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ERFINDUNGSGEBIET
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Die
Erfindung betrifft allgemein Detektions- und Entfernungsmeßsysteme
und insbesondere ein optisches Detektions- und Entfernungsmeßsystem.
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BESCHREIBUNG
DES VERWANDTEN STANDS DER TECHNIK
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Detektions-
und Entfernungsmeßsysteme, die
elektromagnetische Energie einsetzen, werden als RADAR-Systeme (radio
detecting and ranging) bezeichnet. Anwendungen von Radarsystemen
variieren vom Detektieren und Entfernungsmessen von interkontinentalen
ballistischen Atomraketen für
die nationale Sicherheit bis zum Detektieren und Entfernungsmessen
von Forellen bei der Sportfischerei. Ein Radarsystem kann einem
Bediener die Fähigkeit verleihen,
Objekte zu „sehen", die durch visuelle
Mittel aufgrund von Begrenzungen des menschlichen Gesichtsinns,
wie etwa Entfernung, visuelle Behinderung und Dunkelheit, nicht
wahrgenommen werden können.
Außerdem
kann ein Radarsystem als ein zusätzliches „Auge" fungieren, um Objekte
zu detektieren, die eine vorbestimmte Grenze ab dem Ort des Radarsystems
durchbrechen. Beispielsweise kann ein Radarsystem in ein Kollisionsvermeidungssystem
in einem Kraftfahrzeug eingebaut sein, um Kollisionen zu verhindern,
indem alle Objekte innerhalb einer vorbestimmten Nähe des Kraftfahrzeugs
detektiert werden, wodurch ein Bediener entsprechende Schritte ergreifen
kann, um die Kollision zu vermeiden.
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Die
grundlegenden Prinzipien eines Radarsystems sind elementar. Ein
Sender des Radarsystems emittiert ein elektromagnetisches Signal.
Das emittierte Signal wird reflektiert, wenn in einer bestimmten
Entfernung von dem Radarsystem ein Ziel vorliegt. Das reflektierte
Signal wird von einem Empfänger
des Radarsystems empfangen. Durch Berechnen der Umlaufzeit des elektromagnetischen
Signals kann die Entfernung des Ziels bestimmt werden. Wenn jedoch
Rauschen und Interferenz in diesen Prozeß eingeführt werden, wird die Bestimmung, ob
ein empfangenes Signal das reflektierte Signal des emittierten Signals
oder ein durch Rauschen und/oder Interferenz verursachtes Signal
ist, schwierig. Um das gewünschte
Signal bei Vorliegen von Rauschen zu differenzieren, emittiert ein
Radarsystem in der Regel das Signal mit einem eingebetteten Code,
wobei wahrnehmbare Differenzen innerhalb des Signals wie etwa Phasenverschiebungen
oder Frequenzänderungen
verwendet werden. Durch den Code kann das Radarsystem das empfangene
Signal mit dem emittierten Signal korrelieren, um zu bestimmen,
ob das empfangene Signal ein Echo des emittierten Signals ist, was
eine positive Detektion eines Ziels anzeigt.
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Eine übliche Art
von Radarsystem, das über Phasenverschiebungen
das Signal codiert, ist ein Impulskompressionsradarsystem mit binärer Phasenmodulation.
Bei diesen Radarsystemen ist das gesendete Signal ein Impuls, der
aus einer Reihe von Teilimpulsen besteht. Die Teilimpulse sind von
gleicher Dauer, und jeder weist eine von zwei vorbestimmten Phasen
auf, wobei die beiden Phasen eine digitale „0" und „1" darstellen. Die gesendeten Signale
werden in einer Sequenz codiert. Durch Korrelieren eines empfangenen
Signals mit mehreren zeitlich verzögerten gesendeten Signalen
kann eine Autokorrelationsfunktion als eine relative Amplitude über die
Zeit aufgetragen werden. Eine typische Autokorrelationsfunktion
enthält
eine zentrale Spitze mit Nebenkeulenspitzen auf beiden Seiten der
zentralen Spitze. Der höchste
relative Amplitudenwert der zentralen Spitze gibt einen Punkt auf
der Autokorrelationsfunktion an, bei der die Korrelation zwischen
dem empfangenen Signal und dem gesendeten Signal am größten ist.
Die entsprechende Zeit dieses Punkts ist die Umlaufzeit, die benötigt wird,
damit sich ein emittierter Impuls von einem Radarsystem zum Ziel
und zurück
ausbreiten kann. Ein Vorliegen der zentralen Spitze in der Autokorrelationsfunktion
läuft auf
eine positive Detektion des Ziels hinaus.
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Eine
Impulskompressionstechnik ist ein attraktives Merkmal für ein Radarsystem,
weil vermieden wird, Signale mit hoher Spitzenleistung zu erzeugen.
Statt dessen nutzt die Impulskompressionstechnik einen langen Impuls
mit niedrigerer Leistung, um die mittlere Leistungskapazität des Systems
effizient anzuwenden. Beim Radarsystem wird dieser lange Impuls
empfangen und dann mit den zeitlich verzögerten gesendeten Impulsen
multipliziert, um die Leistung des ganzen Impulses effizient zu
nutzen. Nach der Multiplikation wird der empfangene Impuls integriert
und auf einem Display aufgetragen. Die Länge des Impulses bestimmt das
Verhältnis
zwischen der zentralen Spitze und den Nebenkeulenspitzen. Ein längerer Impuls
mit einer größeren Anzahl
von Teilimpulsen vergrößert dieses
Verhältnis, was
wiederum das Signal-Rauschverhältis
des Radarsystems senkt. Verschiedene Sequenzen für den gesendeten Impuls weisen
jedoch verschiedene Autokorrelationsfunktioncharakteristiken auf.
Optimalerweise wird eine Codesequenz gewünscht, die Nebenkeulen mit
kleinsten Spitzen erzeugt. Es gibt jedoch nur eine begrenzte Anzahl
von Codes, die die gewünschten
Nebenkeulenverhalten aufweisen. Barker-Codes erzeugen niedrige Nebenkeulen
in der Autokorrelationsfunktion. Der längste Barker-Code, der die
kleinsten Nebenkeulen aufweist, ist leider eine Codesequenz dreizehnter
Ordnung.
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In
der Regel sind die elektromagnetischen Signale, die von Radarsystemen
gesendet werden, Hochfrequenzsignale (HF). Anstelle von HF-Signalen sind
jedoch optische Signale in Radarsystemen verwendet worden. Das US-Patent Nr. 5,141,308
an Danckwerth et al. beschreibt ein Radarsystem, das Laserstrahlimpulse
verwendet, um das Vorliegen und die Entfernung von Objekten zu detektieren.
Das Radarsystem von Danckwerth et al. ist ein Radarsystem vom Impulskompressionstyp,
wie das den Laserstrahlimpuls durch eine Halbleiterlaserdiode erzeugt. Im
Betrieb wird der vom Laser emittierte Laserstrahlimpuls gemäß einer
gewählten
Codesequenz moduliert. Teile des emittierten Laserstrahlimpulses
werden von Zielen zum System zurückreflektiert
und werden von einer Fotodiode empfangen. Die Fotodiode wandelt
Lichtenergie des empfangenen Impulses in einen elektrischen Strom
um. Der Strom wird demoduliert und mit der gewählten Codesequenz, die zeitlich
verzögert
worden ist, korreliert. Anhand der Informationen aus der Korrelation
wird die Entfernung des Ziels auf einer Display- und Zählerschaltung
angezeigt.
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Aus
US 4,053,888 sind ein System
und ein Verfahren gemäß den Oberbegriffen
der Ansprüche
1 bzw. 6 bekannt.
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Aus
US 5,189,428 ist eine Vorrichtung
für die Unterdrückung der
Autokorrelationsnebenkeulen eines Barker-codierten Signals bekannt.
Diese Vorrichtung wird insbesondere bei Radaren mit kurzer Reichweite
verwendet, um unerwünschte
Detektionen dieser Sekundärkeulen
zu reduzieren.
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Aus
EP 0 738 062 A2 ist
ein Empfänger
für codierte
Signale bekannt, der folgendes umfaßt: einen ersten Korrelator,
einen zweiten Korrelator mit einer Zeitverzögerung und Berechnungsmittel,
die einen Addierer zum Erzeugen eines Summensignals der Korrelationssignale
und einen Subtrahierer zum Erzeugen eines Differenzsignals der Korrelationssignale
umfassen.
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Obwohl
Systeme nach dem Stand der Technik für ihre beabsichtigten Zwecke
gut arbeiten, wird ein kosteneffektives Detektions- und Entfernungsmeßsystem
mit einem hohen Grad an Effektivität bezüglich der Zurückweisung
unerwünschter
Signalinterferenz und mit reduzierter Systemkomplexität benötigt.
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KURZE DARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Ein
Verfahren und ein System, um Objekte zu detektieren und ihre Entfernung
zu messen, verwenden summierte und Differenzsignale, um zu bestimmen,
ob ein Ziel in einer vorbestimmten Entfernung vom System vorliegt.
Das summierte und Differenzsignal stellen entsprechende Punkte auf
zwei Diskriminatorfunktionen dar, die durch Summieren und Subtrahieren
zweier Autokorrelationsfunktionen abgeleitet werden. Die beiden
Autokorrelationsfunktionen sind identische Funktionen, außer daß eine um eine
mit Ein-Bit-Periode verschoben worden ist. Durch Analysieren des
summierten und Differenzsignals kann das System Objekte detektieren,
die eine Grenzzone überqueren,
die in einer vorbestimmten Entfernung vom System liegt. Bei einer
Anwendung kann die Erfindung in ein Automobil integriert werden, um
Objekte wie andere Fahrzeuge innerhalb eines vorbestimmten Gebiets
um das Kraftfahrzeug herum zu detektieren, und zwar als Reserve
beim Erfassen, beim Erfassen des toten Winkels und zur Vorkollisionsdetektion
für Fahrzeugsicherheitssysteme.
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Um
das Vorliegen eines Ziels zu detektieren, enthält das System einen Sender,
der ein eindeutiges elektromagnetisches Signal sendet. Das System
enthält
außerdem
einen Empfänger,
der so konfiguriert ist, daß er
das gesendete Signal empfängt,
wenn das gesendete Signal von dem Ziel reflektiert wird. Bevorzugt
enthält
der Sender eine Reihe von Lichtimpulsemittern; ein derartiges eindeutiges
elektromagnetisches Signal ist ein Lichtsignal. Die Lichtimpulsemitter
können
Laserdioden oder mit hoher Frequenz modulierte Leuchtdioden sein.
Der Empfänger
enthält dementsprechend
bevorzugt eine Reihe von Fotodioden, um das reflektierte Lichtsignal
zu empfangen. Jeder der Lichtimpulsemitter kann eindeutig mit einer bestimmten
Fotodiode assoziiert sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform
emittiert der Sender auch ein Anfangssegment vor dem Senden des
Lichtsignals. Das Anfangssegment ist ein Signal, mit dem das System
vor der Verarbeitung des reflektierten Lichtsignals eine Amplitudenreferenz
festlegt, wodurch ein etwaiger Übergangseffekt
im System gesteuert wird. Das Anfangssegment kann ein konstantes
Lichtsignal mit halber Leistung sein. Alternativ kann das Anfangssegment
eine Reihe von Impulsen mit voller Leistung sein, die durch Zwischenräume getrennt
sind, um eine mittlere Leistung gleich der halben Leistung zu halten,
um die Amplitudenreferenz festzulegen.
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Das
gesendete Lichtsignal wird von dem Sender gemäß einem Binärcode, der eine Autokorrelationsfunktion
mit negativen Nebenkeulen aufweist, moduliert. Der Binärcode kann
eine Codesequenz auf Barker-Basis sein. Bevorzugt ist der Binärcode ein
doppelter verketteter Code auf Barker-Basis elfter Ordnung.
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Wenn
das reflektierte Lichtsignal von dem Empfänger empfangen wird, wird das
Signal in ein Paar Korrelatoren eingegeben, die an einen Codesequenzgenerator
angeschlossen sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform besteht der Korrelator
aus einer Mischstufe, die von einer bipolaren Codesequenz in Übereinstimmung
mit der gesendeten Sequenz angesteuert wird. Nach einer Tiefpaßfilterung und
mit einer Zeitverzögerung
zwischen den Sequenzen folgt die Mischstufenausgabe der Autokorrelationsfunktion.
Das empfangene Signal wird von dem ersten Korrelator mit einer zeitlich
verzögerten Version
des Binärcodes,
mit dem das gesendete Lichtsignal moduliert wurde, korreliert. Der
erste Korrelator gibt als Ergebnis der Korrelation ein erstes Autokorrelationssignal
aus. Parallel dazu wird das empfangene Signal auch von einem zweiten
Korrelator mit einer weiteren zeitlich verzögerten Version des Binärcodes korreliert.
Der von dem zweiten Korrelator verwendete zeitlich verzögerte Binärcode wird
jedoch um eine Ein-Bit-Periode weiter verzögert, um ein zweites Autokorrelationssignal
zu erzeugen. Das erste und zweite Autokorrelationssignal werden
zu einer Summiereinrichtung und einer Subtrahiereinrichtung geleitet.
Die Summiereinrichtung erzeugt ein summiertes Signal durch Addieren
des ersten und zweiten Autokorrelationssignals, während die
Subtrahiereinrichtung ein Differenzsignal durch Subtrahieren des
zweiten Autokorrelationssignals vom ersten Autokorrelationssignal
erzeugt.
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Bei
einer Ausführungsform
werden ein Paar Vergleiche dazu verwendet, an dem summierten und Differenzsignal
mit der Amplitudenreferenz eine Schwellwertbildung vorzunehmen,
um zu bestimmen, ob die Signale bezüglich der Referenz positiv oder
negativ sind. Die Signale, an denen eine Schwellwertbildung vorgenommen
wurde, werden von einem Mikrocontroller verarbeitet, um das Vorliegen
oder die Abwesenheit eines Ziels innerhalb der Grenzzone zu bestimmen.
Bei einer weiteren Ausführungsform
wird das Paar Vergleicher durch ein Paar Analog-Digital-(A/D)-Wandler
ersetzt, um das summierte und Differenzsignal zu digitalisieren.
Die digitalisierten Signale werden dann von dem Mikrocontroller
verarbeitet. Bei der Digitalisierungsausführungsform kann die Entfernung
der detektierten Ziele innerhalb der Grenzzone mit größerer Genauigkeit als
bei der vorherigen Ausführungsform
gemessen werden.
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Bei
der bevorzugten Ausführungsform
sind das summierte und Differenzsignal, die durch den Mikrocontroller
abgetastet werden, gemittelte Signale. Bei dieser Ausführungsform
werden das anfängliche summierte
und Differenzsignal von den Vergleichern oder den A/D-Wandlern vorübergehend
in einer Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit vorübergehend gespeichert.
Als nächstes
wird ein weiteres Lichtsignal gesendet, empfangen und kreuzkorreliert.
Die korrelierten Signale werden dann summiert und subtrahiert, um
ein weiteres Paar summierter und Differenzsignale zu erzeugen. Dieser
Zyklus wird wiederholt, bis eine gewünschte Anzahl summierter und
Differenzsignale in der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit gespeichert
sind. Nach dem Empfangen der gewünschten
Anzahl von Signalen werden das summierte und Differenzsignal von
der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit gemittelt, um den Mikrocontroller
abzutasten.
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Bei
der am meisten bevorzugten Ausführungsform
werden die Zyklen durch zwei Arten von Korrelation definiert. Bei
der ersten Art wird der Binärcode,
mit dem die Übertragung
der Lichtsignale moduliert und das empfangene Signal korreliert
wird, nicht geändert.
Bei der zweiten Art jedoch wird der Binärcode invertiert. Somit wird
das gesendete Lichtsignal gemäß dem invertierten
Binärcode
moduliert. Analog wird das empfangene Signal mit invertierten Binärcodes korreliert,
die zeitlich verzögert
sind. Die zwei Arten von Korrelation werden auf abwechselnde Weise
ausgeführt,
um einen etwaigen von dem ersten und zweiten Korrelator verursachten
Gleichstromoffset auf ein Minimum zu reduzieren.
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Ein
detektierbarer Umkreis oder Halb-Umkreis um das System herum kann
festgelegt werden, indem jeder Lichtimpulsemitter in einer bestimmten Richtung
angelegt wird. Jeder Lichtimpulsemitter wird dann eine assoziierte
Grenzzone haben, die auf Ziele hin überwacht wird. Eine von den
Lichtimpulsemittern erzeugte Anzahl von Grenzzonen kann kollektiv
den detektierbaren Umkreis oder Halb-Umkreis definieren. Indem systematisch
von jedem der Lichtimpulsemitter ein Lichtsignal gesendet wird, kann
der ganze Umkreis oder Halb-Umkreis auf Ziele hin überwacht
werden.
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Bei
einem komplexeren System analysiert der Mikrocontroller nachfolgende
summierte und Differenzsignale, um die Bewegungsrichtung eines detektierten
Ziels zu bestimmen. Durch Nachstellen der Zeitverzögerung der
verzögerten
Binärcodes,
die in den ersten und zweiten Korrelator eingespeist werden, kann
das Ziel durch das System verfolgt werden. Im wesentlichen ist das
Nachstellen des verzögerten
Binärcodes
effektiv das Variieren der Entfernung einer Grenzzone von dem System,
die auf Ziele hin überwacht
wird, um das detektierte Ziel zu verfolgen.
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Ein
Vorteil der Erfindung besteht darin, daß das System gegenüber sehr
schwachen Zielrücksignalen
arbeiten kann. Außerdem
ist das System gegenüber
Fehldetektionen aufgrund starker Signalinterferenz von außerhalb
des Grenzgebiets unempfindlich. Die Signalinterferenz kann auf internes
Signalnebensprechen, Streuen des Sendestrahls oder auf starke Rücksignale
von Retroreflektoren mit hoher Verstärkung von außerhalb
des Entfernungsmeßgebiets
zurückzuführen sein.
Die Verwendung des doppelten verketteten Barker-Codes elfter Ordnung
zusammen mit Empfängersignalverarbeitung liefert
eine ausgezeichnete Zurückweisung
unerwünschter
Signalinterferenz durch zeitverzögerungsselektive
Signalverstärkung
und Rauschreduzierung. Geringere Empfindlichkeit gegenüber Interferenzquellen
reduziert die Systemkosten und führt
zu einem kleineren Baustein aufgrund vereinfachter Packungseinschränkungen,
um elektronische Abschirmung und optische Rückstreuung zu berücksichtigen.
Der doppelte verkettete Barker-Code elfter Ordnung weist eine Autokorrelationsfunktion
mit starker Spitze und minimaler Verstärkung und Welligkeit außerhalb
der Spitze auf, wodurch die Empfängersignalverarbeitung
das empfangene Signal selektiv über ein
schmales Gebiet von Entfernungsverzögerung an die Sendesequenz
anpassen kann.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine Darstellung eines Kraftfahrzeugs, das eine Reihe von Näherungsdetektoren
gemäß der vorliegenden
Erfindung verkörpert.
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2 ist
eine partielle Autokorrelationsfunktion eines doppelten verketteten
Codes auf Barkerbasis elfter Ordnung mit einer zentralen Spitze,
die bei t = T zentriert ist.
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3 ist
eine partielle Autokorrelationsfunktion eines doppelten verketteten
Codes auf Barkerbasis elfter Ordnung, der bezüglich der Autokorrelationsfunktion
von 2 um ein Bit verzögert worden ist.
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4 ist
eine Summendiskriminatorfunktion, die von dem Summieren der Autokorrelationsfunktionen
der 2 und 3 abgeleitet ist.
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5 ist
eine Differenzdiskriminatorfunktion, die von der Subtraktion der
Autokorrelationsfunktion von 2 von der
Autokorrelationsfunktion von 3 abgeleitet
ist.
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6–13 sind
Darstellungen der Summen- und Differenzdiskriminatorfunktionen von 4 und 5,
während
sich ein Ziel von außerhalb
eines von dem Näherungsdetektor
definierten Halb-Umkreises zur Innenseite des Halb-Umkreises bewegt.
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14 ist
ein Blockschaltbild der Komponenten des Näherungsdetektors gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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15 ist
eine Darstellung des Effekts einer Anlauftransiente auf eine empfangene
Wellenform, die kein Anfangssegment enthält.
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16 ist
ein gesendetes Lichtsignal mit einem Anfangssegment gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung.
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17 ist
ein gesendetes Lichtsignal mit einem Anfangssegment gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung.
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18 ist
eine Darstellung des Effekts einer Anlauftransienten auf ein empfangenes
Lichtsignal der 16 und 17.
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19–26 sind
Darstellungen, die Ergebnisse von Simulationen unter verschiedenen
Bedingungen zeigen.
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27 ist
ein Flußdiagramm
eines Verfahrens, um Objekte zu detektieren und ihre Entfernung zu
messen, gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG
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Unter
Bezugnahme auf 1 wird ein Kraftfahrzeug 10 gezeigt,
das eine Reihe von Näherungsdetektoren 12, 14, 16 und 18 gemäß einer
Anwendung der Erfindung verkörpert.
Die Näherungsdetektoren 12–18 können in
eine Vielfalt von Sicherheitssystemen integriert sein, die vor bevorstehenden
Kollisionen mit beweglichen oder stationären Zielen wie etwa anderen
Fahrzeugen auf der Straße
warten, auf sie vorbereiten und/oder sie verhindern. Die Näherungsdetektoren 12–18 sind
so ausgelegt, daß sie Ziele
detektieren, die einen bestimmten virtuellen Halb-Umkreis durchbrechen,
die von einem oder mehreren der Näherungsdetektoren festgelegt
ist, um entsprechende Maßnahmen
vor der Kollision zu ergreifen.
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Die
Näherungsdetektoren 12 und 14 arbeiten
gleichzeitig und legen einen virtuellen Halb-Umkreis 20 fest,
während
die Näherungsdetektoren 16 und 18 individuell
dahingehend arbeiten, virtuelle Halb-Umkreise 22 bzw. 24 festzulegen.
Der virtuelle Halb-Umkreis 20 wird durch Lichtwege 26, 28, 30 und 32 festgelegt,
die von dem Näherungsdetektor 12 aus
verlaufen, und Lichtwege 34, 36 und 38,
die von dem Näherungsdetektor 14 verlaufen.
Der virtuelle Halb-Umkreis 22 wird durch Lichtwege 40, 42, 44 und 46 festgelegt,
die von dem Näherungsdetektor 16 aus
verlaufen, während
der virtuelle Halb-Umkreis 24 durch Lichtwege 48, 50 und 52 festgelegt
wird, die sich von dem Näherungsdetektor 18 aus
erstrecken. Jeder der Lichtwege 26–52 enthält eine
Grenzzone 54, die ein Segment der virtuellen Halb-Umkreise 20, 22 und 24 definiert.
Die Grenzzonen 54, die mit einem bestimmten Halb-Umkreis 20, 22 und 24 assoziiert
sind, definieren diesen jeweiligen Halb-Umkreis. Die Grenzzonen 54 der
Lichtwege 26–38 definieren den
virtuellen Halb-Umkreis 20. Die Grenzzonen 54 der
Lichtwege 40–46 definieren
den virtuellen Halb-Umkreis 22, während die Grenzzonen 54 der Lichtwege 48–52 den
virtuellen Halb-Umkreis 24 definieren. Die Anzahl der Lichtwege,
die mit den Näherungsdetektoren 12–18 assoziiert
sind, ist für
die Erfindung nicht kritisch. Jedoch sollte jeder Näherungsdetektor 12–18 eine
ausreichende Anzahl von Lichtwegen verwenden, so daß ein Ziel
die virtuellen Halb-Umkreise 20–24 nicht betreten
oder verlassen kann, ohne eine der Grenzzonen 54 der Lichtwege
zu kreuzen.
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Die
Detektion eines Durchbrechens durch ein Ziel über einen der virtuellen Halb-Umkreise 20–24 kann
in verschiedenen Sicherheitssystemen eingesetzt werden, die einen
oder mehrere der Näherungsdetektoren 12–18 verkörpern. Ein
Vor-Kollisions-Seitenaufpralldetektionssystem kann die Näherungsdetektoren 12 und 14 enthalten,
um Seitenairbags zu entfalten oder teilweise zu entfalten, um im Kraftfahrzeug 10 fahrende
Personen in Erwartung einer Kollision mit Seitenaufprall bei einer
Durchbruchsdetektion über
den virtuellen Halb-Umkreis 20 durch
ein sich schnell bewegendes Ziel in Richtung auf das Kraftfahrzeug 10 effektiv
zu schützen.
Ein Reserveerfassungssystem kann den Näherungsdetektor 16 enthalten,
um den Fahrer des Kraftfahrzeugs 10 über die geringe Nähe des Kraftfahrzeugs 10 zu
einem stationären
Ziel während
eines Rückwärtsparkmanövers bei
Detektion eines Durchbruchs über
den virtuellen Halb-Umkreis 22 zu warnen. Ein Wagenabstandssystem
kann den Näherungsdetektor 18 enthalten,
um zwischen dem Kraftfahrzeug 10 und einem Fahrzeug davor
einen vorbestimmten Abstand beizubehalten, indem die Detektion eines Durchbruchs über den
virtuellen Halb-Umkreis 24 durch
das vordere Fahrzeug verwendet wird. Weitere Anwendungen der Näherungsdetektoren 12–18 werden
in Betracht gezogen. Beispielsweise kann der Näherungsdetektor 12 in
einem Tote-Winkel-Detektionssystem
eingesetzt werden. Bei diesem System kann der Näherungsdetekor 12 dafür ausgelegt
sein, daß er
ein Ziel detektiert, das einen Teil des virtuellen Halb-Umkreises 20 in
einem Tote-Winkel-Bereich 56 durchbricht, um zu verhindern,
daß der
Fahrer des Kraftfahrzeugs 10 aufgrund eines Mangels an
visueller Beurteilung beim Fahrbahnwechsel unbeabsichtigt mit dem
Ziel kollidiert.
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Obwohl
das Kraftfahrzeug 10 in 1 so gezeigt
ist, daß es
nur die vier Näherungsdetektoren 12–18 aufweist,
kann das Kraftfahrzeug 10 zusätzliche Näherungsdetektoren enthalten,
um die virtuellen Halb-Umkreise 20–24 zu vergrößern und/oder
um zusätzliche
Sicherheitssysteme in das Kraftfahrzeug 10 zu integrieren.
Beispielsweise kann das Kraftfahrzeug 10 zusätzlich zwei
Näherungsdetektoren
enthalten, die sich auf der rechten Seite des Kraftfahrzeugs befinden.
Diese zusätzlichen
Näherungsdetektoren
können
einen virtuellen Halb-Umkreis um die rechte Seite des Kraftfahrzeugs
festlegen, um eine Vor-Kollisions-Detektion eines bevorstehenden Aufpralls
auf der rechten Seite bereitzustellen.
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Die
Näherungsdetektoren 12–18 sind
identische Einrichtungen, die eine gemeinsame Detektierungsfunktion
ausführen.
Folglich werden die von den Näherungsdetektoren 12–18 ausgeführten Durchbruchsdetektierungsoperationen
identisch ausgeführt.
Deshalb werden die Komponenten des Näherungsdetektors 16 und
die von dem Näherungsdetektor 16 durchgeführte Durchbruchsdetektierungsoperation
als eine beispielhafte Darstellung der Näherungsdetektoren 12–18 beschrieben.
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Die
Detektion des Durchbruchs durch den Näherungsdetektor 16 erfolgt
durch sequentielles Emittieren von Lichtimpulsen in den Lichtwegen 40–46 und
Analysieren empfangener Signale. Jeder der Lichtwege 40–46 ist
mit einem nichtgezeigten Lichtemitter wie etwa einer mit Hochfrequenz
modulierten Leuchtdiode oder einer Laserdiode und einer nichtgezeigten
Fotodiode assoziiert. Die Lichtemitter senden die Lichtimpulse entlang
der Lichtwege 40–46,
während
die Fotodioden optische Signale einschließlich reflektierter Signale
der gesendeten Impulse empfangen. Wenn ein empfangenes optisches Signal
als ein Echosignal des emittierten Lichtimpulses von einem Ziel
innerhalb einer der Grenzzonen 54 der Lichtwege 40–46 bestimmt
wird, wird ein Durchbruch des Halb-Umkreises 22 angenommen. Wie
unten beschrieben wird, kann durch weiteres Analysieren des empfangenen
Echosignals und nachfolgender empfangener Signale der Näherungsdetektor 16 die
Richtung des Ziels unterscheiden. Da der Näherungsdetektor 16 nur
auf Echosignale von einer der Grezzonen 54 anstatt einem
großen
Teil der Lichtwege 40–46 überwacht,
wird die Komplexität des
Näherungsdetektors 16 signifikant
reduziert.
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Der
Näherungsdetektor 16 verwendet
eine Impulskompressionstechnik mit Binärphasenmodulation, um zu bestimmen,
ob ein empfangenes Lichtsignal ein Echosignal von einem Ziel innerhalb
der Grenzzonen 54 der Lichtwege 40–46 ist.
Die Lichtimpulse, die von den Lichtemittern gesendet werden, werden
gemäß einem
Binärsequenzcode
moduliert. Bevorzugt besitzt der ausgewählte Code eine Autokorrelationsfunktion
mit negativer Nebenkeule, wie in 2 gezeigt.
Außerdem
sollte der ausgewählte Code
ein minimales Nebenkeulenverhalten aufweisen, das gleiche Welligkeitscharakteristiken
aufweist. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der vom Näherungsdetektor 16 verwendete
Binärsequenzcode
ein doppelter verketteter Code auf Barker-Basis elfter Ordnung (im
weiteren der „bevorzugte
Code") mit 121 Elementen.
Ein Barker-Code elfter Ordnung ist „11100010010". Der bevorzugte
Code wird gebildet, indem eine „1" des Barker-Codes elfter Ordnung durch
einen anderen Barker-Code elfter Ordnung ersetzt und eine „0" durch einen invertierten
Barkercode elfter Ordnung ersetzt wird, um einen 121-Element-Code zu bilden.
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Der
Näherungsdetektor 16 verwendet
Charakteristiken von zwei Unterscheiderfunktionen, um zu bestimmen,
ob sich ein Ziel innerhalb einer der Grenzzonen 54 der
Lichtwege 40–46 befindet.
Unter Verwendung der Autokorrelationsfunktion des bevorzugten Codes
werden die beiden Unterscheiderfunktionen abgeleitet entweder durch
Addieren oder Subtrahieren der Autokorrelationsfunktion mit einer
um ein Bit verzögerten
Version der Autokorrelationsfunktion. Die Ableitung der beiden Unterscheiderfunktionen
wird unter Bezugnahme auf 2–5 beschrieben.
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In 2 ist
eine partielle Autokorrelationsfunktion 58 des bevorzugten
Codes dargestellt. Die Autokorrelationsfunktion 58 ist
bezüglich
einer relativen Amplitude (RA) über
die Zeit (t) aufgetragen. Die Autokorrelationsfunktion 58 weist
eine bei t = T zentrierte zentrale Spitze 60 und auf beiden
Seiten der zentralen Spitze eine Reihe von Nebenkeulen auf. Die
Nebenkeulen der Autokorrelationsfunktion 58 weisen negative
RA-Werte auf. Nunmehr unter Bezugnahme auf 6 ist eine
partielle Autokorrelationsfunktion 52 gezeigt. Die Autokorrelationsfunktion 62 ist
eine um ein Bit verzögerte
Version der Autokorrelationsfunktion 58. Mit Ausnahme der
Verzögerung um
ein Bit ist die Autokorrelationsfunktion 62 mit der Autokorrelationsfunktion 58 identisch.
Im wesentlichen sind die zentrale Spitze 60 und die Nebenkeulen
um ein Zeitinkrement nach rechts verschoben worden. Auf der Autokorrelationsfunktion 62 befindet sich
die zentrale Spitze 60 bei t = T + 1, wohingegen sich die
zentrale Spitze 60 der Autokorrelationsfunktion 58 bei
t = T befindet.
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Die
erste Unterscheiderfunktion wird abgeleitet durch Addieren der Autokorrelationsfunktion 58 und
der Autokorrelationsfunktion 62. Das Ergebnis des Summierens
der beiden Autokorrelationsfunktionen 58 und 62 ist
eine in 4 gezeigte Summenunterscheiderfunktion 64.
Die Summenunterscheiderfunktion 64 weist eine Summenspitze 66 zwischen
einem durch t = T – 1
und t = T + 2 definierten zentralen Gebiet auf. Außerhalb
dieses zentralen Gebiets ist die Summenunterscheiderfunktion 64 negativ.
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Die
zweite Unterscheiderfunktion wird abgeleitet durch Subtrahieren
der Autokorrelationsfunktion 60 von der Autokorrelationsfunktion 58.
In 5 ist eine Differenzunterscheiderfunktion 68 gezeigt. Die
Differenzunterscheiderfunktion 68 ist das Ergebnis der
Subtraktion der Autokorrelationsfunktionen 58 und 60.
Die Differenzunterscheiderfunktion 68 enthält eine
große
positive Spitze bei t = T und eine große negative Spitze 72 bei
t = T + 1. Die große
positive und negative Spitze 70 und 72 liegen
zwischen t = T – 1
und t = T + 2. Die Differenzunterscheiderfunktion 68 enthält außerdem eine
Reihe von Nebenkeulen. Die Spitzen dieser Nebenkeulen weisen positive RA-Werte
auf.
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Der
Näherungsdetektor 16 kann
die Charakteristiken der Summen- und Differenzunterscheiderfunktionen 64 und 68 verwenden,
um zu bestimmen, ob ein Ziel eine der Grenzzonen 54 der
Lichtwege 40–46 überkreuzt
hat. Der Näherungsdetektor 16 erzeugt
ein Summensignal, das einen Punkt auf der Summenunterscheiderfunktion 64 darstellt.
Gleichzeitig erzeugt der Nährungsdetektor 16 ein
Differenzsignal, das einen entsprechenden Punkt auf der Differenzunterscheiderfunktion 68 darstellt.
Die Punkte stellen den Abstand zwischen dem Näherungsdetektor 16 und
dem Schnittpunkt des Halb-Umkreises 22 in einem der Lichtwege 40–46 dar.
Die Komponenten des Näherungsdetektors 16,
die die Summen- und Differenz signale erzeugen, werden unten beschrieben.
Der Lichtweg 40 wird so gewählt, daß er die Detektion eines Ziels
innerhalb der Grenzzone 54 der Lichtwege 40–46 beschreibt.
Die Summen- und Differenzfunktion 64 und 68 können eine
Situation darstellen, bei der sich eine Oberfläche eines Ziels während der
Zeitperiode zwischen t = T – 1
und t = T + 2 innerhalb der Grenzzone 54 des Lichtwegs
befindet. Die von dem Näherungsdetektor 16 erzeugten
Summen- und Differenzsignale stellen die Summen- und Differenzfunktionen 64 und 68 bei
t = T dar. Wenn sich das Ziel dem Näherungsdetektor 16 nähert oder
sich von ihm wegbewegt und dabei die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 überkreuzt,
verschieben sich die Summen- und
Differenzunterscheiderfunktionen 64 und 68 entlang
der t-Achse. Die Formen der Funktionen 64 und 68 bleiben
jedoch die gleichen. Wenn sich das Ziel dem Näherungsdetektor 16 annähert, bewegen
sich die Unterscheiderfunktionen 64 und 68 nach links.
Wenn sich umgekehrt das Ziel von dem Näherungsdetektor 16 wegbewegt,
bewegen sich die Unterscheiderfunktionen 64 und 68 nach
links.
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Die
Summen- und Differenzsignale, die von dem Näherungsdetektor 16 verwendet
werden, wenn sich das Ziel dem Näherungsdetektor 16 nähert, werden
unter Bezugnahme auf 6–13 beschrieben.
In den 6–13 sind
die Unterscheiderfunktionen 64 und 68 als relative
Amplitude (RA) über dem
Abstand (d) aufgetragen. Der Abstand D stellt einen Abstand des
Näherungssensors 16 von
einem Punkt innerhalb der Grenzzone 54 dar, in der die
Zeit, den ein Lichtimpuls benötigt,
um den Abstand D zweimal zu durchqueren, gleich der Zeit T der 2 und 3 ist.
Deshalb befindet sich das Summen- und Differenzsignal, die von dem
Näherungsdetektor 16 verwendet
werden, bei d = D. Die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 liegt
innerhalb des kritischen Gebiets, das durch d = D – 1 und
d = D + 2 definiert ist.
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Im
Hinblick auf die 6 und 7 liegt
das Ziel weiter weg vom Näherungsdetektor 16 als
die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40. Dies ist offensichtlich,
weil sich die Summenspitze 66 der Unterscheiderfunktion 64 und
die große
positive Spitze 70 der Unterscheiderfunktion 68 auf
der rechten Seite des kritischen Gebiets auf der d-Achse befinden. Der
Näherungsdetektor 16 erfaßt jedoch
nur ein Summensignal 74 und ein Differenzsignal 76 bei
d = D. Das Summensignal 74 ist negativ, weil das Differenzsignal 76 positiv
ist. Da die Summenunterscheiderfunktion 64 außerhalb
der Summenspitze 66 negativ ist, kann mit dem Summensignal 74 das
fluktuierende Differenzsignal 76 aufgrund von Nebenkeulen
der Differenzunterscheiderfunktion 68 maskiert werden. So
lange das Summensignal 74 negativ ist, kann deshalb angenommen
werden, daß sich
das Ziel außerhalb
der Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 befindet.
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Sobald
das Ziel in die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 von
außerhalb
des Halb-Umkreises 22 einkreuzt, springen das Summensignal 74 und
das Differenzsignal 76 zu hohen positiven RA-Werten, wie
in 8 und 9 gezeigt. Sobald sich das Ziel dem
Näherungsdetektor 16 etwas
weiter nähert, bleibt
das Summensignal 74 positiv, während das Differenzsignal 76 auf
einen großen
negativen RA-Wert abfällt,
wie in den 10 und 11 gezeigt.
Diese Änderung
beim Differenzsignal 76 zeigt an, daß sich das Ziel dem Näherungsdetektor 16 nähert. Wenn das
Ziel noch näher
kommt, kehrt das Summensignal 74 zu einem negativen RA-Wert
zurück,
der das Differenzsignal 76 maskiert, was anzeigt, daß sich das Ziel
nicht innerhalb der Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 befindet,
wie in 12 und 13 gezeigt.
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Wenn
das Ziel die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 betritt,
während
es sich von dem Näherungsdetektor 16 wegbewegt, ändern sich
die RA-Werte des Summen- und Differenzsignals 74 und 76 auf
entgegengesetzte Weise, als wenn sich das Ziel dem Näherungsdetektor
nähern würde. Anfänglich ist
das Summensignal 74 negativ, was anzeigt, daß das Ziel
nicht innerhalb der Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 liegt.
Wenn das Ziel die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 von
innerhalb des Halb-Umkreises 22 betritt, springt der RA-Wert
des Summensignals 74 auf einen großen positiven Wert. Zusätzlich fällt der
RA-Wert des Differenzsignals 76 auf
einen großen
negativen Wert ab. Wenn sich das Ziel weiter von dem Näherungsdetektor 16 wegbewegt,
invertiert das Differenzsignal 76 von einem negativen Signal
zu einem positiven Signal. Diese Änderung des Differenzsignals 76 von
einem negativen Signal zu einem positiven Signal, während das
Summensignal 74 positiv bleibt, zeigt an, daß das Ziel
die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 kreuzt, wenn
sich das Ziel von dem Näherungsdetektor 16 wegbewegt.
Wenn im Gegensatz dazu das Differenzsignal 76 sich von
einem positiven Signal zu einem negativen Signal ändert, während das
Summensignal 74 positiv bleibt, ist dies eine Anzeige,
daß das
Ziel die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 kreuzt,
wenn sich das Ziel dem Näherungsdetektor 16 nähert. Der
Näherungsdetektor 16 kann
ein Ziel detektieren, das die Grenzzone 54 des Lichtwegs 40 betritt,
und die Bewegungsrichtung des Ziels unter Verwendung der Charakteristiken
der beiden Unterscheiderfunktionen 64 und 68 bestimmen.
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Nunmehr
unter Bezugnahme auf 14 werden die Komponenten des
Näherungsdetektors 16 gezeigt.
Der Näherungsdetektor 16 enthält eine Sendeschaltung 78,
eine Empfangsschaltung 80, ein Sende-/Empfangsprozessor 82 und
einen Mikrocontroller 84. Die Sendeschaltung 78 enthält eine
Reihe von Lichtemittern 86, eine Stromversorgung 88 und einen
Sendetreiber 90. Die Lichtemitter 86 können Laserdioden
oder mit hoher Frequenz modulierte Leuchtdioden (LEDs) sein. Die
genaue Anzahl an Lichtemittern 86 ist für die Erfindung unkritisch.
Der Sendetreiber 90 arbeitet dahingehend, einen Lichtemitter 86 als
Reaktion auf ein ausgewähltes Signal von
dem Mikrocontroller 84 auszuwählen und den ausgewählten Lichtemitter
gemäß einem
codierten Sendesignal von dem Sende-/Empfangsprozessor 82 zu
aktivieren. Der ausgewählte
Lichtemitter 86 sendet ein Lichtsignal, das das codierte
Sendesignal enthält,
mit dem der Näherungsdetektor 16 ein
Ziel detektiert und seine Entfernung mißt.
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Die
Empfängerschaltung 80 enthält eine
Reihe von Fotodioden, einen Fotodiodenwähler 94 und einen
Vorverstärker 96.
Die Anzahl der Fotodioden 92 sollte der Anzahl der Lichtemitter 86 entsprechen, wobei
jede Fotodiode 92 in Betrieb mit einem einzigen Lichtemitter 86 assoziiert
ist. Der Fotodiodenwähler 94 arbeitet
dahingehend, als Reaktion auf das Auswahlsignal von dem Mikrocontroller 84 eine
assoziierte Fotodiode 92 auszuwählen. Die ausgewählte Fotodiode 92 konvertiert
jedes empfangene Lichtsignal in elektrischen Strom. Das empfangene
Lichtsignal kann eine reflektierte Version des gesendeten Lichtsignals
von dem ausgewählten
Lichtemitter 86 enthalten. Der von der Fotodiode erzeugte
Strom fließt über den
Vorverstärker 96 zu
dem Sende-/Empfangsprozessor 82. Der Vorverstärker 96 transformiert
den Kleinsignalstrom von der ausgewählten Fotodiode 92 in
ein stark verstärktes
Spannungssignal. Die erwartete Strom-Spannungs-Verstärkung (Transimpedanz)
liegt im Bereich von zehn- bis zwanzigtausend je nach den Spezifikationen
der Fotodiode 92 und des Vorverstärkers 96.
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Der
Sende-/Empfangsprozessor 82 enthält ein Bandpaßfilter 98 und
einen Begrenzungsverstärker 100,
die in Reihe geschaltet sind, um das verstärkte Signal von dem Vorverstärker 96 der
Empfängerschaltung 80 zu
formen. Der Ausgang des Begrenzungsverstärkers 100 ist an ein
Paar Mischstufen 102 und 104 angeschlossen. Die
Mischstufen 102 und 104 sind außerdem an
einen Empfängerkorrelationssequenz-(RCS)-Generator 106 angeschlossen,
der verzögerte
Versionen des gesendeten Codes, das heißt des bevorzugten Codes, liefert.
Bevorzugt wird der bevorzugte Code in einem nicht gezeigten Festwertspeicher
innerhalb des RCS-Generators 106 gespeichert. Die Mischstufe 104 ist
jedoch so konfiguriert, daß sie
den gesendeten Code von dem RCS-Generator 106 empfängt, der
um eine Ein-Bit-Periode im Vergleich zu dem von der Mischstufe 102 empfangenen
verzögerten
gesendeten Code weiter verzögert
wird. Diese beiden verzögerten
Codes werden benötigt,
um Signale zu erzeugen, die zwei verschiedenen Autokorrelationsfunktionen entsprechen, ähnlich den
Funktionen 58 und 60 in 2 und 3.
Die beiden verzögerten
Codes werden als Signale zu den Mischstufen 102 und 104 gesendet.
Diese Codesignale werden von den Mischstufen 102 und 104 empfangen
und dann mit dem Ausgangssignal des Begrenzungsverstärkers 100 multipliziert.
Die beiden multiplizierten Signale von den Mischstufen 102 und 104 werden
an Korrelationsfilter 108 bzw. 110 gesendet. Die
Korrelationsfilter 108 und 110 integrieren die
multiplizierten Signale von den Mischstufen 102 und 104.
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Als
nächstes
werden beide integrierten Signale von den Filtern 108 und 110 an
eine Subtrahiereinrichtung 112 und eine Summiereinrichtung 114 weitergeleitet.
Die Subtrahiereinrichtung 112 bestimmt die Differenz zwischen
dem Signal von dem Filter 108 und dem Signal von dem Filter 110,
während
die Summiereinrichtung 114 die Summe der beiden Signale
bestimmt. Die Subtrahiereinrichtung 112 gibt ein Differenzsignal
an einen Eingang eines Vergleichers 116 aus. Der Vergleicher 116 empfängt außerdem ein
gefiltertes Differenzsignal von einem Tiefpaßfilter 118. Das Tiefpaßfilter 118 empfängt das Differenzsignal
von der Subtrahiereinrichtung 112 und gibt das gefilterte
Signal an den Vergleicher 116 aus. Das gefilterte Differenzsignal
enthält
niederfrequentes Rauschen, das von den Mischstufen 102 und 104 während der
Multiplizieroperationen hervorgerufen wird. Analog gibt die Summiereinrichtung 114 ein
summiertes Signal an einen Vergleicher 120 und an ein Tiefpaßfilter 122 aus.
Das Tiefpaßfilter 122 filtert
das summierte Signal und liefert ein gefiltertes summiertes Signal
an den Vergleicher 120. Die Vergleicher 116 und 120 eliminieren
das niederfrequente Rauschen, indem sie das Rauschen von dem summierten
und Differenzsignal subtrahieren. Die Vergleicher 116 und 120 senden
dann das Differenz- und summierte Signal, die rauschkompensiert
worden sind, an eine Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 124.
Die Speicher-/Durchschnittseinheit 124 empfängt das
Differenz- und summierte Signal und spätere Differenz- und summierte Signale
von den folgenden gesendeten Lichtsignalen. Diese Signale werden
dann für
eine vorgeschriebene Periode von der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 124 gemittelt.
Die gemittelten Differenz- und summierten Signale werden am Ende
der vorgeschriebenen Periode von dem Mikrocontroller 84 abgetastet.
Durch Analysieren der beiden gemittelten Signale kann der Mikrocontroller 84 ein
Ziel innerhalb einer der Grenzzonen 54 der Lichtwege 40–46 detektieren.
In einer alternativen Konfiguration werden das Tiefpaßfilter 118 und
der Vergleicher 116 durch einen ersten Analog-Digital-(A/D)-Umsetzer ersetzt,
und das Tiefpaßfilter 122 und
der Vergleicher 120 werden durch einen zweiten A/D-Umsetzer ersetzt.
In dieser Konfiguration können
die A/D-Umsetzer die Stärke
des summierten und Differenzsignals erfassen, um zusätzliche
Informationen für
die Verarbeitung durch den Mikrocontroller 84 zu liefern.
Der Mikrocontroller 84 kann anhand der Stärke der
Signale den Ort des detektierten Ziels innerhalb der Grenzzone präzise bestimmen.
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Der
Sende-/Empfangsprozessor 82 enthält außerdem einen Sendekorrelationssequenz-(TCS)-Generator 126,
der an einen Haupttaktgeber 128 und einen Zustandscontroller 130 gekoppelt
ist, der an den Mikrocontroller 84 gekoppelt ist. Der TCS-Generator 126 liefert
entweder den bevorzugten Code, das heißt den doppelten verketteten Barker-Code
elfter Ordnung, oder eine invertierte Version des bevorzugten Codes
an den Sendetreiber 90 der Sendeschaltung 78,
um das sendende Lichtsignal zu modulieren. Bevorzugt enthält der TCS-Generator 126 einen
nicht gezeigten Festwertspeicher, der mit dem bevorzugten Code programmiert
ist. Der Haupttaktgeber 128 liefert ein Taktsignal zum
Synchronisieren des Sendens des Lichtsignals und des Korrelationsprozesses.
Das Taktsignal wird von dem TCS-Generator 126 zum
Senden des normalen oder invertierten bevorzugten Codes an den Sendetreiber 90 verwendet.
Außerdem
verwendet der RCS-Generator 106 das Taktsignal, um verzögerte Versionen des
gesendeten Codes zu den Mischern 102 und 104 zu
senden. Die Zeitverzögerungsnachstellung
zwischen der Sende- und Empfangskorrelationssequenz kann durch einen
programmierbaren Phasenschieber erfolgen, um eine Zeitverzögerungsnachstellung über einen
einzigen Taktzyklus zu liefern, und einen Verzögerungszähler, um die Zeitnachstellung über mehrere
Zyklen des Haupttaktgebers zu gestatten. Bei einer komplexeren Konfiguration
wird die Verzögerung
gesendeter Signale von dem RCS-Generator 122 zu den Mischstufen 102 und 104 von
dem Mikrocontroller 84 gesteuert, um ein detektiertes Ziel
zu verfolgen, indem eine Grenzzone innerhalb eines Lichtwegs des
gesendeten Lichtsignals effektiv variiert wird. Die Grenzzone wird
von dem Näherungsdetektor
weiter weg bewegt, wenn der Mikrocontroller 84 bestimmt,
daß sich
das detektierte Ziel von dem Detektor 16 weg bewegt. Umgekehrt
wird die Grenzzone näher
an den Näherungsdetektor 16 bewegt,
wenn sich das detektierte Ziel dem Näherungsdetektor 16 nähert.
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Der
Zustandscontroller 130 arbeitet dahingehend, die gesendeten
Signale von dem TCS-Generator 126 und von dem RCS-Generator 106 sowie
die von der Zwischen speicher-/Durchschnittseinheit 124 empfangenen
summierten und Differenzsignale zu invertieren. Die Invertierung
der Signale wird gewünscht,
um das von den Mischstufen 102 und 104 erzeugte
Rauschen auszugleichen. Außerdem
ist der Zustandscontroller 130 dahingehend ausgelegt, den Sendetreiber 90 der
Sendeschaltung 78 zu aktivieren, ein Anfangssegment an
jedes von einem der Lichtemitter 86 erzeugte Lichtsignal
anzuhängen.
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Bei
Radarsystemen, die Hochfrequenzsignale (HF) verwenden, werden die
gesendeten Signale in der Regel unter Verwendung einer orthogonalen Zweiphasencodierung
moduliert, die die bipolaren Korrelationscodes mit einer höherfrequenten
Sinuskurve multipliziert. In der Regel beträgt diese Modulation mindestens
das Doppelte der Grundfrequenz der Codesequenz. Dies ist bei Radarsystemen
von Vorteil, da das Signalspektrum verengt und vom Gleichstrom wegbewegt
werden muß,
um Sendung zu gestatten. Außerdem
kann in HF-Radarsystemen die bipolare Wellenform gesendet werden,
so lange eine kohärente
Detektion vorgenommen wird. Für
ein optisches Radarsystem wie etwa dem Näherungsdetektor 16 unter
Verwendung inkohärenter
Modulation und Detektion können
jedoch nur unipolare Informationen übertragen werden. Aufgrund
von LED-Modulationsbandbreitenbegrenzungen ist es zudem nicht erwünscht, das
Signal wie in den HF-Radarsystemen hochzusetzen.
Der Ansatz des Näherungsdetektors 16 besteht
deshalb darin, den digitalen Code, das heißt das gesendete Lichtsignal,
beim Basisband zu senden, anstatt das Signal hochzusetzen. Dies
gestattet die Reduzierung von LED- und Empfängerbandbreitenanforderungen.
Um den Code direkt zu senden, muß die Niederfrequenzanschaltung
nahe bei Gleichstrom liegen, um eine Biaspegelverschiebung während der
Faltungsbitsequenz zu minimieren. Auf der Basis der Verwendung des
Barker-Codes elfter Ordnung mit einer Bitperiode von etwa 30 Nanosekunden
ist eine Niederfrequenzabschaltung von 200 kHz erforderlich, um
durch den ganzen Burst hinweg eine gutem Impulsform beizubehalten.
Die Niederfrequenzschaltung erzeugt leider auch einen signifikanten
Anlauffehler in dem Wellenformbiaspegel, wie in 15 gezeigt.
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In 15 ist
eine Anlauftransiente in einer empfangenen Wellenform 132 gezeigt.
Da der Abschnitt der Wellenform 132, der betroffen ist,
ein Segment der Codesequenz enthält,
wird die Korrelation der empfangenen Wellenform 132 zu
einem Referenzsignal beeinflußt.
Um den Effekt der Anlauftransiente zu reduzieren, arbeitet die Sendeschaltung 110 dahingehend,
ein unmoduliertes Halbamplitudensignal vor der modulierten Wellenform,
das heißt den
bevorzugten Code, zu senden, um vor der Burstsendung eine Nullamplitudenreferenz
festzulegen. Das unmodulierte Halbamplitudensignal wird als das „Anfangssegment" bezeichnet.
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Unter
Bezugnahme auf 16 wird ein gesendetes Lichtsignal 134 mit
einem Anfangssegment 136 gemäß einer ersten Ausführungsform
gezeigt. Das Lichtsignal 134 enthält außerdem eine Codesequenz 138,
die den bevorzugten Code verkörpert. Das
Anfangssegment 136 ist ein konstantes Lichtsignal halber
Leistung. In 17 ist ein weiteres gesendetes
Lichtsignal 140 mit einem Anfangssegment 142 und
der Codesequenz 138 gemäß einer
zweiten Ausführungsform
gezeigt. Bei dieser Ausführungsform
ist das Anfangssegment 142 eine Reihe optischer Impulse
mit ganzer Leistung, die durch Zwischenräume getrennt sind, damit man
eine mittlere Leistung gleich der Hälfte der Lichtimpulse mit voller Leistung
erhält,
um die Amplitudenreferenz festzulegen. Die erforderliche Länge der
Anfangssegmente 136 und 142 hängt von der Niederfrequenzabschaltung
des Bandpaßfilters 98 ab.
Der Effekt der Anfangssegmente 136 und 142 ist
in 18 dargestellt. 18 zeigt
ein empfangenes Lichtsignal 144, das heißt eines
der Lichtsignale 134 und 140. Die Codesequenz 138 des empfangenen
Lichtsignals 144 wird von der Anlauftransienten kaum beeinflußt. Somit können die
Anfangssegmente 136 und 142 die Effekte der Anlauftransienten
auf die Codesequenz 138 reduzieren.
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Im
Betrieb sendet der Mikrocontroller 84 ein Auswahlsignal
an den Sendetreiber 90 und den Fotodiodenwähler 94,
um einen bestimmten Lichtemitter 86 und eine assoziierte
Fotodiode 92 auszuwählen. Der
Mikrocontroller sendet außerdem
ein Startsignal an den Zustandscontroller 126. Der Zustandscontroller 126 sendet
ein Steuersignal an den Sendetreiber 90, das Anfangssegment
eines Lichtsignals zu senden. Der Sendetreiber 90 aktiviert
den ausgewählten Lichtemitter 86,
das Anfangssegment optisch zu senden. Am Ende des Anfangssegments
sendet der TCS-Generator 126 den bevorzugten Code als Reaktion
auf den Zustandscontroller 130 an den Sendetreiber 90.
Je nach dem aktuellen Zyklus bestimmt der Zustandscontroller 130,
ob der bevorzugte Code vor der Sendung des bevorzugten Codes an
den Sendetreiber 90 invertiert werden soll. Angenommen der
aktuelle Zyklus verlangt einen nichtinvertierten bevorzugten Code,
dann wird der ausgewählte
Lichtemitter 86 von dem Sendetreiber 90 angesteuert, den
bevorzugten Code optisch zu senden.
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Das
Lichtsignal von dem ausgewählten
Lichtemitter 86 breitet sich in einem vorbestimmten Lichtweg
von dem Näherungsdetektor 16 weg
aus. Das Lichtsignal trifft auf ein Ziel auf und wird zu dem Näherungsdetektor 16 zurückreflektiert.
Das reflektierte Lichtsignal zusammen mit etwaigem optischen Rauschen
wird von der assoziierten Fotodiode 92 empfangen. Die Fotodiode 92 erzeugt
als Reaktion auf das empfangene Lichtsignal einen Strom. Der erzeugte
Strom wird dann von dem Vorverstärker 96 verstärkt und
zu dem Bandpaßfilter 98 des
Sende-/Empfangsprozessors 82 gesendet. Das Anfangssegment
des Lichtsignals bewirkt eine Anlauftransiente. Nach der Anlauftransienten
wird die Nullamplitudenreferenz festgelegt. Das codierte Segment
des Lichtsignals wird von dem Bandpaßfilter 98 gefiltert und
dann von dem Begrenzungsverstärker 100 verstärkt. Das
gefilterte und verstärkte
codierte Signal wird in die Mischstufen 102 und 104 eingegeben.
Die codierten Signale werden mit verzögerten Versionen des gesendeten
Codes, die von dem RCS-Generator 106 geliefert werden,
multipliziert. Der RCS-Generator 106 nutzt das Taktsignal
von dem Haupttaktgeber 128, um die verzögerten Versionen des bevorzugten Codes
zu liefern. Der verzögerte
Code zu der Mischstufe 104 wird jedoch im Vergleich zu
dem verzögerten
Code zu der Mischstufe 102 um eine Ein-Bit-Periode weiter
verzögert.
Die Mischstufen 102 und 104 senden multiplizierte
Signale an die Korrelationsfilter 108 bzw. 110,
wo die multiplizierten Signale integriert werden.
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Die
integrierten Signale von den Korrelationsfiltern 108 und 110 werden
dann an die Subtrahiereinrichtung 112 und die Summiereinrichtung 114 weitergeleitet.
Die beiden integrierten Signale werden von der Summiereinrichtung 114 summiert,
während
das integrierte Signal von dem Korrelationsfilter 108 von
dem integrierten Signal von dem Korrelationsfilter 110 durch
die Subtrahiereinrichtung 112 subtrahiert wird. Das summierte
Signal wird dann an das Tiefpaßfilter 122 und
den Vergleicher 120 gesendet, wo das Rauschen in dem summierten
Signal reduziert wird. Analog wird das Differenzsignal an das Tiefpaßfilter 118 und
den Vergleicher 116 gesendet, wo das Rauschen in dem Differenzsignal
ebenfalls reduziert wird. Die rauschreduzierten summierten und Differenzsignale
werden zu der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 124 ausgegeben,
wodurch ein Korrelationsprozeß innerhalb
einer Reihe von Korrelationen fertiggestellt wird.
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In
einem folgenden Korrelationsprozeß werden der gleiche Lichtemitter 86 und
die gleiche Fotodiode 92 aktiviert, um ein Ziel zu detektieren
und die Entfernung zu messen. Während
dieses Zyklus jedoch arbeitet der Zustandscontroller 130 dahingehend,
das gesendete Signal von dem TCS-Generator 126 zu dem Sendetreiber
zu invertieren. Zusätzlich wird
der von dem RCS-Generator 106 an die Mischstufen 102 und 104 gesendete
verzögerte
Code invertiert. Zudem werden die summierten und Differenzsignale
von den Vergleichern 116 und 120 innerhalb der
Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 124 invertiert.
Während
des nächsten
Zyklus stellt der Zustandscontroller 130 sicher, daß die gesendeten
Signale von den TCS- und RCS-Generatoren 126 und 106 und
die von der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 124 empfangenen
summierten und Differenzsignale wieder invertiert werden. Die Korrelationsprozesse
werden auf diese abwechselnde Weise durchgeführt, bis eine ausreichende
Menge summierter und Differenzsignale von der Zwischenspeicher-/Durchschnittseinheit 140 erfaßt und gemittelt
worden sind, wodurch eine einzige Abtastperiode abgeschlossen wird.
Die gemittelten Differenz- und summierten Signale werden von dem
Mikrocontroller 84 am Ende dieser einzelnen Abtastperiode
abgetastet. Als ein Beispiel können
während
der einzelnen Abtastperiode 30 Korrelationsprozesse ausgeführt werden. Ähnliche
Korrelationsprozesse werden dann für jedes Paar aus Lichtemitter 86 und
Fotodiode 92 wiederholt, um etwaige Ziele innerhalb anderer Grenzzonen
zu detektieren, die von dem Näherungsdetektor 16 überwacht
werden.
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19–26 zeigen
Ergebnisse von Simulationen unter verschiedenen Bedingungen. 19 ist
ein überlagertes
Ergebnis der idealen Autokorrelationsfunktionen von zwei doppelten
verketteten Codes auf Barker-Basis elfter Ordnung, das heißt der bevorzugten
Codes, mit und ohne Verzögerung
um ein Codebit. Die Simulation wurde unter Verwendung einer Barker-Sequenz
ohne Filtern und Rauschinjektion durchgeführt. Dieser Code wies negative
Nebenkeulen für
13-Bit-Cyclen auf beiden Seiten der Zentralkeule wie bei der Sequenz
elfter Ordnung auf. Das Verhältnis
zwischen der Autokorrelationsfunktionsspitze und der Nebenkeulenwelligkeit
ist das gleiche wie im Fall elfter Ordnung. 20 zeigt die
Summe und die Differenz von Autokorrelationsfunktionen von 19. 21 zeigt
die Ausgabe des Empfängerbandpaßfilters
für die
doppelte verkettete Barker-Sequenz elfter Ordnung mit einem hinzugefügten Halbwertsanfangssegment.
Die Sendekorrelationssequenz wird mit einer 20 MHz-Grenzfrequenz
tiefpaßgefiltert,
um den Effekt der Bandbreitenbegrenzung der LED zu simulieren. Das
Signal wird mit einem Durchlaßband
von 200 kHz bis 50 MHz bandpaßgefiltert.
Kein Rauschen ist hinzugefügt
worden. Das Anfangssegment ist ausreichend lang, um das Abklingen
der vorausgehenden Transientenantwort vor dem Start der Korrelationssequenz zu
gestatten.
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22 zeigt
ein überlagertes
Ergebnis der Autokorrelationssequenzen von 19 mit
und ohne Verzögerung
um ein Codebit. Die Simulation wurde unter Verwendung von Barker-Sequenzen
mit Filterung und ohne Rauschinjektion durchgeführt. Dieser Code wies einen
höheren
Grad an Nebenkeulenverzerrung in der Nähe der zentralen Spitze als
in dem Idealfall auf. 23 zeigt die Summe und Differenz der
Autokorrelationsfunktionen von 22. 24 zeigt
ein Autokorrelationskanaldifferenzsignal über einen Bereich von Verzögerungswerten,
der ausreicht, die zentrale Unterscheiderfunktion zu beobachten.
Die Korrelationssequenz bestand aus der doppelten verketteten Barker-Sequenz
elfter Ordnung. Das Träger-Rauschverhältnis des
empfangenen Signals beträgt
0,1 : 1, wobei die Kurve 10 Datensatzergebnisse überlagert.
Der Nulldurchgang der relativen Antwort weist eine Hüllkurve
auf, die die Spitze-zu-Spitze-Entfernungsmessungsungewißheit darstellt.
Der mittlere Kreuzungspunkt der Funktion ist gegenüber dem
tatsächlichen
Nullverzögerungswert
aufgrund von Modellkalibrierungsfehlern geringfügig verzögert. Das Signal ist nicht
durch die Ausgabe des negativen Signaldetektionsschwellwerts des Summensignals
maskiert. 25 vergleicht die Differenzsignalübertragungsfunktion
unter Verwendung summierter Nulldurchgangsschwellwerte mit Digitalwertsignalintegration
bei einem niedrigen Träger-Rauschverhältnis von
0,1 : 1. Das Ergebnis einer analogen Integration ist als Funktion 126 gezeigt. Das
Ergebnis einer digitalen Integration ist als Funktion 128 gezeigt.
Die Übertragungsfunktion
der Nulldurchgangsverarbeitung liegt sehr nahe an der Leistung der
idealen Signalintegration. Die erwartete Signalverarbeitungsverschlechterung
aufgrund digitaler Nulldurchgangsverarbeitung beträgt nur 1–2 dB. 26 zeigt
den Effekt auf die Differenzsignalübertragungsfunktion von Signalnebensprechen
bei einer Nullbereichsverzögerung.
In diesem Fall ist das Nebensprechen fünfmal so groß wie das
empfangene Signal. Das Maskieren des Summensignalkanals bewirkt,
daß der
Rand der zentralen Übertragungsfunktion
bei steigender Interferenz in Richtung einer Verzögerung von
Null zusammenfällt.
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Ein
Verfahren, um Objekte zu detektieren und ihre Entfernung von dem
Näherungsdetektor
gemäß der Erfindung
zu messen, wird unter Bezugnahme auf 27 beschrieben.
Bei Schritt 150 wird ein Anfangssegment von einem Sender
des Näherungsdetektors
gesendet. Ein Anfangssegment ist ein Lichtsignal, das von dem Näherungsdetektor
verwendet wird, um eine Amplitudenreferenz festzulegen, wenn das
Anfangssegment von einem Ziel reflektiert und vom Näherungsdetektor
empfangen wird. Dieses Anfangssegment kann ein konstantes Lichtsignal
mit halber Leistung sein. Alternativ kann das Anfangssegment eine
Reihe von Impulsen mit voller Leistung sein, die durch ausreichend
Zwischenraum getrennt sind, damit man eine mittlere Leistung gleich
der halben Leistung erhält.
Als nächstes
wird von dem Sender bei Schritt 152 ein Lichtsendesignal,
das gemäß den bevorzugten
Code moduliert worden ist, das heißt den doppelten verketteten Code
auf Barker-Basis elfter Ordnung, gesendet.
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Nach
Schritt 120 wird ein Rücksignal
bei Schritt 154 von einem Empfänger des Näherungsdetektors empfangen.
Das Rücksignal
kann einen Teil des Anfangssegments und Übertragungssignals enthalten,
die von einem Ziel in einer bestimmten Entfernung von dem Näherungsdetektor
reflektiert worden sind. Um zu bestimmen, ob das Rücksignal
ein reflektiertes Sendesignal ist, kreuzkorreliert der Nährungssensor
das Rücksignal
mit zwei verzögerten Versionen
des bevorzugten Codes bei Schritt 156. Der erste verzögerte Code
ist zeitlich verzögert,
um der jeweiligen Entfernung von dem Näherungsdetektor zu entsprechen.
Der zweite verzögerte
Code ist um eine Ein-Bit-Periode bezüglich des ersten verzögerten Codes
weiter zeitlich verzögert.
Anhand der verzögerten
Codes werden das erste und zweite Autokorrelatienssignal erzeugt.
Das erste Autokorrelationssignal wird erzeugt durch Korrelieren
des Rücksignals
mit dem ersten verzögerten
Signal, während die
zweiten Autokorrelationssignale erzeugt werden durch Korrelieren
des Rücksignals
mit dem zweiten verzögerten
Signal. Bei Schritt 158 werden die ersten und zweiten Autokorrelationssignale
von dem Näherungsdetektor
summiert, um ein summiertes Signal abzuleiten. Bei Schritt 160 wird
das zweite Autokorrelationssignal von dem ersten Autokorrelationssignal subtrahiert,
um ein Differenzsignal abzuleiten. Bevorzugt werden Schritte 158 und 160 auf
parallele Weise ausgeführt.
Bei Schritt 162 werden das summierte und Differenzsignal
von einem Mikrocontroller des Näherungsdetektors
verarbeitet, um zu bestimmen, ob in der bestimmten Entfernung von
dem Näherungsdetektor
ein Ziel vorliegt.
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Wenngleich
die Erfindung als ein Näherungsdetektor
beschrieben worden ist, mit dem ein Objekt detektiert und/oder verfolgt
wird, das sich in einem toten Winkel eines Kraftfahrzeugs befindet, sind
andere Anwendungen des Näherungsdetektors in
Betracht gezogen worden. Der Näherungsdetektor kann
in einem Sicherheitssystem für
andere Vor-Kollisions-Detektionen enthalten sein, wie etwa eine Vor-Kollisions-Detektion
während
einer Rückwärtsfahrt
eines Kraftfahrzeugs. Alternativ kann der Näherungsdetektor in einem Sicherheitssystem
auf einem Gelände
installiert sein, um unautorisiertes Eindringen in einen eingestellten
Umkreis um das Gelände herum
zu detektieren. Zusätzlich
kann der Näherungsdetektor
für Robotersehen
verwendet werden. Der Näherungsdetektor
kann in einer beliebigen Anzahl von Systemen implementiert werden,
bei denen Detektion und/oder Verfolgung von Objekten erwünscht ist/sind.