wobei eine Anzahl der Gruppen von Schaltern, eine Anzahl der Schie betaktsignalausgangswege und eine Anzahl der Schalter steuerungseinrichtungen einer Anzahl der Schiebetaktsi gnale entspricht.

Ein vierter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem dritten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die Schaltergrup pen mit den Ausgangsanschlüssen einiger unter den Ein heitsverzögerungselementen in Übereinstimmung mit den vorgeschriebenen Phasendifferenzen der zugehörigen Schie betaktsignale bezüglich des Referenztaktsignals verbunden sind.

Ein fünfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem vierten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die Einheitsverzö gerungselemente in Gruppen getrennt sind, welche eine An zahl gleich der Anzahl der Schiebetaktsignale aufweisen, und die Schaltergruppen jeweils mit Einheitsverzögerungs elementen in den entsprechenden Einheitsverzögerungsele mentgruppen verbunden sind.

Ein sechster Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter einen Re ferenztaktsignalausgangsweg zum unveränderten Ausgeben des Referenztaktsignals nach außen aufweist.

Ein siebenter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei jedes der Ein heitsverzögerungselemente ein Verknüpfungsglied zum Be reitstellen der vorgeschriebenen Signalverzögerungszeit beinhaltet.

Ein achter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebetakt signalerzeugungsvorrichtung, wobei die Schaltersteue rungseinrichtung zum Bestimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Periodendaten und Ver hältnisdaten arbeitet, wobei die Periodendaten einen Zah lenwert einer Periode des Referenztaktsignals darstellen, während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitge stellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, und die Ver hältnisdaten ein Verhältnis zwischen der Verzögerungszeit des Schiebetaktsignals relativ zu dem Referenztaktsignal und der Periode des Referenztaktsignals darstellen.

Ein neunter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei das durch die Ver hältnisdaten dargestellte Verhältnis gleich y/(x+1) ist und "x" eine vorbestimmte natürliche Zahl bezeichnet und "y" eine natürliche Zahl in einem Bereich von "1" bis "x" bezeichnet.

Ein zehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem neunten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine Ring verzögerungsleitung, welche eine Mehrzahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselementen in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung gleichen Einheitsverzögerungselemen ten beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringver zögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Ein heitsverzögerungselemente verzögert wird; und eine Zeit- A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Pe riodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung auf weist.

Ein elfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebetakt signalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung zum Ausgeben eines Si gnals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal verzögerungszeit gegeben ist, aufweist, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, die Verzögerungsleitung das von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausgegebene Signal als das Refe renztaktsignal empfängt, und die Schaltersteuerungsein richtung zum Verwenden der Steuerdaten als die Perioden daten arbeitet.

Ein zwölfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine digi tal gesteuerte Oszillationsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauflösung durch das vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal verzögerungszeit gegeben ist, wobei die digital gesteu erte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, und eine Frequenzteilerschaltung zum Teilen einer Frequenz des von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausgebeben Signals, um das Referenztaktsignal mit einem Arbeitszyklus von 50% zu erzeugen, aufweist, wobei die Verzögerungsleitung das durch die Frequenzteilerschaltung erzeugte Referenztaktsignal empfängt, wobei die Schalter steuerungseinrichtung zum Verdoppeln einer durch die Steuerdaten dargestellten Periode, um die Periode des Re ferenztaktsignals zu berechnen, und zum Erzeugen der Pe riodendaten in Übereinstimmung mit der berechneten Peri ode arbeitet.

Ein dreizehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem elften Gesichtspunkt und schafft eine Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschaltung eine Ringverzögerungs leitung, welche eine Mehrzahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheits verzögerungselementen in der zuvor erwähnten Verzöge rungsleitung gleichen Einheitsverzögerungselementen bein haltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzöge rungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheits verzögerungselemente verzögert wird; eine Zeit-A/D-Um wandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezähl te Anzahl von Malen und zum Ausgeben der Periodendaten; eine Teilungseinrichtung zum Teilen eines Werts der von der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgegebenen Peri odendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuer daten zu erzeugen; und eine Signalausgabeeinrichtung zum Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungs element in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impulsbreite je desmal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von Malen einander gleich werden, beinhaltet.

Ein vierzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung schafft eine Zeitmeßvorrichtung, welche eine Schiebetakt signalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Mehrzahl von Schiebetaktsignalen in Antwort auf ein Referenztakt signal, wobei die Schiebetaktsignale eine Periode aufwei sen, welche gleich einer Periode des Referenztaktsignals ist, und die Schiebetaktsignale Phasen aufweisen, welche voneinander verschieden sind; eine Signaleingabeeinrich tung zum Umwandeln eines Eingabesignals in binäre Signale jeweils in Antwort auf durch die Schiebetaktsignalerzeu gungseinrichtung erzeugte Schiebetaktsignale, wobei das Eingangssignal eine Impulsfolge eines Pseudozufalls rauschcodes enthält; eine Korrelationsberechnungseinrich tung zum Berechen von Korrelationen zwischen dem Pseudo zufallsrauschcode und den durch die Signaleingabeeinrich tung erzeugten Binärsignalen; eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech neten Korrelationen auftritt; und Messen eines Zeitinter valls von einem vorgeschriebenen Moment bis zu einem Mo ment eines Auftretens der Impulsfolge in dem Eingangssi gnal auf der Grundlage des durch die Erfassungseinrich tung erfaßten Moments aufweist.

Ein fünfzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei ne Zeitmeßvorrichtung, wobei eine Anzahl der Schiebetakt signale gleich einer vorbestimmten Ganzzahl "n" ist und Differenzen zwischen den Phasen der Schiebetaktsignale gleich der Periode des Referenztaktsignals geteilt durch die vorbestimmte Ganzzahl "n" sind.

Ein sechzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die durch die Korrelations berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen in Paa ren vorliegen, von denen jedes Korrelationen in Bezug auf zwei unter den Schiebetaktsignalen aufweist, welche Pha sen aufweisen, welche sich am meisten voneinander unter scheiden, und welche weiter eine Mittelwertbildungsein richtung zum Mitteln von Korrelationen in jedem der Paare zu einer mittleren Korrelation aufweist, wobei die Erfas sungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Mittelwertbildungseinrich tung erzeugten mittleren Korrelationen auftritt, als eine Anzeige des Moments eines Auftretens der Impulsfolge in dem Eingangssignal arbeitet.

Ein siebzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Korrelationsberechnungs einrichtung eine Synchronisationseinrichtung zum Abtasten der durch die Signaleingabeeinrichtung Erzeugten Binärsi gnale in zweite Binärsignale in Antwort auf das Referenz taktsignal und eine Einrichtung zum Berechnen von Korre lationen zwischen dem Pseudozufallsrauschcode und den zweiten Binärsignalen beinhaltet, wobei die Korrelations berechnungseinrichtung und die Erfassungseinrichtung in Antwort auf das Referenztaktsignal arbeiten.

Ein achtzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem siebzehnten Gesichtspunkt und schafft ei ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech neten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage entweder (1) eines Moments, in welchem eine der Korrelationen ei nen vorgeschriebenen Schwellwert überschreitet, oder (2) einer Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal und einem unter den Schiebetaktsignalen, welches der den vor eingestellten Schwellwert überschreitenden Korrelation entspricht, arbeitet.

Ein neunzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba siert auf derem achtzehnten Gesichtspunkt und schafft ei ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech neten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage eines Mo ments, in welchem eine der Korrelationen einen voreinge stellten Schwellwert zuerst überschreitet, arbeitet.

Ein zwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung schafft eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wel che eine Impulsfolgenerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Impulsfolge eines Pseudozufallsrauschcodes in Syn chronität mit einem Referenztaktsignal, wobei der Pseudo zufallsrauschcode eine vorgeschriebene Bitlänge aufweist; eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen einer elek tromagnetischen Welle, welche in Übereinstimmung mit der durch die Impulsfolgenerzeugungseinrichtung erzeugten Im pulsfolge moduliert wird; eine Empfangseinrichtung zum Empfangen einer Echowelle, welche durch Reflexion der durch die Übertragungseinrichtung übertragenen elektroma gnetischen Welle an einem zu messenden Objekt hervorgeru fen wird, und zum Umwandeln der empfangenen Echowelle in ein Empfangsimpulsfolgensignal; eine Zeitmeßeinrichtung zum Messen eines Zeitintervalls von einem Moment einer Übertragung der elektromagnetischen Welle von der Über tragungseinrichtung zu einem Moment eines Empfangs der Echowelle durch die Empfangseinrichtung auf der Grundlage des Pseudozufallsrauschcodes und des Empfangsimpulsfol gensignals; und eine Abstandsberechnungseinrichtung zum Berechnen eines Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitinter valls aufweist. Die Zeitmeßeinrichtung weist die Zeitmeß vorrichtung des vierzehnten Gesichtspunkts dieser Erfin dung auf.

Ein einundzwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem zwanzigsten Gesichtspunkt und schafft eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wobei die Impulsfolgenerzeugungseinrichtung eine Mehrzahl von Malen zum Erzeugen der Impulsfolge des Pseudozufallsrauschcodes arbeitet, und die Zeitmeßeinrichtung eine Mehrzahl von Malen zum Messen des Zeitintervalls arbeitet, und die Ab standsberechnungseinrichtung zum Mitteln der durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitintervalle zu einem mittleren Zeitintervall und zum Berechnen des Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des mittleren Zeitintervalls arbeitet.

Ein zweiundzwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf derem einundzwanzigsten Gesichtspunkt und schafft eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wo bei die Zeitmeßeinrichtung zum Bestimmen einer Mitte un ter den durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitin tervallen, zum Ausschließen eines oder mehrerer unter den Zeitintervallen, welche von der Mitte um mehr als einen vorgeschriebenen Wert abweichen, um verbleibende Zeitin tervalle zu erhalten, und zum Bilden eines Mittelwerts der verbleibenden Zeitintervalle zu dem mittleren Zeitin tervall arbeitet.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Abstandsmeßvor richtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfin dung,

Fig. 2 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von Fig. 1 auftreten,

Fig. 3 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von Fig. 1 auftreten,

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Korrelationsvor richtung und eines Zweiphasen-Addierabschnitts in der Vorrichtung von Fig. 1,

Fig. 5 ist ein Flußdiagramm eines auf Abstandsmessung bezogenen Segments eines Steuerprogramms für eine CPU in Fig. 1,

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines ersten Beispiels eines Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in Fig. 1,

Fig. 7 ist ein Diagramm eines Beispiels eines Refe renztaktsignalgenerators und ein zweites Beispiel des Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in Fig. 1,

Fig. 8 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs abschnitts in einer fünften Ausführungsform dieser Erfin dung,

Fig. 9 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs abschnitts in einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung,

Fig. 10 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs abschnitts in einer siebenten Ausführungsform dieser Erfindung,

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm einer Taktsignalerzeu gungsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform die ser Erfindung,

Fig. 12 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen, welche in der Vorrichtung von Fig. 11 auftreten.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN Erste Ausführungsform

Fig. 1 zeigt eine Abstandsmeßvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung von Fig. 1 verwendet eine Spread-Spectrum-Technik. Zum Beispiel ist die Vorrichtung von Fig. 1 auf einem Kraft fahrzeug angebracht und arbeitet, um einen Abstand zwi schen dem Bezugsfahrzeug und einem voraus befindlichen Zielobjekt wie etwa einem voraus befindlichen Fahrzeug zu messen.

Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet einen Referenz taktsignalgenerator 10, einen Impulserzeugungsabschnitt 12, einen Lichtemissionsabschnitt 14 und eine Treiber schaltung 15. Der Referenztaktsignalgenerator 10 erzeugt ein Referenztaktsignal MCK mit einer vorbestimmten Fre quenz, zum Beispiel 20 MHz. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 empfängt das Referenztaktsignal MCK von dem Referenz taktsignalgenerator 10. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 erzeugt eine Impulsfolge eines Pseudozufallsrauschcodes (eines PN-Codes) in Synchronität mit dem Referenztaktsi gnal MCK. Der PN-Code weist eine vorbestimmte Bitlänge auf. Der PN-Code ist zum Beispiel ein Maximallängencode mit einer Länge von 31 Bit. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 gibt die PN-Code-Impulsfolge an die Treiberschaltung 15 aus. Die durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 er zeugte PN-Code-Impulsfolge wird auch als Lichtemissions impulsfolge bezeichnet. Die Treiberschaltung 15 steuert den Lichtemissionsabschnitt 14 in Antwort auf die PN- Code-Impulsfolge derart, daß der Lichtemissionsabschnitt 14 einen Strahl einer elektromagnetischen Welle erzeugt, welche einer auf die PN-Code-Impulsfolge ansprechenden Amplitudenmodulation unterworfen wird. Der Lichtemissi onsabschnitt 14 überträgt den Strahl der elektromagneti schen Welle in einer Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs. Die Amplitudenmodulation ist zum Beispiel eine Intensitätsmodulation. Der Strahl der elektromagnetischen Welle ist zum Beispiel ein Laser lichtstrahl.

Der Lichtemissionsabschnitt 14 beinhaltet eine Laser diode LD, welche arbeitet, um einen Laserstrahl in der Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahr zeugs auszusenden. Die Treiberschaltung 15 aktiviert und deaktiviert die Laserdiode LD, das heißt, ermöglicht und verhindert die Emission des vorwärtsgerichteten Laser strahls in Antwort auf die PN-Code-Impulsfolge. Insbeson dere aktiviert die Treiberschaltung 15 die Laserdiode LD und ermöglicht damit die Emission des vorwärtsgerichteten Laserstrahls, wenn sich die PN-Code-Impulsfolge in ihrem Hochpegelzustand befindet. Die Treiberschaltung 15 deak tiviert die Laserdiode LD und verhindert damit die Emis sion des vorwärtsgerichteten Laserstrahls, wenn sich die PN-Code-Impulsfolge in ihrem Niedrigpegelzustand befin det. Demgemäß gibt der vorwärtsgerichtete Laserstrahl, welcher von der Laserdiode LD ausgesendet wird, die PN- Code-Impulsfolge wieder.

Ein Mikrocomputer oder eine CPU 2 empfängt das Refe renztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10. Die CPU 2 gibt ein Signal des PN-Codes an den Impuls erzeugungsabschnitt 12 in Synchronität mit dem Referenz taktsignal MCK aus. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 er zeugt die PN-Code-Impulsfolge in Antwort auf das von der CPU 2 ausgegebene PN-Code-Signal.

Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet auch einen Lichtempfangsabschnitt 16, einen Verstärker 17 und einen Komparator 18. Der von dem Lichtemissionsabschnitt 14 ausgegebene vorwärtsgerichtete Laserstrahl wird durch ein voraus befindliches Zielobjekt wie etwa ein voraus be findliches Fahrzeug reflektiert. Die Reflexion des vor wärtsgerichteten Laserstrahls an dem voraus befindlichen Zielobjekt verursacht einen Echostrahl, welcher in Rich tung der Vorrichtung zurückkehrt. Der Lichtempfangsab schnitt 16 empfängt einen Echostrahl und wandelt den emp fangenen Echostrahl in ein Empfangssignal (ein empfange nes elektrisches Signal) um. Der Lichtempfangsabschnitt 16 speist das Empfangssignal in den Verstärker 17 ein. Die Vorrichtung 17 verstärkt das Empfangssignal. Der Ver stärker 17 gibt das sich aus Verstärkung ergebende Signal an den Komparator 18 aus. Der Komparator 18 empfängt eine vorbestimmte Referenzspannung Vref. Die Vorrichtung 18 vergleicht das Ausgangssignal des Verstärkers 17 mit der Referenzspannung Vref, wobei dadurch das Ausgangssignal des Verstärkers 17 in ein Binärsignal. (eine Lichtemp fangsimpulsfolge) PBr umgewandelt wird. Insbesondere gibt der Komparator 18 einen hohen Pegel aus, wenn die Span nung des Ausgangssignals der Verstärkers 17 die Referenz spannung Vref übersteigt. Der Komparator 18 gibt einen niedrigen Pegel aus, wenn die Spannung des Ausgangssi gnals des Verstärkers 17 gleich der oder kleiner als die Referenzspannung Vref ist. Der Komparator 18 gibt das bi näre Signal PBr an einen Verriegelungsabschnitt 22 aus.

Der Lichtempfangsabschnitt 16 beinhaltet einen Strom fühlerwiderstand (nicht gezeigt) und eine Photodiode PD. Die Photodiode PD ist über den Stromfühlerwiderstand mit einer Energieversorgungsleitung in einem in Rückwärts richtung vorgespannten Zustand verbunden. Wenn ein Echo strahl auf die Photodiode PD auftrifft, fließt ein durch Licht hervorgerufener Strom hierdurch. Der Stromfühlerwi derstand wandelt den durch Licht hervorgerufenen Strom in ein Spannungssignal um, welches an den Verstärker 17 als ein Empfangssignal ausgegeben wird.

Der Impulserzeugungsabschnitt 12 entspricht einer Im pulsfolgenerzeugungseinrichtung. Der Lichtemissionsab schnitt 14 und die Treiberschaltung 15 bilden eine Über tragungseinrichtung. Der Lichtempfangsabschnitt 16, der Verstärker 17 und der Komparator 18 bilden eine Empfangs einrichtung.

Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet weiter einen Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20, welcher das Re ferenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator 10 empfängt. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 erzeugt 8 Taktsignale unterschiedlicher Phasen (8 mehr phasige Taktsignale oder 8-Phasen-Taktsignale) CKa, CKb, . . . und CKh in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK. Die 8 Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh weisen von einander verschiedene Phasen auf. Wie in Fig. 2 gezeigt, sind die Phasendifferenzen zwischen den benachbarten Taktsignalen CKa, CKb, . . . und CKh gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Insbesondere ist das Taktsignal CKa dem Referenztaktsignal MCK phasen gleich. Das Taktsignal CKb weist eine Phasenverzögerung von 45 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKc weist eine Phasenverzögerung von 90 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Takt signal CKd weist eine Phasenverzögerung von 135 Grad be züglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKe weist eine Phasenverzögerung von 130 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKf weist eine Phasenverzögerung von 225 Grad bezüglich des Refe renztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKg weist eine Phasenverzögerung von 270 Grad bezüglich des Referenz taktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKh weist eine Pha senverzögerung von 315 Grad bezüglich des Referenztaktsi gnals MCK auf.

In einer vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung unter Verwendung einer Spread-Spectrum-Technik wird eine Licht emissionsimpulsfolge eines PN-Codes synchron mit einem Referenztaktsignal erzeugt, und ein Lichtempfangssignal wird in Antwort auf das Referenztaktsignal abgetastet, um ein Datensignal mit einer Bitlänge gleich der des PN- Codes zu erzeugen. Die Korrelation zwischen dem Datensi gnal und dem PN-Code wird berechnet. Ein Moment, in wel chem die berechnete Korrelation einen Spitzenwert an nimmt, wird erfaßt. Der erfaßte Moment wird als eine An zeige des Moments der Ankunft eines Echostrahls, welcher durch Reflexion eines übertragenen vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt her vorgerufen wird, verwendet, das heißt, des Moments der Ankunft eines Echostrahls, welcher einem übertragenen vorwärtsgerichteten Laserstrahl entspricht. Das Zeitin tervall zwischen dem Moment der Übertragung des vorwärts gerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft des entsprechenden Echostrahls wird gemessen. Somit ist in der vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung die Auflösung der Zeitintervallmessung gleich einer Periode des Referenz taktsignals. Demgemäß weist das gemessene Zeitintervall einen Fehler von bis zu einer Periode des Referenztaktsi gnals auf (siehe Fig. 2). Falls das Referenztaktsignal eine Frequenz von 20 MHz aufweist, nimmt das gemessene Zeitintervall einen unter 50 nsec, 100 nsec, 150 nsec, . . . In diesem Fall ist die Auflösung der Zeitintervall messung gleich 50 nsec.

Andererseits ist die Auflösung der Zeitintervallmes sung in der Vorrichtung von Fig. 1 gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK, das heißt, 6,25 nsec, was bestimmt ist durch die Phasendifferenzen (45 Grad) zwischen den benachbarten Taktsignalen CKa, CKb, . . . und CKh (siehe Fig. 2).

Der Verriegelungsabschnitt 22 empfängt die Taktsigna le CKa, CKb, . . . und CKh von dem Schiebetaktsignalerzeu gungsabschnitt 20. Der Verriegelungsabschnitt 22 beinhal tet 8 D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h. Die Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh werden jeweils als Arbeitstaktsi gnale in die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h einge speist. Somit verriegeln die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h die Lichtempfangsimpulsfolge PBr jeweils zu den Zeiten ansteigender Flanken in den Taktsignalen CKa, CKb . . . und CKh. Daher geben, wie in Fig. 3 gezeigt, die D- Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h jeweils 8 unterschiedli che Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h aus. Die Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h repräsentieren den Signalpegel der Lichtempfangsimpulsfolge PBr. Die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h bilden eine Signaleingabeeinrichtung.

Ein Synchronisationsabschnitt 24 empfängt die Binär daten D1a, D1b, . . . und D1h von dem Verriegelungsab schnitt 22. Der Synchronisationsabschnitt 24 beinhaltet 8 D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h. Das Referenztaktsignal MCK wird von dem Referenztaktsignalgenerator 10 als eine Arbeitstaktsignal in die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h eingespeist. Andererseits werden die Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h jeweils in die D-Eingangsanschlüsse der D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h. Somit verriegeln die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h simultan die jeweiligen Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h zu der Zeit jeder an steigenden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK. Demgemäß wandeln die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h die Binär daten D1a, D1b, . . . und D1h jeweils in zweite Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2j um, welche synchron mit dem Refe renztaktsignal MCK (siehe Fig. 3) ändern. Auf diese Weise erzeugt der Synchronisationsabschnitt 24 synchronisierte Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h. Die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h geben jeweils die Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h aus. Der Synchronisationsabschnitt 24 ent spricht einer Signalsynchronisationseinrichtung.

Die Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h werden jeweils über 8 Puffer 26a, 26b, . . . und 26h in 8 Korrelationsvor richtungen 30a, 30b, . . . und 30h eingespeist. Die Korre lationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h empfangen das Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenera tor 10. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h sampeln oder erfassen periodisch die jeweiligen Bi närdaten D2a, D2b, . . . und D2h in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK. Jede der Korrelationsvorrichtun gen 30a, 30b, . . . und 30h speichert Informationen über den durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 verwendeten PN-Code. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechnet die Korrelation zwischen dem PN-Code und den zugehörigen Binärdaten D2a, D2b, . . . oder D2h. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h geben jeweils Ausgangssignale, welche die berechneten Korrela tionen repräsentieren, aus. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h bilden eine Korrelationsberech nungseinrichtung.

Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h empfangen das Referenztaktsignal MCK von dem Referenz taktsignalgenerator 10. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h arbeiten in Antwort auf das Refe renztaktsignal MCK. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h empfangen jeweils die eine Korrelation repräsentierenden Signale von den Korrelationsvorrichtun gen 30a, 30b, . . . und 30h. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30e, was einer 180-Grad- Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation reprä sentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvor richtung 30a ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen- Addierabschnitt 40a addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtun gen 30a und 30e repräsentiert werden, uni einen Korrelati onsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40a gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30f, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30b ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40b addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab schnitt 40b gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c emp fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30g, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30c ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40c addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab schnitt 40c gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d emp fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30h, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30d ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40d addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab schnitt 40d gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40e emp fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30a, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30e ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40e addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30e und 30a repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30a, welches durch den zweiphasi gen Addierabschnitt 40e verwendet wird, weist eine 1- Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge bende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addier abschnitt 40e geliefert wird, von der durch den Zweipha sen-Addierabschnitt 40a gelieferten ab. Der Zweiphasen- Addierabschnitt 40e gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30b was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30f ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40f addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30f und 30b repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30b, welches durch den Zweipha sen-Addierabschnitt 40f verwendet wird, weist eine 1- Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40b verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge bende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addier abschnitt 40f geliefert wird, von der durch den Zweipha sen-Addierabschnitt 40b gelieferten ab. Der Zweiphasen- Addierabschnitt 40f gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30c, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30g ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40g addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30g und 30c repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30c, welches durch den Zweipha sen-Addierabschnitt 40g verwendet wird, weist eine 1- Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40c verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge bende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierab schnitt 40g geliefert wird, von der durch den Zweiphasen- Addierabschnitt 40c gelieferten ab. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40g gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von der Korrelationsvorrichtung 30d, was einer 180-Grad-Pha senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich tung 30h ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40h addiert die Korrelationen, welche durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30h und 30d repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung 30d, welches durch den Zweipha sen-Addierabschnitt 40h verwendet wird, weist eine 1- Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung) bezüglich des durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40d verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge bende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierab schnitt 40h geliefert wird, von der durch den Zweiphasen- Addierabschnitt 40d gelieferten ab. Der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40h gibt ein Signal aus, welches die sich aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre lation) repräsentiert. Auf diese Weise mittelt jeder der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h die zu gehörigen Korrelationen. Die Mittelung verhindert, daß die letztendlich berechneten Korrelationen durch Störun gen in hohem Maße geändert werden. Die Zweiphasen-Addier abschnitte 40a, 40b, . . . und 40h bilden eine Mittelwert bildungseinrichtung.

In der Vorrichtung von Fig. 1 wird die Lichtempfangs impulsfolge PBr in Antwort auf die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh derart verriegelt, daß die an die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h angeleg ten Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h Zeitunterschiede aufweisen, welche einem Achtel der Periode des Referenz taktsignals MCK entsprechen. Dadurch wird der Moment, in welchem die Korrelation zwischen der Lichtempfangsimpuls folge PBr und dem PN-Code einen Spitzenwert annimmt, mit einer Auflösung von einem Achtel der Periode des Refe renztaktsignals MCK erfaßt. Falls die Lichtempfangsim pulsfolge PBr exakt der Lichtemissionsimpulsfolge ent spricht, ändern sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h ausgegebenen Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h aufeinanderfolgend in dem gleichen Muster. Insbesondere startet die aufeinanderfolgende Änderung von den von ei nem der D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h, welches auf ein bestimmtes Taktsignal mit einer ansteigenden Flanke zum frühesten Zeitpunkt nach der Änderung der Lichtemp fangsimpulsfolge PBr anspricht, ausgegebenen Binärdaten zu einem wirksamen Zustand (einem Echoanzeigezustand). In Fig. 2 entspricht das an das D-Flipflop 22e angelegte Taktsignal CKe dem einen bestimmten. In ähnlicher Weise ändern sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechneten Korrelationen aufeinander folgend in dem selben Muster. Insbesondere startet die aufeinanderfolgende Änderung von der durch eine der Kor relationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h, welche dem bestimmten Taktsignal (zum Beispiel dem Taktsignal CKe) zugehörig ist, berechneten Korrelation. In Fig. 2 bezieht sich die Korrelationsvorrichtung 30e auf das bestimmte Taktsignal CKe.

Falls eine Störung bewirkt, daß sich die Lichtemp fangsimpulsfolge PBr außerhalb einer exakten Übereinstim mung mit der Lichtemissionsimpulsfolge befindet, ändern sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h ausge gebenen Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h nicht aufeinan derfolgend in dem gleichen Muster. In diesem Fall ändern sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechneten Korrelationen nicht aufeinander folgend in dem gleichen Muster. Im allgemeinen weist eine Störung, welche der Lichtempfangsimpulsfolge PBr überla gert ist, eine extrem kurze Dauer relativ zu der Periode des Referenztaktsignals MCK auf. Demgemäß weisen Paare der Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h, welche sich auf Taktsignale mit einer 180-Grad-Phasendifferenz beziehen, gemeinsame Störkomponenten mit der geringsten Wahrschein lichkeit auf. Falls zum Beispiel der Moment eines Auftre tens eines Spitzenwerts einer Störung mit der Operations zeit des D-Flipflops 22e (das heißt, der Zeit einer an steigenden Flanke des Taktsignals CKa) zusammenfällt, sind die von dem D-Flipflop 22a ausgegebenen Binärdaten D1a am meisten durch die Störung beeinflußt, während die von dem D-Flipflop 22e, welches auf das Taktsignal CKe mit einer 180-Grad-Phasendifferenz bezüglich des Taktsi gnals CKa anspricht, ausgegebenen Binärdaten D1e davon am geringsten beeinflußt werden.

In der Vorrichtung von Fig. 1 liegen die 8-Phasen- Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh in Paaren vor, von de nen jedes aus Taktsignalen mit einer 180-Grad-Phasendif ferenz besteht. Insbesondere bilden die Taktsignale CKa und CKe ein erstes Paar. Die Taktsignale CKb und CKf bil den ein zweites Paar. Die Taktsignale CKc und CKg bilden ein drittes Paar. Die Taktsignale CKd und CKh bilden ein viertes Paar. Die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e entsprechen dem Paar der Taktsignale CKb und CKe. Somit liegen die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f ent sprechen dem Paar der Taktsignale CKb und CKf. Somit lie gen die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g ent sprechen dem Paar der Taktsignale CKc und CKg. Somit lie gen die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g in einem Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h ent sprechen dem Paar der Taktsignale CKd und CKh. Somit lie gen die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h in einem Paar vor. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e berechne ten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen- Addierabschnitt 40b addiert die durch die Korrelations vorrichtungen 30b und 30f berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c ad diert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d addiert die durch die Kor relationsvorrichtungen 30d und 30h berechneten Korrela tionen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierab schnitt 40e addiert die durch die Korrelationsvorrichtun gen 30e und 30a berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f addiert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30f und 30b berechne ten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen- Addierabschnitt 40g addiert die durch die Korrelations vorrichtungen 30g und 30c berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h ad diert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30h und 30d berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Die Mit telwertbildung durch die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h reduziert oder unterdrückt Störkomponen ten der letztendlich berechneten Korrelationen.

Die inneren Strukturen der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h sind einander ähnlich. Ebenso sind die internen Strukturen der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h einander ähnlich. Die Korrelations vorrichtung 30a und der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a wird nachstehend genauer beschrieben werden.

Fig. 4 zeigt die inneren Strukturen der Korrelations vorrichtung 30a und des Zweiphasen-Addierabschnitts 40a. Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelationsvor richtung 30a ein Schieberegister 32, we).ches aus in einem Ring oder einer geschlossenen Schleife verbundenen Ver riegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an zusammen gesetzt ist, wobei "n" eine vorbestimmte natürliche Zahl (zum Beispiel 31) bezeichnet. Bevor eine Abstandsmeßpro zedur gestartet wird, besetzt die CPU 2 (siehe Fig. 1) Bits des PN-Codes in den Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an jeweils vor. Die PN-Code-Bits bilden PN-Code-Binärdaten. Das Referenztaktsignal MCK wird an die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an an gelegt. Während der Abstandsmeßprozedur wird jedes der PN-Code-Bits von einer zugehörigen der Verriegelungs schaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK zu der nächsten verschoben. Die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an sind in der geschlossenen Schleife verbunden, und das von der letzten Verriegelungsschaltung 32an ausgegebene PN- Code-Bit tritt in die erste Verriegelungsschaltung 32a1 ein.

Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelations vorrichtung 30a Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an, deren Gesamtzahl der der Verriegelungsschaltun gen 32a1, 32a2, . . . und 32an ist. Die PN-Code-Binärdaten (die PN-Code-Bits), welche in die Verriegelungsschaltun gen 32a1, 32a2, . . . und 32an eingegeben werden, werden ebenfalls jeweils ersten Eingangsanschlüssen der Exklu siv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an zugeführt. Zum Beispiel wird ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), welcher in die erste Verriegelungs schaltung 32a1 eingegeben wird, auch den ersten Eingangs anschluß der ersten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a1 zuge führt. Ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code- Bit), welcher in die zweite Verriegelungsschaltung 32a2 eingegeben wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß der zweiten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a2 zugeführt. Ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), wel cher in die letzte Verriegelungsschaltung 32an eingegeben wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß der letzten Exklusiv-ODER-Schaltung 34an zugeführt. Die durch das D- Flipflop 24a erzeugten Binärdaten D2a werden gemeinsam zweiten Eingangsanschlüssen der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an zugeführt. Es sollte erwähnt werden, daß zur Klarheit die Darstellung des Puffers 26a von Fig. 4 weggelassen ist. Die Binärdaten D2a haben ih ren Ursprung in den Binärdaten D1a, welche durch das D- Flipflop 22a erzeugt werden. Wie zuvor erwähnt, werden die Binärdaten D1a durch Verriegeln der Lichtempfangsim pulsfolge PBr zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke des Taktsignals CKa erzeugt. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltun gen 34a1, 34a2, . . . und 34an gibt ein Niedrigpegelsignal aus, wenn die Binärdaten D2a, welche die Lichtempfangsim pulsfolge PBr repräsentieren, mit den in eine zugehörige Verriegelungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten über einstimmen. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an gibt ein Hochpegelsignal aus, wenn die Binärdaten D2a nicht mit den in die zugehörige Verriege lungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten übereinstimmen.

Die Korrelationsvorrichtung 30a beinhaltet weiter ei ne Reihe von Vorwärts-Rückwärtszählern (U/D-Zählern) 36a1, 36a2, . . . und 36an, deren Gesamtzahl gleich der der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an ist. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an empfangen jeweils die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an empfangen das Referenztaktsignal MCK und arbeiten in Antwort hierauf. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an gegebene Zählwert erhöht sich, wenn sich das Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER- Schaltung fortgesetzt in seinem Niedrigpegelzustand be findet. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an gegebene Zählwert erniedrigt sich, wenn sich das Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER-Schaltung fortgesetzt in seinem Hochpegelzustand befindet. Die U/D- Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an geben Signale aus, welche jeweils die zugehörigen Zählwerte repräsentieren. Falls die Binärdaten D2a einen einem vorwärtsgerichteten Laser strahl entsprechenden Echostrahl (einen durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt verursachten Echostrahl) reprä sentieren, stimmen die Binärdaten D2a fortgesetzt mit den in eine der Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an eingegebenen PN-Code-Daten überein. Demgemäß zählt in diesem Fall einer der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an fortgesetzt hinauf. Dieser U/D-Zähler wird als der Wahr-U/D-Zähler bezeichnet. Die Position des Wahr-U/D- Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe zeigt den Moment der Ankunft des Echostrahls an. In einem ersten Beispiel von Bedingungen, in welchen eine Störung den Binärdaten D2a überlagert wird, zählt nicht nur ein Wahr-U/D-Zähler, sondern auch ein anderer U/D-Zähler fortgesetzt hinauf. In einem zweiten Beispiel unterläßt es der Wahr-U/D-Zäh ler, hinaufzuzählen. Mit solchen Problemen wird man durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a fertig.

Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet der Zweiphasen-Ad dierabschnitt 40a Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an, de ren Gesamtzahl gleich der der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an ist. Erste Eingangsanschlüsse der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an empfangen jeweils die Ausgangssignale der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an. Zweite Eingangs anschlüsse der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an empfan gen die jeweiligen Ausgangssignale entsprechender U/D- Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e, welche mit der Korrelationsvorrichtung 30a ein Paar bildet. Jede der Vorrichtungen 42a1, 42a2, . . . und 42an addiert den durch die Ausgangssignale der zwei zugehörigen U/D-Zähler re präsentierten Zählwerte und gibt ein Signal aus, welches den sich aus Addition ergebenden Zählwert oder den durch schnittlichen Zählwert anzeigt. Die Addition unterdrückt einen durch Störung hervorgerufenen Zählwertfehler. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a beinhaltet Ausgangsschal tungen 44a1, 44a2, . . . und 44an, deren Gesamtzahl der der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an gleich ist. Die Aus gangsschaltungen 44a1, 44a2, . . . und 44an empfangen je weils die Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an. Die Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, . . . und 44an empfangen das Referenztaktsignal MCK. Die Ausgangs schaltungen 44a1, 44a2, . . . und 44an verriegeln die je weiligen Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem Refe renztaktsignal MCK und speisen die verriegelten Signale in einen Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 ein.

Genauer gesagt, addiert jede der Vorrichtungen 42a1, 42a2, . . . und 42an den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelations vorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad- Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKa und CKe (das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte der Periode des Referenztaktsignal MCK) gemeint. Zum Bei spiel addiert die Vorrichtung 42a1 den durch den ersten U/D-Zähler 36a1 in der Korrelationsvorrichtung 30a gege benen Zählwert und den durch den ersten U/D-Zähler 36e1 (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gege benen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung be züglich des U/D-Zählers 36a1 entspricht. Die Vorrichtung 42an addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36an in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36an entspricht.

In dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e, welcher mit dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a ein Paar bildet, ad diert jeder Addierer den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelations vorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad- Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKe und CKa (das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte der Periode des Referenztaktsignals MCK) gemeint. Zum Beispiel addiert der erste Addierer 42e1 (nicht gezeigt) in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e den durch den er sten U/D-Zähler 36e1 (nicht gezeigt) in der Korrelations vorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den zweiten U/D-Zähler 36a2 in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzöge rung bezüglich des U/D-Zählers 36e1 entspricht. Der letz te Addierer 42en in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht ge zeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zähl wert und den durch den ersten U/D-Zähler 36a1 in der Kor relationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36en entspricht.

Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40b, 40c und 40d ar beiten ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40f, 40g und 40h arbeiten ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e. Wie aus der vorstehenden Beschreibung verstanden, unterscheiden sich die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a und 40e, welche ein Paar bilden, voneinander. Die Aus gangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40b und 40f, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich voneinander.

Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40c und 40g, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich von einander. Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierab schnitte 40d und 40h, welche ein Paar bilden, unterschei den sich voneinander.

Mit Rückbezug auf Fig. 1 empfängt der Erfassungsver arbeitungsabschnitt 46 die Signale, welche die "n" durch schnittlichen Zählwerte (die "n" Zählwerte, welche sich aus Addition ergeben) repräsentieren, von den Ausgangs schaltungen in jedem der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen- Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h erfaßt der Erfas sungsverarbeitungsabschnitt 46 einen unter den "n" durch schnittlichen Zählwerten, welcher zuerst einen vorge schriebenen Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverar beitungsabschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem erfaßten durchschnittlichen Zählwert entspricht. Der Er fassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt ein Signal, welches die Position des bestimmten U/D-Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das heißt, den Moment der Ankunft eines durch Reflexion eines übertragenen vor wärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindli chen Zielobjekt hervorgerufenen Echostrahls repräsen tiert. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen-Addierab schnitte 40a, 40b, . . . und 40h gibt der Erfassungsverar beitungsabschnitt 46 das Echoankunftsmomentsignal an ei nen Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 aus. Die "n" durchschnittlichen Zählwerte bezeichnen die Korrela tionen zwischen dem PN-Code und den Ergebnissen des Abta stens der Lichtempfangsimpulsfolge PBr zu den jeweiligen Zeiten ansteigender Flanken in den 8-Phasen-Taktsignalen CKa, CKb, . . . und CKh. Der Erfassuncrsverarbeitungsab schnitt 46 beurteilt, daß ein Spitzenkorrelationswert auftritt, wenn einer der "n" durchschnittlichen Zählwerte den Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverarbeitungs abschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem den Zählwert übersteigenden durchschnittlichen Zählwert ent spricht. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt ein Signal, welches die Position des bestimmten U/D-Zäh lers bezüglich der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das heißt, den Moment der Ankunft eines Echostrahls repräsen tiert, und gibt es aus. Der Erfassungsverarbeitungsab schnitt kann durch die CPU 2 initialisiert werden.

Zum Beispiel enthält der Erfassungsverarbeitungsab schnitt 46 Komparatoren zum Vergleichen der "n" durch schnittlichen Zählwerte mit dem Schwellwert, eine erste Entscheidungsvorrichtung zum Erfassen eines unter den "n" durchschnittlichen Zählwerten, welcher zuerst den Schwellwert übersteigt, durch Beziehen auf die Ausgangs signale von den Komparatoren, einen mit Informationen, welche die Entsprechungsbeziehung zwischen den "n" durch schnittlichen Zählwerten und den U/D-Zählern repräsentie ren, geladenen Speicher und eine zweite Entscheidungsein heit zum Bestimmen des U/D-Zählers, welcher dem erfaßten gemittelten Zählwert entspricht, durch Beziehen auf die Informationen in dem Speicher.

Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt eines unter den Ausgangssignalen des Erfassungsverarbei tungsabschnitts 46 aus, welches den frühesten Moment der Ankunft eines Echostrahls repräsentiert. In anderen Wor ten, der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt eines unter den Ausgangssignalen des Erfassungsverarbei tungsabschnitts 46 aus, welches einer Korrelationsvor richtung zugehörig ist, welche einem Taktsignal mit der geringsten Phasendifferenz bezüglich des Referenztaktsi gnals MCK entspricht. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungs abschnitt 47 gibt das ausgewählte Echoankunftsmomentsi gnal an einen Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Zum Beispiel beinhaltet der Nahfeldprioritätsverarbei tungsabschnitt 47 einen Komparator zum Vergleichen des durch das Ausgangssignal des Erfassungsverarbeitungsab schnitts 46 repräsentierten Echoankunftsmoments, um den frühesten unter den Echoankunftsmomenten zu bestimmen, und einen Selektor zum Auswählen eines der Ausgangssigna le des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46, welches den frühesten Echoankunftsmoment repräsentiert. Falls nur ei nes der Ausgangssignale des Erfassungsverarbeitungsab schnitts 46 einen Echoankunftsmoment repräsentiert, gibt der Nahfeld 56300 00070 552 001000280000000200012000285915618900040 0002010210000 00004 56181prioritätsverarbeitungsabschnitt 47 dieses Si gnal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Falls zwei oder mehr der Ausgangssignale des Erfassungs verarbeitungsabschnitts 46 Echoankunftsmomente repräsen tieren, wählt der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 das Signal aus, welches den frühesten der Echoan kunftsmomente repräsentiert, und gibt das ausgewählte Si gnal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 kann durch die CPU 2 initialisiert werden.

Der Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 wandelt das Ausgangssignal (das Echoankunftsmomentsignal) des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 in Abstands meßdaten um, welche das Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft eines entsprechenden Echo strahls repräsentieren. Der Distanzmeßergebnisausgabeab schnitt 48 speist die Abstandsmeßdaten in die CPU 2 ein. Zum Beispiel beinhaltet der Distanzmeßergebnisausgabeab schnitt 48 einen Kalkulator zum Berechnen des Zeitinter valls zwischen dem Moment der Übertragung eines vorwärts gerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft eines entsprechenden Echostrahls aus dem Echoankunftsmoment. Das Ausgangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsab schnitts 47 zeigt die Position eines unter all den U/D- Zählern in den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h an, welcher einen Zählwert gibt, welcher zuerst den Schwellwert übersteigt. In anderen Worten, das Aus gangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 zeigt den Moment der Ankunft eines Echostrahls an. Die Zeiten des Verriegelns des Lichtempfangsimpulses PBr durch den Verriegelungsabschnitt 22 in Antwort auf die 8- Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh, um die Binärda ten D1a, D1b, . . . und D1h zu erzeugen, sind mit gleichen Intervallen, welche einem Achtel der Periode des Refe renztaktsignal MCK entsprechen, beabstandet. Die Binärda ten D1a, D1b, . . . und D1h werden in die zweiten Binärda ten D2a, D2b, . . . und D2h verriegelt, welche in die Kor relationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h eingespeist werden. Demgemäß entspricht die Auflösung des durch die Abstandsmeßdaten, welche von dem Abstandsmeßergebnisaus gabeabschnitt 48 an die CPU 2 ausgegeben werden, reprä sentierten Zeitintervalls einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Der Abstandsmeßergebnisausgabe abschnitt 48 kann durch die CPU 2 initialisiert werden.

Die CPU 2 mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen Zielobjekt auf der Grundlage der Abstandsmeßdaten. Die Auflösung der Abstandsmessung ist höher als die durch die Periode des Referenztaktsignals MCK bestimmte. Der gemes sene Abstand wird beim Steuern eines Fahrzeugantriebs- und Bremssystems verwendet, um das Bezugsfahrzeug in die Lage zu versetzen, automatisch einem voraus befindlichen Fahrzeug zu folgen. Nachdem der gemessene Abstand eine hohe Auflösung aufweist, wird das Bezugsfahrzeug in die Lage versetzt, dem voraus befindlichen Fahrzeug genau zu folgen. Der gemessene Abstand wird auch in einer Hinder niserfassungsprozedur eines Erfassens eines Hindernisses vor dem Bezugsfahrzeug und Gebens eines Alarms wegen des erfaßten Hindernisses verwendet. Nachdem der gemessene Abstand eine hohe Auflösung aufweist, ist die Hindernis erfassungsprozedur genau und zuverlässig.

Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 entspricht einer Erfassungseinrichtung. Der Nahfeldprioritätsverar beitungsabschnitt 47 entspricht einer Auswahleinrichtung.

Vorzugsweise beinhaltet die Vorrichtung von Fig. 1 eine Abtastvorrichtung (nicht gezeigt), welche bewirkt, daß ein vorgeschriebener Winkelbereich vor dem Bezugs fahrzeug durch den vorwärtsgerichteten Laserstrahl, wel cher durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugt wird, abgetastet wird. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem vor aus befindlichen Zielobjekt (zum Beispiel einem voraus befindlichen Fahrzeug oder einem Hindernis) in dem abge tasteten Winkelbereich durch Beziehen auf die von dem Ab standsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ausgegebenen Ab standsmeßdaten. Für jeden von von vorbestimmten Abstands meßwinkelpunkten, welche den abgetasteten Winkelbereich bilden, führt die CPU 2 einen Prozeß zum Messen eines Zeitintervalls mehrmals aus, so daß eine Mehrzahl von ge messenen Zeitintervallen verfügbar ist. Die gemessenen Zeitintervalle stehen mit dem Abstand zu einem voraus be findlichen Zielobjekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt die gemessenen Zeitintervalle zu einem mittleren Zeitin tervall. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem voraus be findlichen Zielobjekt durch Beziehen auf das mittlere Zeitintervall. Die CPU 2 wirkt als eine Abstandsberech nungseinrichtung.

Die CPU 2 beinhaltet eine Kombination einer Eingabe- Ausgabeschaltung, eines Verarbeitungsabschnitts, eines ROMs und eines RAMs. Die CPU 2 arbeitet in Übereinstim mung mit einem in dem ROM gespeicherten Programm. Fig. 5 ist ein Flußdiagramm eines einer Abstandsmessung zugehö rigen Segments des Programms, welches für jeden der vor bestimmten Abstandsmeßwinkelpunkte ausgeführt wird. Das Programmsegment in Fig. 5 wird gestartet, wenn die Rich tung des durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugten vorwärtsgerichteten Laserstrahls einen der vorbestimmten Abstandsmeßwinkelpunkte erreicht.

Wie in Fig. 5 gezeigt, initialisiert ein erster Schritt 100 des Programmsegments Variablen und Parameter, welche Zählerwerte (zähleranzeigende Variablen) "i" und "j" beinhalten. Nach dem Schritt 100 schreitet das Pro gramm zu einem Schritt 110 fort.

Der Schritt 110 erzeugt Bits des PN-Codes und legt die PN-Code-Bits in den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h fest. Zusätzlich implementiert der Schritt 110 eine Meßschaltungsinitialisierung. Insbeson dere initialisiert der Schritt 110 den Erfassungsverar beitungsabschnitt 46, den Nahfeldprioritätsverarbeitungs abschnitt 47 und den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48.

Ein Schritt 120, welcher auf den Schritt 110 folgt, gibt die PN-Code-Bits an den Impulserzeugungsabschnitt 12 in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK aus, um eine Lichtsteuerprozedur zum Bewirken, daß der Lichtemis sionsabschnitt 14 einen auf die PN-Code-Bits ansprechen den vorwärtsgerichteten Laserstrahl ausgibt, zu starten.

Ein dem Schritt 120 nachfolgender Schritt 130 inkre mentiert den Zählerwert "i" um "1". Der Zählerwert "i" zeigt die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstands messung für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt an. Nach dem Schritt 130 schreitet das Programm zu einem Schritt 140 fort.

Der Schritt 140 bestimmt, ob ein Abstandsmeßdaten stück, welches auf den ausgegebenen vorwärtsgerichteten Laserstrahl anspricht (das heißt auf die Ausführung des Schritts 120 anspricht), von dem Abstandsmeßergebnisaus gabeabschnitt 48 eingespeist worden ist oder nicht. Wenn ein Abstandsmeßdatenstück noch nicht eingespeist worden ist, schreitet das Programm von dem Schritt 140 zu einem Schritt 150 fort. Wenn andererseits ein Abstandsmeßdaten stück eingespeist worden ist, schreitet das Programm von dem Schritt 140 zu einem Schritt 160 fort.

Der Schritt 150 bestimmt, ob eine voreingestellte Ab standsmeßfrist von dem Moment der Ausführung des Schritts 120 abgelaufen ist. Wenn die voreingestellte Abstandsmeß frist noch nicht abgelaufen ist, kehrt das Programm von dem Schritt 150 zu dem Schritt 140 zurück. Demgemäß wird in diesem Fall der Schritt 140 wiederholt. Wenn anderer seits die voreingestellte Abstandsmeßfrist abgelaufen ist, schreitet das Programm von dem Schritt 150 zu einem Schritt 180 fort.

Der Schritt 160 speichert die Abstandsmeßdatenstücke in den RAM. Ein Schritt 170, welcher auf den Schritt 160 folgt, inkrementiert den Zählerwert "j" um "1". Der Zäh lerwert "j" bezeichnet die Anzahl verfügbarer Abstands meßdatenstücke für den vorliegenden Abstandsmeßwinkel. Nach dem Schritt 170 schreitet das Programm zu dem Schritt 180 fort.

Der Schritt 180 bestimmt, ob der Zählerwert "i" einen voreingestellten oberen Grenzwert "imax" erreicht hat oder nicht. Wenn der Zählerwert "i" den voreingestellten oberen Grenzwert "imax" noch nicht erreicht hat, kehrt das Programm von dem Schritt 180 zu dem Schritt 110 zu rück. Demgemäß werden in diesem Fall der Schritt 110 und die späteren Schritte wiederholt. Wenn andererseits der Zählerwert "i" den voreingestellten oberen Grenzwert "imax" erreicht hat, schreitet das Programm von dem Schritt 180 zu einem Schritt 190 fort.

Der Schritt 190 erfaßt ein oder mehrere unwirksame (ein oder mehrere falsche) unter den "j" Abstandsmeßda tenstücken. Insbesondere berechnet der Schritt 190 einen mittleren Wert unter den Zeitintervallen, welche durch die "j" Abstandsmeßdatenstücke repräsentiert werden. Der Schritt 190 durchsucht die durch die "j" Abstandsmeßda tenstücke repräsentierten Zeitintervalle nach einem er heblich außermittigen, welches von dem mittleren Wert um einen vorgeschriebenen Wert oder mehr beabstandet ist (oder mehreren solchen). Der Schritt 190 definiert ein Abstandsmeßdatenstück entsprechend einem solchen erheb lich außermittigen Zeitintervall als ein unwirksames (falsches). Im allgemeinen wird ein erheblich außermitti ges Zeitintervall durch eine Störung wie etwa Rauschen verursacht.

Ein auf den Schritt 190 folgender Schritt 200 be stimmt, ob ein unwirksames (oder mehrere solche) unter den "j" Abstandsmeßdatenstücken vorliegt oder nicht, auf der Basis des Ergebnisses der Erfassung durch den Schritt 190. Wenn ein unwirksames Abstandsmeßdatenstück vorliegt, schreitet das Programm von dem Schritt 200 zu einem Schritt 210 fort. Wenn andererseits kein unwirksames Ab standsmeßdatenstück vorliegt, springt das Programm von dem Schritt 200 zu einem Schritt 220.

Der Schritt 210 löscht das unwirksame (oder die meh reren solchen) von den Abstandsmeßdatenstücken in dem RAM. Der Schritt 210 dekrementiert den Zählerwert "j" um die Anzahl des gelöschten Abstandsmeßdatenstücks oder der -stücke. Somit aktualisiert der Schritt 210 den Zähler wert "j". Nach dem Schritt 210 schreitet das Programm zu dem Schritt 220 fort.

Der Schritt 220 liest alle verbleibenden Abstandsmeß datenstücke aus dem RAM aus. Der Schritt 220 berechnet einen mittleren Wert (einen Durchschnittswert) unter den durch die ausgelesenen Abstandsmeßdatenstücke repräsen tierten Zeitintervallen. Insbesondere berechnet der Schritt 220 die Summe der durch die ausgelesenen Ab standsmeßdatenstücke repräsentierten Zeitintervalle und teilt die berechnete Summe durch die Zählerzahl "j", um das mittlere Zeitintervall (das durchschnittliche Zeitin tervall) zu erhalten.

Ein Schritt 230, welcher auf den Schritt 220 folgt, berechnet den Abstand zu einem voraus befindlichen Ziel objekt aus dem mittleren Zeitintervall, welcher durch den Schritt 220 für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt gegeben ist. Der Schritt 230 speichert Informationen, welche den berechneten Abstand repräsentieren, in den RAM. Nach dem Schritt 230 endet der aktuelle Ausführungs zyklus des Programmsegments.

Falls der RAM kein Abstandsmeßdatenstück aufweist, das heißt, falls an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkel punkt kein voraus befindliches Zielobjekt vorliegt, setzt der Schritt 220 ein Abstandsdatenabwesenheitsflag. In diesem Fall spricht der Schritt 230 auf das Abstandsda tenabwesenheitsflag an und speichert Informationen in den RAM, welche die Abwesenheit eines voraus befindlichen Zielobjekts an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt repräsentieren.

Wie zuvor erwähnt, erzeugt in der Vorrichtung von Fig. 1 der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 die 8-Pha sen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh in Antwort auf das Referenztaktsignal MCK. Die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h in dem Verriegelungsabschnitt 22 verriegeln nachein ander die Lichtempfangsimpulsfolge PBr in Antwort auf die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh zu Zeiten, welche unter gleichen Intervallen, welche einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK entsprechen, be abstandet sind. Die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h geben jeweils die sich aus einem Verriegeln ergebenden Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h aus. Die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h in dem Synchronisationsabschnitt 24 sprechen auf das Referenztaktsignal MCK und wandeln die Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h jeweils in die synchro nisierten Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h um. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechnet die Korrelation zwischen dem PN-Code und den zugehörigen Binärdaten D2a, D2b, . . . oder D2h. Eine unter den berech neten Korrelationen, welche zuerst den Schwellwert über steigt, wird als eine Anzeige des Moments der Ankunft ei nes durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laser strahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorge rufenen Echostrahls erfaßt. Der Echoankunftsmoment wird beim Messen des Zeitintervalls zwischen dem Moment der Übertragung des vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft des entsprechenden Echostrahls verwen det. Die Auflösung der Zeitintervallmessung entspricht einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Da her ist es möglich, den Abstand zu einem voraus befindli chen Zielobjekt genau zu messen.

Die hohe Auflösung der Zeitintervallmessung wird ohne Erhöhen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK bereit gestellt. Demgemäß ist es ausreichend, daß Schaltungen für die Zeitintervallmessung mit einer Periode gleich der des Referenztaktsignals MCK arbeiten. Daher können Schal tungen für die Zeitintervallmessung preiswert sein.

Wie zuvor erwähnt, arbeiten in der Vorrichtung von Fig. 1 die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h und die Schaltungen nachfolgender Stufen (die Zwei- Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h, der Erfas sungsverarbeitungsabschnitt 46, der Nahfeldprioritätsver arbeitungsabschnitt 47 und der Abstandsmeßergebnisausga beabschnitt 48) in Antwort auf das gemeinsame Referenz taktsignal MCK. Es ist, mit Ausnahme der D-Flipflops 22a, 22b, . . ., und 22h, unnötig, die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh in die Verarbeitungsschaltungen einzu speisen. Demgemäß kann ein Verdrahtungsmuster der Zeitab standsmeßschaltung auf einer gedruckten Platte leicht entworfen werden. Überdies kann das Verdrahtungsmuster einfach sein. Somit reichen gedruckte Platten kleiner Größe aus.

Wie zuvor erwähnt, addieren in der Vorrichtung von Fig. 1 die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h die Korrelationen in Paaren, welche durch die Korre lationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechnet wer den. Die sich durch Addition ergebenden Korrelationen werden beim Bestimmen des Moments der Ankunft eines durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufenen Echo strahls verwendet. Die Additionen, welche durch die Zwei- Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h ausgeführt werden, verbessern Rauschunterdrückungseigenschaften der Zeitintervallmessung. Daher ist die Zeitintervallmessung auch dann genau, wenn das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Ver hältnis der Lichterfassungsimpulsfolge PBr vergleichswei se niedrig ist.

Für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt führt die CPU 2 ei nen Prozeß zum Ausgeben eines auf einen PN-Code anspre chenden vorwärtsgerichteten Laserstrahls von dem Licht emissionsabschnitt 14 und Messen eines Zeitintervalls aus mehrmals, so daß eine Mehrzahl von gemessenen Zeitinter vallen verfügbar ist. Die gemessenen Zeitintervalle ste hen mit dem Abstand zu einem voraus befindlichen Zielob jekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt die gemessenen Zeitintervalle in ein mittleres Zeitintervall. Die CPU 2 mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen Zielobjekt durch Beziehen auf das mittlere Zeitintervall. Vor dem Mitteln der gemessenen Zeitintervalle löscht die CPU 2 ein (oder mehrere) unwirksames von den Abstandsmeßdaten stücken. Demgemäß werden die Rauschunterdrückungseigen schaften der Zeitintervallmessung weiter verbessert. Da her ist die Zeitintervallmessung auch dann genauer, wenn das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Verhältnis der Lichtemp fangsimpulsfolge PBr vergleichsweise niedrig ist.

Fig. 6 zeigt ein erstes Beispiel cles Schiebetaktsi gnalerzeugungsabschnitts 20. Wie in Fig. 6 gezeigt, bein haltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 einen analogen PLL (Phasenregelkreis) 50 und ein Schieberegi ster 56 eines Ringtyps oder eines Typs einer geschlosse nen Schleife. Der analoge PLL 50 erzeugt ein Taktsignal mit einer Frequenz gleich dem 8fachen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK. Der analoge PLL 50 gibt das hochfrequente Taktsignal an das Schieberegister 56 aus. Das hochfrequente Taktsignal treibt Schiebeelemente in dem Schieberegister 56, so daß die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen der Schiebeelemente auftauchen. Das Schieberegister 56 gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh aus.

Der analoge PLL 50 beinhaltet einen VCO (einen span nungsgesteuerten Oszillator) 51, einen Frequenzteiler 52, einen Phasenkomparator 53 und einen Schleifenfilter 54. Der VCO 51 gibt ein Signal mit einer Frequenz aus, wel ches von einer Steuerspannung abhängt. Die Vorrichtung 52 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 durch acht. Der Frequenzteiler 52 gibt das sich aus Frequenz teilung ergebende Signal an den Phasenkomparator 53 aus. Die Vorrichtung 53 vergleicht die Phase des Referenztakt signals MCK mit der Phase des Ausgangssignals des Fre quenzteilers 52, wodurch ein primäres Steuersignal, wel ches von der Phasendifferenz des Ausgangssignals des Fre quenzteilers 52 bezüglich des Referenztaktsignals MCK ab hängt, erzeugt wird. Der Phasenkomparator 53 gibt das primäre Steuersignal an den Schleifenfilter 54 aus. Der Schleifenfilter 54 integriert oder filtert das primäre Steuersignal in die Steuerspannung. Der Schleifenfilter 54 legt die Steuerspannung an den VCO 51 an. Somit wird die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 mit dem Acht fachen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK gesteu ert. Das Ausgangssignal des VCO 51 wird dem Schieberegi ster 56 als das hochfrequente Taktsignal zugeführt.

Das Schieberegister 56 beinhaltet 8 Verriegelungs schaltungen 56a, 56b, . . . und 56h, welche in einer ge schlossenen Schleife verbunden sind. Die CPU 2 (siehe Fig. 1) gibt jeweils binäre Datenstücke, zum Beispiel "00001111" in den Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, . . . und 56h vor. Die Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, . . . und 56h werden durch das hochfrequente Taktsignal getrie ben, so daß die binären Datenstücke dadurch verschoben werden und durch die geschlossene Schleife zirkulieren. Demgemäß tauchen die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen der Verriege lungsschaltungen 56a, 56b, . . . und 56h auf. Das Schiebe register 56 gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh aus.

Nachdem die binären Datenstücke in den Verriegelungs schaltungen 56a, 56b, . . . und 56h des Schieberegisters 56 voreingestellt sind, wird die Startzeit des Zuführens des hochfrequenten Taktsignals von dem analogen PLL 50 an das Schieberegister 56 in Antwort auf die Zeit einer anstei genden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK gesteuert. Diese Steuerung macht es möglich, daß die Phase des er sten Taktsignals CKa gleich der des Referenztaktsignals MCK ist.

Fig. 7 zeigt ein zweites Beispiel des Schiebetaktsi gnalerzeugungsabschnitts 20. Wie in Fig. 7 gezeigt, bein haltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 Verzö gerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k), welche in Kaskade oder Reihe geschaltet sind, um eine Verzögerungs leitung zu bilden, wobei "k" eine vorbestimmte natürliche Zahl bezeichnet. Das Referenztaktsignal MCK, welches von dem Referenztaktsignalgenerator 10 ausgegeben wird, brei tet sich nacheinander durch die Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) aus, während es dadurch ver zögert wird. Erste Enden von Schaltern SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) sind jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. Zweite Enden der Schalter SWb (1), SWb (2), . . . und SWb(k) sind mit einem Signalausgabeweg verbunden. In ähnlicher Weise sind erste Enden von Schaltern SWc(1), SWc(2), . . . und Swc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) mit den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungsein heiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. Zweite En den der Schalter Swc(1), SWc(2), . . . und Swc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) sind mit Signalausgabewe gen verbunden. Die Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) arbeiten jeweils zum Ausgeben der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh. Die Phasen der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh unterscheiden sich von der Phase des Referenztaktsignals MCK. Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h sind mit der Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), der Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und der Gruppe der Schalter SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) jeweils über Datenleitun gen Lb, Lc, . . . und Lh verbunden.

Der Dekodierer 90b bestimmt die Position eines be stimmten SWb(?) unter den Schaltern SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), über welchen das Taktsignal CKb ausgegeben werden sollte. Der Dekodierer 90b legt ein Treibersignal an die Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) über die Datenleitung Lb an, welches den bestimmten Schalter SWb(?) einschaltet und die anderen Schalter aus schaltet. Die Dekodierer 90c, . . . und 90h arbeiten ähn lich wie der Dekodierer 90b. Demgemäß bestimmen die Deko dierer 90b, 90c, . . . und 90h die Positionen von bestimm ten SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) unter den Schaltern SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), SWc(1), SWc(2), . . . und Swc(k), . . . und Swh(1), SWh(2), . . . und SWh(k), über wel che die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh ausgegeben wer den sollten. Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h führen den Schaltergruppen über die Datenleitungen Lb, Lc, . . . und Lh Treibersignale zu, welche die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) einschalten und die ande ren Schalter ausschalten. Unter den durch die Verzöge rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) erzeugten ver zögerten Signalen werden sieben ausgewählt. Die ausge wählten Signale breiten sich durch die bestimmten Schal ter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) aus, wobei sie als die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh ausgegeben werden.

Der Referenztaktsignalgenerator 10 wandelt die Peri ode des Referenztaktsignals MCK in einen numerischen Wert um, während die durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellte Signalverzö gerungszeit (die mittlere Signalverzögerungszeit) als ei ne Zeitauflösung verwendet wird. Der Referenztaktsignal generator 10 erzeugt Periodendaten CD, welche den numeri schen Wert der Periode des Referenztaktsignals MCK reprä sentieren. Der Referenztaktsignalgenerator 10 speist die Periodendaten CD in die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h ein. Die CPU 2 (siehe Fig. 1) speist jeweils Verzöge rungsdaten SDb, SDc, . . . und SDh in die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h ein. Die Verzögerungsdaten SDb, SDc, . . . und SDh zeigen die Verzögerungsverhältnisse "x/8" (x: 1, 2, . . ., 7) der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh bezüg lich des Referenztaktsignals MCK an. Die Verzögerungsda ten SDb, SDc, . . . und SDh werden auch als die Verhältnis daten SDb, SDc, . . . und SDh bezeichnet. Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h berechnen die Positionen der be stimmten Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) zum Aus geben der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh unter Verwen dung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten (der Verhältnisdaten) SDb, SDc, . . . und SDh. Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h schalten die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) ein. Die bestimmten Schal ter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) geben jeweils die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh aus. Die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh ergeben sich aus einem Verzögern des Referenztaktsignals MCK um Zeitintervalle, unter wel chen es Unterschiede gleich einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK gibt.

Falls die Periode des Referenztaktsignals MCK gleich dem 80fachen der Signalverzögerungszeit ist, welche durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellt wird, werden die den numerischen Wert "80" repräsentierenden Periodendaten CD in die Deko dierer 90b, 90c, . . . und 90h eingespeist. Unter Verwen dung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten SDb, SDc, . . . und SDh berechnen die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h jeweils Verzögerungsgrößen für die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh als "80/8", "80.2/8", . . . und "80.7/8". Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h erfassen be stimmte Schalter SWb(10), SWc(20), . . . und SWh(70) je weils entsprechend den berechneten Verzögerungsgrößen. Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h schalten die be stimmten Schalter SWb(10), SWc(20), . . . und SWh(70) ein.

Falls die Frequenz des Referenztaktsignals MCK 20 MHz be trägt (die Periode des Referenztaktsignals beträgt 50 nsec) und die durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellte Signalverzö gerungszeit 1 nsec beträgt, ist der durch die Periodenda ten CD repräsentierte numerische Wert 50.

Wie in Fig. 7 gezeigt, beinhaltet der Schiebetaktsi gnalerzeugungsabschnitt 20 weiter Puffer 92a, 92b, 92c, . . . und 92h. Das Referenztaktsignal MCK breitet sich durch den Puffer 92a aus, wobei es nach außen hin als das Taktsignal Cka mit einer Phase gleich der des Referenz taktsignals MCK ausgegeben wird. Die Puffer 92b, 92c, . . . und 92h folgen jeweils auf die Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), die Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und die Gruppe der Schalter SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k). Die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh breiten sich durch die bestimmten Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) und die Puffer 92b, 92c, . . . und 92h aus, wobei sie nach außen hin aus gegeben werden. Die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh weisen Phasen auf, welche sich von der Phase des Refe renztaktsignals MCK unterscheiden. Auf diese Weise werden die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh nach außen ausgegeben, das heißt, an den Verriegelungsabschnitt 22.

Jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2) . . . und 80(k) ist aus zwei Invertierern zusammengesetzt, welche in Kaskade oder Reihe verbunden sind. Ersatzweise kann jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) durch ein Verknüpfungsglied wie etwa ein UND-Gatter oder ein NICHT-UND-Gatter ausgebildet sein.

Die Periodendaten CD können durch eine Zeit-A/D-Wand lerschaltung (einen Zeit-A/D-Wandlerabschnitt) erzeugt werden, welche in Struktur und Eigenschaften den Verzöge rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) gleiche Verzö gerungselemente beinhaltet und welche die Verzögerungs elemente verwendet, um die Periode des Referenztaktsi gnals MCK in einen numerischen Wert umzuwandeln. Die Zeit-A/D-Wandlerschaltung (der Zeit-A/D-Wandlerabschnitt) ist zum Beispiel in US-Patent Nr. 6,218,982 B1 gezeigt, deren Offenbarungsgehalt hiermit im Wege der Bezugnahme auf genommen wird.

Wie in Fig. 7 gezeigt, empfängt der Referenztaktsi gnalgenerator 10 ein Basistaktsignal PREF von einer ge eigneten Vorrichtung (nicht gezeigt). Das Basistaktsignal PREF weist eine feste Frequenz auf, welche niedriger als die Frequenz des Referenztaktsignals MCK ist. Der Refe renztaktsignalgenerator 10 implementiert eine Digitalsi gnalverarbeitung, durch welche die Frequenz des nieder frequenten Taktsignals PREF multipliziert wird, um das Referenztaktsignal MCK zu erhalten. Der Referenztaktsi gnalgenerator 10 beinhaltet eine Ringverzögerungsleitung 60, welche aus in einem Ring verbundenen und in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleichen Verzögerungseinheiten zusammengesetzt ist. Ein Impuls wird von einer geeigneten externen Vorrichtung (nicht gezeigt) in die Ringverzögerungsleitung 60 einge geben. Der Impuls zirkuliert durch die Ringverzögerungs leitung 60, während er durch die Verzögerungseinheiten hierin verzögert wird. Die Ausgangssignale von den jewei ligen Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungslei tung 60 werden in die nächststufigen Verzögerungseinhei ten, einen Zeit-A/D-Wandler 62 und einen digital gesteu erten Oszillator 64 eingespeist.

Der Zeit-A/D-Wandler 62 beinhaltet einen Zähler und einen Kodierer. Der Zähler mißt die Anzahl von Malen, die der Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft. Der Kodierer erfaßt die Position des Impulses in der Ringver zögerungsleitung 60 zu einer Zeit jeder ansteigenden Flanke (oder jeder absteigenden Flanke) in dem niederfre quenten Taktsignal PREF. Durch den Zähler erzeugte Daten werden als Daten höherwertiger Bits verwendet, welche die gemessene Anzahl von Malen, welche der Impuls die Ring verzögerungsleitung 60 durchläuft, anzeigen. Von dem Ko dierer erzeugte Daten werden als Daten niederwertiger Bits verwendet, welche die erfaßte Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60 anzeigen. Die Daten hö herwertiger Bits und die Daten niederwertiger Bits werden in digitale Daten mit einer vorgeschriebenen Anzahl von Bits kombiniert. Der Zeit-A/D-Wandler 62 gibt die Digi taldaten an einen Datenprozessor 66 aus. In anderen Wor ten, der Zeit-A/D-Wandler 62 greift auf: die Ringverzöge rungsleitung 60 zu und mißt dadurch den Moment des Auf tretens jeder ansteigenden Flanke (oder jeder absteigen den Flanke) in dem niederfrequenten Taktsignal PREF, wäh rend er die durch jede der Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung 60 bereitgestellten Signalverzö gerungszeiten als eine Zeitauflösung verwendet. Der Zeit- A/D-Wandler 62 erzeugt Digitaldaten, welche jeden gemes sen Moment repräsentieren, und gibt sie aus. Die Ausgabe daten von dem Zeit-A/D-Wandler 62 werden als die Moment daten bezeichnet.

Der Datenprozessor 66 empfängt die Momentdaten von dem Zeit-A/D-Wandler 62. Der Datenprozessor 66 berechnet die Differenz zwischen benachbarten gemessenen Momenten, welche durch die Momentdaten repräsentiert werden, und erzeugt Daten, welche die Periode des niederfrequenten Taktsignals PREF repräsentieren. Der Datenprozessor 66 gibt die PREF-Periodendaten an einen Dividierer 70 aus. Daher wird der Dividierer 70 über die Periode des nieder frequenten Taktsignals PREF informiert. Ein Register 68 wird vorher mit Daten, welche einen Frequenzmultiplikator zum Erzeugen des Referenztaktsignals MCK aus dem nieder frequenten Taktsignal PREF repräsentieren, geladen. Das Register 68 gibt die Frequenzmultiplikatordaten an den Dividierer 70 aus. Daher wird der Dividierer 70 über den Frequenzmultiplikator informiert. Die Vorrichtung 70 teilt die Periode des niederfrequenter. Taktsignals PREF durch den Frequenzmultiplizierer, um die Periode des Re ferenztaktsignals MCK zu berechnen. Der Dividierer 70 gibt Daten, welche den ganzzahligen Teil des Divisionser gebnisses repräsentieren, an eine Datenverriegelungs schaltung 72 aus. Der Dividierer 70 gibt Daten, welche den Dezimalteil des Divisionsergebnisses repräsentieren, an eine Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 aus.

Die Datenverriegelungsschaltung 72 verriegelt den ganzzahligen Teil der Ausgangsdaten von dem Dividierer 70, wodurch die Periodendaten CD erzeugt werden. Die Da tenverriegelungsschaltung 72 gibt die Periodendaten CD an den digital gesteuerten Oszillator 64 als Steuerdaten hierfür aus. Außerdem gibt die Datenverriegelungsschal tung die Periodendaten CD an die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 aus. Der digital gesteuerte Oszillator 64 ist in der Ge staltung dem Zeit-A/D-Wandler 62 ähnlich. Der digital ge steuerte Oszillator 64 greift auf die Ringverzögerungs leitung 60 zu. Der digital gesteuerte Oszillator 64 über wacht die Anzahl von Malen, die der Impuls die Ringverzö gerungsleitung 60 durchläuft, und auch die Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60. Mit Bezug auf die überwachte Information mißt der digital gesteuerte Oszillator 64 das Zeitintervall entsprechend den Peri odendaten (den Steuerdaten) CD, während die durch jede der Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung 60 bereitgestellten Signalverzögerungszeiten als eine Zeitauflösung verwendet werden. Der digital gesteuerte Oszillator 64 erzeugt ein Impulssignal pro Zeitintervall messung als ein Einheitszeitsegment des Referenztaktsi gnals MCK und gibt es aus. Auf diese Weise erzeugt der digital gesteuerte Oszillator 64 das Referenztaktsignal MCK und gibt es aus.

Die Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 addiert "1" zu den verriegelten Daten in der Datenverriegelungsschal tung 72 mit einer Rate entsprechend dem Dezimalteil des Divisionsergebnisses, welcher durch den Dezimalteil der Ausgangsdaten von dem Dividierer 70 repräsentiert wird. Die Datenverriegelungsschaltung 72 gibt die sich aus Ad dition ergebenden Daten als die Periodendaten (die Steu erdaten) CD aus. Die durch die Frequenzfeineinstellungs schaltung 74 implementierte Addition verhindert eine Zu nahme des Phasenfehlers des Referenztaktsignals MCK be züglich des niederfrequenten Taktsignals PREF.

Die Ringverzögerungsleitung 60, der Zeit-A/D-Wandler 62, der digital gesteuerte Oszillator 64 und andere zuge hörige Vorrichtungen und Schaltungen bilden einen digita len PLL. Der digitale PLL wird zum Beispiel in US-Patent Nr. 5,477,196 gezeigt, dessen Offenbarungsgehalt hiermit durch Bezugnahme eingeschlossen ist. Dia Steuerdaten (die Periodendaten) CD, welche von der Datenverriegelungs schaltung 72 an den digital gesteuerten Oszillator 64 ausgegeben werden, repräsentieren den Zahlenwert der Pe riode des Referenztaktsignals MCK mit einer Zeitauflösung gleich der Signalverzögerungszeit, welche durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 bereitgestellt wird. Wie zuvor erwähnt, werden die von der Datenverrie gelungsschaltung 72 ausgegebenen Periodendaten (die Steu erdaten) CD in die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h in den Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 eingespeist.

Die Verzögerungseinheiten, welche die Ringverzöge rungsleitung 60 bilden, sind in Struktur und Eigenschaf ten den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleich. Daher ist die Temperaturabhängigkeit der durch jede der die Ringverzögerungsleitung 60 aufbauenden Verzögerungs einheiten bereitgestellten Signalverzögerungszeit gleich der der durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellten Signalverzögerungs zeit. Demgemäß ist es möglich, die Temperaturabhängigkei ten der Phasen der Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh re lativ zu der Phase des Referenztaktsignals MCK auszuglei chen.

Der Referenztaktsignalgenerator 10 entspricht einer digital gesteuerten Oszillationsschaltung. Der Zeit-A/D- Wandler 62 agiert als eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrich tung. Der Dividierer 70 agiert als eine Dividiereinrich tung. Der digital gesteuerte Oszillator 64 agiert als ei ne Signalausgabeeinrichtung.

Die Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k), der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) und des Dekodierers 90b kann als eine Phasen verschiebungsschaltung zum Erzeugen eines Taktsignals mit einer gewünschten Phasendifferenz bezüglich des Referenz taktsignals MCK verwendet werden.

Zweite Ausführungsform

Eine zweite Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des sen, daß der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 kon zipiert ist, um Taktsignale unterschiedlicher Phasen zu erzeugen, deren Gesamtzahl von 8 verschieden ist. Um 9-Phasen- oder Mehr-Phasen-Taktsignale zu erzeugen, sind die Gesamtzahl von D-Flipflops in dein Verriegelungsab schnitt 22 und die Gesamtzahl von Korrelationsvorrichtun gen von 8 demgemäß erhöht. In diesem Fall wird eine höhe re Auflösung der Zeitintervallmessung oder der Abstands messung erreicht. Um 7-Phasen- oder Weniger-Phasen-Takt signale zu erzeugen, sind die Gesamtzahl von D-Flipflops in dem Verriegelungsabschnitt 22 und die Gesamtzahl von Korrelationsvorrichtungen von 8 demgemäß verringert. In diesem Fall kann eine Vorrichtungsstruktur kleinerer Aus dehnung bereitgestellt werden.

Falls Taktsignale von 7 Phasen oder weniger Phasen erzeugt werden, kann die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt er höht werden.

Vorzugsweise sind die Gesamtzahl von Abstandsmeßwin kelpunkten und die Frist zur Abstandsmessung, welche alle Abstandsmeßwinkelpunkte abdeckt, gemäß der Größe und Fahrleistung des Bezugsfahrzeugs vorab entschieden. Ein einer Abstandsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt zugeordnetes Zeitintervall weist eine obere Grenze auf. Daher ist die Anzahl von Malen der Ausführung der Ab standsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt durch das oben erwähnte zugeordnete Zeitintervall begrenzt. Für die Steuerung, daß das Bezugsfahrzeug automatisch einem vor aus befindlichen Fahrzeug folgt, liegt ein einer Ab standsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt zugeordne tes Zeitintervall bevorzugt in dem Bereich von 5 µsec bis 50 µsec. Die Anzahl von Malen der Ausführung der Ab standsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt ist gemäß dem oben erwähnten zugeordneten Zeitintervall und einem in der einmaligen Ausführung der Abstandsmessung ver brauchten Zeitintervall voreingestellt. Um eine höhere Genauigkeit einer Abstandsmessung zu erreichen, ist die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt auf einen vergleichsweise hohen Wert voreingestellt.

Dritte Ausführungsform

Eine dritte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform hiervon. Die dritte Ausführungsform dieser Erfindung be zieht sich auf ein erstes System oder ein zweites System, welches wie folgt konzipiert ist.

Das erste System beinhaltet einen Sensor, einen Sen der, einen Empfänger und eine Zeitintervallmeßvorrich tung. Der Sensor agiert, um ein zu messendes Objekt zu erfassen. Wenn der Sensor ein Objekt erfaßt, erzeugt der Sender ein Funkwellenerfassungssignal in einer Spread- Spectrum-Technik und sendet das erzeugte Signal. Der Emp fänger fängt das Erfassungssignal auf. Die Zeitintervall meßvorrichtung mißt das Zeitintervall zwischen dem Start moment der Messung und dem Moment des Auffangens des Er fassungssignals. Die verwendete Zeitintervallmeßvorrich tung entspricht der in der ersten oder zweiten Ausfüh rungsform dieser Erfindung.

Das zweite System beinhaltet einen Sender, einen Emp fänger und eine Zeitintervallmeßvorrichtung. Der Sender sendet eine Folge von Erfassungssignalen. Der Empfänger fängt die Erfassungssignale auf. Die Zeitintervallmeßvor richtung mißt die Zeitintervalle zwischen den Momenten des Auffangens der Erfassungssignale. Die verwendete Zei tintervallmeßvorrichtung entspricht der in der ersten oder zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.

Vierte Ausführungsform

Eine vierte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform hiervon. In der vierten Ausführungsform dieser Erfindung beinhaltet ein Referenztaktsignalgenerator 10 einen Os zillator zum Erzeugen und Ausgeben des Referenztaktsi gnals MCK, und ein Zeit-A/D-Wandler empfängt das Refe renztaktsignal MCK von dem Oszillator. Der Zeit-A/D-Wand ler ändert die Periode des Referenztaktsignals MCK in ei nen Zahlenwert und erzeugt Periodendaten CD, welche den Zahlenwert repräsentieren. Der Zeit-A/D-Wandler speist die Periodendaten CD in den Schiebetakterzeugungsab schnitt 20 ein.

Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet eine Ringverzöge rungsleitung 60, welche aus in einem Ring verbundenen und in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignaler zeugungsabschnitt 20 gleichen Verzögerungseinheiten zu sammengesetzt ist. Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet weiter einen Zähler zum Messen der Anzahl von Malen, die ein Im puls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft, und einen Kodierer zum Erfassen der Position des Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60 zu einer vorgeschriebenen Zeit. Durch den Zähler erzeugte Daten und durch den Ko dierer erzeugte Daten werden beim Ändern der Periode des Referenztaktsignals MCK in einen Zahlenwert verwendet.

Fünfte Ausführungsform

Eine fünfte Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des sen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. Fig. 8 zeigt den Schiebetakterzeugungs abschnitt 20 in der fünften Ausführungsform dieser Erfin dung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in Fig. 8 beinhaltet jeweils Verzögerungsleitungen für die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh. Jede der Verzögerungs leitungen ist aus in Kaskade oder Reihe verbundenen Ver zögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) zusammen gesetzt. In Bezug auf das Taktsignal CKb sind die Schal ter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) jeweils mit den Aus gangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. In Bezug auf das Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1), SWc (2), . . . und SWc(k) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entspre chenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. In ähnlicher Weise sind in Bezug auf die Takt signale CKd, . . . und CKh die Schalter SWd(1), SWd(2), . . . und SWd(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungs einheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden.

Sechste Ausführungsform

Eine sechste Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des sen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. Fig. 9 zeigt den Schiebetakterzeugungs abschnitt 20 in der sechsten Ausführungsform dieser Er findung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in Fig. 9 beinhaltet in Kaskade oder Reihe verbundene Verzö gerungseinheiten, um eine Verzögerungsleitung aufzubauen. Eine erste der Verzögerungseinheiten empfängt das Refe renztaktsignal MCK. Das Referenztaktsignal MCK breitet sich durch die Verzögerungseinheiten aus, während es hierdurch nacheinander verzögert wird. Die Verzögerungs einheiten sind in sieben Gruppen, welche jeweils den Taktsignalen CKb, CKc, . . . und CKh zugeordnet sind, un terteilt. Jede der sieben Gruppen weist eine gegebene An zahl aufeinanderfolgender Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(m) auf. In Bezug auf das Taktsignal CKb sind die Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(m) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzöge rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(m) verbunden. In Bezug auf das Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(m) jeweils mit den Ausgangsanschlüs sen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(m) verbunden. In ähnlicher Weise sind in Bezug auf die Taktsignale CKd, . . . und CKh die Schal ter SWd(1), SWd(2), . . . und SWd(m), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(m) mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(m) verbunden.

Siebente Ausführungsform

Eine siebente Ausführungsform dieser Erfindung ist der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. Fig. 10 zeigt den Schiebetakter zeugungsabschnitt 20 in der siebenten Ausführungsform dieser Erfindung. Einer oder mehrere der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) sind von dem Schiebetaktsignaler zeugungsabschnitt 20 in Fig. 10 weggelassen. In ähnlicher Weise ist einer oder mehrere der Schalter SWc(1), SWc(2), und SWc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) weggelassen.

Insbesondere sind bezüglich des Taktsignals CKb spä tere der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) wegge lassen. Bezüglich des Taktsignals CKh sind frühere der Schalter SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) weggelassen. Be züglich der anderen Taktsignale sind dazwischenliegende der Schalter weggelassen.

Achte Ausführungsform

Eine achte Ausführungsform dieser Erfindung ist der sechsten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt modifiziert ist. In der achten Ausführungsform die ser Erfindung sind einer oder mehrere der Schalter Swb(1), SWb(2), . . . und SWb(m) von dem Schiebetaktsignal erzeugungsabschnitt 20 weggelassen (siehe Fig. 9). In ähnlicher Weise ist einer oder mehrere der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(m), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(m) weggelassen.

Neunte Ausführungsform

Fig. 11 zeigt eine Taktsignalerzeugungsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung von Fig. 11 beinhaltet einen digitalen PLL 94, eine Frequenzteilerschaltung 96, eine Phasen schieberschaltung 98 und eine Exklusiv-ODER-Schaltung 99.

Der digitale PLL 94 empfängt ein niederfrequentes Taktsignal (ein Basistaktsignal) PREF mit einer festen Frequenz. Der digitale PLL 94 multipliziert die Frequenz des niederfrequenten Taktsignals PREF mit einer vorge schriebenen Zahl, wodurch er ein hochfrequentes Taktsi gnal Pout mit einer Frequenz von beispielsweise 80 MHz erzeugt. Der digitale PLL 94 ist im Aufbau dem Referenz taktsignalgenerator 10 in Fig. 7 ähnlich. Wie in Fig. 12 gezeigt, ist der Arbeitszyklus des hochfrequenten Taktsi gnals Pout kleiner als 50%. Der digitale PLL 94 gibt das hochfrequente Taktsignal Pout an die Frequenzteilerschal tung 96 aus.

Die Frequenzteilerschaltung 96 halbiert die Frequenz des hochfrequenten Taktsignals Pout, wodurch ein mittel frequentes Taktsignal CK0 mit einer Frequenz von bei spielsweise 40 MHz erzeugt wird. Wie in Fig. 12 gezeigt, invertiert sich der logische Zustand des mittelfrequenten Taktsignals CK0 zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem hochfrequenten Taktsignal Pout. Das mittelfrequente Taktsignal CK0 weist einen Arbeitszyklus von 50% auf. Die Frequenzteilerschaltung 96 gibt das mittelfrequente Takt signal CK0 an die Phasenschieberschaltung 98 und die Ex klusiv-ODER-Schaltung 99 aus.

Der digitale PLL 94 erzeugt Steuerdaten, welche für die Erzeugung des hochfrequenten Taktsignals Pout verwen det werden. Die Steuerdaten mit Ausnahme ihres niedrig sten Bits werden von dem digitalen PLL 94 als Periodenda ten CD ausgegeben. Die Periodendaten CD werden von dem digitalen PLL 94 in die Phasenschieberschaltung 98 einge speist.

Die Phasenschieberschaltung 98 verschiebt die Phase des mittelfrequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der Periode hiervon in Antwort auf die Periodendaten CD, wo durch ein anderes mittelfrequentes Taktsignal CK1 erzeugt wird. Die Phasenschieberschaltung 98 gibt das mittelfre quente Taktsignal CK1 an die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 aus. Die Phasenschieberschaltung 98 ist im Aufbau der Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k), der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), des Dekodierers 90c und des Puffers 92c in Fig. 7 ähn lich. Der Dekodierer 90c in der Phasenschieberschaltung 98 empfängt die Periodendaten CD. Ebenso empfängt der De kodierer 90c Verzögerungsdaten SDc, welche ein voreinge stelltes Verzögerungsverhältnis (1/4) anzeigen. Der Deko dierer 90c bestimmt die Position eines bestimmten SWc(?) unter den Schaltern SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), über welchen das gewünschte Taktsignal CK1 ausgegeben werden sollte. Der Dekodierer 90c führt der Gruppe der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k) ein Treibersignal zu, wel ches den bestimmten Schalter SWb(?) einschaltet und die anderen Schalter ausschaltet. Somit gibt die Phasenschie berschaltung 98 das mittelfrequente Taktsignal CK1 aus, welches sich aus einem Verschieben der Phase des mittel frequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der Periode hiervon ergibt. Wie in Fig. 12 gezeigt, weist das mittel frequente Taktsignal CK1 einen Arbeitszyklus von 50% auf.

Die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 führt eine Exklusiv- ODER-Operation zwischen den mittelfrequenten Taktsignalen CK0 und CK1 aus, wodurch ein hochfrequentes Taktsignal CK2 mit einer Phase und einer Frequenz gleich denen des hochfrequenten Taktsignals Pout erzeugt wird. Die Exklu siv-ODER-Schaltung 99 gibt das hochfrequente Taktsignal CK2 als ein Referenztaktsignal (zum Beispiel das Refe renztaktsignal MCK) aus. Wie in Fig. 12 gezeigt, weist das hochfrequente Taktsignal CK2 einen Arbeitszyklus von 50% auf.

Die Vorrichtung von Fig. 11 kann als eine Arbeitszy klusumwandlungsschaltung verwendet werden. Der Arbeitszy klus des hochfrequenten Taktsignals CK2 kann in Überein stimmung mit dem durch die Verzögerungsdaten SDc ange zeigten Verzögerungsverhältnis eingestellt werden.

Claims

1. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Phasendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals, welche aufweist:
eine Verzögerungsleitung, welche das Referenz taktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhal tet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungslei tung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird;
einen Schiebetaktsignalausgangsweg;
eine Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungsele mente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schie betaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in sei ner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsi gnal, welches sich aus einem Verzögern des Referenz taktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimm ten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und
eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestim men des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schal ters in seine Ein-Position.

2. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, welche eine Mehrzahl von Verzögerungsleitungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Verzö gerungsleitung gleich ist, eine Mehrzahl von Gruppen von Schaltern, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine Mehrzahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von de nen jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetakt signalausgangsweg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteuerungseinrichtungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Schalterteuereinrichtung gleich ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vor geschriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Refe renztaktsignals zu erzeugen, wobei sich die vorge schriebenen Phasendifferenzen voneinander unter scheiden, wobei eine Anzahl der Verzögerungsleitun gen, eine Anzahl von Gruppen von Schaltern, eine An zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine An zahl der Schaltersteuerungseinrichtungen einer An zahl der Schiebetaktsignale entspricht.

3. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, welche eine Mehrzahl von Gruppen von Schaltern, von denen jeder im Aufbau der zuvor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine Mehrzahl von Schiebe taktsignalausgangswegen, von denen jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalausgangsweg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteue rungseinrichtungen, von denen jede im Aufbau der zu vor erwähnten Schaltersteuerungseinrichtung gleich ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vorge schriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Refe renztaktsignals zu erzeugen, wobei sich die vorge schriebenen Phasendifferenzen voneinander unter scheiden, wobei erste Enden der Schalter in jeder der Gruppen jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbunden sind und wo bei eine Anzahl der Gruppen von Schaltern, eine An zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine An zahl der Schaltersteuerungseinrichtungen einer An zahl der Schiebetaktsignale entspricht.

4. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Schaltergruppen mit den Ausgangsan schlüssen einiger unter den Einheitsverzögerungsele menten in Übereinstimmung mit den vorgeschriebenen Phasendifferenzen der zugehörigen Schiebetaktsignale bezüglich des Referenztaktsignals verbunden sind.

5. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einheitsverzögerungselemente in Gruppen mit einer Anzahl gleich der Anzahl der Schiebetakt signale getrennt sind und die Schaltergruppen je weils mit Einheitsverzögerungselementen in den ent sprechenden Einheitsverzögerungselementgruppen ver bunden sind.

6. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, welche weiter einen Referenztaktsignalausgangsweg zum unveränderten Ausgeben des Referenztaktsignals nach außen aufweist.

7. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente ein Verknüpfungsglied zum Bereitstellen der vorgeschrie benen Signalverzögerungszeit beinhaltet.

8. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltersteuerungseinrichtung zum Be stimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Periodendaten und Verhältnisdaten ar beitet, wobei die Periodendaten einen Zahlenwert ei ner Periode des Referenztaktsignals darstellen, wäh rend eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereit gestellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, und die Verhältnisdaten ein Verhältnis zwischen der Ver zögerungszeit des Schiebetaktsignals relativ zu dem Referenztaktsignal und der Periode des Referenztakt signals darstellen.

9. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei das durch die Verhältnisdaten dargestellte Verhältnis gleich y/(x+1) ist und "x" eine vorbe stimmte natürliche Zahl bezeichnet und "y" eine na türliche Zahl in einem Bereich von "1" bis "x" be zeichnet.

10. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 9, welche weiter aufweist:
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird; und
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Periodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung.

11. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 8, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillati onsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauf lösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal verzögerungszeit gegeben ist, aufweist, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, die Verzögerungsleitung das von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausge gebene Signal als das Referenztaktsignal empfängt, und die Schaltersteuerungseinrichtung zum Verwenden der Steuerdaten als die Periodendaten arbeitet.

12. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 8, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillati onsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauf lösung durch das vorgeschriebene, durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal verzögerungszeit gegeben ist, wobei die digital ge steuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, und eine Frequenzteilerschaltung zum Tei len einer Frequenz des von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausgebeben Signals, um das Re ferenztaktsignal mit einem Arbeitszyklus von 50% zu erzeugen, aufweist, wobei die Verzögerungsleitung das durch die Frequenzteilerschaltung erzeugte Refe renztaktsignal empfängt und die Schaltersteuerungs einrichtung zum Verdoppeln einer durch die Steuerda ten dargestellten Periode, um die Periode des Refe renztaktsignals zu berechnen, und zum Erzeugen der Periodendaten in Übereinstimmung mit der berechneten Periode arbeitet.

13. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschal tung beinhaltet:
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird;
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Ausgeben der Periodendaten;
eine Teilungseinrichtung zum Teilen eines Werts der von der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgege benen Periodendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuerdaten zu erzeugen; und
eine Signalausgabeeinrichtung zum Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl von Ma len, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungse lement in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impuls breite jedesmal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von Malen einander gleich werden.

14. Zeitmeßvorrichtung, welche aufweist:
eine Schiebetaktsignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Mehrzahl von Schiebetaktsignalen in Antwort auf ein Referenztaktsignal, wobei die Schie betaktsignale eine Periode aufweisen, welche gleich einer Periode des Referenztaktsignals ist, und die Schiebetaktsignale Phasen aufweisen, welche vonein ander verschieden sind;
eine Signaleingabeeinrichtung zum Umwandeln ei nes Eingabesignals in binäre Signale jeweils in Ant wort auf durch die Schiebetaktsignalerzeugungsein richtung erzeugte Schiebetaktsignale, wobei das Ein gangssignal eine Impulsfolge eines Pseudozufalls rauschcodes enthält;
eine Korrelationsberechnungseinrichtung zum Be rechen von Korrelationen zwischen dem Pseudozufalls rauschcode und den durch die Signaleingabeeinrich tung erzeugten Binärsignalen;
eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berechneten Kor relationen auftritt; und
Messen eines Zeitintervalls von einem vorge schriebenen Moment bis zu einem Moment eines Auftre tens der Impulsfolge in dem Eingangssignal auf der Grundlage des durch die Erfassungseinrichtung erfaß ten Moments.

15. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei eine An zahl der Schiebetaktsignale gleich einer vorbestimm ten Ganzzahl "n" ist und Differenzen zwischen den Phasen der Schiebetaktsignale gleich der Periode des Referenztaktsignals geteilt durch die vorbestimmte Ganzzahl "n" sind.

16. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei die durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berechneten Korrelationen in Paaren vorliegen, von denen jedes Korrelationen in Bezug auf zwei unter den Schiebe taktsignalen aufweist, welche Phasen aufweisen, wel che sich am meisten voneinander unterscheiden, und welche weiter eine Mittelwertbildungseinrichtung zum Mitteln von Korrelationen in jedem der Paare zu ei ner mittleren Korrelation aufweist, wobei die Erfas sungseinrichtung zum Erfassen eines Moments arbei tet, in welchem ein Spitzenwert der durch die Mit telwertbildungseinrichtung erzeugten mittleren Kor relationen auftritt, als eine Anzeige des Moments eines Auftretens der Impulsfolge in dem Eingangssi gnal.

17. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Kor relationsberechnungseinrichtung eine Synchronisati onseinrichtung zum Abtasten der durch die Signalein gabeeinrichtung erzeugten Binärsignale in zweite Bi närsignale in Antwort auf das Referenztaktsignal und eine Einrichtung zum Berechnen von Korrelationen zwischen dem Pseudozufallsrauschcode und den zweiten Binärsignalen beinhaltet, wobei die Korrelationsbe rechnungseinrichtung und die Erfassungseinrichtung in Antwort auf das Referenztaktsignal arbeiten.

18. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Er fassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelations berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage entweder (1) eines Mo ments, in welchem eine der Korrelationen einen vor geschriebenen Schwellwert überschreitet, oder (2) einer Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsi gnal und einem unter den Schiebetaktsignalen, wel ches der den voreingestellten Schwellwert über schreitenden Korrelation entspricht, arbeitet.

19. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Er fassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelations berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage eines Moments, in wel chem eine der Korrelationen einen voreingestellten Schwellwert zuerst überschreitet, arbeitet.

20. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, welche auf weist:
eine Impulsfolgenerzeugungseinrichtung zum Er zeugen einer Impulsfolge eines Pseudozufallsrausch codes in Synchronität mit einem Referenztaktsignal, wobei der Pseudozufallsrauschcode eine vorgeschrie bene Bitlänge aufweist;
eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen ei ner elektromagnetischen Welle, welche in Überein stimmung mit der durch die Impulsfolgenerzeugungs einrichtung erzeugten Impulsfolge moduliert wird;
eine Empfangseinrichtung zum Empfangen einer Echowelle, welche durch Reflexion der durch die Übertragungseinrichtung übertragenen elektromagneti schen Welle an einem zu messenden Objekt hervorgeru fen wird, und zum Umwandeln der empfangenen Echo welle in ein Empfangsimpulsfolgensignal;
eine Zeitmeßeinrichtung zum Messen eines Zeit intervalls von einem Moment einer Übertragung der elektromagnetischen Welle von der Übertragungsein richtung zu einem Moment eines Empfangs der Echo welle durch die Empfangseinrichtung auf der Grund lage des Pseudozufallsrauschcodes und des Empfangs impulsfolgensignals; und
eine Abstandsberechnungseinrichtung zum Berech nen eines Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitin tervalls;
wobei die Zeitmeßeinrichtung die Zeitmeßvor richtung von Anspruch 14 aufweist.

21. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung nach Anspruch 20, wobei die Impulsfolgenerzeugungseinrichtung eine Mehrzahl von Malen zum Erzeugen der Impulsfolge des Pseudozufallsrauschcodes arbeitet, und die Zeitmeß einrichtung eine Mehrzahl von Malen zum Messen des Zeitintervalls arbeitet, und die Abstandsberech nungseinrichtung zum Mitteln der durch die Zeitmeß einrichtung gemessenen Zeitintervalle zu einem mitt leren Zeitintervall und zum Berechnen des Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des mittleren Zeit intervalls arbeitet.

22. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Zeitmeßeinrichtung zum Bestimmen einer Mitte unter den durch die Zeitmeßeinrichtung gemes senen Zeitintervallen, zum Ausschließen eines oder mehrerer unter den Zeitintervallen, welche von der Mitte um mehr als einen vorgeschriebenen Wert abwei chen, um verbleibende Zeitintervalle zu erhalten, und zum Mitteln der verbleibenden Zeitintervalle zu dem mittleren Zeitintervall arbeitet.