DE10210000A1 - Zeitmessvorrichtung, Abstandsmessvorrichtung, und darin verwendbare Taktsignalerzeugungsvorrichtung - Google Patents
Zeitmessvorrichtung, Abstandsmessvorrichtung, und darin verwendbare TaktsignalerzeugungsvorrichtungInfo
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Abstract
In einer Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung beinhaltet eine Verzögerungsleitung eine Mehrzahl von in Kaskade verbundenen Einheitsverzögerungselementen. Ein Referenztaktsignal breitet sich in der Verzögerungsleitung aus, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird. Schalter weisen erste, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente verbundene Enden und zweite, mit einem Schiebetaktsignalausgangsweg verbundene Enden auf. Wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in seiner Ein-Position befindet, wird ein verzögertes Taktsignal, welches sich aus einer Verzögerung des Referenzsignals um eine vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, über den bestimmten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg als ein Schiebetaktsignal übertragen. Der bestimmte unter den Schaltern wird auf der Grundlage von Daten bestimmt, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals repräsentieren. Der bestimmte Schalter wird in seine Ein-Position gestellt.
Description
Diese Erfindung bezieht sich auf eine Zeitmeßvorrich
tung. Außerdem bezieht sich diese Erfindung auf eine Ab
standsmeßvorrichtung. Überdies bezieht sich diese Erfin
dung auf eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals
oder einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher
Phase (Mehrphasentaktsignale), welche zum Beispiel in ei
ner Zeitmeßvorrichtung oder einer Abstandsmeßvorrichtung
verwendet werden können.
Eine vorbekannte Abstandsmeßvorrichtung eines Spread-
Spectrum-Typs, welche auf einem Kraftfahrzeug angebracht
ist, mißt den Abstand zwischen dem Bezugsfahrzeug und ei
nem voraus befindlichen Zielobjekt, wie etwa einem voraus
befindlichen Fahrzeug unter Verwendung einer elektroma
gnetischen Welle, welche in Übereinstimmung mit einem
Pseudozufallsrauschcode (zum Beispiel einem Maximallän
gencode) moduliert wird. Insbesondere wird ein Strahl ei
ner elektromagnetischen Welle, deren Amplitude in Über
einstimmung mit einem Pseudozufallsrauschcode einer vor
bestimmten Bitlänge moduliert ist, in einer Vorwärtsrich
tung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahrzeugs ausge
sendet. Ein Moment der Übertragung das Pseudozufalls
rauschcodes mit der elektromagnetischen Welle wird fest
gehalten. Die vorbekannte Vorrichtung empfängt einen
Echostrahl, welcher durch Reflexion des vorwärts gerich
teten Strahls der elektromagnetischen Welle an einem vor
aus befindlichen Zielobjekt hervorgerufen wird. Der emp
fangene Echostrahl wird in ein binäres elektrisches Echo
signal umgewandelt. Eine Berechnung wird bezüglich des
Werts der Korrelation zwischen dem binären elektrischen
Echosignal und dem Pseudozufallsrauschcode, welcher für
die Modulation der übertragenen elektromagnetischen Welle
verwendet wird, angestellt. Ein Moment, in welchem der
berechnete Korrelationswert einen Spitzenwert annimmt,
wird als ein Moment des Empfangs des in dem Echostrahl
enthaltenen Pseudozufallsrauschcodes erfaßt. Die vorbe
kannte Vorrichtung berechnet den Abstand zwischen dem Be
zugsfahrzeug und dem voraus befindlichen Zielobjekt aus
dem Zeitintervall zwischen dem Moment der Übertragung des
Pseudozufallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs des
selben, und auch aus der Geschwindigkeit der elektroma
gnetischen Welle.
In der vorbekannten Vorrichtung weist der Pseudozu
fallsrauschcode eine Abfolge von Bits auf, deren Anzahl
vorbestimmt ist. Die Korrelationswertberechnung wird mit
einer Periode, welche einem Bit des Pseudozufallsrausch
codes entspricht, iteriert. Demgemäß wird das Zeitinter
vall zwischen dem Moment der Übertragung des Pseudozu
fallsrauschcodes und dem Moment des Empfangs desselben
mit einer einem 1-Bit-Zeitintervall (einem 1-Chip-Zeitin
tervall) entsprechenden Auflösung bestimmt. Eine Auflö
sung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahrzeug
und dem voraus befindlichen Ziel hängt von der Auflösung
der Bestimmung des Zeitintervalls ab. In dem Fall, in
welchem eine Taktfrequenz, deren Kehrwert einem 1-Bit-
Zeitintervall entspricht, gleich 20 MHz ist, ist die Auf
lösung des gemessenen Abstands zwischen dem Bezugsfahr
zeug und dem voraus befindlichen Ziel gleich 7,5 m.
US-Patent Nummer 6,218,982 B1, welches der veröffent
lichten japanischen Patentanmeldung Nummer 2000-121726
entspricht, offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, in
welcher ein Pseudozufallsrauschcode synchron mit einem
Referenztaktsignal erzeugt wird. Eine erste vorwärtsge
richtete elektromagnetische Welle wird in Antwort auf den
Pseudozufallsrauschcode übertragen. Eine erste Echowelle
wird empfangen, welche durch Reflexion der ersten vor
wärtsgerichteten elektromagnetischen Welle an einem Ob
jekt hervorgerufen wird. Die empfangene erste Echowelle
wird in ein binäres Signal umgewandelt. Ein Wert einer
Korrelation zwischen dem Binärsignal und dem Pseudozu
fallsrauschcode wird mit einer vorbestimmten Periode,
welche eine synchrone Beziehung zu dem Referenztaktsignal
aufweist, wiederholt berechnet. Ein Zeitintervall, wel
ches durch die erste vorwärtsgerichtete elektromagneti
sche Welle und der ersten Echowelle genommen wird, um zu
und von dem Objekt zu wandern, wird in Antwort auf einen
Zeitpunkt, zu welchem der berechnete Korrelationswert ei
nen Spitzenwert annimmt, gemessen. Dann wird eine zweite
vorwärtsgerichtete elektromagnetische Welle in Antwort
auf ein übertragenes Impulssignal übertragen. Eine
zweite, mit der zweiten vorwärtsgerichteten elektromagne
tischen Welle in Beziehung stehende Echowelle wird emp
fangen. Die empfangene zweite Echowelle wird in ein emp
fangenes Impulssignal umgewandelt. Eine Verzögerungs
schaltung versetzt das übertragene Impulssignal um eine
Verzögerungszeit, welche dem gemessenen Zeitintervall
entspricht, um ein verzögertes übertragenes Impulssignal
zu erzeugen. Eine Phasendifferenz zwischen dem empfange
nen Impulssignal und dem verzögerten übertragenen Impuls
signal wird mit einer Auflösung gemessen, welche höher
ist als eine Auflösung, welche der vorbestimmten Periode
der Korrelationswertberechnung entspricht. Ein Abstand zu
dem Objekt wird auf der Grundlage des gemessenen Zeitin
tervalls und der gemessenen Phasendifferenz berechnet.
US-Patent Nr. 5,477,196, welches der veröffentlichten
japanischen Patentanmeldung Nummer 7-183800 entspricht,
offenbart eine Impulssignalvorrichtung zum Kodieren einer
Pulsphasendifferenz oder Steuern einer Oszillationsfre
quenz auf der Grundlage verzögerter Signale, welche nach
einander durch eine Verzögerungsschaltung ausgegeben wer
den. Das Kodieren einer Pulsphasendifferenz oder die Os
zillationsfrequenzsteuerung kann unter Verwendung einer
einzigen Verzögerungsvorrichtung simultan durchgeführt
werden. Es ist ein Frequenzumformer vorgesehen, welcher
einen aus in der Form eines Rings miteinander verbundenen
Invertierschaltungen bestehenden Ringoszillator, eine
Pulsphasendifferenzkodierschaltung zum Kodieren des Zy
klus eines Referenzsignals in einen binären digitalen
Wert auf der Grundlage eines durch den Ringoszillator
ausgegebenen Impulses, eine arithmetische Schaltung zum
Multiplizieren oder Dividieren des binären digitalen
Werts mit einem bzw. durch einen vorbestimmten Wert, um
Steuerdaten zu erzeugen, und eine digital gesteuerte Os
zillationsschaltung zum Erzeugen eines Impulssignals in
einem Zyklus in Übereinstimmung mit den Steuerdaten ent
hält. Der Ringoszillator wird durch die Kodierschaltung
und die Oszillationsschaltung gemeinsam benutzt. Dies
macht die Zeitauflösungen der Kodierschaltung und der Os
zillationsschaltung konstant, wodurch eine genaue Fre
quenzumsetzung ermöglicht wird.
US-Patent Nr. 4,559,606, welches der veröffentlichten
japanischen Patentanmeldung Nummer 60-51338 entspricht,
offenbart eine Anordnung, um eine genaue Ankunftszeitan
zeige für ein empfangenes Signal bereitzustellen. Die An
ordnung weist eine Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen
auf, welche mit dem empfangenen Signal gekoppelt sind.
Das empfangene Signal wird in jede der Mehrzahl von Kor
relationseinrichtungen durch einen unterschiedlichen ei
ner Mehrzahl von Takten mit unterschiedlichen Phasen ge
taktet. Die Takte mit unterschiedlichen Phasen erscheinen
zu einer vorbestimmten unterschiedlichen Zeit gleichmäßig
verteilt über ein gegebenes Zeitintervall. Die Anordnung
weist ferner eine Integrationseinrichtung auf, welche mit
jeder der Mehrzahl von Korrelationseinrichtungen gekop
pelt ist, um die Anzeige der Ankunftszeit des empfangenen
Signals bereitzustellen. Die Mehrzahl von Korrelations
einrichtungen beinhaltet eine Mehrzahl von Empfangssi
gnal-Schieberegistern, in welche die empfangenen Signale
durch einen unterschiedlichen der Mehrzahl von Takten mit
Phasen geschoben werden, ein gemeinsames Referenzsignal-
Schieberegister und eine Mehrzahl von Vergleichseinrich
tungen, von denen jede mit jeder Stufe einer unterschied
lichen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern
und jeder Stufe des gemeinsamen Referenzsignal-Schiebere
gisters gekoppelt ist, um die Inhalte der zugeordneten
Stufen der Mehrzahl von Empfangssignal-Schieberegistern
mit dem gemeinsamen Referenzsignal-Schieberegister zu
vergleichen, und um ein die Ergebnisse jeder der Verglei
che anzeigendes Ausgangssignal herzustellen.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer
4-363687 offenbart ein Abstandsmeßsystem mit einer Sen
derseite und einer Empfängerseite. Auf der Senderseite
wird ein von einem Trägeroszillator ausgegebenes Träger
signal in Übereinstimmung mit einem PN-(pseudo noise)-
Code, welcher von einem PN-Code-Generator eingespeist
wird, spread-spectrum-moduliert. Die Senderseite über
trägt das sich aus der Modulation ergebende Spread-
Spectrum-Signal als eine vorwärtsgerichtete Funkwelle.
Eine Echofunkwelle, welche durch Reflexion der vorwärts
gerichteten Funkwelle an einem Objekt hervorgerufen wird,
wird durch die Empfängerseite empfangen, wobei sie hier
durch in ein Empfangs-Spread-Spectrum-Signal umgewandelt
wird. Die Empfängerseite beinhaltet eine Schaltung verän
derlicher Verzögerung, welche die Phase des auf der Sen
derseite verwendeten PN-Codes veränderlich verschiebt, um
einen phasenverschobenen PN-Code zu erhalten. Die Empfän
gerseite erfaßt eine Korrelation zwischen dem phasenver
schobenen PN-Code und dem empfangenen Spread-Spectrum-Si
gnal. Die Empfängerseite bestimmt die Größe der Phasen
verschiebung des PN-Codes, bei welchem die erfaßte Korre
lation einen Spitzenwert annimmt. Der Abstand zu dem Ob
jekt wird auf der Grundlage der erfaßten Größe der Pha
senverschiebung des PN-Codes berechnet.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer
9-264949 offenbart eine Zufallsmodulationsradarvorrich
tung, welche einen Sender zum Übertragen einer vorwärts
gerichteten elektromagnetischen Welle einer zufälligen,
durch einen Maximallängencode gegebenen Impulsform bein
haltet. Die Vorrichtung empfängt eine elektromagnetische
Echowelle, welche durch Reflexion der vorwärtsgerichteten
elektromagnetischen Welle an einem Objekt hervorgerufen
wird. Der Abstand zu dem Objekt wird gemäß der Ausbrei
tungsverzögerungszeit von dem Moment der Übertragung der
vorwärtsgerichteten elektromagnetischen Welle bis zu dem
Moment der Ankunft der elektromagnetischen Echowelle ge
messen. Die Phase des Maximallängencodes wird schritt
weise verschoben, um einen phasenverschobenen Code zu er
halten. Die Vorrichtung berechnet die Korrelation zwi
schen dem phasenverschobenen Code und einem empfangen Si
gnal, welches eine elektromagnetische Echowelle anzeigen
kann. Die Vorrichtung erfaßt einen Spitzenwert der Korre
lation und entscheidet den Moment der Ankunft der ehek
tromagnetische Echowelle gemäß der Erfassung des Korrela
tionsspitzenwerts. Die Vorrichtung beinhaltet eine Beur
teilungseinrichtung zum Bestimmen, ob der Wellenübertra
gungsvorgang des Senders fortgesetzt oder beendet werden
sollte, auf der Grundlage des erfaßten Spitzenwerts der
Korrelation. Wenn in Bezug auf die Erfassung des Abstands
zu einem Objekt ein hohes S/N-Verhältnis erreicht wird,
wird der Wellenübertragungsvorgang des Senders in einem
Abstandsmeßprozeß in Antwort auf das Ergebnis der Bestim
mung durch die Beurteilungseinrichtung beendet. Das hohe
S/N-Verhältnis tritt in dem Fall auf, im welchem die Di
stanz zu dem Objekt vergleichsweise kurz ist.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer
5-312950 offenbart eine Abstandsmeßvorrichtung, welche
einen Maximallängencodegenerator beinhaltet. Eine Laser
diode erzeugt Laserlicht, welches in Übereinstimmung mit
einem durch den Maximallängencodegenerator erzeugten Ma
ximallängencode moduliert ist. Ein Strahl des Laserlichts
wird in Richtung eines Objekts ausgesendet. Die Vorrich
tung beinhaltet einen Phasenschieber, welcher den Maxi
mallängencode um unterschiedliche Werte innerhalb eines
Zeitintervalls entsprechend einem Bit des Maximallängen
codes verschiebt. Der Phasenschieber gibt eine Mehrzahl
verschobener Maximallängencodes aus. Die Vorrichtung be
inhaltet eine Photodiode, welche einen Echostrahl emp
fängt, welcher durch die Reflexion des vorwärtsgerichte
ten Laserstrahls an dem Objekt hervorgerufen wird. Die
Photodiode wandelt den empfangenen Echostrahl in ein ent
sprechendes elektrisches Echosignal um. Die Werte der
Korrelationen zwischen dem elektrischen Echosignal und
dem verschobenen Maximallängencode werden berechnet. Zwei
gerade Linien werden auf der Grundlage der berechneten
Korrelationswerte bestimmt. Ein Schnittpunkt zwischen den
zwei geraden Linien wird berechnet. Der Abstand zu dem
Objekt wird auf der Grundlage des berechneten Schnitt
punkts berechnet. Die Meßverstärkung wird in Antwort auf
die Stärke des elektrischen Echosignals eingestellt.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer
6-326574 offenbart eine Verzögerungssteuervorrichtung,
welche eine Verzögerungsschaltung, eine Phasendifferenz
erfassungsschaltung und eine Phasendifferenzspannungsum
wandlungsschaltung beinhaltet. Die Phasendifferenzerfas
sungsschaltung erfaßt die Phasendifferenz zwischen einem
in die Verzögerungsschaltung eingegebenen Signal und ei
nem hiervon ausgegebenen Signal. Die Phasendifferenzspan
nungsumwandlungsschaltung wird von der erfaßten Phasen
differenz informiert. Die Phasendifferenzspannungsumwand
lungsschaltung erzeugt eine Spannung, welche von der er
faßten Phasendifferenz abhängt. Die erzeugte Spannung
wird an die Verzögerungsschaltung als eine Verzögerungs
steuerspannung angelegt. Die Signalverzögerung, welche
durch die Verzögerungsschaltung bereitgestellt wird, wird
in Antwort auf das Verzögerungssteuersignal gesteuert.
Die veröffentlichte japanische Patentanmeldung Nummer
8-46554 offenbart eine Verzögerungsausgleichsschaltung,
welche einen Analog-zu-Digital-Wandler beinhaltet, wel
cher ein Analogsignal in ein entsprechendes Digitalsignal
ändert. Ein Schieberegister mit Abgriffen verzögert das
Digitalsignal um unterschiedliche Verzögerungszeiten, um
unterschiedliche sich aus einer Verzögerung ergebenden
Signale zu erzeugen. Die sich aus Verzögerung ergebenden
Signale werden jeweils an Eingangsanschlüsse eines Ma
trixschalters angelegt. Der Matrixschalter weist Aus
gangsanschlüsse auf, welche mit den Eingangsanschlüssen
hiervon verbunden werden können. Der Matrixschalter kann
eine Verbindung zwischen den Eingangsanschlüssen und den
Ausgangsanschlüssen ändern. Sich aus Verzögerung erge
bende Signale, welche an den Ausgangsanschlüssen des Ma
trixschalters auftreten, werden jeweils an Vorrichtungen
zur schnellen Fourier-Transformation angelegt. Jede die
ser Vorrichtungen zur schnellen Fourier-Transformation
extrahiert "n" Komponenten der zugeordneten sich aus Ver
zögerung ergebenden Signale, welche jeweils "n" bestimmte
Frequenzen aufweisen. Die "n" Frequenzkomponenten werden
einer Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Transformation
zugeführt. Die Vorrichtung zur umgekehrten Fourier-Trans
formation unterzieht die zugeführten Frequenzkomponenten
einer umgekehrten Fourier-Transformation, um Digitaldaten
im Zeitbereich zu erzeugen. Ein Digital-zu-Analog-Wandler
ändert die Digitaldaten in ein entsprechendes Analogsi
gnal.
US-Patent Nr. 5,789,985, welches der veröffentlichten
japanischen Patentanmeldung Nummer 8-265111 entspricht,
offenbart eine Frequenzmultipliziervorrichtung, welche
die Frequenz eines extern angelegten Referenzsignals PREF
multipliziert. Die Frequenzmultipliziervorrichtung bein
haltet eine digital gesteuerte Oszillationsschaltung, ei
ne Zähler-/Datenverriegelungsschaltung und eine Steuer
schaltung. Die digital gesteuerte Oszillationsschaltung
beinhaltet einen Ringoszillator, welcher aus zweiunddrei
ßig invertierenden Schaltungen in einer Ringkonfiguration
ausgebildet ist, welche angepaßt sind, um sechzehn Takt
signale zu erzeugen mit einer Periode, welche das Zwei-
unddreißigfache der Inversionszeit jeder invertierenden
Schaltung ist, und einem Phasenintervall, welches das
Zweifache der Inversionszeit der Invertierschaltung ist,
und erzeugt ein Ausgangssignal POUT, welches eine Periode
aufweist, welche Frequenzsteuerdaten CD bei einer Auflö
sung der Phasendifferenzzeit des Taktsignals entspricht.
Die Zähler-/Datenverriegelungsschaltung zählt das Taktsi
gnal RCK, welches durch den Ringoszillator innerhalb ei
ner Periode des Referenzsignals PREF entlassen wird, und
liefert die Frequenzsteuerdaten CD des Zählwerts an die
digital gesteuerte Oszillationsschaltung. Die Steuer
schaltung steuert die Operation der digital gesteuerten
Oszillationsschaltung und der Zähler-/Datenverriegelungs
schaltung in einer Weise, daß das Oszillationsausgangssi
gnal POUT mit der Frequenz des Referenzsignals PREF mal
sechzehn (32/2) durch die digital gesteuerte Oszillati
onsschaltung erzeugt wird.
Es ist eine erste Aufgabe der Erfindung, eine Zeit
meßvorrichtung mit einer hohen Auflösung zu schaffen.
Es ist eine zweite Aufgabe der Erfindung, eine Ab
standsmeßvorrichtung mit einer hohen Auflösung zu schaf
fen.
Es ist eine dritte Aufgabe der Erfindung, eine ver
besserte Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals oder
einer Gruppe von Taktsignalen unterschiedlicher Phase
(Mehrphasentaktsignale) zu schaffen.
Ein erster Gesichtspunkt dieser Erfindung schafft ei
ne Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen
eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen Pha
sendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals. Die
Vorrichtung weist eine Verzögerungsleitung, welche das
Referenztaktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaska
diert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhal
tet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine
vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das
Referenztaktsignal in der Verzögerungsleitung fortschrei
tet, während es nacheinander durch die Einheitsverzöge
rungselemente verzögert wird; einen Schiebetaktsignalaus
gangsweg; eine Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils
mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungselemente
verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schiebetaktsignal
ausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn ein bestimmter
unter den Schaltern in seiner Ein-Position ist, ein ver
zögertes Taktsignal, welches sich aus einem Verzögern des
Referenztaktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall
ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimmten
Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen
wird; und eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestim
men des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage
von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsi
gnals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und
zum Einstellen des bestimmten Schalters in seine Ein-Po
sition auf.
Ein zweiter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem erstem Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche eine Mehrzahl von
Verzögerungsleitungen, von denen jede im Aufbau der zuvor
erwähnten Verzögerungsleitung gleich ist, eine Mehrzahl
von Gruppen von Schaltern, von denen jede im Aufbau der
zuvor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine
Mehrzahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von denen
jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalaus
gangsweg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteue
rungseinrichtungen, von denen jede im Aufbau der zuvor
erwähnten Schalterteuereinrichtung gleich ist, aufweist,
um Schiebetaktsignale mit vorgeschriebenen Phasendiffe
renzen bezüglich des Referenztaktsignals zu erzeugen, wo
bei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinan
der unterscheiden, wobei eine Anzahl der Verzögerungslei
tungen, eine Anzahl von Gruppen von Schaltern, eine An
zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine Anzahl
der Schaltersteuerungseinrichtungen einer Anzahl der
Schiebetaktsignale entspricht.
Ein dritter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche eine Mehrzahl von
Gruppen von Schaltern, von denen jeder im Aufbau der zu
vor erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine Mehr
zahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von denen jeder
im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalausgangs
weg gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteuerungs
einrichtungen, von denen jede im Aufbau der zuvor erwähn
ten Schaltersteuerungseinrichtung gleich ist, aufweist,
um Schiebetaktsignale mit vorgeschriebenen Phasendiffe
renzen bezüglich des Referenztaktsignals zu erzeugen, wo
bei sich die vorgeschriebenen Phasendifferenzen voneinan
der unterscheiden, wobei erste Enden der Schalter in je
der der Gruppen jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Ein
heitsverzögerungselemente verbunden sind und wobei eine
Anzahl der Gruppen von Schaltern, eine Anzahl der Schie
betaktsignalausgangswege und eine Anzahl der Schalter
steuerungseinrichtungen einer Anzahl der Schiebetaktsi
gnale entspricht.
Ein vierter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem dritten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die Schaltergrup
pen mit den Ausgangsanschlüssen einiger unter den Ein
heitsverzögerungselementen in Übereinstimmung mit den
vorgeschriebenen Phasendifferenzen der zugehörigen Schie
betaktsignale bezüglich des Referenztaktsignals verbunden
sind.
Ein fünfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem vierten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die Einheitsverzö
gerungselemente in Gruppen getrennt sind, welche eine An
zahl gleich der Anzahl der Schiebetaktsignale aufweisen,
und die Schaltergruppen jeweils mit Einheitsverzögerungs
elementen in den entsprechenden Einheitsverzögerungsele
mentgruppen verbunden sind.
Ein sechster Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter einen Re
ferenztaktsignalausgangsweg zum unveränderten Ausgeben
des Referenztaktsignals nach außen aufweist.
Ein siebenter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei jedes der Ein
heitsverzögerungselemente ein Verknüpfungsglied zum Be
reitstellen der vorgeschriebenen Signalverzögerungszeit
beinhaltet.
Ein achter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf
derem ersten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebetakt
signalerzeugungsvorrichtung, wobei die Schaltersteue
rungseinrichtung zum Bestimmen des bestimmten unter den
Schaltern auf der Grundlage von Periodendaten und Ver
hältnisdaten arbeitet, wobei die Periodendaten einen Zah
lenwert einer Periode des Referenztaktsignals darstellen,
während eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene,
durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereitge
stellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, und die Ver
hältnisdaten ein Verhältnis zwischen der Verzögerungszeit
des Schiebetaktsignals relativ zu dem Referenztaktsignal
und der Periode des Referenztaktsignals darstellen.
Ein neunter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei das durch die Ver
hältnisdaten dargestellte Verhältnis gleich y/(x+1) ist
und "x" eine vorbestimmte natürliche Zahl bezeichnet und
"y" eine natürliche Zahl in einem Bereich von "1" bis "x"
bezeichnet.
Ein zehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem neunten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine Ring
verzögerungsleitung, welche eine Mehrzahl von in einer
geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften
den Einheitsverzögerungselementen in der zuvor erwähnten
Verzögerungsleitung gleichen Einheitsverzögerungselemen
ten beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringver
zögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Ein
heitsverzögerungselemente verzögert wird; und eine Zeit-
A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von
Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung
umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf
die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Pe
riodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung auf
weist.
Ein elfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert auf
derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebetakt
signalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine digital
gesteuerte Oszillationsschaltung zum Ausgeben eines Si
gnals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während
eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene, durch jedes
der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal
verzögerungszeit gegeben ist, aufweist, wobei die digital
gesteuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern
der Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet,
die Verzögerungsleitung das von der digital gesteuerten
Oszillationsschaltung ausgegebene Signal als das Refe
renztaktsignal empfängt, und die Schaltersteuerungsein
richtung zum Verwenden der Steuerdaten als die Perioden
daten arbeitet.
Ein zwölfter Gesichtspunkt dieser Erfindung basiert
auf derem achten Gesichtspunkt und schafft eine Schiebe
taktsignalerzeugungsvorrichtung, welche weiter eine digi
tal gesteuerte Oszillationsschaltung zum Ausgeben eines
Signals mit einer Periode, welche steuerbar ist, während
eine Zeitauflösung durch das vorgeschriebene, durch jedes
der Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal
verzögerungszeit gegeben ist, wobei die digital gesteu
erte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim Steuern der
Periode des hiervon ausgegebenen Signals verwendet, und
eine Frequenzteilerschaltung zum Teilen einer Frequenz
des von der digital gesteuerten Oszillationsschaltung
ausgebeben Signals, um das Referenztaktsignal mit einem
Arbeitszyklus von 50% zu erzeugen, aufweist, wobei die
Verzögerungsleitung das durch die Frequenzteilerschaltung
erzeugte Referenztaktsignal empfängt, wobei die Schalter
steuerungseinrichtung zum Verdoppeln einer durch die
Steuerdaten dargestellten Periode, um die Periode des Re
ferenztaktsignals zu berechnen, und zum Erzeugen der Pe
riodendaten in Übereinstimmung mit der berechneten Peri
ode arbeitet.
Ein dreizehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem elften Gesichtspunkt und schafft eine
Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung, wobei die digital
gesteuerte Oszillationsschaltung eine Ringverzögerungs
leitung, welche eine Mehrzahl von in einer geschlossenen
Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheits
verzögerungselementen in der zuvor erwähnten Verzöge
rungsleitung gleichen Einheitsverzögerungselementen bein
haltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzöge
rungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheits
verzögerungselemente verzögert wird; eine Zeit-A/D-Um
wandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen,
die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft,
zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezähl
te Anzahl von Malen und zum Ausgeben der Periodendaten;
eine Teilungseinrichtung zum Teilen eines Werts der von
der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgegebenen Peri
odendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuer
daten zu erzeugen; und eine Signalausgabeeinrichtung zum
Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl
von Malen, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungs
element in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum
Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impulsbreite je
desmal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von
Malen einander gleich werden, beinhaltet.
Ein vierzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung
schafft eine Zeitmeßvorrichtung, welche eine Schiebetakt
signalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Mehrzahl
von Schiebetaktsignalen in Antwort auf ein Referenztakt
signal, wobei die Schiebetaktsignale eine Periode aufwei
sen, welche gleich einer Periode des Referenztaktsignals
ist, und die Schiebetaktsignale Phasen aufweisen, welche
voneinander verschieden sind; eine Signaleingabeeinrich
tung zum Umwandeln eines Eingabesignals in binäre Signale
jeweils in Antwort auf durch die Schiebetaktsignalerzeu
gungseinrichtung erzeugte Schiebetaktsignale, wobei das
Eingangssignal eine Impulsfolge eines Pseudozufalls
rauschcodes enthält; eine Korrelationsberechnungseinrich
tung zum Berechen von Korrelationen zwischen dem Pseudo
zufallsrauschcode und den durch die Signaleingabeeinrich
tung erzeugten Binärsignalen; eine Erfassungseinrichtung
zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert
der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech
neten Korrelationen auftritt; und Messen eines Zeitinter
valls von einem vorgeschriebenen Moment bis zu einem Mo
ment eines Auftretens der Impulsfolge in dem Eingangssi
gnal auf der Grundlage des durch die Erfassungseinrich
tung erfaßten Moments aufweist.
Ein fünfzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei
ne Zeitmeßvorrichtung, wobei eine Anzahl der Schiebetakt
signale gleich einer vorbestimmten Ganzzahl "n" ist und
Differenzen zwischen den Phasen der Schiebetaktsignale
gleich der Periode des Referenztaktsignals geteilt durch
die vorbestimmte Ganzzahl "n" sind.
Ein sechzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei
ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die durch die Korrelations
berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen in Paa
ren vorliegen, von denen jedes Korrelationen in Bezug auf
zwei unter den Schiebetaktsignalen aufweist, welche Pha
sen aufweisen, welche sich am meisten voneinander unter
scheiden, und welche weiter eine Mittelwertbildungsein
richtung zum Mitteln von Korrelationen in jedem der Paare
zu einer mittleren Korrelation aufweist, wobei die Erfas
sungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem
ein Spitzenwert der durch die Mittelwertbildungseinrich
tung erzeugten mittleren Korrelationen auftritt, als eine
Anzeige des Moments eines Auftretens der Impulsfolge in
dem Eingangssignal arbeitet.
Ein siebzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem vierzehnten Gesichtspunkt und schafft ei
ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Korrelationsberechnungs
einrichtung eine Synchronisationseinrichtung zum Abtasten
der durch die Signaleingabeeinrichtung Erzeugten Binärsi
gnale in zweite Binärsignale in Antwort auf das Referenz
taktsignal und eine Einrichtung zum Berechnen von Korre
lationen zwischen dem Pseudozufallsrauschcode und den
zweiten Binärsignalen beinhaltet, wobei die Korrelations
berechnungseinrichtung und die Erfassungseinrichtung in
Antwort auf das Referenztaktsignal arbeiten.
Ein achtzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem siebzehnten Gesichtspunkt und schafft ei
ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Erfassungseinrichtung
zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert
der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech
neten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage entweder
(1) eines Moments, in welchem eine der Korrelationen ei
nen vorgeschriebenen Schwellwert überschreitet, oder (2)
einer Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsignal und
einem unter den Schiebetaktsignalen, welches der den vor
eingestellten Schwellwert überschreitenden Korrelation
entspricht, arbeitet.
Ein neunzehnter Gesichtspunkt dieser Erfindung ba
siert auf derem achtzehnten Gesichtspunkt und schafft ei
ne Zeitmeßvorrichtung, wobei die Erfassungseinrichtung
zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert
der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berech
neten Korrelationen auftritt, auf der Grundlage eines Mo
ments, in welchem eine der Korrelationen einen voreinge
stellten Schwellwert zuerst überschreitet, arbeitet.
Ein zwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung
schafft eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wel
che eine Impulsfolgenerzeugungseinrichtung zum Erzeugen
einer Impulsfolge eines Pseudozufallsrauschcodes in Syn
chronität mit einem Referenztaktsignal, wobei der Pseudo
zufallsrauschcode eine vorgeschriebene Bitlänge aufweist;
eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen einer elek
tromagnetischen Welle, welche in Übereinstimmung mit der
durch die Impulsfolgenerzeugungseinrichtung erzeugten Im
pulsfolge moduliert wird; eine Empfangseinrichtung zum
Empfangen einer Echowelle, welche durch Reflexion der
durch die Übertragungseinrichtung übertragenen elektroma
gnetischen Welle an einem zu messenden Objekt hervorgeru
fen wird, und zum Umwandeln der empfangenen Echowelle in
ein Empfangsimpulsfolgensignal; eine Zeitmeßeinrichtung
zum Messen eines Zeitintervalls von einem Moment einer
Übertragung der elektromagnetischen Welle von der Über
tragungseinrichtung zu einem Moment eines Empfangs der
Echowelle durch die Empfangseinrichtung auf der Grundlage
des Pseudozufallsrauschcodes und des Empfangsimpulsfol
gensignals; und eine Abstandsberechnungseinrichtung zum
Berechnen eines Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage
des durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitinter
valls aufweist. Die Zeitmeßeinrichtung weist die Zeitmeß
vorrichtung des vierzehnten Gesichtspunkts dieser Erfin
dung auf.
Ein einundzwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung
basiert auf derem zwanzigsten Gesichtspunkt und schafft
eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wobei die
Impulsfolgenerzeugungseinrichtung eine Mehrzahl von Malen
zum Erzeugen der Impulsfolge des Pseudozufallsrauschcodes
arbeitet, und die Zeitmeßeinrichtung eine Mehrzahl von
Malen zum Messen des Zeitintervalls arbeitet, und die Ab
standsberechnungseinrichtung zum Mitteln der durch die
Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitintervalle zu einem
mittleren Zeitintervall und zum Berechnen des Abstands zu
dem Objekt auf der Grundlage des mittleren Zeitintervalls
arbeitet.
Ein zweiundzwanzigster Gesichtspunkt dieser Erfindung
basiert auf derem einundzwanzigsten Gesichtspunkt und
schafft eine Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, wo
bei die Zeitmeßeinrichtung zum Bestimmen einer Mitte un
ter den durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitin
tervallen, zum Ausschließen eines oder mehrerer unter den
Zeitintervallen, welche von der Mitte um mehr als einen
vorgeschriebenen Wert abweichen, um verbleibende Zeitin
tervalle zu erhalten, und zum Bilden eines Mittelwerts
der verbleibenden Zeitintervalle zu dem mittleren Zeitin
tervall arbeitet.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Abstandsmeßvor
richtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfin
dung,
Fig. 2 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen,
welche in der Vorrichtung von Fig. 1 auftreten,
Fig. 3 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen,
welche in der Vorrichtung von Fig. 1 auftreten,
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Korrelationsvor
richtung und eines Zweiphasen-Addierabschnitts in der
Vorrichtung von Fig. 1,
Fig. 5 ist ein Flußdiagramm eines auf Abstandsmessung
bezogenen Segments eines Steuerprogramms für eine CPU in
Fig. 1,
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines ersten Beispiels
eines Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in Fig. 1,
Fig. 7 ist ein Diagramm eines Beispiels eines Refe
renztaktsignalgenerators und ein zweites Beispiel des
Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitts in Fig. 1,
Fig. 8 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs
abschnitts in einer fünften Ausführungsform dieser Erfin
dung,
Fig. 9 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs
abschnitts in einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung,
Fig. 10 ist ein Diagramm eines Schiebetakterzeugungs
abschnitts in einer siebenten Ausführungsform dieser Erfindung,
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm einer Taktsignalerzeu
gungsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform die
ser Erfindung,
Fig. 12 ist ein Zeitbereichsdiagramm von Signalen,
welche in der Vorrichtung von Fig. 11 auftreten.
Fig. 1 zeigt eine Abstandsmeßvorrichtung gemäß einer
ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die Vorrichtung
von Fig. 1 verwendet eine Spread-Spectrum-Technik. Zum
Beispiel ist die Vorrichtung von Fig. 1 auf einem Kraft
fahrzeug angebracht und arbeitet, um einen Abstand zwi
schen dem Bezugsfahrzeug und einem voraus befindlichen
Zielobjekt wie etwa einem voraus befindlichen Fahrzeug zu
messen.
Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet einen Referenz
taktsignalgenerator 10, einen Impulserzeugungsabschnitt
12, einen Lichtemissionsabschnitt 14 und eine Treiber
schaltung 15. Der Referenztaktsignalgenerator 10 erzeugt
ein Referenztaktsignal MCK mit einer vorbestimmten Fre
quenz, zum Beispiel 20 MHz. Der Impulserzeugungsabschnitt
12 empfängt das Referenztaktsignal MCK von dem Referenz
taktsignalgenerator 10. Der Impulserzeugungsabschnitt 12
erzeugt eine Impulsfolge eines Pseudozufallsrauschcodes
(eines PN-Codes) in Synchronität mit dem Referenztaktsi
gnal MCK. Der PN-Code weist eine vorbestimmte Bitlänge
auf. Der PN-Code ist zum Beispiel ein Maximallängencode
mit einer Länge von 31 Bit. Der Impulserzeugungsabschnitt
12 gibt die PN-Code-Impulsfolge an die Treiberschaltung
15 aus. Die durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 er
zeugte PN-Code-Impulsfolge wird auch als Lichtemissions
impulsfolge bezeichnet. Die Treiberschaltung 15 steuert
den Lichtemissionsabschnitt 14 in Antwort auf die PN-
Code-Impulsfolge derart, daß der Lichtemissionsabschnitt
14 einen Strahl einer elektromagnetischen Welle erzeugt,
welche einer auf die PN-Code-Impulsfolge ansprechenden
Amplitudenmodulation unterworfen wird. Der Lichtemissi
onsabschnitt 14 überträgt den Strahl der elektromagneti
schen Welle in einer Vorwärtsrichtung in Bezug auf den
Körper des Bezugsfahrzeugs. Die Amplitudenmodulation ist
zum Beispiel eine Intensitätsmodulation. Der Strahl der
elektromagnetischen Welle ist zum Beispiel ein Laser
lichtstrahl.
Der Lichtemissionsabschnitt 14 beinhaltet eine Laser
diode LD, welche arbeitet, um einen Laserstrahl in der
Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Körper des Bezugsfahr
zeugs auszusenden. Die Treiberschaltung 15 aktiviert und
deaktiviert die Laserdiode LD, das heißt, ermöglicht und
verhindert die Emission des vorwärtsgerichteten Laser
strahls in Antwort auf die PN-Code-Impulsfolge. Insbeson
dere aktiviert die Treiberschaltung 15 die Laserdiode LD
und ermöglicht damit die Emission des vorwärtsgerichteten
Laserstrahls, wenn sich die PN-Code-Impulsfolge in ihrem
Hochpegelzustand befindet. Die Treiberschaltung 15 deak
tiviert die Laserdiode LD und verhindert damit die Emis
sion des vorwärtsgerichteten Laserstrahls, wenn sich die
PN-Code-Impulsfolge in ihrem Niedrigpegelzustand befin
det. Demgemäß gibt der vorwärtsgerichtete Laserstrahl,
welcher von der Laserdiode LD ausgesendet wird, die PN-
Code-Impulsfolge wieder.
Ein Mikrocomputer oder eine CPU 2 empfängt das Refe
renztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator
10. Die CPU 2 gibt ein Signal des PN-Codes an den Impuls
erzeugungsabschnitt 12 in Synchronität mit dem Referenz
taktsignal MCK aus. Der Impulserzeugungsabschnitt 12 er
zeugt die PN-Code-Impulsfolge in Antwort auf das von der
CPU 2 ausgegebene PN-Code-Signal.
Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet auch einen
Lichtempfangsabschnitt 16, einen Verstärker 17 und einen
Komparator 18. Der von dem Lichtemissionsabschnitt 14
ausgegebene vorwärtsgerichtete Laserstrahl wird durch ein
voraus befindliches Zielobjekt wie etwa ein voraus be
findliches Fahrzeug reflektiert. Die Reflexion des vor
wärtsgerichteten Laserstrahls an dem voraus befindlichen
Zielobjekt verursacht einen Echostrahl, welcher in Rich
tung der Vorrichtung zurückkehrt. Der Lichtempfangsab
schnitt 16 empfängt einen Echostrahl und wandelt den emp
fangenen Echostrahl in ein Empfangssignal (ein empfange
nes elektrisches Signal) um. Der Lichtempfangsabschnitt
16 speist das Empfangssignal in den Verstärker 17 ein.
Die Vorrichtung 17 verstärkt das Empfangssignal. Der Ver
stärker 17 gibt das sich aus Verstärkung ergebende Signal
an den Komparator 18 aus. Der Komparator 18 empfängt eine
vorbestimmte Referenzspannung Vref. Die Vorrichtung 18
vergleicht das Ausgangssignal des Verstärkers 17 mit der
Referenzspannung Vref, wobei dadurch das Ausgangssignal
des Verstärkers 17 in ein Binärsignal. (eine Lichtemp
fangsimpulsfolge) PBr umgewandelt wird. Insbesondere gibt
der Komparator 18 einen hohen Pegel aus, wenn die Span
nung des Ausgangssignals der Verstärkers 17 die Referenz
spannung Vref übersteigt. Der Komparator 18 gibt einen
niedrigen Pegel aus, wenn die Spannung des Ausgangssi
gnals des Verstärkers 17 gleich der oder kleiner als die
Referenzspannung Vref ist. Der Komparator 18 gibt das bi
näre Signal PBr an einen Verriegelungsabschnitt 22 aus.
Der Lichtempfangsabschnitt 16 beinhaltet einen Strom
fühlerwiderstand (nicht gezeigt) und eine Photodiode PD.
Die Photodiode PD ist über den Stromfühlerwiderstand mit
einer Energieversorgungsleitung in einem in Rückwärts
richtung vorgespannten Zustand verbunden. Wenn ein Echo
strahl auf die Photodiode PD auftrifft, fließt ein durch
Licht hervorgerufener Strom hierdurch. Der Stromfühlerwi
derstand wandelt den durch Licht hervorgerufenen Strom in
ein Spannungssignal um, welches an den Verstärker 17 als
ein Empfangssignal ausgegeben wird.
Der Impulserzeugungsabschnitt 12 entspricht einer Im
pulsfolgenerzeugungseinrichtung. Der Lichtemissionsab
schnitt 14 und die Treiberschaltung 15 bilden eine Über
tragungseinrichtung. Der Lichtempfangsabschnitt 16, der
Verstärker 17 und der Komparator 18 bilden eine Empfangs
einrichtung.
Die Vorrichtung von Fig. 1 beinhaltet weiter einen
Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20, welcher das Re
ferenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenerator
10 empfängt. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20
erzeugt 8 Taktsignale unterschiedlicher Phasen (8 mehr
phasige Taktsignale oder 8-Phasen-Taktsignale) CKa, CKb, . . .
und CKh in Synchronität mit dem Referenztaktsignal
MCK. Die 8 Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh weisen von
einander verschiedene Phasen auf. Wie in Fig. 2 gezeigt,
sind die Phasendifferenzen zwischen den benachbarten
Taktsignalen CKa, CKb, . . . und CKh gleich einem Achtel
der Periode des Referenztaktsignals MCK. Insbesondere ist
das Taktsignal CKa dem Referenztaktsignal MCK phasen
gleich. Das Taktsignal CKb weist eine Phasenverzögerung
von 45 Grad bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf.
Das Taktsignal CKc weist eine Phasenverzögerung von 90 Grad
bezüglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Takt
signal CKd weist eine Phasenverzögerung von 135 Grad be
züglich des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal
CKe weist eine Phasenverzögerung von 130 Grad bezüglich
des Referenztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKf weist
eine Phasenverzögerung von 225 Grad bezüglich des Refe
renztaktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKg weist eine
Phasenverzögerung von 270 Grad bezüglich des Referenz
taktsignals MCK auf. Das Taktsignal CKh weist eine Pha
senverzögerung von 315 Grad bezüglich des Referenztaktsi
gnals MCK auf.
In einer vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung unter
Verwendung einer Spread-Spectrum-Technik wird eine Licht
emissionsimpulsfolge eines PN-Codes synchron mit einem
Referenztaktsignal erzeugt, und ein Lichtempfangssignal
wird in Antwort auf das Referenztaktsignal abgetastet, um
ein Datensignal mit einer Bitlänge gleich der des PN-
Codes zu erzeugen. Die Korrelation zwischen dem Datensi
gnal und dem PN-Code wird berechnet. Ein Moment, in wel
chem die berechnete Korrelation einen Spitzenwert an
nimmt, wird erfaßt. Der erfaßte Moment wird als eine An
zeige des Moments der Ankunft eines Echostrahls, welcher
durch Reflexion eines übertragenen vorwärtsgerichteten
Laserstrahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt her
vorgerufen wird, verwendet, das heißt, des Moments der
Ankunft eines Echostrahls, welcher einem übertragenen
vorwärtsgerichteten Laserstrahl entspricht. Das Zeitin
tervall zwischen dem Moment der Übertragung des vorwärts
gerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft des
entsprechenden Echostrahls wird gemessen. Somit ist in
der vorbekannten Abstandsmeßvorrichtung die Auflösung der
Zeitintervallmessung gleich einer Periode des Referenz
taktsignals. Demgemäß weist das gemessene Zeitintervall
einen Fehler von bis zu einer Periode des Referenztaktsi
gnals auf (siehe Fig. 2). Falls das Referenztaktsignal
eine Frequenz von 20 MHz aufweist, nimmt das gemessene
Zeitintervall einen unter 50 nsec, 100 nsec, 150 nsec, . . .
In diesem Fall ist die Auflösung der Zeitintervall
messung gleich 50 nsec.
Andererseits ist die Auflösung der Zeitintervallmes
sung in der Vorrichtung von Fig. 1 gleich einem Achtel
der Periode des Referenztaktsignals MCK, das heißt,
6,25 nsec, was bestimmt ist durch die Phasendifferenzen
(45 Grad) zwischen den benachbarten Taktsignalen CKa,
CKb, . . . und CKh (siehe Fig. 2).
Der Verriegelungsabschnitt 22 empfängt die Taktsigna
le CKa, CKb, . . . und CKh von dem Schiebetaktsignalerzeu
gungsabschnitt 20. Der Verriegelungsabschnitt 22 beinhal
tet 8 D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h. Die Taktsignale
CKa, CKb, . . . und CKh werden jeweils als Arbeitstaktsi
gnale in die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h einge
speist. Somit verriegeln die D-Flipflops 22a, 22b, . . .
und 22h die Lichtempfangsimpulsfolge PBr jeweils zu den
Zeiten ansteigender Flanken in den Taktsignalen CKa, CKb
. . . und CKh. Daher geben, wie in Fig. 3 gezeigt, die D-
Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h jeweils 8 unterschiedli
che Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h aus. Die Binärdaten
D1a, D1b, . . . und D1h repräsentieren den Signalpegel der
Lichtempfangsimpulsfolge PBr. Die D-Flipflops 22a, 22b,
. . . und 22h bilden eine Signaleingabeeinrichtung.
Ein Synchronisationsabschnitt 24 empfängt die Binär
daten D1a, D1b, . . . und D1h von dem Verriegelungsab
schnitt 22. Der Synchronisationsabschnitt 24 beinhaltet 8
D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h. Das Referenztaktsignal
MCK wird von dem Referenztaktsignalgenerator 10 als eine
Arbeitstaktsignal in die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und
24h eingespeist. Andererseits werden die Binärdaten D1a,
D1b, . . . und D1h jeweils in die D-Eingangsanschlüsse der
D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h. Somit verriegeln die
D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h simultan die jeweiligen
Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h zu der Zeit jeder an
steigenden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK. Demgemäß
wandeln die D-Flipflops 24a, 24b, . . . und 24h die Binär
daten D1a, D1b, . . . und D1h jeweils in zweite Binärdaten
D2a, D2b, . . . und D2j um, welche synchron mit dem Refe
renztaktsignal MCK (siehe Fig. 3) ändern. Auf diese Weise
erzeugt der Synchronisationsabschnitt 24 synchronisierte
Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h. Die D-Flipflops 24a,
24b, . . . und 24h geben jeweils die Binärdaten D2a, D2b, . . .
und D2h aus. Der Synchronisationsabschnitt 24 ent
spricht einer Signalsynchronisationseinrichtung.
Die Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h werden jeweils
über 8 Puffer 26a, 26b, . . . und 26h in 8 Korrelationsvor
richtungen 30a, 30b, . . . und 30h eingespeist. Die Korre
lationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h empfangen das
Referenztaktsignal MCK von dem Referenztaktsignalgenera
tor 10. Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und
30h sampeln oder erfassen periodisch die jeweiligen Bi
närdaten D2a, D2b, . . . und D2h in Synchronität mit dem
Referenztaktsignal MCK. Jede der Korrelationsvorrichtun
gen 30a, 30b, . . . und 30h speichert Informationen über
den durch den Impulserzeugungsabschnitt 12 verwendeten
PN-Code. Jede der Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . .
und 30h berechnet die Korrelation zwischen dem PN-Code
und den zugehörigen Binärdaten D2a, D2b, . . . oder D2h.
Die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h geben
jeweils Ausgangssignale, welche die berechneten Korrela
tionen repräsentieren, aus. Die Korrelationsvorrichtungen
30a, 30b, . . . und 30h bilden eine Korrelationsberech
nungseinrichtung.
Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h
empfangen das Referenztaktsignal MCK von dem Referenz
taktsignalgenerator 10. Die Zweiphasen-Addierabschnitte
40a, 40b, . . . und 40h arbeiten in Antwort auf das Refe
renztaktsignal MCK. Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a,
40b, . . . und 40h empfangen jeweils die eine Korrelation
repräsentierenden Signale von den Korrelationsvorrichtun
gen 30a, 30b, . . . und 30h. Der Zweiphasen-Addierabschnitt
40a empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal
von der Korrelationsvorrichtung 30e, was einer 180-Grad-
Phasenverzögerung bezüglich des eine Korrelation reprä
sentierenden Signals, welches durch die Korrelationsvor
richtung 30a ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-
Addierabschnitt 40a addiert die Korrelationen, welche
durch die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtun
gen 30a und 30e repräsentiert werden, uni einen Korrelati
onsmittelungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40a gibt ein Signal aus, welches die sich
aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre
lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40b
empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30f, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30b ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40b addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30b
und 30f repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab
schnitt 40b gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad
dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation)
repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c emp
fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30g, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30c ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40c addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30c
und 30g repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab
schnitt 40c gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad
dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation)
repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40d emp
fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30h, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30d ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40d addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30d
und 30h repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Der Zweiphasen-Addierab
schnitt 40d gibt ein Signal aus, welches die sich aus Ad
dition ergebende Korrelation (die gemittelte Korrelation)
repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40e emp
fängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30a, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30e ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40e addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30e
und 30a repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der
Korrelationsvorrichtung 30a, welches durch den zweiphasi
gen Addierabschnitt 40e verwendet wird, weist eine 1-
Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung)
bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a
verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge
bende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addier
abschnitt 40e geliefert wird, von der durch den Zweipha
sen-Addierabschnitt 40a gelieferten ab. Der Zweiphasen-
Addierabschnitt 40e gibt ein Signal aus, welches die sich
aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre
lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f
empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30b was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30f ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40f addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30f
und 30b repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der
Korrelationsvorrichtung 30b, welches durch den Zweipha
sen-Addierabschnitt 40f verwendet wird, weist eine 1-
Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung)
bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40b
verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge
bende Korrelation, welche durch den zweiphasigen Addier
abschnitt 40f geliefert wird, von der durch den Zweipha
sen-Addierabschnitt 40b gelieferten ab. Der Zweiphasen-
Addierabschnitt 40f gibt ein Signal aus, welches die sich
aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre
lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40g
empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30c, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30g ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40g addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30g
und 30c repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der
Korrelationsvorrichtung 30c, welches durch den Zweipha
sen-Addierabschnitt 40g verwendet wird, weist eine 1-
Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung)
bezüglich des durch den Zweiphasen-Addierabschnitt 40c
verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge
bende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierab
schnitt 40g geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-
Addierabschnitt 40c gelieferten ab. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40g gibt ein Signal aus, welches die sich
aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre
lation) repräsentiert. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h
empfängt das eine Korrelation repräsentierende Signal von
der Korrelationsvorrichtung 30d, was einer 180-Grad-Pha
senverzögerung bezüglich des eine Korrelation repräsen
tierenden Signals, welches durch die Korrelationsvorrich
tung 30h ausgegeben wird, entspricht. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40h addiert die Korrelationen, welche durch
die Ausgangssignale von den Korrelationsvorrichtungen 30h
und 30d repräsentiert werden, um einen Korrelationsmitte
lungsprozeß zu implementieren. Das Ausgangssignal der
Korrelationsvorrichtung 30d, welches durch den Zweipha
sen-Addierabschnitt 40h verwendet wird, weist eine 1-
Taktimpulsverzögerung (eine 360-Grad-Phasenverzögerung)
bezüglich des durch den zweiphasigen Addierabschnitt 40d
verwendeten auf. Daher weicht die sich aus Addition erge
bende Korrelation, welche durch den Zweiphasen-Addierab
schnitt 40h geliefert wird, von der durch den Zweiphasen-
Addierabschnitt 40d gelieferten ab. Der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40h gibt ein Signal aus, welches die sich
aus Addition ergebende Korrelation (die gemittelte Korre
lation) repräsentiert. Auf diese Weise mittelt jeder der
Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h die zu
gehörigen Korrelationen. Die Mittelung verhindert, daß
die letztendlich berechneten Korrelationen durch Störun
gen in hohem Maße geändert werden. Die Zweiphasen-Addier
abschnitte 40a, 40b, . . . und 40h bilden eine Mittelwert
bildungseinrichtung.
In der Vorrichtung von Fig. 1 wird die Lichtempfangs
impulsfolge PBr in Antwort auf die 8-Phasen-Taktsignale
CKa, CKb, . . . und CKh derart verriegelt, daß die an die
Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h angeleg
ten Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h Zeitunterschiede
aufweisen, welche einem Achtel der Periode des Referenz
taktsignals MCK entsprechen. Dadurch wird der Moment, in
welchem die Korrelation zwischen der Lichtempfangsimpuls
folge PBr und dem PN-Code einen Spitzenwert annimmt, mit
einer Auflösung von einem Achtel der Periode des Refe
renztaktsignals MCK erfaßt. Falls die Lichtempfangsim
pulsfolge PBr exakt der Lichtemissionsimpulsfolge ent
spricht, ändern sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, . . .
und 22h ausgegebenen Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h
aufeinanderfolgend in dem gleichen Muster. Insbesondere
startet die aufeinanderfolgende Änderung von den von ei
nem der D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h, welches auf
ein bestimmtes Taktsignal mit einer ansteigenden Flanke
zum frühesten Zeitpunkt nach der Änderung der Lichtemp
fangsimpulsfolge PBr anspricht, ausgegebenen Binärdaten
zu einem wirksamen Zustand (einem Echoanzeigezustand). In
Fig. 2 entspricht das an das D-Flipflop 22e angelegte
Taktsignal CKe dem einen bestimmten. In ähnlicher Weise
ändern sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a,
30b, . . . und 30h berechneten Korrelationen aufeinander
folgend in dem selben Muster. Insbesondere startet die
aufeinanderfolgende Änderung von der durch eine der Kor
relationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h, welche dem
bestimmten Taktsignal (zum Beispiel dem Taktsignal CKe)
zugehörig ist, berechneten Korrelation. In Fig. 2 bezieht
sich die Korrelationsvorrichtung 30e auf das bestimmte
Taktsignal CKe.
Falls eine Störung bewirkt, daß sich die Lichtemp
fangsimpulsfolge PBr außerhalb einer exakten Übereinstim
mung mit der Lichtemissionsimpulsfolge befindet, ändern
sich die von den D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h ausge
gebenen Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h nicht aufeinan
derfolgend in dem gleichen Muster. In diesem Fall ändern
sich die durch die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b,
. . . und 30h berechneten Korrelationen nicht aufeinander
folgend in dem gleichen Muster. Im allgemeinen weist eine
Störung, welche der Lichtempfangsimpulsfolge PBr überla
gert ist, eine extrem kurze Dauer relativ zu der Periode
des Referenztaktsignals MCK auf. Demgemäß weisen Paare
der Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h, welche sich auf
Taktsignale mit einer 180-Grad-Phasendifferenz beziehen,
gemeinsame Störkomponenten mit der geringsten Wahrschein
lichkeit auf. Falls zum Beispiel der Moment eines Auftre
tens eines Spitzenwerts einer Störung mit der Operations
zeit des D-Flipflops 22e (das heißt, der Zeit einer an
steigenden Flanke des Taktsignals CKa) zusammenfällt,
sind die von dem D-Flipflop 22a ausgegebenen Binärdaten
D1a am meisten durch die Störung beeinflußt, während die
von dem D-Flipflop 22e, welches auf das Taktsignal CKe
mit einer 180-Grad-Phasendifferenz bezüglich des Taktsi
gnals CKa anspricht, ausgegebenen Binärdaten D1e davon am
geringsten beeinflußt werden.
In der Vorrichtung von Fig. 1 liegen die 8-Phasen-
Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh in Paaren vor, von de
nen jedes aus Taktsignalen mit einer 180-Grad-Phasendif
ferenz besteht. Insbesondere bilden die Taktsignale CKa
und CKe ein erstes Paar. Die Taktsignale CKb und CKf bil
den ein zweites Paar. Die Taktsignale CKc und CKg bilden
ein drittes Paar. Die Taktsignale CKd und CKh bilden ein
viertes Paar. Die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e
entsprechen dem Paar der Taktsignale CKb und CKe. Somit
liegen die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e in einem
Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f ent
sprechen dem Paar der Taktsignale CKb und CKf. Somit lie
gen die Korrelationsvorrichtungen 30b und 30f in einem
Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g ent
sprechen dem Paar der Taktsignale CKc und CKg. Somit lie
gen die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g in einem
Paar vor. Die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h ent
sprechen dem Paar der Taktsignale CKd und CKh. Somit lie
gen die Korrelationsvorrichtungen 30d und 30h in einem
Paar vor. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a addiert die
durch die Korrelationsvorrichtungen 30a und 30e berechne
ten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-
Addierabschnitt 40b addiert die durch die Korrelations
vorrichtungen 30b und 30f berechneten Korrelationen und
mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40c ad
diert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30c und 30g
berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Der
Zweiphasen-Addierabschnitt 40d addiert die durch die Kor
relationsvorrichtungen 30d und 30h berechneten Korrela
tionen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierab
schnitt 40e addiert die durch die Korrelationsvorrichtun
gen 30e und 30a berechneten Korrelationen und mittelt sie
somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40f addiert die
durch die Korrelationsvorrichtungen 30f und 30b berechne
ten Korrelationen und mittelt sie somit. Der Zweiphasen-
Addierabschnitt 40g addiert die durch die Korrelations
vorrichtungen 30g und 30c berechneten Korrelationen und
mittelt sie somit. Der Zweiphasen-Addierabschnitt 40h ad
diert die durch die Korrelationsvorrichtungen 30h und 30d
berechneten Korrelationen und mittelt sie somit. Die Mit
telwertbildung durch die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a,
40b, . . . und 40h reduziert oder unterdrückt Störkomponen
ten der letztendlich berechneten Korrelationen.
Die inneren Strukturen der Korrelationsvorrichtungen
30a, 30b, . . . und 30h sind einander ähnlich. Ebenso sind
die internen Strukturen der Zweiphasen-Addierabschnitte
40a, 40b, . . . und 40h einander ähnlich. Die Korrelations
vorrichtung 30a und der Zweiphasen-Addierabschnitt 40a
wird nachstehend genauer beschrieben werden.
Fig. 4 zeigt die inneren Strukturen der Korrelations
vorrichtung 30a und des Zweiphasen-Addierabschnitts 40a.
Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelationsvor
richtung 30a ein Schieberegister 32, we).ches aus in einem
Ring oder einer geschlossenen Schleife verbundenen Ver
riegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an zusammen
gesetzt ist, wobei "n" eine vorbestimmte natürliche Zahl
(zum Beispiel 31) bezeichnet. Bevor eine Abstandsmeßpro
zedur gestartet wird, besetzt die CPU 2 (siehe Fig. 1)
Bits des PN-Codes in den Verriegelungsschaltungen 32a1,
32a2, . . . und 32an jeweils vor. Die PN-Code-Bits bilden
PN-Code-Binärdaten. Das Referenztaktsignal MCK wird an
die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an an
gelegt. Während der Abstandsmeßprozedur wird jedes der
PN-Code-Bits von einer zugehörigen der Verriegelungs
schaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an in Synchronität mit
dem Referenztaktsignal MCK zu der nächsten verschoben.
Die Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und 32an
sind in der geschlossenen Schleife verbunden, und das von
der letzten Verriegelungsschaltung 32an ausgegebene PN-
Code-Bit tritt in die erste Verriegelungsschaltung 32a1
ein.
Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet die Korrelations
vorrichtung 30a Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . .
und 34an, deren Gesamtzahl der der Verriegelungsschaltun
gen 32a1, 32a2, . . . und 32an ist. Die PN-Code-Binärdaten
(die PN-Code-Bits), welche in die Verriegelungsschaltun
gen 32a1, 32a2, . . . und 32an eingegeben werden, werden
ebenfalls jeweils ersten Eingangsanschlüssen der Exklu
siv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an zugeführt.
Zum Beispiel wird ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten
(ein PN-Code-Bit), welcher in die erste Verriegelungs
schaltung 32a1 eingegeben wird, auch den ersten Eingangs
anschluß der ersten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a1 zuge
führt. Ein Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-
Bit), welcher in die zweite Verriegelungsschaltung 32a2
eingegeben wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß
der zweiten Exklusiv-ODER-Schaltung 34a2 zugeführt. Ein
Abschnitt der PN-Code-Binärdaten (ein PN-Code-Bit), wel
cher in die letzte Verriegelungsschaltung 32an eingegeben
wird, wird auch dem ersten Eingangsanschluß der letzten
Exklusiv-ODER-Schaltung 34an zugeführt. Die durch das D-
Flipflop 24a erzeugten Binärdaten D2a werden gemeinsam
zweiten Eingangsanschlüssen der Exklusiv-ODER-Schaltungen
34a1, 34a2, . . . und 34an zugeführt. Es sollte erwähnt
werden, daß zur Klarheit die Darstellung des Puffers 26a
von Fig. 4 weggelassen ist. Die Binärdaten D2a haben ih
ren Ursprung in den Binärdaten D1a, welche durch das D-
Flipflop 22a erzeugt werden. Wie zuvor erwähnt, werden
die Binärdaten D1a durch Verriegeln der Lichtempfangsim
pulsfolge PBr zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke des
Taktsignals CKa erzeugt. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltun
gen 34a1, 34a2, . . . und 34an gibt ein Niedrigpegelsignal
aus, wenn die Binärdaten D2a, welche die Lichtempfangsim
pulsfolge PBr repräsentieren, mit den in eine zugehörige
Verriegelungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten über
einstimmen. Jede der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1,
34a2, . . . und 34an gibt ein Hochpegelsignal aus, wenn die
Binärdaten D2a nicht mit den in die zugehörige Verriege
lungsschaltung eingegebenen PN-Code-Daten übereinstimmen.
Die Korrelationsvorrichtung 30a beinhaltet weiter ei
ne Reihe von Vorwärts-Rückwärtszählern (U/D-Zählern)
36a1, 36a2, . . . und 36an, deren Gesamtzahl gleich der der
Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1, 34a2, . . . und 34an ist.
Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an empfangen jeweils
die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Schaltungen 34a1,
34a2, . . . und 34an. Die U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und
36an empfangen das Referenztaktsignal MCK und arbeiten in
Antwort hierauf. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1,
36a2, . . . und 36an gegebene Zählwert erhöht sich, wenn
sich das Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER-
Schaltung fortgesetzt in seinem Niedrigpegelzustand be
findet. Der durch jeden der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . .
und 36an gegebene Zählwert erniedrigt sich, wenn sich das
Ausgangssignal der zugehörigen Exklusiv-ODER-Schaltung
fortgesetzt in seinem Hochpegelzustand befindet. Die U/D-
Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an geben Signale aus, welche
jeweils die zugehörigen Zählwerte repräsentieren. Falls
die Binärdaten D2a einen einem vorwärtsgerichteten Laser
strahl entsprechenden Echostrahl (einen durch Reflexion
eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus
befindlichen Zielobjekt verursachten Echostrahl) reprä
sentieren, stimmen die Binärdaten D2a fortgesetzt mit den
in eine der Verriegelungsschaltungen 32a1, 32a2, . . . und
32an eingegebenen PN-Code-Daten überein. Demgemäß zählt
in diesem Fall einer der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und
36an fortgesetzt hinauf. Dieser U/D-Zähler wird als der
Wahr-U/D-Zähler bezeichnet. Die Position des Wahr-U/D-
Zählers bezüglich der U/D-Zählerreihe zeigt den Moment
der Ankunft des Echostrahls an. In einem ersten Beispiel
von Bedingungen, in welchen eine Störung den Binärdaten
D2a überlagert wird, zählt nicht nur ein Wahr-U/D-Zähler,
sondern auch ein anderer U/D-Zähler fortgesetzt hinauf.
In einem zweiten Beispiel unterläßt es der Wahr-U/D-Zäh
ler, hinaufzuzählen. Mit solchen Problemen wird man durch
den Zweiphasen-Addierabschnitt 40a fertig.
Wie in Fig. 4 gezeigt, beinhaltet der Zweiphasen-Ad
dierabschnitt 40a Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an, de
ren Gesamtzahl gleich der der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . .
und 36an ist. Erste Eingangsanschlüsse der Addierer 42a1,
42a2, . . . und 42an empfangen jeweils die Ausgangssignale
der U/D-Zähler 36a1, 36a2, . . . und 36an. Zweite Eingangs
anschlüsse der Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an empfan
gen die jeweiligen Ausgangssignale entsprechender U/D-
Zähler in der Korrelationsvorrichtung 30e, welche mit der
Korrelationsvorrichtung 30a ein Paar bildet. Jede der
Vorrichtungen 42a1, 42a2, . . . und 42an addiert den durch
die Ausgangssignale der zwei zugehörigen U/D-Zähler re
präsentierten Zählwerte und gibt ein Signal aus, welches
den sich aus Addition ergebenden Zählwert oder den durch
schnittlichen Zählwert anzeigt. Die Addition unterdrückt
einen durch Störung hervorgerufenen Zählwertfehler. Der
Zweiphasen-Addierabschnitt 40a beinhaltet Ausgangsschal
tungen 44a1, 44a2, . . . und 44an, deren Gesamtzahl der der
Addierer 42a1, 42a2, . . . und 42an gleich ist. Die Aus
gangsschaltungen 44a1, 44a2, . . . und 44an empfangen je
weils die Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, . . .
und 42an. Die Ausgangsschaltungen 44a1, 44a2, . . . und
44an empfangen das Referenztaktsignal MCK. Die Ausgangs
schaltungen 44a1, 44a2, . . . und 44an verriegeln die je
weiligen Ausgangssignale der Addierer 42a1, 42a2, . . . und
42an zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in dem Refe
renztaktsignal MCK und speisen die verriegelten Signale
in einen Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 ein.
Genauer gesagt, addiert jede der Vorrichtungen 42a1,
42a2, . . . und 42an den durch den zugehörigen U/D-Zähler
in der Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und
den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelations
vorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-
Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers
entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die
Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKa und CKe
(das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte
der Periode des Referenztaktsignal MCK) gemeint. Zum Bei
spiel addiert die Vorrichtung 42a1 den durch den ersten
U/D-Zähler 36a1 in der Korrelationsvorrichtung 30a gege
benen Zählwert und den durch den ersten U/D-Zähler 36e1
(nicht gezeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gege
benen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzögerung be
züglich des U/D-Zählers 36a1 entspricht. Die Vorrichtung
42an addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36an in der
Korrelationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert und den
durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht gezeigt) in der
Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert, was einer
180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36an
entspricht.
In dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e, welcher mit
dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a ein Paar bildet, ad
diert jeder Addierer den durch den zugehörigen U/D-Zähler
in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zählwert und
den durch den zugehörigen U/D-Zähler in der Korrelations
vorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-
Phasenverzögerung bezüglich des vorherigen U/D-Zählers
entspricht. Mit der 180-Grad-Phasenverzögerung ist die
Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen CKe und CKa
(das heißt, die 180-Grad-Phasendifferenz oder eine Hälfte
der Periode des Referenztaktsignals MCK) gemeint. Zum
Beispiel addiert der erste Addierer 42e1 (nicht gezeigt)
in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e den durch den er
sten U/D-Zähler 36e1 (nicht gezeigt) in der Korrelations
vorrichtung 30e gegebenen Zählwert und den durch den
zweiten U/D-Zähler 36a2 in der Korrelationsvorrichtung
30a gegebenen Zählwert, was einer 180-Grad-Phasenverzöge
rung bezüglich des U/D-Zählers 36e1 entspricht. Der letz
te Addierer 42en in dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e
addiert den durch den letzten U/D-Zähler 36en (nicht ge
zeigt) in der Korrelationsvorrichtung 30e gegebenen Zähl
wert und den durch den ersten U/D-Zähler 36a1 in der Kor
relationsvorrichtung 30a gegebenen Zählwert, was einer
180-Grad-Phasenverzögerung bezüglich des U/D-Zählers 36en
entspricht.
Die Zweiphasen-Addierabschnitte 40b, 40c und 40d ar
beiten ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40a. Die
Zweiphasen-Addierabschnitte 40f, 40g und 40h arbeiten
ähnlich dem Zweiphasen-Addierabschnitt 40e. Wie aus der
vorstehenden Beschreibung verstanden, unterscheiden sich
die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a
und 40e, welche ein Paar bilden, voneinander. Die Aus
gangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40b und 40f,
welche ein Paar bilden, unterscheiden sich voneinander.
Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierabschnitte 40c
und 40g, welche ein Paar bilden, unterscheiden sich von
einander. Die Ausgangssignale der Zweiphasen-Addierab
schnitte 40d und 40h, welche ein Paar bilden, unterschei
den sich voneinander.
Mit Rückbezug auf Fig. 1 empfängt der Erfassungsver
arbeitungsabschnitt 46 die Signale, welche die "n" durch
schnittlichen Zählwerte (die "n" Zählwerte, welche sich
aus Addition ergeben) repräsentieren, von den Ausgangs
schaltungen in jedem der Zweiphasen-Addierabschnitte 40a,
40b, . . . und 40h. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen-
Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h erfaßt der Erfas
sungsverarbeitungsabschnitt 46 einen unter den "n" durch
schnittlichen Zählwerten, welcher zuerst einen vorge
schriebenen Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverar
beitungsabschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem
erfaßten durchschnittlichen Zählwert entspricht. Der Er
fassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt ein Signal,
welches die Position des bestimmten U/D-Zählers bezüglich
der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das heißt, den Moment
der Ankunft eines durch Reflexion eines übertragenen vor
wärtsgerichteten Laserstrahls an einem voraus befindli
chen Zielobjekt hervorgerufenen Echostrahls repräsen
tiert. In Verbindung mit jedem der Zweiphasen-Addierab
schnitte 40a, 40b, . . . und 40h gibt der Erfassungsverar
beitungsabschnitt 46 das Echoankunftsmomentsignal an ei
nen Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 aus. Die
"n" durchschnittlichen Zählwerte bezeichnen die Korrela
tionen zwischen dem PN-Code und den Ergebnissen des Abta
stens der Lichtempfangsimpulsfolge PBr zu den jeweiligen
Zeiten ansteigender Flanken in den 8-Phasen-Taktsignalen
CKa, CKb, . . . und CKh. Der Erfassuncrsverarbeitungsab
schnitt 46 beurteilt, daß ein Spitzenkorrelationswert
auftritt, wenn einer der "n" durchschnittlichen Zählwerte
den Schwellwert übersteigt. Der Erfassungsverarbeitungs
abschnitt 46 bestimmt den U/D-Zähler, welcher dem den
Zählwert übersteigenden durchschnittlichen Zählwert ent
spricht. Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 erzeugt
ein Signal, welches die Position des bestimmten U/D-Zäh
lers bezüglich der U/D-Zählerreihe repräsentiert, das
heißt, den Moment der Ankunft eines Echostrahls repräsen
tiert, und gibt es aus. Der Erfassungsverarbeitungsab
schnitt kann durch die CPU 2 initialisiert werden.
Zum Beispiel enthält der Erfassungsverarbeitungsab
schnitt 46 Komparatoren zum Vergleichen der "n" durch
schnittlichen Zählwerte mit dem Schwellwert, eine erste
Entscheidungsvorrichtung zum Erfassen eines unter den "n"
durchschnittlichen Zählwerten, welcher zuerst den
Schwellwert übersteigt, durch Beziehen auf die Ausgangs
signale von den Komparatoren, einen mit Informationen,
welche die Entsprechungsbeziehung zwischen den "n" durch
schnittlichen Zählwerten und den U/D-Zählern repräsentie
ren, geladenen Speicher und eine zweite Entscheidungsein
heit zum Bestimmen des U/D-Zählers, welcher dem erfaßten
gemittelten Zählwert entspricht, durch Beziehen auf die
Informationen in dem Speicher.
Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt
eines unter den Ausgangssignalen des Erfassungsverarbei
tungsabschnitts 46 aus, welches den frühesten Moment der
Ankunft eines Echostrahls repräsentiert. In anderen Wor
ten, der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 wählt
eines unter den Ausgangssignalen des Erfassungsverarbei
tungsabschnitts 46 aus, welches einer Korrelationsvor
richtung zugehörig ist, welche einem Taktsignal mit der
geringsten Phasendifferenz bezüglich des Referenztaktsi
gnals MCK entspricht. Der Nahfeldprioritätsverarbeitungs
abschnitt 47 gibt das ausgewählte Echoankunftsmomentsi
gnal an einen Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab.
Zum Beispiel beinhaltet der Nahfeldprioritätsverarbei
tungsabschnitt 47 einen Komparator zum Vergleichen des
durch das Ausgangssignal des Erfassungsverarbeitungsab
schnitts 46 repräsentierten Echoankunftsmoments, um den
frühesten unter den Echoankunftsmomenten zu bestimmen,
und einen Selektor zum Auswählen eines der Ausgangssigna
le des Erfassungsverarbeitungsabschnitts 46, welches den
frühesten Echoankunftsmoment repräsentiert. Falls nur ei
nes der Ausgangssignale des Erfassungsverarbeitungsab
schnitts 46 einen Echoankunftsmoment repräsentiert, gibt
der Nahfeld 56300 00070 552 001000280000000200012000285915618900040 0002010210000 00004 56181prioritätsverarbeitungsabschnitt 47 dieses Si
gnal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab.
Falls zwei oder mehr der Ausgangssignale des Erfassungs
verarbeitungsabschnitts 46 Echoankunftsmomente repräsen
tieren, wählt der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt
47 das Signal aus, welches den frühesten der Echoan
kunftsmomente repräsentiert, und gibt das ausgewählte Si
gnal an den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ab.
Der Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitt 47 kann durch
die CPU 2 initialisiert werden.
Der Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 wandelt
das Ausgangssignal (das Echoankunftsmomentsignal) des
Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts 47 in Abstands
meßdaten um, welche das Zeitintervall zwischen dem Moment
der Übertragung eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls
und dem Moment der Ankunft eines entsprechenden Echo
strahls repräsentieren. Der Distanzmeßergebnisausgabeab
schnitt 48 speist die Abstandsmeßdaten in die CPU 2 ein.
Zum Beispiel beinhaltet der Distanzmeßergebnisausgabeab
schnitt 48 einen Kalkulator zum Berechnen des Zeitinter
valls zwischen dem Moment der Übertragung eines vorwärts
gerichteten Laserstrahls und dem Moment der Ankunft eines
entsprechenden Echostrahls aus dem Echoankunftsmoment.
Das Ausgangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsab
schnitts 47 zeigt die Position eines unter all den U/D-
Zählern in den Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . .
und 30h an, welcher einen Zählwert gibt, welcher zuerst
den Schwellwert übersteigt. In anderen Worten, das Aus
gangssignal des Nahfeldprioritätsverarbeitungsabschnitts
47 zeigt den Moment der Ankunft eines Echostrahls an. Die
Zeiten des Verriegelns des Lichtempfangsimpulses PBr
durch den Verriegelungsabschnitt 22 in Antwort auf die 8-
Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh, um die Binärda
ten D1a, D1b, . . . und D1h zu erzeugen, sind mit gleichen
Intervallen, welche einem Achtel der Periode des Refe
renztaktsignal MCK entsprechen, beabstandet. Die Binärda
ten D1a, D1b, . . . und D1h werden in die zweiten Binärda
ten D2a, D2b, . . . und D2h verriegelt, welche in die Kor
relationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h eingespeist
werden. Demgemäß entspricht die Auflösung des durch die
Abstandsmeßdaten, welche von dem Abstandsmeßergebnisaus
gabeabschnitt 48 an die CPU 2 ausgegeben werden, reprä
sentierten Zeitintervalls einem Achtel der Periode des
Referenztaktsignals MCK. Der Abstandsmeßergebnisausgabe
abschnitt 48 kann durch die CPU 2 initialisiert werden.
Die CPU 2 mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen
Zielobjekt auf der Grundlage der Abstandsmeßdaten. Die
Auflösung der Abstandsmessung ist höher als die durch die
Periode des Referenztaktsignals MCK bestimmte. Der gemes
sene Abstand wird beim Steuern eines Fahrzeugantriebs-
und Bremssystems verwendet, um das Bezugsfahrzeug in die
Lage zu versetzen, automatisch einem voraus befindlichen
Fahrzeug zu folgen. Nachdem der gemessene Abstand eine
hohe Auflösung aufweist, wird das Bezugsfahrzeug in die
Lage versetzt, dem voraus befindlichen Fahrzeug genau zu
folgen. Der gemessene Abstand wird auch in einer Hinder
niserfassungsprozedur eines Erfassens eines Hindernisses
vor dem Bezugsfahrzeug und Gebens eines Alarms wegen des
erfaßten Hindernisses verwendet. Nachdem der gemessene
Abstand eine hohe Auflösung aufweist, ist die Hindernis
erfassungsprozedur genau und zuverlässig.
Der Erfassungsverarbeitungsabschnitt 46 entspricht
einer Erfassungseinrichtung. Der Nahfeldprioritätsverar
beitungsabschnitt 47 entspricht einer Auswahleinrichtung.
Vorzugsweise beinhaltet die Vorrichtung von Fig. 1
eine Abtastvorrichtung (nicht gezeigt), welche bewirkt,
daß ein vorgeschriebener Winkelbereich vor dem Bezugs
fahrzeug durch den vorwärtsgerichteten Laserstrahl, wel
cher durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugt wird,
abgetastet wird. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem vor
aus befindlichen Zielobjekt (zum Beispiel einem voraus
befindlichen Fahrzeug oder einem Hindernis) in dem abge
tasteten Winkelbereich durch Beziehen auf die von dem Ab
standsmeßergebnisausgabeabschnitt 48 ausgegebenen Ab
standsmeßdaten. Für jeden von von vorbestimmten Abstands
meßwinkelpunkten, welche den abgetasteten Winkelbereich
bilden, führt die CPU 2 einen Prozeß zum Messen eines
Zeitintervalls mehrmals aus, so daß eine Mehrzahl von ge
messenen Zeitintervallen verfügbar ist. Die gemessenen
Zeitintervalle stehen mit dem Abstand zu einem voraus be
findlichen Zielobjekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt
die gemessenen Zeitintervalle zu einem mittleren Zeitin
tervall. Die CPU 2 mißt den Abstand zu einem voraus be
findlichen Zielobjekt durch Beziehen auf das mittlere
Zeitintervall. Die CPU 2 wirkt als eine Abstandsberech
nungseinrichtung.
Die CPU 2 beinhaltet eine Kombination einer Eingabe-
Ausgabeschaltung, eines Verarbeitungsabschnitts, eines
ROMs und eines RAMs. Die CPU 2 arbeitet in Übereinstim
mung mit einem in dem ROM gespeicherten Programm. Fig. 5
ist ein Flußdiagramm eines einer Abstandsmessung zugehö
rigen Segments des Programms, welches für jeden der vor
bestimmten Abstandsmeßwinkelpunkte ausgeführt wird. Das
Programmsegment in Fig. 5 wird gestartet, wenn die Rich
tung des durch den Lichtemissionsabschnitt 14 erzeugten
vorwärtsgerichteten Laserstrahls einen der vorbestimmten
Abstandsmeßwinkelpunkte erreicht.
Wie in Fig. 5 gezeigt, initialisiert ein erster
Schritt 100 des Programmsegments Variablen und Parameter,
welche Zählerwerte (zähleranzeigende Variablen) "i" und
"j" beinhalten. Nach dem Schritt 100 schreitet das Pro
gramm zu einem Schritt 110 fort.
Der Schritt 110 erzeugt Bits des PN-Codes und legt
die PN-Code-Bits in den Korrelationsvorrichtungen 30a,
30b, . . . und 30h fest. Zusätzlich implementiert der
Schritt 110 eine Meßschaltungsinitialisierung. Insbeson
dere initialisiert der Schritt 110 den Erfassungsverar
beitungsabschnitt 46, den Nahfeldprioritätsverarbeitungs
abschnitt 47 und den Abstandsmeßergebnisausgabeabschnitt
48.
Ein Schritt 120, welcher auf den Schritt 110 folgt,
gibt die PN-Code-Bits an den Impulserzeugungsabschnitt 12
in Synchronität mit dem Referenztaktsignal MCK aus, um
eine Lichtsteuerprozedur zum Bewirken, daß der Lichtemis
sionsabschnitt 14 einen auf die PN-Code-Bits ansprechen
den vorwärtsgerichteten Laserstrahl ausgibt, zu starten.
Ein dem Schritt 120 nachfolgender Schritt 130 inkre
mentiert den Zählerwert "i" um "1". Der Zählerwert "i"
zeigt die Anzahl von Malen der Ausführung der Abstands
messung für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt an.
Nach dem Schritt 130 schreitet das Programm zu einem
Schritt 140 fort.
Der Schritt 140 bestimmt, ob ein Abstandsmeßdaten
stück, welches auf den ausgegebenen vorwärtsgerichteten
Laserstrahl anspricht (das heißt auf die Ausführung des
Schritts 120 anspricht), von dem Abstandsmeßergebnisaus
gabeabschnitt 48 eingespeist worden ist oder nicht. Wenn
ein Abstandsmeßdatenstück noch nicht eingespeist worden
ist, schreitet das Programm von dem Schritt 140 zu einem
Schritt 150 fort. Wenn andererseits ein Abstandsmeßdaten
stück eingespeist worden ist, schreitet das Programm von
dem Schritt 140 zu einem Schritt 160 fort.
Der Schritt 150 bestimmt, ob eine voreingestellte Ab
standsmeßfrist von dem Moment der Ausführung des Schritts
120 abgelaufen ist. Wenn die voreingestellte Abstandsmeß
frist noch nicht abgelaufen ist, kehrt das Programm von
dem Schritt 150 zu dem Schritt 140 zurück. Demgemäß wird
in diesem Fall der Schritt 140 wiederholt. Wenn anderer
seits die voreingestellte Abstandsmeßfrist abgelaufen
ist, schreitet das Programm von dem Schritt 150 zu einem
Schritt 180 fort.
Der Schritt 160 speichert die Abstandsmeßdatenstücke
in den RAM. Ein Schritt 170, welcher auf den Schritt 160
folgt, inkrementiert den Zählerwert "j" um "1". Der Zäh
lerwert "j" bezeichnet die Anzahl verfügbarer Abstands
meßdatenstücke für den vorliegenden Abstandsmeßwinkel.
Nach dem Schritt 170 schreitet das Programm zu dem
Schritt 180 fort.
Der Schritt 180 bestimmt, ob der Zählerwert "i" einen
voreingestellten oberen Grenzwert "imax" erreicht hat
oder nicht. Wenn der Zählerwert "i" den voreingestellten
oberen Grenzwert "imax" noch nicht erreicht hat, kehrt
das Programm von dem Schritt 180 zu dem Schritt 110 zu
rück. Demgemäß werden in diesem Fall der Schritt 110 und
die späteren Schritte wiederholt. Wenn andererseits der
Zählerwert "i" den voreingestellten oberen Grenzwert
"imax" erreicht hat, schreitet das Programm von dem
Schritt 180 zu einem Schritt 190 fort.
Der Schritt 190 erfaßt ein oder mehrere unwirksame
(ein oder mehrere falsche) unter den "j" Abstandsmeßda
tenstücken. Insbesondere berechnet der Schritt 190 einen
mittleren Wert unter den Zeitintervallen, welche durch
die "j" Abstandsmeßdatenstücke repräsentiert werden. Der
Schritt 190 durchsucht die durch die "j" Abstandsmeßda
tenstücke repräsentierten Zeitintervalle nach einem er
heblich außermittigen, welches von dem mittleren Wert um
einen vorgeschriebenen Wert oder mehr beabstandet ist
(oder mehreren solchen). Der Schritt 190 definiert ein
Abstandsmeßdatenstück entsprechend einem solchen erheb
lich außermittigen Zeitintervall als ein unwirksames
(falsches). Im allgemeinen wird ein erheblich außermitti
ges Zeitintervall durch eine Störung wie etwa Rauschen
verursacht.
Ein auf den Schritt 190 folgender Schritt 200 be
stimmt, ob ein unwirksames (oder mehrere solche) unter
den "j" Abstandsmeßdatenstücken vorliegt oder nicht, auf
der Basis des Ergebnisses der Erfassung durch den Schritt
190. Wenn ein unwirksames Abstandsmeßdatenstück vorliegt,
schreitet das Programm von dem Schritt 200 zu einem
Schritt 210 fort. Wenn andererseits kein unwirksames Ab
standsmeßdatenstück vorliegt, springt das Programm von
dem Schritt 200 zu einem Schritt 220.
Der Schritt 210 löscht das unwirksame (oder die meh
reren solchen) von den Abstandsmeßdatenstücken in dem
RAM. Der Schritt 210 dekrementiert den Zählerwert "j" um
die Anzahl des gelöschten Abstandsmeßdatenstücks oder der
-stücke. Somit aktualisiert der Schritt 210 den Zähler
wert "j". Nach dem Schritt 210 schreitet das Programm zu
dem Schritt 220 fort.
Der Schritt 220 liest alle verbleibenden Abstandsmeß
datenstücke aus dem RAM aus. Der Schritt 220 berechnet
einen mittleren Wert (einen Durchschnittswert) unter den
durch die ausgelesenen Abstandsmeßdatenstücke repräsen
tierten Zeitintervallen. Insbesondere berechnet der
Schritt 220 die Summe der durch die ausgelesenen Ab
standsmeßdatenstücke repräsentierten Zeitintervalle und
teilt die berechnete Summe durch die Zählerzahl "j", um
das mittlere Zeitintervall (das durchschnittliche Zeitin
tervall) zu erhalten.
Ein Schritt 230, welcher auf den Schritt 220 folgt,
berechnet den Abstand zu einem voraus befindlichen Ziel
objekt aus dem mittleren Zeitintervall, welcher durch den
Schritt 220 für den vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt
gegeben ist. Der Schritt 230 speichert Informationen,
welche den berechneten Abstand repräsentieren, in den
RAM. Nach dem Schritt 230 endet der aktuelle Ausführungs
zyklus des Programmsegments.
Falls der RAM kein Abstandsmeßdatenstück aufweist,
das heißt, falls an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkel
punkt kein voraus befindliches Zielobjekt vorliegt, setzt
der Schritt 220 ein Abstandsdatenabwesenheitsflag. In
diesem Fall spricht der Schritt 230 auf das Abstandsda
tenabwesenheitsflag an und speichert Informationen in den
RAM, welche die Abwesenheit eines voraus befindlichen
Zielobjekts an dem vorliegenden Abstandsmeßwinkelpunkt
repräsentieren.
Wie zuvor erwähnt, erzeugt in der Vorrichtung von
Fig. 1 der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 die 8-Pha
sen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh in Antwort auf das
Referenztaktsignal MCK. Die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und
22h in dem Verriegelungsabschnitt 22 verriegeln nachein
ander die Lichtempfangsimpulsfolge PBr in Antwort auf die
8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh zu Zeiten,
welche unter gleichen Intervallen, welche einem Achtel
der Periode des Referenztaktsignals MCK entsprechen, be
abstandet sind. Die D-Flipflops 22a, 22b, . . . und 22h
geben jeweils die sich aus einem Verriegeln ergebenden
Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h aus. Die D-Flipflops
24a, 24b, . . . und 24h in dem Synchronisationsabschnitt 24
sprechen auf das Referenztaktsignal MCK und wandeln die
Binärdaten D1a, D1b, . . . und D1h jeweils in die synchro
nisierten Binärdaten D2a, D2b, . . . und D2h um. Jede der
Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechnet
die Korrelation zwischen dem PN-Code und den zugehörigen
Binärdaten D2a, D2b, . . . oder D2h. Eine unter den berech
neten Korrelationen, welche zuerst den Schwellwert über
steigt, wird als eine Anzeige des Moments der Ankunft ei
nes durch Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laser
strahls an einem voraus befindlichen Zielobjekt hervorge
rufenen Echostrahls erfaßt. Der Echoankunftsmoment wird
beim Messen des Zeitintervalls zwischen dem Moment der
Übertragung des vorwärtsgerichteten Laserstrahls und dem
Moment der Ankunft des entsprechenden Echostrahls verwen
det. Die Auflösung der Zeitintervallmessung entspricht
einem Achtel der Periode des Referenztaktsignals MCK. Da
her ist es möglich, den Abstand zu einem voraus befindli
chen Zielobjekt genau zu messen.
Die hohe Auflösung der Zeitintervallmessung wird ohne
Erhöhen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK bereit
gestellt. Demgemäß ist es ausreichend, daß Schaltungen
für die Zeitintervallmessung mit einer Periode gleich der
des Referenztaktsignals MCK arbeiten. Daher können Schal
tungen für die Zeitintervallmessung preiswert sein.
Wie zuvor erwähnt, arbeiten in der Vorrichtung von
Fig. 1 die Korrelationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und
30h und die Schaltungen nachfolgender Stufen (die Zwei-
Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h, der Erfas
sungsverarbeitungsabschnitt 46, der Nahfeldprioritätsver
arbeitungsabschnitt 47 und der Abstandsmeßergebnisausga
beabschnitt 48) in Antwort auf das gemeinsame Referenz
taktsignal MCK. Es ist, mit Ausnahme der D-Flipflops 22a,
22b, . . ., und 22h, unnötig, die 8-Phasen-Taktsignale CKa,
CKb, . . . und CKh in die Verarbeitungsschaltungen einzu
speisen. Demgemäß kann ein Verdrahtungsmuster der Zeitab
standsmeßschaltung auf einer gedruckten Platte leicht
entworfen werden. Überdies kann das Verdrahtungsmuster
einfach sein. Somit reichen gedruckte Platten kleiner
Größe aus.
Wie zuvor erwähnt, addieren in der Vorrichtung von
Fig. 1 die Zweiphasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und
40h die Korrelationen in Paaren, welche durch die Korre
lationsvorrichtungen 30a, 30b, . . . und 30h berechnet wer
den. Die sich durch Addition ergebenden Korrelationen
werden beim Bestimmen des Moments der Ankunft eines durch
Reflexion eines vorwärtsgerichteten Laserstrahls an einem
voraus befindlichen Zielobjekt hervorgerufenen Echo
strahls verwendet. Die Additionen, welche durch die Zwei-
Phasen-Addierabschnitte 40a, 40b, . . . und 40h ausgeführt
werden, verbessern Rauschunterdrückungseigenschaften der
Zeitintervallmessung. Daher ist die Zeitintervallmessung
auch dann genau, wenn das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Ver
hältnis der Lichterfassungsimpulsfolge PBr vergleichswei
se niedrig ist.
Für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt führt die CPU 2 ei
nen Prozeß zum Ausgeben eines auf einen PN-Code anspre
chenden vorwärtsgerichteten Laserstrahls von dem Licht
emissionsabschnitt 14 und Messen eines Zeitintervalls aus
mehrmals, so daß eine Mehrzahl von gemessenen Zeitinter
vallen verfügbar ist. Die gemessenen Zeitintervalle ste
hen mit dem Abstand zu einem voraus befindlichen Zielob
jekt in Verbindung. Die CPU 2 mittelt die gemessenen
Zeitintervalle in ein mittleres Zeitintervall. Die CPU 2
mißt den Abstand zu dem voraus befindlichen Zielobjekt
durch Beziehen auf das mittlere Zeitintervall. Vor dem
Mitteln der gemessenen Zeitintervalle löscht die CPU 2
ein (oder mehrere) unwirksames von den Abstandsmeßdaten
stücken. Demgemäß werden die Rauschunterdrückungseigen
schaften der Zeitintervallmessung weiter verbessert. Da
her ist die Zeitintervallmessung auch dann genauer, wenn
das S/N-(Signal-zu-Rauschen)-Verhältnis der Lichtemp
fangsimpulsfolge PBr vergleichsweise niedrig ist.
Fig. 6 zeigt ein erstes Beispiel cles Schiebetaktsi
gnalerzeugungsabschnitts 20. Wie in Fig. 6 gezeigt, bein
haltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 einen
analogen PLL (Phasenregelkreis) 50 und ein Schieberegi
ster 56 eines Ringtyps oder eines Typs einer geschlosse
nen Schleife. Der analoge PLL 50 erzeugt ein Taktsignal
mit einer Frequenz gleich dem 8fachen der Frequenz des
Referenztaktsignals MCK. Der analoge PLL 50 gibt das
hochfrequente Taktsignal an das Schieberegister 56 aus.
Das hochfrequente Taktsignal treibt Schiebeelemente in
dem Schieberegister 56, so daß die 8-Phasen-Taktsignale
CKa, CKb, . . . und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen
der Schiebeelemente auftauchen. Das Schieberegister 56
gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh aus.
Der analoge PLL 50 beinhaltet einen VCO (einen span
nungsgesteuerten Oszillator) 51, einen Frequenzteiler 52,
einen Phasenkomparator 53 und einen Schleifenfilter 54.
Der VCO 51 gibt ein Signal mit einer Frequenz aus, wel
ches von einer Steuerspannung abhängt. Die Vorrichtung 52
teilt die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 durch
acht. Der Frequenzteiler 52 gibt das sich aus Frequenz
teilung ergebende Signal an den Phasenkomparator 53 aus.
Die Vorrichtung 53 vergleicht die Phase des Referenztakt
signals MCK mit der Phase des Ausgangssignals des Fre
quenzteilers 52, wodurch ein primäres Steuersignal, wel
ches von der Phasendifferenz des Ausgangssignals des Fre
quenzteilers 52 bezüglich des Referenztaktsignals MCK ab
hängt, erzeugt wird. Der Phasenkomparator 53 gibt das
primäre Steuersignal an den Schleifenfilter 54 aus. Der
Schleifenfilter 54 integriert oder filtert das primäre
Steuersignal in die Steuerspannung. Der Schleifenfilter
54 legt die Steuerspannung an den VCO 51 an. Somit wird
die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 51 mit dem Acht
fachen der Frequenz des Referenztaktsignals MCK gesteu
ert. Das Ausgangssignal des VCO 51 wird dem Schieberegi
ster 56 als das hochfrequente Taktsignal zugeführt.
Das Schieberegister 56 beinhaltet 8 Verriegelungs
schaltungen 56a, 56b, . . . und 56h, welche in einer ge
schlossenen Schleife verbunden sind. Die CPU 2 (siehe
Fig. 1) gibt jeweils binäre Datenstücke, zum Beispiel
"00001111" in den Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, . . .
und 56h vor. Die Verriegelungsschaltungen 56a, 56b, . . .
und 56h werden durch das hochfrequente Taktsignal getrie
ben, so daß die binären Datenstücke dadurch verschoben
werden und durch die geschlossene Schleife zirkulieren.
Demgemäß tauchen die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . .
und CKh jeweils an den Ausgangsanschlüssen der Verriege
lungsschaltungen 56a, 56b, . . . und 56h auf. Das Schiebe
register 56 gibt die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . .
und CKh aus.
Nachdem die binären Datenstücke in den Verriegelungs
schaltungen 56a, 56b, . . . und 56h des Schieberegisters 56
voreingestellt sind, wird die Startzeit des Zuführens des
hochfrequenten Taktsignals von dem analogen PLL 50 an das
Schieberegister 56 in Antwort auf die Zeit einer anstei
genden Flanke in dem Referenztaktsignal MCK gesteuert.
Diese Steuerung macht es möglich, daß die Phase des er
sten Taktsignals CKa gleich der des Referenztaktsignals
MCK ist.
Fig. 7 zeigt ein zweites Beispiel des Schiebetaktsi
gnalerzeugungsabschnitts 20. Wie in Fig. 7 gezeigt, bein
haltet der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 Verzö
gerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k), welche in
Kaskade oder Reihe geschaltet sind, um eine Verzögerungs
leitung zu bilden, wobei "k" eine vorbestimmte natürliche
Zahl bezeichnet. Das Referenztaktsignal MCK, welches von
dem Referenztaktsignalgenerator 10 ausgegeben wird, brei
tet sich nacheinander durch die Verzögerungseinheiten
80(1), 80(2), . . . und 80(k) aus, während es dadurch ver
zögert wird. Erste Enden von Schaltern SWb(1), SWb(2), . . .
und SWb(k) sind jeweils mit den Ausgangsanschlüssen
der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k)
verbunden. Zweite Enden der Schalter SWb (1), SWb (2), . . .
und SWb(k) sind mit einem Signalausgabeweg verbunden. In
ähnlicher Weise sind erste Enden von Schaltern SWc(1),
SWc(2), . . . und Swc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und
SWh(k) mit den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungsein
heiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. Zweite En
den der Schalter Swc(1), SWc(2), . . . und Swc(k), . . . und
SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) sind mit Signalausgabewe
gen verbunden. Die Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und
SWb(k), SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und SWh(1),
SWh(2), . . . und SWh(k) arbeiten jeweils zum Ausgeben
der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh. Die Phasen der
Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh unterscheiden sich von
der Phase des Referenztaktsignals MCK. Dekodierer 90b,
90c, . . . und 90h sind mit der Gruppe der Schalter SWb(1),
SWb(2), . . . und SWb(k), der Gruppe der Schalter SWc(1),
SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und der Gruppe der Schalter
SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) jeweils über Datenleitun
gen Lb, Lc, . . . und Lh verbunden.
Der Dekodierer 90b bestimmt die Position eines be
stimmten SWb(?) unter den Schaltern SWb(1), SWb(2), . . .
und SWb(k), über welchen das Taktsignal CKb ausgegeben
werden sollte. Der Dekodierer 90b legt ein Treibersignal
an die Gruppe der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k)
über die Datenleitung Lb an, welches den bestimmten
Schalter SWb(?) einschaltet und die anderen Schalter aus
schaltet. Die Dekodierer 90c, . . . und 90h arbeiten ähn
lich wie der Dekodierer 90b. Demgemäß bestimmen die Deko
dierer 90b, 90c, . . . und 90h die Positionen von bestimm
ten SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) unter den Schaltern
SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), SWc(1), SWc(2), . . . und
Swc(k), . . . und Swh(1), SWh(2), . . . und SWh(k), über wel
che die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh ausgegeben wer
den sollten. Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h führen
den Schaltergruppen über die Datenleitungen Lb, Lc, . . .
und Lh Treibersignale zu, welche die bestimmten Schalter
SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) einschalten und die ande
ren Schalter ausschalten. Unter den durch die Verzöge
rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) erzeugten ver
zögerten Signalen werden sieben ausgewählt. Die ausge
wählten Signale breiten sich durch die bestimmten Schal
ter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) aus, wobei sie als die
Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh ausgegeben werden.
Der Referenztaktsignalgenerator 10 wandelt die Peri
ode des Referenztaktsignals MCK in einen numerischen Wert
um, während die durch jede der Verzögerungseinheiten
80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellte Signalverzö
gerungszeit (die mittlere Signalverzögerungszeit) als ei
ne Zeitauflösung verwendet wird. Der Referenztaktsignal
generator 10 erzeugt Periodendaten CD, welche den numeri
schen Wert der Periode des Referenztaktsignals MCK reprä
sentieren. Der Referenztaktsignalgenerator 10 speist die
Periodendaten CD in die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h
ein. Die CPU 2 (siehe Fig. 1) speist jeweils Verzöge
rungsdaten SDb, SDc, . . . und SDh in die Dekodierer 90b,
90c, . . . und 90h ein. Die Verzögerungsdaten SDb, SDc, . . .
und SDh zeigen die Verzögerungsverhältnisse "x/8" (x: 1,
2, . . ., 7) der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh bezüg
lich des Referenztaktsignals MCK an. Die Verzögerungsda
ten SDb, SDc, . . . und SDh werden auch als die Verhältnis
daten SDb, SDc, . . . und SDh bezeichnet. Die Dekodierer
90b, 90c, . . . und 90h berechnen die Positionen der be
stimmten Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) zum Aus
geben der Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh unter Verwen
dung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten (der
Verhältnisdaten) SDb, SDc, . . . und SDh. Die Dekodierer
90b, 90c, . . . und 90h schalten die bestimmten Schalter
SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) ein. Die bestimmten Schal
ter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) geben jeweils die
Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh aus. Die Taktsignale
CKb, CKc, . . . und CKh ergeben sich aus einem Verzögern
des Referenztaktsignals MCK um Zeitintervalle, unter wel
chen es Unterschiede gleich einem Achtel der Periode des
Referenztaktsignals MCK gibt.
Falls die Periode des Referenztaktsignals MCK gleich
dem 80fachen der Signalverzögerungszeit ist, welche
durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . .
und 80(k) bereitgestellt wird, werden die den numerischen
Wert "80" repräsentierenden Periodendaten CD in die Deko
dierer 90b, 90c, . . . und 90h eingespeist. Unter Verwen
dung der Periodendaten CD und der Verzögerungsdaten SDb,
SDc, . . . und SDh berechnen die Dekodierer 90b, 90c, . . .
und 90h jeweils Verzögerungsgrößen für die Taktsignale
CKb, CKc, . . . und CKh als "80/8", "80.2/8", . . . und "80.7/8".
Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h erfassen be
stimmte Schalter SWb(10), SWc(20), . . . und SWh(70) je
weils entsprechend den berechneten Verzögerungsgrößen.
Die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h schalten die be
stimmten Schalter SWb(10), SWc(20), . . . und SWh(70) ein.
Falls die Frequenz des Referenztaktsignals MCK 20 MHz be
trägt (die Periode des Referenztaktsignals beträgt
50 nsec) und die durch jede der Verzögerungseinheiten
80(1), 80(2), . . . und 80(k) bereitgestellte Signalverzö
gerungszeit 1 nsec beträgt, ist der durch die Periodenda
ten CD repräsentierte numerische Wert 50.
Wie in Fig. 7 gezeigt, beinhaltet der Schiebetaktsi
gnalerzeugungsabschnitt 20 weiter Puffer 92a, 92b, 92c,
. . . und 92h. Das Referenztaktsignal MCK breitet sich
durch den Puffer 92a aus, wobei es nach außen hin als das
Taktsignal Cka mit einer Phase gleich der des Referenz
taktsignals MCK ausgegeben wird. Die Puffer 92b, 92c, . . .
und 92h folgen jeweils auf die Gruppe der Schalter
SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k), die Gruppe der Schalter
SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), . . . und die Gruppe der
Schalter SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k). Die Taktsignale
CKb, CKc, . . . und CKh breiten sich durch die bestimmten
Schalter SWb(?), SWc(?), . . . und SWh(?) und die Puffer
92b, 92c, . . . und 92h aus, wobei sie nach außen hin aus
gegeben werden. Die Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh
weisen Phasen auf, welche sich von der Phase des Refe
renztaktsignals MCK unterscheiden. Auf diese Weise werden
die 8-Phasen-Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh nach außen
ausgegeben, das heißt, an den Verriegelungsabschnitt 22.
Jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2) . . . und
80(k) ist aus zwei Invertierern zusammengesetzt, welche
in Kaskade oder Reihe verbunden sind. Ersatzweise kann
jede der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und
80(k) durch ein Verknüpfungsglied wie etwa ein UND-Gatter
oder ein NICHT-UND-Gatter ausgebildet sein.
Die Periodendaten CD können durch eine Zeit-A/D-Wand
lerschaltung (einen Zeit-A/D-Wandlerabschnitt) erzeugt
werden, welche in Struktur und Eigenschaften den Verzöge
rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) gleiche Verzö
gerungselemente beinhaltet und welche die Verzögerungs
elemente verwendet, um die Periode des Referenztaktsi
gnals MCK in einen numerischen Wert umzuwandeln. Die
Zeit-A/D-Wandlerschaltung (der Zeit-A/D-Wandlerabschnitt)
ist zum Beispiel in US-Patent Nr. 6,218,982 B1 gezeigt,
deren Offenbarungsgehalt hiermit im Wege der Bezugnahme
auf genommen wird.
Wie in Fig. 7 gezeigt, empfängt der Referenztaktsi
gnalgenerator 10 ein Basistaktsignal PREF von einer ge
eigneten Vorrichtung (nicht gezeigt). Das Basistaktsignal
PREF weist eine feste Frequenz auf, welche niedriger als
die Frequenz des Referenztaktsignals MCK ist. Der Refe
renztaktsignalgenerator 10 implementiert eine Digitalsi
gnalverarbeitung, durch welche die Frequenz des nieder
frequenten Taktsignals PREF multipliziert wird, um das
Referenztaktsignal MCK zu erhalten. Der Referenztaktsi
gnalgenerator 10 beinhaltet eine Ringverzögerungsleitung
60, welche aus in einem Ring verbundenen und in Struktur
und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2),
. . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt
20 gleichen Verzögerungseinheiten zusammengesetzt ist.
Ein Impuls wird von einer geeigneten externen Vorrichtung
(nicht gezeigt) in die Ringverzögerungsleitung 60 einge
geben. Der Impuls zirkuliert durch die Ringverzögerungs
leitung 60, während er durch die Verzögerungseinheiten
hierin verzögert wird. Die Ausgangssignale von den jewei
ligen Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungslei
tung 60 werden in die nächststufigen Verzögerungseinhei
ten, einen Zeit-A/D-Wandler 62 und einen digital gesteu
erten Oszillator 64 eingespeist.
Der Zeit-A/D-Wandler 62 beinhaltet einen Zähler und
einen Kodierer. Der Zähler mißt die Anzahl von Malen, die
der Impuls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft. Der
Kodierer erfaßt die Position des Impulses in der Ringver
zögerungsleitung 60 zu einer Zeit jeder ansteigenden
Flanke (oder jeder absteigenden Flanke) in dem niederfre
quenten Taktsignal PREF. Durch den Zähler erzeugte Daten
werden als Daten höherwertiger Bits verwendet, welche die
gemessene Anzahl von Malen, welche der Impuls die Ring
verzögerungsleitung 60 durchläuft, anzeigen. Von dem Ko
dierer erzeugte Daten werden als Daten niederwertiger
Bits verwendet, welche die erfaßte Position des Impulses
in der Ringverzögerungsleitung 60 anzeigen. Die Daten hö
herwertiger Bits und die Daten niederwertiger Bits werden
in digitale Daten mit einer vorgeschriebenen Anzahl von
Bits kombiniert. Der Zeit-A/D-Wandler 62 gibt die Digi
taldaten an einen Datenprozessor 66 aus. In anderen Wor
ten, der Zeit-A/D-Wandler 62 greift auf: die Ringverzöge
rungsleitung 60 zu und mißt dadurch den Moment des Auf
tretens jeder ansteigenden Flanke (oder jeder absteigen
den Flanke) in dem niederfrequenten Taktsignal PREF, wäh
rend er die durch jede der Verzögerungseinheiten in der
Ringverzögerungsleitung 60 bereitgestellten Signalverzö
gerungszeiten als eine Zeitauflösung verwendet. Der Zeit-
A/D-Wandler 62 erzeugt Digitaldaten, welche jeden gemes
sen Moment repräsentieren, und gibt sie aus. Die Ausgabe
daten von dem Zeit-A/D-Wandler 62 werden als die Moment
daten bezeichnet.
Der Datenprozessor 66 empfängt die Momentdaten von
dem Zeit-A/D-Wandler 62. Der Datenprozessor 66 berechnet
die Differenz zwischen benachbarten gemessenen Momenten,
welche durch die Momentdaten repräsentiert werden, und
erzeugt Daten, welche die Periode des niederfrequenten
Taktsignals PREF repräsentieren. Der Datenprozessor 66
gibt die PREF-Periodendaten an einen Dividierer 70 aus.
Daher wird der Dividierer 70 über die Periode des nieder
frequenten Taktsignals PREF informiert. Ein Register 68
wird vorher mit Daten, welche einen Frequenzmultiplikator
zum Erzeugen des Referenztaktsignals MCK aus dem nieder
frequenten Taktsignal PREF repräsentieren, geladen. Das
Register 68 gibt die Frequenzmultiplikatordaten an den
Dividierer 70 aus. Daher wird der Dividierer 70 über den
Frequenzmultiplikator informiert. Die Vorrichtung 70
teilt die Periode des niederfrequenter. Taktsignals PREF
durch den Frequenzmultiplizierer, um die Periode des Re
ferenztaktsignals MCK zu berechnen. Der Dividierer 70
gibt Daten, welche den ganzzahligen Teil des Divisionser
gebnisses repräsentieren, an eine Datenverriegelungs
schaltung 72 aus. Der Dividierer 70 gibt Daten, welche
den Dezimalteil des Divisionsergebnisses repräsentieren,
an eine Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 aus.
Die Datenverriegelungsschaltung 72 verriegelt den
ganzzahligen Teil der Ausgangsdaten von dem Dividierer
70, wodurch die Periodendaten CD erzeugt werden. Die Da
tenverriegelungsschaltung 72 gibt die Periodendaten CD an
den digital gesteuerten Oszillator 64 als Steuerdaten
hierfür aus. Außerdem gibt die Datenverriegelungsschal
tung die Periodendaten CD an die Dekodierer 90b, 90c, . . .
und 90h in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20
aus. Der digital gesteuerte Oszillator 64 ist in der Ge
staltung dem Zeit-A/D-Wandler 62 ähnlich. Der digital ge
steuerte Oszillator 64 greift auf die Ringverzögerungs
leitung 60 zu. Der digital gesteuerte Oszillator 64 über
wacht die Anzahl von Malen, die der Impuls die Ringverzö
gerungsleitung 60 durchläuft, und auch die Position des
Impulses in der Ringverzögerungsleitung 60. Mit Bezug auf
die überwachte Information mißt der digital gesteuerte
Oszillator 64 das Zeitintervall entsprechend den Peri
odendaten (den Steuerdaten) CD, während die durch jede
der Verzögerungseinheiten in der Ringverzögerungsleitung
60 bereitgestellten Signalverzögerungszeiten als eine
Zeitauflösung verwendet werden. Der digital gesteuerte
Oszillator 64 erzeugt ein Impulssignal pro Zeitintervall
messung als ein Einheitszeitsegment des Referenztaktsi
gnals MCK und gibt es aus. Auf diese Weise erzeugt der
digital gesteuerte Oszillator 64 das Referenztaktsignal
MCK und gibt es aus.
Die Frequenzfeineinstellungsschaltung 74 addiert "1"
zu den verriegelten Daten in der Datenverriegelungsschal
tung 72 mit einer Rate entsprechend dem Dezimalteil des
Divisionsergebnisses, welcher durch den Dezimalteil der
Ausgangsdaten von dem Dividierer 70 repräsentiert wird.
Die Datenverriegelungsschaltung 72 gibt die sich aus Ad
dition ergebenden Daten als die Periodendaten (die Steu
erdaten) CD aus. Die durch die Frequenzfeineinstellungs
schaltung 74 implementierte Addition verhindert eine Zu
nahme des Phasenfehlers des Referenztaktsignals MCK be
züglich des niederfrequenten Taktsignals PREF.
Die Ringverzögerungsleitung 60, der Zeit-A/D-Wandler
62, der digital gesteuerte Oszillator 64 und andere zuge
hörige Vorrichtungen und Schaltungen bilden einen digita
len PLL. Der digitale PLL wird zum Beispiel in US-Patent
Nr. 5,477,196 gezeigt, dessen Offenbarungsgehalt hiermit
durch Bezugnahme eingeschlossen ist. Dia Steuerdaten (die
Periodendaten) CD, welche von der Datenverriegelungs
schaltung 72 an den digital gesteuerten Oszillator 64
ausgegeben werden, repräsentieren den Zahlenwert der Pe
riode des Referenztaktsignals MCK mit einer Zeitauflösung
gleich der Signalverzögerungszeit, welche durch jede der
Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem
Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 bereitgestellt
wird. Wie zuvor erwähnt, werden die von der Datenverrie
gelungsschaltung 72 ausgegebenen Periodendaten (die Steu
erdaten) CD in die Dekodierer 90b, 90c, . . . und 90h in
den Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 eingespeist.
Die Verzögerungseinheiten, welche die Ringverzöge
rungsleitung 60 bilden, sind in Struktur und Eigenschaf
ten den Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k)
in dem Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 gleich.
Daher ist die Temperaturabhängigkeit der durch jede der
die Ringverzögerungsleitung 60 aufbauenden Verzögerungs
einheiten bereitgestellten Signalverzögerungszeit gleich
der der durch jede der Verzögerungseinheiten 80(1),
80(2), . . . und 80(k) bereitgestellten Signalverzögerungs
zeit. Demgemäß ist es möglich, die Temperaturabhängigkei
ten der Phasen der Taktsignale CKa, CKb, . . . und CKh re
lativ zu der Phase des Referenztaktsignals MCK auszuglei
chen.
Der Referenztaktsignalgenerator 10 entspricht einer
digital gesteuerten Oszillationsschaltung. Der Zeit-A/D-
Wandler 62 agiert als eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrich
tung. Der Dividierer 70 agiert als eine Dividiereinrich
tung. Der digital gesteuerte Oszillator 64 agiert als ei
ne Signalausgabeeinrichtung.
Die Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1),
80(2), . . . und 80(k), der Schalter SWb(1), SWb(2), . . .
und SWb(k) und des Dekodierers 90b kann als eine Phasen
verschiebungsschaltung zum Erzeugen eines Taktsignals mit
einer gewünschten Phasendifferenz bezüglich des Referenz
taktsignals MCK verwendet werden.
Eine zweite Ausführungsform dieser Erfindung ist der
ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des
sen, daß der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 kon
zipiert ist, um Taktsignale unterschiedlicher Phasen zu
erzeugen, deren Gesamtzahl von 8 verschieden ist. Um
9-Phasen- oder Mehr-Phasen-Taktsignale zu erzeugen, sind
die Gesamtzahl von D-Flipflops in dein Verriegelungsab
schnitt 22 und die Gesamtzahl von Korrelationsvorrichtun
gen von 8 demgemäß erhöht. In diesem Fall wird eine höhe
re Auflösung der Zeitintervallmessung oder der Abstands
messung erreicht. Um 7-Phasen- oder Weniger-Phasen-Takt
signale zu erzeugen, sind die Gesamtzahl von D-Flipflops
in dem Verriegelungsabschnitt 22 und die Gesamtzahl von
Korrelationsvorrichtungen von 8 demgemäß verringert. In
diesem Fall kann eine Vorrichtungsstruktur kleinerer Aus
dehnung bereitgestellt werden.
Falls Taktsignale von 7 Phasen oder weniger Phasen
erzeugt werden, kann die Anzahl von Malen der Ausführung
der Abstandsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt er
höht werden.
Vorzugsweise sind die Gesamtzahl von Abstandsmeßwin
kelpunkten und die Frist zur Abstandsmessung, welche alle
Abstandsmeßwinkelpunkte abdeckt, gemäß der Größe und
Fahrleistung des Bezugsfahrzeugs vorab entschieden. Ein
einer Abstandsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt
zugeordnetes Zeitintervall weist eine obere Grenze auf.
Daher ist die Anzahl von Malen der Ausführung der Ab
standsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt durch das
oben erwähnte zugeordnete Zeitintervall begrenzt. Für die
Steuerung, daß das Bezugsfahrzeug automatisch einem vor
aus befindlichen Fahrzeug folgt, liegt ein einer Ab
standsmessung bei einem Abstandsmeßwinkelpunkt zugeordne
tes Zeitintervall bevorzugt in dem Bereich von 5 µsec bis
50 µsec. Die Anzahl von Malen der Ausführung der Ab
standsmessung für jeden Abstandsmeßwinkelpunkt ist gemäß
dem oben erwähnten zugeordneten Zeitintervall und einem
in der einmaligen Ausführung der Abstandsmessung ver
brauchten Zeitintervall voreingestellt. Um eine höhere
Genauigkeit einer Abstandsmessung zu erreichen, ist die
Anzahl von Malen der Ausführung der Abstandsmessung für
jeden Abstandsmeßwinkelpunkt auf einen vergleichsweise
hohen Wert voreingestellt.
Eine dritte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine
Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform
hiervon. Die dritte Ausführungsform dieser Erfindung be
zieht sich auf ein erstes System oder ein zweites System,
welches wie folgt konzipiert ist.
Das erste System beinhaltet einen Sensor, einen Sen
der, einen Empfänger und eine Zeitintervallmeßvorrich
tung. Der Sensor agiert, um ein zu messendes Objekt zu
erfassen. Wenn der Sensor ein Objekt erfaßt, erzeugt der
Sender ein Funkwellenerfassungssignal in einer Spread-
Spectrum-Technik und sendet das erzeugte Signal. Der Emp
fänger fängt das Erfassungssignal auf. Die Zeitintervall
meßvorrichtung mißt das Zeitintervall zwischen dem Start
moment der Messung und dem Moment des Auffangens des Er
fassungssignals. Die verwendete Zeitintervallmeßvorrich
tung entspricht der in der ersten oder zweiten Ausfüh
rungsform dieser Erfindung.
Das zweite System beinhaltet einen Sender, einen Emp
fänger und eine Zeitintervallmeßvorrichtung. Der Sender
sendet eine Folge von Erfassungssignalen. Der Empfänger
fängt die Erfassungssignale auf. Die Zeitintervallmeßvor
richtung mißt die Zeitintervalle zwischen den Momenten
des Auffangens der Erfassungssignale. Die verwendete Zei
tintervallmeßvorrichtung entspricht der in der ersten
oder zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
Eine vierte Ausführungsform dieser Erfindung ist eine
Modifizierung der ersten oder zweiten Ausführungsform
hiervon. In der vierten Ausführungsform dieser Erfindung
beinhaltet ein Referenztaktsignalgenerator 10 einen Os
zillator zum Erzeugen und Ausgeben des Referenztaktsi
gnals MCK, und ein Zeit-A/D-Wandler empfängt das Refe
renztaktsignal MCK von dem Oszillator. Der Zeit-A/D-Wand
ler ändert die Periode des Referenztaktsignals MCK in ei
nen Zahlenwert und erzeugt Periodendaten CD, welche den
Zahlenwert repräsentieren. Der Zeit-A/D-Wandler speist
die Periodendaten CD in den Schiebetakterzeugungsab
schnitt 20 ein.
Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet eine Ringverzöge
rungsleitung 60, welche aus in einem Ring verbundenen und
in Struktur und Eigenschaften den Verzögerungseinheiten
80(1), 80(2), . . . und 80(k) in dem Schiebetaktsignaler
zeugungsabschnitt 20 gleichen Verzögerungseinheiten zu
sammengesetzt ist. Der Zeit-A/D-Wandler beinhaltet weiter
einen Zähler zum Messen der Anzahl von Malen, die ein Im
puls die Ringverzögerungsleitung 60 durchläuft, und einen
Kodierer zum Erfassen der Position des Impulses in der
Ringverzögerungsleitung 60 zu einer vorgeschriebenen
Zeit. Durch den Zähler erzeugte Daten und durch den Ko
dierer erzeugte Daten werden beim Ändern der Periode des
Referenztaktsignals MCK in einen Zahlenwert verwendet.
Eine fünfte Ausführungsform dieser Erfindung ist der
ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des
sen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt
modifiziert ist. Fig. 8 zeigt den Schiebetakterzeugungs
abschnitt 20 in der fünften Ausführungsform dieser Erfin
dung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in
Fig. 8 beinhaltet jeweils Verzögerungsleitungen für die
Taktsignale CKb, CKc, . . . und CKh. Jede der Verzögerungs
leitungen ist aus in Kaskade oder Reihe verbundenen Ver
zögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) zusammen
gesetzt. In Bezug auf das Taktsignal CKb sind die Schal
ter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) jeweils mit den Aus
gangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungseinheiten
80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden. In Bezug auf das
Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1), SWc (2), . . . und
SWc(k) jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der entspre
chenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k)
verbunden. In ähnlicher Weise sind in Bezug auf die Takt
signale CKd, . . . und CKh die Schalter SWd(1), SWd(2), . . .
und SWd(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) mit
den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzögerungs
einheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(k) verbunden.
Eine sechste Ausführungsform dieser Erfindung ist der
ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme des
sen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie folgt
modifiziert ist. Fig. 9 zeigt den Schiebetakterzeugungs
abschnitt 20 in der sechsten Ausführungsform dieser Er
findung. Der Schiebetaktsignalerzeugungsabschnitt 20 in
Fig. 9 beinhaltet in Kaskade oder Reihe verbundene Verzö
gerungseinheiten, um eine Verzögerungsleitung aufzubauen.
Eine erste der Verzögerungseinheiten empfängt das Refe
renztaktsignal MCK. Das Referenztaktsignal MCK breitet
sich durch die Verzögerungseinheiten aus, während es
hierdurch nacheinander verzögert wird. Die Verzögerungs
einheiten sind in sieben Gruppen, welche jeweils den
Taktsignalen CKb, CKc, . . . und CKh zugeordnet sind, un
terteilt. Jede der sieben Gruppen weist eine gegebene An
zahl aufeinanderfolgender Verzögerungseinheiten 80(1),
80(2), . . . und 80(m) auf. In Bezug auf das Taktsignal CKb
sind die Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(m) jeweils
mit den Ausgangsanschlüssen der entsprechenden Verzöge
rungseinheiten 80(1), 80(2), . . . und 80(m) verbunden. In
Bezug auf das Taktsignal CKc sind die Schalter SWc(1),
SWc(2), . . . und SWc(m) jeweils mit den Ausgangsanschlüs
sen der entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1),
80(2), . . . und 80(m) verbunden. In ähnlicher Weise sind
in Bezug auf die Taktsignale CKd, . . . und CKh die Schal
ter SWd(1), SWd(2), . . . und SWd(m), . . . und SWh(1),
SWh(2), . . . und SWh(m) mit den Ausgangsanschlüssen der
entsprechenden Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . .
und 80(m) verbunden.
Eine siebente Ausführungsform dieser Erfindung ist
der ersten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme
dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie
folgt modifiziert ist. Fig. 10 zeigt den Schiebetakter
zeugungsabschnitt 20 in der siebenten Ausführungsform
dieser Erfindung. Einer oder mehrere der Schalter SWb(1),
SWb(2), . . . und SWb(k) sind von dem Schiebetaktsignaler
zeugungsabschnitt 20 in Fig. 10 weggelassen. In ähnlicher
Weise ist einer oder mehrere der Schalter SWc(1), SWc(2),
und SWc(k), . . . und SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k)
weggelassen.
Insbesondere sind bezüglich des Taktsignals CKb spä
tere der Schalter SWb(1), SWb(2), . . . und SWb(k) wegge
lassen. Bezüglich des Taktsignals CKh sind frühere der
Schalter SWh(1), SWh(2), . . . und SWh(k) weggelassen. Be
züglich der anderen Taktsignale sind dazwischenliegende
der Schalter weggelassen.
Eine achte Ausführungsform dieser Erfindung ist der
sechsten Ausführungsform hiervon ähnlich mit Ausnahme
dessen, daß der Schiebetakterzeugungsabschnitt 20 wie
folgt modifiziert ist. In der achten Ausführungsform die
ser Erfindung sind einer oder mehrere der Schalter
Swb(1), SWb(2), . . . und SWb(m) von dem Schiebetaktsignal
erzeugungsabschnitt 20 weggelassen (siehe Fig. 9). In
ähnlicher Weise ist einer oder mehrere der Schalter
SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(m), . . . und SWh(1), SWh(2),
. . . und SWh(m) weggelassen.
Fig. 11 zeigt eine Taktsignalerzeugungsvorrichtung
gemäß einer neunten Ausführungsform dieser Erfindung. Die
Vorrichtung von Fig. 11 beinhaltet einen digitalen
PLL 94, eine Frequenzteilerschaltung 96, eine Phasen
schieberschaltung 98 und eine Exklusiv-ODER-Schaltung 99.
Der digitale PLL 94 empfängt ein niederfrequentes
Taktsignal (ein Basistaktsignal) PREF mit einer festen
Frequenz. Der digitale PLL 94 multipliziert die Frequenz
des niederfrequenten Taktsignals PREF mit einer vorge
schriebenen Zahl, wodurch er ein hochfrequentes Taktsi
gnal Pout mit einer Frequenz von beispielsweise 80 MHz
erzeugt. Der digitale PLL 94 ist im Aufbau dem Referenz
taktsignalgenerator 10 in Fig. 7 ähnlich. Wie in Fig. 12
gezeigt, ist der Arbeitszyklus des hochfrequenten Taktsi
gnals Pout kleiner als 50%. Der digitale PLL 94 gibt das
hochfrequente Taktsignal Pout an die Frequenzteilerschal
tung 96 aus.
Die Frequenzteilerschaltung 96 halbiert die Frequenz
des hochfrequenten Taktsignals Pout, wodurch ein mittel
frequentes Taktsignal CK0 mit einer Frequenz von bei
spielsweise 40 MHz erzeugt wird. Wie in Fig. 12 gezeigt,
invertiert sich der logische Zustand des mittelfrequenten
Taktsignals CK0 zu der Zeit jeder ansteigenden Flanke in
dem hochfrequenten Taktsignal Pout. Das mittelfrequente
Taktsignal CK0 weist einen Arbeitszyklus von 50% auf. Die
Frequenzteilerschaltung 96 gibt das mittelfrequente Takt
signal CK0 an die Phasenschieberschaltung 98 und die Ex
klusiv-ODER-Schaltung 99 aus.
Der digitale PLL 94 erzeugt Steuerdaten, welche für
die Erzeugung des hochfrequenten Taktsignals Pout verwen
det werden. Die Steuerdaten mit Ausnahme ihres niedrig
sten Bits werden von dem digitalen PLL 94 als Periodenda
ten CD ausgegeben. Die Periodendaten CD werden von dem
digitalen PLL 94 in die Phasenschieberschaltung 98 einge
speist.
Die Phasenschieberschaltung 98 verschiebt die Phase
des mittelfrequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der
Periode hiervon in Antwort auf die Periodendaten CD, wo
durch ein anderes mittelfrequentes Taktsignal CK1 erzeugt
wird. Die Phasenschieberschaltung 98 gibt das mittelfre
quente Taktsignal CK1 an die Exklusiv-ODER-Schaltung 99
aus. Die Phasenschieberschaltung 98 ist im Aufbau der
Kombination der Verzögerungseinheiten 80(1), 80(2), . . .
und 80(k), der Schalter SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k),
des Dekodierers 90c und des Puffers 92c in Fig. 7 ähn
lich. Der Dekodierer 90c in der Phasenschieberschaltung
98 empfängt die Periodendaten CD. Ebenso empfängt der De
kodierer 90c Verzögerungsdaten SDc, welche ein voreinge
stelltes Verzögerungsverhältnis (1/4) anzeigen. Der Deko
dierer 90c bestimmt die Position eines bestimmten SWc(?)
unter den Schaltern SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k), über
welchen das gewünschte Taktsignal CK1 ausgegeben werden
sollte. Der Dekodierer 90c führt der Gruppe der Schalter
SWc(1), SWc(2), . . . und SWc(k) ein Treibersignal zu, wel
ches den bestimmten Schalter SWb(?) einschaltet und die
anderen Schalter ausschaltet. Somit gibt die Phasenschie
berschaltung 98 das mittelfrequente Taktsignal CK1 aus,
welches sich aus einem Verschieben der Phase des mittel
frequenten Taktsignals CK0 um ein Viertel der Periode
hiervon ergibt. Wie in Fig. 12 gezeigt, weist das mittel
frequente Taktsignal CK1 einen Arbeitszyklus von 50% auf.
Die Exklusiv-ODER-Schaltung 99 führt eine Exklusiv-
ODER-Operation zwischen den mittelfrequenten Taktsignalen
CK0 und CK1 aus, wodurch ein hochfrequentes Taktsignal
CK2 mit einer Phase und einer Frequenz gleich denen des
hochfrequenten Taktsignals Pout erzeugt wird. Die Exklu
siv-ODER-Schaltung 99 gibt das hochfrequente Taktsignal
CK2 als ein Referenztaktsignal (zum Beispiel das Refe
renztaktsignal MCK) aus. Wie in Fig. 12 gezeigt, weist
das hochfrequente Taktsignal CK2 einen Arbeitszyklus von
50% auf.
Die Vorrichtung von Fig. 11 kann als eine Arbeitszy
klusumwandlungsschaltung verwendet werden. Der Arbeitszy
klus des hochfrequenten Taktsignals CK2 kann in Überein
stimmung mit dem durch die Verzögerungsdaten SDc ange
zeigten Verzögerungsverhältnis eingestellt werden.
Claims (22)
1. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung zum Erzeugen
eines Schiebetaktsignals mit einer vorgeschriebenen
Phasendifferenz bezüglich eines Referenztaktsignals,
welche aufweist:
eine Verzögerungsleitung, welche das Referenz taktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhal tet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungslei tung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird;
einen Schiebetaktsignalausgangsweg;
eine Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungsele mente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schie betaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in sei ner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsi gnal, welches sich aus einem Verzögern des Referenz taktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimm ten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und
eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestim men des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schal ters in seine Ein-Position.
eine Verzögerungsleitung, welche das Referenz taktsignal empfängt und eine Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Einheitsverzögerungselementen beinhal tet, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente eine vorgeschriebene Signalverzögerungszeit liefert und das Referenztaktsignal in der Verzögerungslei tung fortschreitet, während es nacheinander durch die Einheitsverzögerungselemente verzögert wird;
einen Schiebetaktsignalausgangsweg;
eine Gruppe von Schaltern mit ersten, jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Einheitsverzögerungsele mente verbundenen Enden und zweiten, mit dem Schie betaktsignalausgangsweg verbundenen Enden, wobei, wenn sich ein bestimmter unter den Schaltern in sei ner Ein-Position befindet, ein verzögertes Taktsi gnal, welches sich aus einem Verzögern des Referenz taktsignals um ein vorgeschriebenes Zeitintervall ergibt, als das Schiebetaktsignal über den bestimm ten Schalter an den Schiebetaktsignalausgangsweg übertragen wird; und
eine Schaltersteuerungseinrichtung zum Bestim men des bestimmten unter den Schaltern auf der Grundlage von Daten, welche eine Phasendifferenz des Schiebetaktsignals bezüglich des Referenztaktsignals darstellen, und zum Einstellen des bestimmten Schal ters in seine Ein-Position.
2. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
1, welche eine Mehrzahl von Verzögerungsleitungen,
von denen jede im Aufbau der zuvor erwähnten Verzö
gerungsleitung gleich ist, eine Mehrzahl von Gruppen
von Schaltern, von denen jede im Aufbau der zuvor
erwähnten Gruppe von Schaltern gleich ist, eine
Mehrzahl von Schiebetaktsignalausgangswegen, von de
nen jeder im Aufbau dem zuvor erwähnten Schiebetakt
signalausgangsweg gleich ist, und eine Mehrzahl von
Schaltersteuerungseinrichtungen, von denen jede im
Aufbau der zuvor erwähnten Schalterteuereinrichtung
gleich ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vor
geschriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Refe
renztaktsignals zu erzeugen, wobei sich die vorge
schriebenen Phasendifferenzen voneinander unter
scheiden, wobei eine Anzahl der Verzögerungsleitun
gen, eine Anzahl von Gruppen von Schaltern, eine An
zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine An
zahl der Schaltersteuerungseinrichtungen einer An
zahl der Schiebetaktsignale entspricht.
3. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
1, welche eine Mehrzahl von Gruppen von Schaltern,
von denen jeder im Aufbau der zuvor erwähnten Gruppe
von Schaltern gleich ist, eine Mehrzahl von Schiebe
taktsignalausgangswegen, von denen jeder im Aufbau
dem zuvor erwähnten Schiebetaktsignalausgangsweg
gleich ist, und eine Mehrzahl von Schaltersteue
rungseinrichtungen, von denen jede im Aufbau der zu
vor erwähnten Schaltersteuerungseinrichtung gleich
ist, aufweist, um Schiebetaktsignale mit vorge
schriebenen Phasendifferenzen bezüglich des Refe
renztaktsignals zu erzeugen, wobei sich die vorge
schriebenen Phasendifferenzen voneinander unter
scheiden, wobei erste Enden der Schalter in jeder
der Gruppen jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der
Einheitsverzögerungselemente verbunden sind und wo
bei eine Anzahl der Gruppen von Schaltern, eine An
zahl der Schiebetaktsignalausgangswege und eine An
zahl der Schaltersteuerungseinrichtungen einer An
zahl der Schiebetaktsignale entspricht.
4. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
3, wobei die Schaltergruppen mit den Ausgangsan
schlüssen einiger unter den Einheitsverzögerungsele
menten in Übereinstimmung mit den vorgeschriebenen
Phasendifferenzen der zugehörigen Schiebetaktsignale
bezüglich des Referenztaktsignals verbunden sind.
5. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
4, wobei die Einheitsverzögerungselemente in Gruppen
mit einer Anzahl gleich der Anzahl der Schiebetakt
signale getrennt sind und die Schaltergruppen je
weils mit Einheitsverzögerungselementen in den ent
sprechenden Einheitsverzögerungselementgruppen ver
bunden sind.
6. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
1, welche weiter einen Referenztaktsignalausgangsweg
zum unveränderten Ausgeben des Referenztaktsignals
nach außen aufweist.
7. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
1, wobei jedes der Einheitsverzögerungselemente ein
Verknüpfungsglied zum Bereitstellen der vorgeschrie
benen Signalverzögerungszeit beinhaltet.
8. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
1, wobei die Schaltersteuerungseinrichtung zum Be
stimmen des bestimmten unter den Schaltern auf der
Grundlage von Periodendaten und Verhältnisdaten ar
beitet, wobei die Periodendaten einen Zahlenwert ei
ner Periode des Referenztaktsignals darstellen, wäh
rend eine Zeitauflösung durch die vorgeschriebene,
durch jedes der Einheitsverzögerungselemente bereit
gestellte Signalverzögerungszeit gegeben ist, und
die Verhältnisdaten ein Verhältnis zwischen der Ver
zögerungszeit des Schiebetaktsignals relativ zu dem
Referenztaktsignal und der Periode des Referenztakt
signals darstellen.
9. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
8, wobei das durch die Verhältnisdaten dargestellte
Verhältnis gleich y/(x+1) ist und "x" eine vorbe
stimmte natürliche Zahl bezeichnet und "y" eine na
türliche Zahl in einem Bereich von "1" bis "x" be
zeichnet.
10. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
9, welche weiter aufweist:
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird; und
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Periodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung.
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird; und
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Einspeisen der Periodendaten in die Schaltersteuerungseinrichtung.
11. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
8, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillati
onsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer
Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauf
lösung durch die vorgeschriebene, durch jedes der
Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal
verzögerungszeit gegeben ist, aufweist, wobei die
digital gesteuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten
beim Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen
Signals verwendet, die Verzögerungsleitung das von
der digital gesteuerten Oszillationsschaltung ausge
gebene Signal als das Referenztaktsignal empfängt,
und die Schaltersteuerungseinrichtung zum Verwenden
der Steuerdaten als die Periodendaten arbeitet.
12. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
8, welche weiter eine digital gesteuerte Oszillati
onsschaltung zum Ausgeben eines Signals mit einer
Periode, welche steuerbar ist, während eine Zeitauf
lösung durch das vorgeschriebene, durch jedes der
Einheitsverzögerungselemente bereitgestellte Signal
verzögerungszeit gegeben ist, wobei die digital ge
steuerte Oszillationsschaltung Steuerdaten beim
Steuern der Periode des hiervon ausgegebenen Signals
verwendet, und eine Frequenzteilerschaltung zum Tei
len einer Frequenz des von der digital gesteuerten
Oszillationsschaltung ausgebeben Signals, um das Re
ferenztaktsignal mit einem Arbeitszyklus von 50% zu
erzeugen, aufweist, wobei die Verzögerungsleitung
das durch die Frequenzteilerschaltung erzeugte Refe
renztaktsignal empfängt und die Schaltersteuerungs
einrichtung zum Verdoppeln einer durch die Steuerda
ten dargestellten Periode, um die Periode des Refe
renztaktsignals zu berechnen, und zum Erzeugen der
Periodendaten in Übereinstimmung mit der berechneten
Periode arbeitet.
13. Schiebetaktsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch
11, wobei die digital gesteuerte Oszillationsschal
tung beinhaltet:
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird;
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Ausgeben der Periodendaten;
eine Teilungseinrichtung zum Teilen eines Werts der von der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgege benen Periodendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuerdaten zu erzeugen; und
eine Signalausgabeeinrichtung zum Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl von Ma len, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungse lement in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impuls breite jedesmal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von Malen einander gleich werden.
eine Ringverzögerungsleitung, welche eine Mehr zahl von in einer geschlossenen Schleife verbundenen und in Eigenschaften den Einheitsverzögerungselemen ten in der zuvor erwähnten Verzögerungsleitung glei chen Einheitsverzögerungselementen beinhaltet, wobei ein Impulssignal durch die Ringverzögerungsleitung zirkuliert, während es durch die Einheitsverzöge rungselemente verzögert wird;
eine Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung zum Zählen einer Anzahl von Malen, die das Impulssignal die Ringverzögerungsleitung umläuft, zum Erzeugen der Periodendaten in Antwort auf die gezählte Anzahl von Malen und zum Ausgeben der Periodendaten;
eine Teilungseinrichtung zum Teilen eines Werts der von der Zeit-A/D-Umwandlungseinrichtung ausgege benen Periodendaten durch eine voreingestellte Zahl, um die Steuerdaten zu erzeugen; und
eine Signalausgabeeinrichtung zum Vergleichen eines Werts der Steuerdaten mit einer Anzahl von Ma len, die das Impulssignal ein Einheitsverzögerungse lement in der Ringverzögerungsleitung passiert, und zum Ausgeben eines Signals vorgeschriebener Impuls breite jedesmal, wenn der Wert der Steuerdaten und die Anzahl von Malen einander gleich werden.
14. Zeitmeßvorrichtung, welche aufweist:
eine Schiebetaktsignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Mehrzahl von Schiebetaktsignalen in Antwort auf ein Referenztaktsignal, wobei die Schie betaktsignale eine Periode aufweisen, welche gleich einer Periode des Referenztaktsignals ist, und die Schiebetaktsignale Phasen aufweisen, welche vonein ander verschieden sind;
eine Signaleingabeeinrichtung zum Umwandeln ei nes Eingabesignals in binäre Signale jeweils in Ant wort auf durch die Schiebetaktsignalerzeugungsein richtung erzeugte Schiebetaktsignale, wobei das Ein gangssignal eine Impulsfolge eines Pseudozufalls rauschcodes enthält;
eine Korrelationsberechnungseinrichtung zum Be rechen von Korrelationen zwischen dem Pseudozufalls rauschcode und den durch die Signaleingabeeinrich tung erzeugten Binärsignalen;
eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berechneten Kor relationen auftritt; und
Messen eines Zeitintervalls von einem vorge schriebenen Moment bis zu einem Moment eines Auftre tens der Impulsfolge in dem Eingangssignal auf der Grundlage des durch die Erfassungseinrichtung erfaß ten Moments.
eine Schiebetaktsignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Mehrzahl von Schiebetaktsignalen in Antwort auf ein Referenztaktsignal, wobei die Schie betaktsignale eine Periode aufweisen, welche gleich einer Periode des Referenztaktsignals ist, und die Schiebetaktsignale Phasen aufweisen, welche vonein ander verschieden sind;
eine Signaleingabeeinrichtung zum Umwandeln ei nes Eingabesignals in binäre Signale jeweils in Ant wort auf durch die Schiebetaktsignalerzeugungsein richtung erzeugte Schiebetaktsignale, wobei das Ein gangssignal eine Impulsfolge eines Pseudozufalls rauschcodes enthält;
eine Korrelationsberechnungseinrichtung zum Be rechen von Korrelationen zwischen dem Pseudozufalls rauschcode und den durch die Signaleingabeeinrich tung erzeugten Binärsignalen;
eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelationsberechnungseinrichtung berechneten Kor relationen auftritt; und
Messen eines Zeitintervalls von einem vorge schriebenen Moment bis zu einem Moment eines Auftre tens der Impulsfolge in dem Eingangssignal auf der Grundlage des durch die Erfassungseinrichtung erfaß ten Moments.
15. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei eine An
zahl der Schiebetaktsignale gleich einer vorbestimm
ten Ganzzahl "n" ist und Differenzen zwischen den
Phasen der Schiebetaktsignale gleich der Periode des
Referenztaktsignals geteilt durch die vorbestimmte
Ganzzahl "n" sind.
16. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei die durch
die Korrelationsberechnungseinrichtung berechneten
Korrelationen in Paaren vorliegen, von denen jedes
Korrelationen in Bezug auf zwei unter den Schiebe
taktsignalen aufweist, welche Phasen aufweisen, wel
che sich am meisten voneinander unterscheiden, und
welche weiter eine Mittelwertbildungseinrichtung zum
Mitteln von Korrelationen in jedem der Paare zu ei
ner mittleren Korrelation aufweist, wobei die Erfas
sungseinrichtung zum Erfassen eines Moments arbei
tet, in welchem ein Spitzenwert der durch die Mit
telwertbildungseinrichtung erzeugten mittleren Kor
relationen auftritt, als eine Anzeige des Moments
eines Auftretens der Impulsfolge in dem Eingangssi
gnal.
17. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Kor
relationsberechnungseinrichtung eine Synchronisati
onseinrichtung zum Abtasten der durch die Signalein
gabeeinrichtung erzeugten Binärsignale in zweite Bi
närsignale in Antwort auf das Referenztaktsignal und
eine Einrichtung zum Berechnen von Korrelationen
zwischen dem Pseudozufallsrauschcode und den zweiten
Binärsignalen beinhaltet, wobei die Korrelationsbe
rechnungseinrichtung und die Erfassungseinrichtung
in Antwort auf das Referenztaktsignal arbeiten.
18. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Er
fassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in
welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelations
berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen
auftritt, auf der Grundlage entweder (1) eines Mo
ments, in welchem eine der Korrelationen einen vor
geschriebenen Schwellwert überschreitet, oder (2)
einer Phasendifferenz zwischen dem Referenztaktsi
gnal und einem unter den Schiebetaktsignalen, wel
ches der den voreingestellten Schwellwert über
schreitenden Korrelation entspricht, arbeitet.
19. Zeitmeßvorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Er
fassungseinrichtung zum Erfassen eines Moments, in
welchem ein Spitzenwert der durch die Korrelations
berechnungseinrichtung berechneten Korrelationen
auftritt, auf der Grundlage eines Moments, in wel
chem eine der Korrelationen einen voreingestellten
Schwellwert zuerst überschreitet, arbeitet.
20. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung, welche auf
weist:
eine Impulsfolgenerzeugungseinrichtung zum Er zeugen einer Impulsfolge eines Pseudozufallsrausch codes in Synchronität mit einem Referenztaktsignal, wobei der Pseudozufallsrauschcode eine vorgeschrie bene Bitlänge aufweist;
eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen ei ner elektromagnetischen Welle, welche in Überein stimmung mit der durch die Impulsfolgenerzeugungs einrichtung erzeugten Impulsfolge moduliert wird;
eine Empfangseinrichtung zum Empfangen einer Echowelle, welche durch Reflexion der durch die Übertragungseinrichtung übertragenen elektromagneti schen Welle an einem zu messenden Objekt hervorgeru fen wird, und zum Umwandeln der empfangenen Echo welle in ein Empfangsimpulsfolgensignal;
eine Zeitmeßeinrichtung zum Messen eines Zeit intervalls von einem Moment einer Übertragung der elektromagnetischen Welle von der Übertragungsein richtung zu einem Moment eines Empfangs der Echo welle durch die Empfangseinrichtung auf der Grund lage des Pseudozufallsrauschcodes und des Empfangs impulsfolgensignals; und
eine Abstandsberechnungseinrichtung zum Berech nen eines Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitin tervalls;
wobei die Zeitmeßeinrichtung die Zeitmeßvor richtung von Anspruch 14 aufweist.
eine Impulsfolgenerzeugungseinrichtung zum Er zeugen einer Impulsfolge eines Pseudozufallsrausch codes in Synchronität mit einem Referenztaktsignal, wobei der Pseudozufallsrauschcode eine vorgeschrie bene Bitlänge aufweist;
eine Übertragungseinrichtung zum Übertragen ei ner elektromagnetischen Welle, welche in Überein stimmung mit der durch die Impulsfolgenerzeugungs einrichtung erzeugten Impulsfolge moduliert wird;
eine Empfangseinrichtung zum Empfangen einer Echowelle, welche durch Reflexion der durch die Übertragungseinrichtung übertragenen elektromagneti schen Welle an einem zu messenden Objekt hervorgeru fen wird, und zum Umwandeln der empfangenen Echo welle in ein Empfangsimpulsfolgensignal;
eine Zeitmeßeinrichtung zum Messen eines Zeit intervalls von einem Moment einer Übertragung der elektromagnetischen Welle von der Übertragungsein richtung zu einem Moment eines Empfangs der Echo welle durch die Empfangseinrichtung auf der Grund lage des Pseudozufallsrauschcodes und des Empfangs impulsfolgensignals; und
eine Abstandsberechnungseinrichtung zum Berech nen eines Abstands zu dem Objekt auf der Grundlage des durch die Zeitmeßeinrichtung gemessenen Zeitin tervalls;
wobei die Zeitmeßeinrichtung die Zeitmeßvor richtung von Anspruch 14 aufweist.
21. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung nach Anspruch
20, wobei die Impulsfolgenerzeugungseinrichtung eine
Mehrzahl von Malen zum Erzeugen der Impulsfolge des
Pseudozufallsrauschcodes arbeitet, und die Zeitmeß
einrichtung eine Mehrzahl von Malen zum Messen des
Zeitintervalls arbeitet, und die Abstandsberech
nungseinrichtung zum Mitteln der durch die Zeitmeß
einrichtung gemessenen Zeitintervalle zu einem mitt
leren Zeitintervall und zum Berechnen des Abstands
zu dem Objekt auf der Grundlage des mittleren Zeit
intervalls arbeitet.
22. Spread-Spectrum-Abstandsmeßvorrichtung nach Anspruch
21, wobei die Zeitmeßeinrichtung zum Bestimmen einer
Mitte unter den durch die Zeitmeßeinrichtung gemes
senen Zeitintervallen, zum Ausschließen eines oder
mehrerer unter den Zeitintervallen, welche von der
Mitte um mehr als einen vorgeschriebenen Wert abwei
chen, um verbleibende Zeitintervalle zu erhalten,
und zum Mitteln der verbleibenden Zeitintervalle zu
dem mittleren Zeitintervall arbeitet.
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