DE10100417A1

DE10100417A1 - Radareinrichtung und Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung

Info

Publication number: DE10100417A1
Application number: DE10100417A
Authority: DE
Inventors: Thomas Brosche
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2001-01-08
Filing date: 2001-01-08
Publication date: 2002-07-11
Also published as: US20030184469A1; US6822605B2; EP1261883A1; WO2002054107A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Radareinrichtung mit Mitteln (12) zum Erzeugen eines ersten Code, Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem ersten Code, Mitteln (32) zum Verzögern des ersten Code, Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten ersten Code und Mitteln zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, wobei mehrere Empfangskanäle (11¶1¶, 11¶2¶, ..., 11¶k¶) vorgesehen sind, die Empfangskanäle (11¶1¶, 11¶2¶, ..., 11¶k¶) Mittel (120¶1¶, 120¶2¶, ..., 120¶k¶) zum Erzeugen weiterer Codes (C¶1¶, C¶2¶, ..., C¶k¶) aufweisen, die Empfangskanäle (11¶1¶, 11¶2¶, ..., 11¶k¶) Mittel (13¶1¶, 13¶2¶, ..., 13¶k¶) zum Demodulieren mit den jeweiligen weiteren Codes (C¶1¶, C¶2¶, ..., C¶k¶) aufweisen und Mittel (15) zum Modulieren des Sendesignals mit mindestens einem der weiteren Codes (C¶1¶, C¶2¶, ..., C¶k¶) vorgesehen sind. Die Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren, welches vorteilhaft mit der erfindungsgemäßen Radareinrichtung ausführbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine, Radareinrichtung mit Mitteln zum Erzeugen eines ersten Code, Mitteln zum Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem ersten Co de, Mitteln zum Verzögern des ersten Code, Mitteln zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten ersten Code und Mitteln zum Mischen eines Re ferenzsignals mit einem Empfangssignal. Die Erfindung be trifft ferner ein Verfahren zum Codieren einer Radarein richtung mit den Schritten: Erzeugen eines ersten Code, Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem ersten Code, Verzögern des ersten Code, Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten ersten Code und Mischen eines Referenzsignals mit einem Emp fangssignal.

Stand der Technik

Für Radareinrichtungen gibt es zahlreiche Anwendungen auf den verschiedensten Gebieten der Technik. Beispielsweise ist für die Nahbereichssensorik in Kraftfahrzeugen der Einsatz von Radar-Sensoren möglich.

Grundsätzlich werden bei Radareinrichtungen elektromagne tische Wellen von einer Sendeantenne abgestrahlt. Treffen diese elektromagnetischen Wellen auf ein Hindernis, so werden sie reflektiert und nach der Reflexion von einer anderen oder derselben Antenne wieder empfangen. Nachfol gend werden die empfangenen Signale einer Signalverarbei tung und Signalauswertung zugeführt.

Beispielsweise werden in Kraftfahrzeugen Radar-Sensoren für die Messung des Abstands zu Zielen und/oder der Rela tivgeschwindigkeit bezüglich solcher Ziele außerhalb des Kraftfahrzeuges eingesetzt. Als Ziele kommen zum Beispiel vorausfahrende oder parkende Kraftfahrzeuge in Frage.

Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Radar einrichtung mit einem Korrelationsempfänger des Standes der Technik. Ein Sender 300 wird durch eine Pulserzeugung 302 veranlasst, über eine Antenne 304 ein Sendesignal 306 abzustrahlen. Das Sendesignal 306 trifft auf ein Zielob jekt 308, wo es reflektiert wird. Das Empfangssignal 310 wird von der Antenne 312 empfangen. Diese Antenne 312 kann mit der Antenne 304 identisch sein. Nach dem Empfang des Empfangssignals 310 durch die Antenne 312 wird dieses dem Empfänger 314 übermittelt und nachfolgend über eine Einheit 316 mit Tiefpass und Analog/Digital-Wandlung ei ner Signalauswertung 318 zugeführt. Die Besonderheit bei dem Korrelationsempfänger besteht darin, dass der Empfän ger 314 von der Pulserzeugung 302 ein Referenzsignal 320 erhält. Die von dem Empfänger 314 empfangenen Empfangs signale 310 werden in dem Empfänger 314 mit dem Referenz signal 320 gemischt. Der Empfänger 314 kann einen Inpha se/Quadratur(I/Q)-Demodulator enthalten. Durch die Korrelation kann auf der Grundlage der zeitlichen Verzögerung vom Aussenden bis zum Empfangen der Radarimpulse bei spielsweise auf die Entfernung eines Zielobjektes ge schlossen werden.

Grundsätzlich ist es erwünscht, Störsignale, welche bei spielsweise von anderen Sendeantennen herrühren, von an den Zielen reflektierten Signalanteilen zu trennen. Stö rungen werden zum Beispiel durch andere Radar-Sensoren, Sender, Verbraucher am Bordnetz des Kraftfahrzeuges, Han dys oder durch Rauschen erzeugt. Es sind bereits Verfah ren bekannt, die eine zusätzliche Modulation von Signalen nutzen, um Störsignale von an Zielen reflektierten Sig nalanteilen zu trennen. Ebenfalls wurde bereits vorge schlagen, zur Störsignalunterdrückung eine Pseudo-Noise- Codierung (PN-Codierung) zu verwenden. Durch Codierung soll erreicht werden, derartige Störungen zu minimieren, wobei insbesondere das Signal-Rausch-Verhältnis ("sig nal/noise" S/N) im Ausgangssignal der Radareinrichtung erhöht werden soll. Durch eine solche Erhöhung des S/N- Verhältnisses wird es ermöglicht, entweder Ziele mit ge ringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen oder die Puls spitzenleistung bei konstanten S/N zu verringern. Die Vorteile, Ziele mit geringerem Rückstrahlquerschnitt zu erkennen, bestehen beispielsweise darin, dass von einem Kraftfahrzeug nicht nur ein vorausfahrendes Kraftfahrzeug erkannt wird, sondern mit größerer Wahrscheinlichkeit auch Fußgänger beziehungsweise Radfahrer. Das Verringern der Pulsspitzenleistung hat zur Folge, dass geringere Störungen anderer Systeme zum Beispiel von Richtfunkanla gen bewirkt werden; in diesem Zusammenhang erleichtert die Verringerung der Pulsspitzenleistung die Genehmigung der Sensoren bei den zuständigen Regulierungsbehörden.

Ferner ist man bestrebt, bei Einsatz von mehreren Radar- Sensoren die Sendesignale der jeweils anderen Sensoren zu empfangen und auszuwerten. Daher will man zwischen den Signalen unterschiedlicher Radar-Sensoren unterscheiden können.

Vorteile der Erfindung

Die Erfindung baut auf der gattungsgemäßen Radareinrich tung dadurch auf, dass mehrere Empfangskanäle vorgesehen sind, dass die Empfangskanäle Mittel zum Erzeugen weite rer Codes aufweisen, dass die Empfangskanäle Mittel zum Demodulieren mit den jeweiligen weiteren Codes aufweisen und dass Mittel zum Modulieren des Sendesignals mit min destens einem der weiteren Codes vorgesehen sind. Auf diese Weise ist es möglich, zwischen den Signalen mehre rer Radar-Sensoren zu unterscheiden. Es erfolgt demnach eine Verbesserung der Störsignalunterdrückung beziehungs weise eine Erhöhung des S/N-Verhältnisses durch die Modu lation der Signale mit einer Entkopplung verschiedener Radar-Sensoren durch die Verwendung unterschiedlicher Co des. Auf diese Weise kann der Nachweis von Scheinzielen unterdrückt werden, und es kann eine genauere Bestimmung der Zielgeometrie vorgenommen werden.

Vorzugsweise erfolgt die Modulation eines der Signale mit dem ersten Code durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying"), und die Modulation des anderen Signals erfolgt mit dem ersten Code durch eine Phasenmo dulation (PSK; "Phase Shift Keying"). Es ist also mög lich, eine Amplitudenmodulation mit einer Phasenmodulati on zu kombinieren, so dass im Rahmen der vorliegenden Er findung unterschiedliche Modulationsarten einsetzbar sind. Ebenfalls ist es möglich eine Frequenzmodulation (FSK; "Frequency Shift Keying") zu verwenden.

Die Erfindung ist besonders dadurch vorteilhaft, dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Phasenmodulation (PSK) erfolgt und dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation (ASK) oder durch Frequenzmodu lation (FSK) erfolgt. Werden im Empfangszweig andere Mo dulationsarten als die Phasenmodulation (PSK) verwendet, so wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung im Sende zweig eine Phasenmodulation (PSK) eingesetzt.

Es kann jedoch auch vorteilhaft sein, dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Amplitudenmo dulation (ASK), Frequenzmodulation (FSK) oder Phasenmodu lation (FEE) erfolgt und dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Phasenmo dulation (PSK) erfolgt. Liegt also im Empfangszweig eine Phasenmodulation (PSK) vor, so sind im Sendezweig ver schiedenste Modulationsarten einsetzbar.

Die Radareinrichtung ist besonders dadurch vorteilhaft weitergebildet, dass eine der genannten Kombinationen von Modulationsarten unabhängig von den für den ersten Code verwendeten Modulationsarten für die weiteren Codes ver wendet wird.

Vorzugsweise ist zur Filterung der Signale vor der Demo dulation ein Tiefpass vorgesehen. Hierdurch ist es mög lich, eine geringe Taktfrequenz für die weiteren Codie rungen zu verwenden. Dies hat insbesondere den Vorteil, dass die Codierung in den Empfangskanälen nicht verzögert werden muss. Es ist eine Realisierung von sehr vielen Ka nälen bei nur geringem Mehraufwand an Bauelementen mög lich, wobei diese Bauelemente mit relativ geringer Fre quenz getaktet werden. Auf der Hochfrequenzebene muss le diglich eine zusätzliche Modulation vorgesehen sein, ge gebenenfalls - durch einen zusätzlichen Modulator. Eben falls hat die Realisierung der Empfangskanäle auf der Niederfrequenzebene den Vorteil, dass keine Verschlechte rung des S/N-Verhältnisses erfolgt.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn der Code ein Pseudo- Noise-Code (PN-Code) ist. Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.

Vorzugsweise erfolgen die Erzeugung der weiteren Codes und die Modulation mit einer Taktfrequenz, die ein ganz zahliger Teil der Pulswiederholfrequenz zur Erzeugung des ersten Code ist. Auf diese Weise werden die Codegenerie rungen und die Demodulationen bezüglich der verschiedenen Codes aufeinander abgestimmt.

Es ist bevorzugt, dass k Empfangskanäle vorgesehen sind, dass k Mittel zum Erzeugen von k weiteren Codes vorgese hen sind und dass jeder der k weiteren Codes zu jedem anderen der k - 1 weiteren Codes orthogonal ist. Durch die Orthogonalität der Codes ist es möglich, bei sich überde ckenden Erfassungsbereichen der jeweiligen Sensoren, nur die entsprechenden Sensoren in einem jeweiligen Empfangs kanal auszuwerten. Ferner sind orthogonale Codes schal tungstechnisch in einfacher Weise herstellbar.

Vorzugsweise sind zur Erzeugung der orthogonalen Codes ein Zähler und mehrere EXOR-Gatter vorgesehen. Hierdurch lassen sich ideale Entkopplungen der jeweiligen Radar- Sensoren erzeugen, beispielsweise durch zyklische Inver tierung.

In einem besonders bevorzugten Fall sind zur Erzeugung der orthogonalen Codes ein Toggle Flip-Flop (TFF) und ein EXOR-Gatter vorgesehen. Durch einen TFF lassen sich in besonders einfacher Weise zwei orthogonale Codes erzeu gen.

In diesem Zusammenhang ist es besonders vorteilhaft, wenn bei der Verwendung von PSK im Empfangszweig zusätzlich ein nicht codierter Empfangskanal vorgesehen ist. Unter Verwendung eines TFF und eines EXOR-Gatters ist also auf grund des zusätzlichen nicht codierten Empfangskanals die Realisierung von drei Empfangskanälen möglich.

Vorzugsweise sind digitale Mittel zum Steuern der Verzö gerung vorgesehen. Derartige digitale Mittel, beispiels weise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalpro zessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfre quenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die er forderliche Korrelation erfahren.

Es kann aber auch vorteilhaft sein, wenn Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch möglich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzusetzen.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn Mittel zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangs zeit zwischen den verschiedenen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler minimieren.

Die Erfindung baut auf dem gattungsgemäßen Verfahren da durch auf, dass mehrere Empfangskanäle vorgesehen sind, dass in den Empfangskanälen weitere Codes erzeugt werden, dass in den Empfangskanälen Signale mit den jeweiligen weiteren Codes moduliert werden und dass das Sendesignal mit mindestens einem der weiteren Codes moduliert wird. Auf diese Weise ist es möglich, zwischen den Signalen mehrerer Radar-Sensoren zu unterscheiden. Es erfolgt dem nach eine Verbesserung der Störsignalunterdrückung bezie hungsweise eine Erhöhung des S/N-Verhältnisses durch die Modulation der Signale mit einer Entkopplung verschiede ner Radar-Sensoren durch die Verwendung unterschiedlicher Codes. Auf diese Weise kann der Nachweis von Scheinzielen unterdrückt werden, und es kann eine genauere Bestimmung der Zielgeometrie vorgenommen werden.

Es ist besonders bevorzugt, wenn die Modulation eines der Signale mit dem ersten Code durch eine Amplitudenmodula tion (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und wenn die Modulation des anderen Signals mit dem ersten Code durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") er folgt. Es ist also möglich, eine Amplitudenmodulation mit einer Phasenmodulation zu kombinieren, so dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung unterschiedliche Modulations arten einsetzbar sind. Ebenfalls ist es möglich eine Fre quenzmodulation (FSK; "Frequency Shift Keying") zu ver wenden.

Bevorzugt erfolgt die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Phasenmodulation (PSK), und die Modula tion des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig erfolgt durch Amplitudenmodulation (ASK) oder Frequenzmo dulation (FSK; "Frequency Shift Keying"). Werden im Emp fangszweig andere Modulationsarten als die Phasenmodula tion (PSK) verwendet, so wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung im Sendezweig eine Phasenmodulation (PSK) ein gesetzt.

Besonders bevorzugt ist es, wenn die Modulation des Sen designals mit dem ersten Code durch Amplitudenmodulation (ASK), Frequenzmodulation (FSK) oder Phasenmodulation (PSK) erfolgt und wenn die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation (PSK) erfolgt. Liegt also im Empfangszweig eine Phasenmo dulation (PSK) vor, so sind im Sendezweig verschiedenste Modulationsarten einsetzbar.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist besonders dadurch vor teilhaft weitergebildet, dass eine der genannten Kombina tionen von Modulationsarten unabhängig von den für den ersten Code verwendeten Modulationsarten für die weiteren Codes verwendet wird.

Vorzugsweise werden die Signale vor der Demodulation in einem Tiefpass gefiltert. Hierdurch ist es möglich, eine geringe Taktfrequenz für die weiteren Codierungen zu ver wenden. Dies hat insbesondere den Vorteil, dass die Co dierung in den Empfangskanälen nicht verzögert werden muss. Es ist eine Realisierung von sehr vielen Kanälen bei nur geringem Mehraufwand an Bauelementen möglich, wo bei diese Bauelemente mit relativ geringer Frequenz ge taktet werden. Auf der Hochfrequenzebene muss lediglich eine zusätzliche Modulation vorgesehen sein, gegebenen falls durch einen zusätzlichen Modulator. Ebenfalls hat die Realisierung der Empfangskanäle auf der Niederfre quenzebene den Vorteil, dass keine Verschlechterung des S/N-Verhältnisses erfolgt.

Bevorzugt sind die Codes Pseudo-Noise-Codes (PN-Codes). Die Verwendung von PN-Codes zur Störsignalunterdrückung wurde in der Literatur umfassend beschrieben, so dass die Erfindung unter Verwendung von PN-Codes besonders gut realisierbar ist.

Die Erfindung ist besonders dadurch vorteilhaft, dass die Erzeugung der weiteren Codes und die Demodulation mit ei ner Taktfrequenz erfolgt, die ein ganzzahliger Teil der Pulswiederholfrequenz zur Erzeugung des ersten PN-Code ist. Auf diese Weise werden die Codegenerierungen und die Demodulationen bezüglich der verschiedenen Codes aufein ander abgestimmt.

Besonders zu bevorzugen ist, dass k Empfangskanäle vorge sehen sind, dass k Mittel zum Erzeugen von k weiteren Co des vorgesehen sind und dass jeder der k weiteren Codes zu jedem anderen der k - 1 weiteren Codes orthogonal ist. Durch die Orthogonalität der Codes ist es möglich, bei sich überdeckenden Erfassungsbereichen der jeweiligen Sensoren, nur die entsprechenden Sensoren in einem jewei ligen Empfangskanal auszuwerten. Ferner sind orthogonale Codes schaltungstechnisch in einfacher Weise herstellbar.

Vorzugsweise werden die orthogonalen Codes durch einen Zähler und mehrere EXOR-Gatter erzeugt. Hierdurch lassen sich ideale Entkopplungen der jeweiligen Radar-Sensoren erzeugen, beispielsweise durch zyklische Invertierung.

In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform werden die orthogonalen Codes durch ein Toggle Flip-Flop (TFF) und ein EXOR-Gatter erzeugt. Durch einen TFF lassen sich in besonders einfacher Weise zwei orthogonale Codes er zeugen.

Vorzugsweise ist bei der Verwendung von PSK im Empfangs zweig zusätzlich ein nicht codierter Empfangskanal vorge sehen. Unter Verwendung eines TFF und eines EXOR-Gatters ist also aufgrund des zusätzlichen nicht codierten Emp fangskanals die Realisierung von drei Empfangskanälen möglich.

Es ist nützlich, wenn die Verzögerung durch digitale Mit tel gesteuert wird. Derartige digitale Mittel, beispiels weise ein Microcontroller oder ein digitaler Signalpro zessor, sind in der Lage, sowohl die Pulswiederholfre quenz als auch den PN-Code in einer geeigneten Weise zu verzögern, so dass die Signale im Empfangszweig die er forderliche Korrelation erfahren.

Es kann aber auch vorteilhaft sein, wenn die Verzögerung durch Schaltungsmittel erfolgt. Neben dem Steuern der Verzögerung mit digitalen Mitteln ist es also auch mög lich Hardware zur Realisierung der Verzögerung einzuset zen.

Ferner ist vorteilhaft, wenn Phasenübergänge ausgetastet werden. Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Auf bau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integra tion des Signals Fehler. Wird jedoch das phasenmodulierte Signal während der Übergangszeit zwischen den verschiede nen Phasenlagen ausgetastet, so kann man diese Fehler mi nimieren.

Der Erfindung liegt die überraschende Erkenntnis zugrun de, dass eine Trennung mehrerer Empfangskanäle durch ein fache. Mittel möglich ist. Es erfolgt eine Trennung zwi schen der Codierung des Radar-Sensors und den zusätzli chen Codierungen für die Realisierung mehrerer Empfangs kanäle. Die zusätzliche Codierung hat keine weiteren Auf gaben. Hierdurch ist es möglich, diese sehr einfach zu gestalten und eine relativ niedrige Taktfrequenz zu ver wenden. Die für die Funktion des Radars notwendige Verzö gerung des Referenzsignals wird in dem ersten Code vorgenommen. Die zusätzliche Codierung muss aufgrund der dafür verwendeten geringen Taktfrequenz in den Empfangskanälen nicht verzögert werden. Auch bei der Realisierung von sehr vielen Kanälen ist nur ein geringer Mehraufwand an Bauelementen notwendig, die mit relativ geringer Frequenz getaktet werden. Auf der HF-Ebene ist nur eine zusätzli che Modulation erforderlich. Ebenfalls ist es vorteil haft, dass die verwendeten Codes, das heißt der erste Co de und die weiteren Codes zur Trennung der Empfangskanä le, jeweils unabhängig voneinander entsprechend den je weiligen Anforderungen wählbar sind. Die digitalen Schal tungen zur Codeerzeugung und zur Codeverschiebung sowie die Schalter und Mischer sind gut integrierbar, bei spielsweise in einem "monolithic microwave integrated circuit" (MMIC).

Zeichnungen

Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen bei spielhaft erläutert.

Dabei zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Radareinrichtung des Standes der Technik;

Fig. 2 Ausschnitte aus PN-Codes;

Fig. 3 eine Autokorrelationsfunktion eines PN-Codes über verschiedene Wertebereiche;

Fig. 4 Ausschnitte eines PN-Codes und von mit dem PN- Code modulierten Signalen;

Fig. 5 Autokorrelationsfunktionen von auf verschiedene Weise modulierten Signalen;

Fig. 6 eine schematische Darstellung einer Ausfüh rungsform einer Radareinrichtung;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungs form einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungs form einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung;

Fig. 9 ein Schaltungsprinzip für die Erzeugung ortho gonaler Codes;

Fig. 10 ein weiteres Schaltungsprinzip für die Erzeu gung othogonaler Codes; und

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungs form einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 2 zeigt Ausschnitte von PN-Codes. In dem oberen Teil von Fig. 2 ist ein PN-Code in Abhängigkeit des Pa rameters v dargestellt. Der untere Teil von Fig. 2 zeigt denselben PN-Code mit einer Verschiebung um v = 2. Derartige PN-Codes und deren Verschiebung werden im Rahmen der vorliegenden Erfindung zur Verbesserung des S/N- Verhältnisses und des Verhältnisses von Nutzsignal zu Doppler-Lecksignal verwendet. Grundsätzlich erreicht man eine solche Verbesserung durch die Erhöhung der Pulswie derholfrequenz f_PW. Allerdings ist die maximale Pulswie derholfrequenz durch die Reichweite des Radars begrenzt:

mit f_PW,max: maximale Pulswiederholfrequenz
c: Lichtgeschwindigkeit
R_max: Reichweite des Radars.

Ziele mit Entfernungen, die jenseits von R_max liegen, wer den nicht erkannt. Wird die Pulswiederholfrequenz erhöht, so ist die Messung für Zielentfernungen zwischen C/(2f_PW) und R_max nicht mehr eindeutig. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung gelingt es jedoch, das S/N-Verhältnis durch ei ne Erhöhung der Pulswiederholfrequenz zu erreichen, da durch den Einsatz einer PN-Codierung die Pulswiederhol frequenz erhöht werden kann, ohne die Eindeutigkeit der Entfernungsmessung zu gefährden. Der Grund für die Ver besserung des S/N-Verhältnisses durch Erhöhung der Puls wiederholfrequenz liegt darin, dass bei unveränderter Ü bertragungsfunktion des verwendeten Tiefpasses im Emp fangssignal über eine größere Anzahl von Pulsen integ riert wird. Erhöht man die Pulswiederholfrequenz bei spielsweise um einen Faktor m, so ergibt sich bei kohä renter Integration ein um m erhöhtes S/N-Verhältnis. Be trägt das S/N-Verhältnis demnach vor der Erhöhung der Pulswiederholfrequenz (S/N)_n, so beträgt es nach der Erhöhung der Pulswiederholfrequenz (S/N)_nm. Ist jedoch das ursprüngliche S/N-Verhältnis bei der Integration von n Pulsen (S/N)_n ausreichend, so kann auch die Pulsspitzen leistung P_t unter Beibehaltung des S/N-Verhältnisses bei erhöhter Pulswiederholfrequenz f_PW erniedrigt werden, wo bei P_t proportional zum Kehrwert der Pulswiederholfre quenz ist. Im oberen Teil von Fig. 2 ist ein Ausschnitt eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Codes darge stellt. Besitzt der verwendete Code eine geeignete Auto korrelationsfunktion (AKF), so kann hierdurch der Eindeu tigkeitsbereich für die Entfernungsmessung durch die Co dierung des Signals vergrößert werden.

In Fig. 3 sind die Zusammenhänge bezüglich der Autokor relationsfunktionen näher erläutert. Im oberen Teil von Fig. 3 ist die Autokorrelationsfunktion eines 8-Bit-PN- Codes über den Wertebereich von v = 1 bis v = 255 darge stellt. Grundsätzlich stellt die Autokorrelationsfunktion des PN-Codes das Ergebnis nach einer Multiplikation des PN-Codes mit sich selbst und nachfolgender Summation in Abhängigkeit von der Verschiebung des Code um v Takte dar. Im unteren Teil von Fig. 3 ist ein Ausschnitt der Autokorrelationsfunktion eines beispielhaft ausgewählten 8-Bit-PN-Code über Verschiebungen von 0 bis 5 Takten dar gestellt. Wird nun zwischen dem Empfangs- und dem Refe renzsignal eine relative Verschiebung von 0 Sekunden ein gestellt, so erhält man für einen 8-Bit-PN-Code den maxi malen Wert der Autokorrelationsfunktion, welcher 2⁸ - 1 = 255 beträgt. Erhöht man den Wert der Verschiebung, so verringert sich der Wert der Autokorrelationsfunktion. Ab einer Verschiebung von v ≧ 1 erhält man für das in Fig. 3 dargestellte Beispiel einen Wert von -1. Dieses deutlich ausgeprägte Maximum der Autokorrelationsfunktion ei nes ausgewählten PN-Codes bei v = 0 ermöglicht eine ge naue Messung der zeitlichen Verzögerung des empfangenen Signals und damit eine eindeutige Bestimmung der Zielent fernung.

Bei einer Schrittweite der Verschiebung von Δv ≦ 0,5 er hält man eine ausreichende Auflösung der Autokorrelati onsfunktion für eine Interpolation des Maximums. Aufgrund der Periodizität der Autokorrelationsfunktion erstreckt sich der Eindeutigkeitsbereich dieses Codes von v = 0 bis V_max = N - 1. Abhängig von der Taktfrequenz, mit der die einzelnen Chips auf das Radarsignal moduliert werden, kann man dem "Peak" der Autokorrelationsfunktion eine räumliche Ausdehnung zuordnen. Für einen Code mit einer Rahmenlänge (Periode) von N Chips und einer Chip- Taktfrequenz oder Pulswiederholfrequenz f_PW ergibt sich ein räumlicher Eindeutigkeitsbereich, welcher von 0 bis R_ein reicht, wobei

gilt.

An den Eindeutigkeitsbereich ist die Bedingung

R_ein ≧ R_max

zu stellen. Ansonsten läge für die Zielentfernungen, wel che zwischen R_ein und R_max liegen, ein mehrdeutiger Mess wert von

= r - nR_ein

mit n = 0, 1, . . . und ≧ 0
vor.

Für die Überwachung des für den Radar-Sensor instrumen tierten Bereichs von 0 bis R_inst wäre dann eine maximale Codeverschiebung von

Takten notwendig.

In Fig. 4 sind prinzipielle Modulationsarten einer Trä gerfrequenz dargestellt. Das Sendesignal des Radar- Sensors entsteht durch Modulation der mit einem Lokalos zillator (LO) erzeugten Trägerfrequenz f₀ mit dem ent sprechenden PN-Code. Grundsätzlich stehen verschiedene Modulationsarten zur Verfügung, zum Beispiel PSK, QPSK, ASK, FSK und MSK. Die vorliegende Erfindung bezieht sich hauptsächlich auf die Modulationsarten ASK und PSK sowie auf eine PSK-Modulation mit Austastung von Phasenübergän gen. Im oberen Teil von Fig. 4 ist ein Ausschnitt eines 8-Bit-PN-Code dargestellt. Der mittlere Teil zeigt ein mit dem PN-Code amplitudenmoduliertes Signal ASK. Der un tere Teil zeigt ein mit dem PN-Code phasenmoduliertes Signal PSK_A, wobei die Phasenübergänge ausgetastet sind.

Im realen Aufbau des Sensors entstehen Übergangszeiten zwischen dem Ein- bzw. Aus-Zustand des Signals bei ASK- und PSK-Modulation. Diese sind bei der Modellierung des in Fig. 4 dargestellten Beispiels mit einer Dauer von zum Beispiel 100 ps für den Übergang zwischen 0° und 180° berücksichtigt worden. Die Trägerfrequenz muss bei PSK ein ganzzahliges Vielfaches der Pulswiederholfrequenz be ziehungsweise der Chip-Taktfrequenz sein. Um eine optima le Störsignalunterdrückung zu erreichen, ist es notwen dig, dass man nach einer Integration der Autokorrelati onsfunktion über einen oder mehrere Rahmen bei v = 0 ei nen möglichst großen Wert erhält. Bei Codeverschiebungen zwischen v = 1 bis zur maximal genutzten Codeverschiebung v_inst sollen möglichst geringe Werte auftreten. Zweckmäßig ist in diesem Zusammenhang eine PSK-Modulation der Trä gerfrequenz f₀. Die Phasenlage von f₀ wird bei einer PSK- Modulation zwischen 0° und 180° umgetastet.

Da die Umschaltung der Phasenlage im realen Aufbau nicht instantan erfolgt, entstehen nach der Integration des Signals Fehler. Hierdurch wird das Verhältnis δ zwischen der Amplitude bei v = 0 und der maximalen Amplitude bei v < 1 verringert. Wird das PSK-modulierte Signal während der Übergangszeit zwischen verschiedenen Phasenlagen aus getastet, wie es in Fig. 4 unten dargestellt ist, so kann man diesen Fehler minimieren.

In Fig. 5 sind Beispiele für Autokorrelationsfunktionen für verschiedene Szenarien dargestellt. Der obere Teil von Fig. 5 zeigt die Autokorrelationsfunktion des ASK- modulierten Signals. Der mittlere Teil zeigt eine Auto korrelationsfunktion des phasenmodulierten Signals PSK mit nicht idealen Phasenübergängen, wobei die Phasenüber gänge nicht ausgetastet sind. Der untere Teil zeigt eine Phasenmodulation des Signals PSK_A mit Austastung der Pha senübergänge. Bei einer ASK-Modulation ergibt sich im dargestellten Beispiel δ ≈ 2. Bei einer PSK-Modulation ohne Austastung der Phasenübergänge ergibt sich δ ≈ 10 und bei einer PSK_A-Modulation mit Austastung der Phasen übergänge ergibt sich δ ≈ 255. Somit wird durch die Aus tastung eine wesentlich bessere Detektion des Maximums beziehungsweise eine effektivere Störsignalunterdrückung erreicht.

Durch die Kombination von ASK und PSK, wobei ASK im Sen dezweig und PSK im Empfangszweig verwendet wird oder um gekehrt, geht δ theoretisch gegen unendlich. Dies bedeu tet, dass die Autokorrelationsfunktion für v < 1 Null ist. Die Verbesserung des S/N-Verhältnisses ist bei glei cher Chip-Taktfrequenz f_PW um ca. 3 dB geringer als bei einer reinen Phasenmodulation PSK. Bei einer Amplituden modulation ASK im Sendezweig und bei einer Phasenmodula tion PSK im Empfangszweig sinkt die mittlere Sendeleis tung um den gleichen Faktor. Durch die Austastung der Phasenübergänge verringert sich die Breite des Maximums der Autokorrelationsfunktion, beziehungsweise die Band breite des Amplitudenspektrums wird vergrößert. Dies ver bessert die Trennfähigkeit zwischen unterschiedlichen Zielen bei gleicher Taktfrequenz f_PW, wobei jedoch eine kleinere Schrittweite für die Codeverschiebung Δv erfor derlich ist. Alternativ kann auch die Pulsbreite τ bei ungefähr gleichbleibender Ortsauflösung, Trennfähigkeit, Schrittweite und Bandbreite erhöht werden.

Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausfüh rungsform einer Radareinrichtung, an welcher grundlegende Prinzipien erläutert werden können. Die schematische Dar stellung ist stark vereinfacht. Insbesondere ist nur der Inphase(I)-Kanal dargestellt, und der Quadratur(Q)-Kanal wurde fortgelassen, wobei dieser jedoch prinzipiell iden tisch aufgebaut sein kann. Die Radareinrichtung umfasst einen Taktgeber 10 zum Erzeugen einer Pulswiederholfre quenz PRF. Die Pulswiederholfrequenz wird einem PN- Generator 12 zugeführt. Weiterhin ist ein Lokaloszillator 14 (LO) vorgesehen, welcher eine Trägerfrequenz f₀ von beispielsweise 24 GHz erzeugt. Die Trägerfrequenz wird von dem Lokaloszillator 14 einem 3 dB-Leistungsteiler 16 zugeführt. Der Leistungsteiler versorgt über einen ersten Phasenmodulator 18 einen Sendezweig. Der Phasenmodulator 18 ist hier schematisch als Schalter dargestellt. Bei spielsweise kann er als Mischer realisiert sein. Ferner versorgt der Leistungsteiler 16 über einen zweiten Pha senmodulator 20, welcher ebenfalls als Mischer realisiert sein kann, einen Empfangszweig. Die Ausgänge der Phasen modulatoren 18, 20 sind jeweils mit Schaltern 22, 24 zum Austasten der Phasenübergänge verbunden. Der Ausgang des Schalters 22 im Sendezweig liefert das Sendesignal. Der Ausgang des Schalters 24 im Empfangszweig ist mit einem Mischer 26 verbunden. Diesem Mischer 26 wird neben dem Ausgangssignal des Schalters 24 das Empfangssignal einge geben. Der Ausgang des Mischers 26 ist mit einem Tiefpass 28 verbunden, welcher das Inphase(I)-Signal als Ausgangs signal liefert. Ferner ist ein Microcontroller bezie hungsweise ein digitaler Signalprozessor 30 vorgesehen, welcher eine Verzögerung 32 steuert. Diese Verzögerung dient der Verzögerung sowohl der Pulswiederholfrequenz als auch des PN-Code im Empfangszweig. Während im Sende zweig die Pulswiederholfrequenz direkt auf eine Pulsfor mung 34 gegeben wird, deren Ausgangssignal den Schalter zum Austasten 22 der Phasenübergänge im Sendezweig schal tet, wird die Pulswiederholfrequenz im Empfangszweig über die Verzögerung 32 auf eine Pulsformung 36 gegeben, wel che den Schalter 24 zum Austasten der Phasenübergänge im Empfangszweig schaltet. Ferner dient der PN-Code direkt zur Phasenmodulation im Sendezweig, indem er den Schalter 18 zur Phasenmodulation schaltet. Im Empfangszweig wird der PN-Code verzögert auf den Schalter 20 zur Phasenmodu lation geführt. Der Empfangszweig endet in einer Emp fangsantenne 38; der Sendezweig endet in einer Sendean tenne 48.

Die Radareinrichtung gemäß Fig. 6 arbeitet wie folgt. Der Lokaloszillator 14 erzeugt eine Trägerfrequenz, wel che über den Leistungsteiler 16 dem Sendezweig zugeführt wird. Ein Teil der Leistung der Trägerfrequenz wird dem Empfangszweig zur Erzeugung eines Referenzsignal zuge führt. In dem Sendezweig wird die Trägerfrequenz durch den Phasenmodulator 18 phasenmoduliert. Die Phasenmodula tion erfolgt durch den PN-Code, welcher von dem PN- Generator 12 erzeugt wird. Das phasenmodulierte Signal wird von dem Phasenmodulator 18 auf einen Schalter 22 zum Austasten der Phasenübergänge geführt. Dieser Schalter wird von einem Ausgangssignal der Pulsformung 34 betä tigt, welcher ein Zeitfenster für die Austastung in Ab hängigkeit der Pulswiederholfrequenz 10 erzeugt. Die Pulswiederholfrequenz 10 ist somit für die unverzögerte Festlegung eines Zeitfensters für die Pulsformung 34 als auch für die unverzögerte Bereitstellung des PN-Codes für die Phasenmodulation 18 verantwortlich. Im Empfangszweig wird das Ausgangssignal des Leistungsteilers 16 ebenfalls in dem Phasenmodulator 20 phasenmoduliert. Das Ausgangs signal des Phasenmodulators 20 wird dem Schalter 24 zum Austasten zugeführt, wobei der Schalter 24 von einem Aus gangssignal der Pulsformung 36 betätigt wird. Diese Puls formung 36 wird von der Pulswiederholfrequenz verzögert gesteuert. Ebenfalls wird der Phasenmodulator 20 von ei nem verzögerten PN-Code geschaltet.

Grundsätzlich ist die Reihenfolge der Phasenumschalter 18, 20 und der jeweiligen Schalter zum Austasten 22, 24 beliebig. Die Austastung und/oder Phasenumschaltung kann sich auch zwischen Empfangsantenne 38 und Mischer 26 be finden. Die Austastung kann sich weiterhin zwischen Mi scher 26 und Tiefpass 28 befinden.

In Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausfüh rungsform einer erfindungsgemäßen Radareinrichtung darge stellt. Eine Sendeeinheit T mit Mitteln 18 zum Modulieren eines Sendesignals ist mit einer, Sendeantenne 48 ausges tattet. Den Mitteln 18 zum Modulieren wird von einem PN- Coder 12 ein PN-Code zugeführt. Dieser PN-Code wird eben falls Mitteln 32 zum Verzögern des Codes übermittelt. Der verzögerte Code wird einer Empfängereinheit R mit Mitteln 20 zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig zugeführt. Der verzögerte Code dient so als Referenzsig nal S_R. Der Empfänger ist mit einer Empfangsantenne 38 ausgestattet. Der Sendeeinheit T wird von einem Lokalos zillator 14 über Mittel 15 zum Modulieren des Sendesig nals die Trägerfrequenz f₀ übermittelt. Diese Trägerfre quenz f₀ wird ebenfalls der Empfängereinheit R eingegeben, wo dieses mit dem Empfangssignal gemischt wird. Das Ausgangssignal der Empfängereinheit wird von einem Tief pass und Verstärker 17 gefiltert und verstärkt. Nachfol gend wird das Signal Mitteln 19 zur Betragsbildung zuge führt, wobei hier der Betrag aus dem I- und dem Q-Signal gebildet wird: |s_i + js_Q|. Dieser I/Q-Betrag wird Mitteln 13 ₁, 13 ₂, . . . 13 _k zugeführt, welche jeweils einem Emp fangskanal 11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k zugeordnet sind. Jedes dieser Modulationsmittel 13 ₁, 13 ₂, . . . 13 _k arbeitet mit einem be stimmten Code C₁, C₂, . . . . C_k, wobei diese von den jewei ligen Mitteln 120 ₁, 120 ₂, . . . 120 _k zum Erzeugen der Codes geliefert werden. Einer dieser Codes, im vorliegenden Fall der Code C₁ wird dafür verwendet, das Lokaloszilla torsignal in den Mitteln 15 zum Modulieren des Sendesig nals zu modulieren.

Im vorliegenden allgemeinen Fall gemäß Fig. 7 können Mittel 18 zum Modulieren eines Sendesignals, die Mittel 20 zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig, die Mittel 13 ₁, 13 ₂, . . . 13 _k zum Demodulieren und die Mit tel 15 zum zusätzlichen Modulieren des Sendesignals eine Amplitudenmodulation ASK, eine Frequenzmodulation FSK o der eine Phasenmodulation PSK ausführen. Das ganze System wird von einer Steuerung 21 gesteuert.

Vorzugsweise erfolgt die Codegenerierung und die Demodu lation in den Empfangskanälen 11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k mit einer relativ geringen Taktfrequenz, bevorzugt mit einem ganz zahligen Teil f_PN/m(m = 1, 2, . . .) der Wiederholfrequenz eines Rahmens (Periode) des PN-Codes f_PN. Die zusätzliche Codierung und Demodulation ist auf der Niederfrequenzebene 29 möglich, so dass aus diesem Grund nur ein relativ geringer Hardwareaufwand erforderlich ist.

Überdecken sich nun die Erfassungsbereiche der jeweiligen Sensoren und wird das Sendesignal jedes dieser Sensoren mit einem anderen geeigneten Code C₁, C₂, . . . C_k modu liert, dann können in jedem Sensor jeweils das an den Zielen reflektierte Sendesignal des eigenen Sensors und das reflektierte Sendesignal der jeweils anderen Sensoren im jeweiligen Empfangskanal 11 ₁, 11 ₂, . . . 112 _k ausgewertet werden.

Fig. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfin dungsgemäßen Radareinrichtung. Komponenten, die denjeni gen aus Fig. 7 entsprechen, sind mit denselben Bezugs zeichen gekennzeichnet. Die Besonderheit der Schaltung gemäß Fig. 8 besteht darin, dass von dem Coder 120 drei orthogonale Codes erzeugt werden. Im vorliegenden Fall können die Modulatoren 15, 20 beispielsweise eine PSK- Modulation durchführen. Demodulator 18 führt eine ASK- Modulation oder eine PSK-Modulation durch. Die Demodula toren 13 ₂, 13 ₂, 13 ₃ arbeiten als ASK-Modulatoren.

Ein Beispiel für die Erzeugung der orthogonalen Codes wird anhand von Fig. 9 schematisch erläutert. Sie er folgt mit Hilfe eines Zählers 23 und mehrerer EXOR-Gatter 25. Eine ideale Entkopplung der jeweiligen Radar-Sensoren erhält man zum Beispiel durch zyclische Invertierung.

Für die Ableitung des 1. Codes C₁(n) gilt:

C₁(n) = (-1)ⁿ; = 1, 2, . . .

Allgemein gilt für alle weiteren orthogonalen Codes C_i(n):

C_i(n) = (-1)^{runden(n/2i-1)} C_i-1(n); i = 2 . . . k

mit: C₁ = -1,1,-1,1,-1, . . .; C₂ = 1,-1,-1,1,1,-1,-1, . . .; C₃ = 1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,1, . . . usw.

Bei jeder Ableitung i verdoppelt sich die Rahmenlänge N des PN-Codes und beträgt dann insgesamt 2ⁱ N. Da die ein zelnen Codeelemente (Chips) über mindestens eine Rahmen länge integriert werden müssen, ist ggf. die Grenzfre quenz des zur Integration verwendeten Tiefpasses um den Faktor 2^k zu erniedrigen. Bei z. B. k = 3 verschiedenen Kanälen erhält man eine Rahmenlänge von N*8 Chips.

Eine vereinfachte Schaltung zur Erzeugung von zwei ortho gonalen Codes ist in Fig. 10 schematisch dargestellt. Hier wird anstelle eines Zählers ein Toggle Flip-Flop (TFF) 27 verwendet, der zusammen mit einem EXOR-Gatter die beiden Codes zur Verfügung stellt.

In Fig. 11 ist eine Schaltung dargestellt, in welcher das Schaltungsprinzip gemäß Fig. 10 zum Einsatz kommen kann. In Fig. 11 sind wiederum Elemente, welche denjeni gen aus Fig. 7 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Der Coder 120 liefert zwei orthogonale Codes C₁, C₂ in den Kanälen 11 ₁, 11 ₂.

Es wird eine PSK-Modulation in den Empfangskanälen 11 ₁, 11 ₂ verwendet, wodurch sich die Schaltung vereinfacht. In diesem Fall können zusätzlich ein nicht codierter Kanal 11 _x und ein weiterer Sensor ohne zusätzliche Codierung des Sendesignals realisiert werden. Im Sendezweig kann von den Mitteln 18 zur Modulation eine PSK-Modulation o der eine ASK-Modulation verwendet werden. Es ergibt sich bei gleicher Anzahl von Empfangskanälen im Vergleich zur Codierung mit ASK im Empfangszweig die halbe Rahmenlänge.

Die vorliegende Beschreibung erläutert die Erfindung weitgehend am Beispiel von PN-Codes. Anstelle von PN- Codes können jedoch auch andere Codes verwendet werden, wie z. B. Gold Codes, M-Sequenzen, Kasami-Sequenzen, Wave lets etc.

Die vorhergehende Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung dient nur zu illustrati ven Zwecken und nicht zum Zwecke der Beschränkung der Er findung. Im Rahmen der Erfindung sind verschiedene Ände rungen und Modifikationen möglich, ohne den Umfang der Erfindung sowie ihre Äquivalente zu verlassen.

Claims

1. Radareinrichtung mit
Mitteln (12) zum Erzeugen eines ersten Code,
Mitteln (18) zum Modulieren eines Sendesignals in ei nem Sendezweig mit dem ersten Code,
Mitteln (32) zum Verzögern des ersten Code,
Mitteln (20) zum Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten ersten Code und
Mitteln zum Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssignal, dadurch gekennzeichnet,
dass mehrere Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) vorge sehen sind,
dass die Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) Mittel (120 ₁, 120 ₂, . . . 120 _k) zum Erzeugen weiterer Codes (C₁, C₂, . . . C_k) aufweisen,
dass die Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) Mittel (13 ₁, 13 ₂, . . . 13 _k) zum Demodulieren mit den jeweili gen weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) aufweisen und
dass Mittel (15) zum modulieren des Sendesignals mit mindestens einem der weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) vorgesehen sind.

2. Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet,
dass die Modulation eines der Signale mit dem ersten Code durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und
dass die Modulation des anderen Signals mit dem ers ten Code durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.

3. Radareinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Phasenmodulation (PSK) erfolgt und
dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation (ASK) oder Frequenzmodulation (FSK; "Frequency Shift Key ing") erfolgt.

4. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Amplitudenmodulation (ASK), Frequenzmodu lation (FSK) oder Phasenmodulation (PSK) erfolgt und
dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation (PSK) er folgt.

5. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass eine der genannten Kom binationen von Modulationsarten unabhängig von den für den ersten Code verwendeten Modulationsarten für die wei teren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) verwendet wird.

6. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpass (17) zur Filterung der Signale vor der Demodulation vorgesehen ist.

7. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Codes Pseudo-Noise- Codes (PN-Codes) sind.

8. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung der wei teren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) und die Demodulation mit ei ner Taktfrequenz erfolgen, die ein ganzzahliger Teil der Pulswiederholfrequenz zur Erzeugung des ersten PN-Code ist.

9. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet,
dass k Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) vorgesehen sind,
dass k Mittel zum Erzeugen von weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) vorgesehen sind und
dass die jeder der k weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) zu jedem anderen der k - 1 weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) orthogonal ist.

10. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der or thogonalen Codes (C₁, C₂, . . . C_k) ein Zähler (23) und meh rere EXOR-Gatter (25) vorgesehen sind.

11. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der or thogonalen Codes ein Toggle Flip-Flop (TFF) (27) und ein EXOR-Gatter (25) vorgesehen sind.

12. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Verwendung von PSK im Empfangszweig zusätzlich ein nicht codierter Emp fangskanal (11 _x) vorgesehen ist.

13. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass digitale Mittel (30) zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

14. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsmittel zum Steuern der Verzögerung vorgesehen sind.

15. Radareinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (22, 24, 34, 36) zum Austasten von Phasenübergängen vorgesehen sind.

16. Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung mit den Schritten

- Erzeugen eines ersten Code,
- Modulieren eines Sendesignals in einem Sendezweig mit dem ersten Code,
- Verzögern des ersten Code,
- Modulieren eines Signals in einem Empfangszweig mit dem verzögerten ersten Code und
- Mischen eines Referenzsignals mit einem Empfangssig nal, dadurch gekennzeichnet,
- dass mehrere Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) vorge sehen sind,
- dass in den Empfangskanälen (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) weite re Codes (C₁, C₂, . . . C_k) erzeugt werden,
- dass die Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) Signale mit den jeweiligen weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) mo duliert werden und
- dass das Sendesignals mit mindestens einem der weite ren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) moduliert wird.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation eines der Signale mit dem ersten Code durch eine Amplitudenmodulation (ASK; "Amplitude Shift Keying") erfolgt und
dass die Modulation des anderen Signals mit dem ers ten Code durch eine Phasenmodulation (PSK; "Phase Shift Keying") erfolgt.

18. Verfahren nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekenn zeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Phasenmodulatioh (PSK) erfolgt und
dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Amplitudenmodulation (ASK) oder Frequenzmodulation (FSK; "Frequency Shift Key ing") erfolgt.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet,
dass die Modulation des Sendesignals mit dem ersten Code durch Amplitudenmodulation (ASK), Frequenzmodu lation (FSK) oder Phasenmodulation (PSK) erfolgt und
dass die Modulation des Signals mit dem ersten Code in dem Empfangszweig durch Phasenmodulation (PSK) er folgt.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine der genannten Kombinationen von Modulationsarten unabhängig von den für den ersten Code verwendeten Modulationsarten für die weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) verwendet wird.

21. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale vor der Demodulation in einem Tiefpass (17) gefiltert werden.

22. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Codes Pseudo-Noise-Codes (PN- Codes) sind.

23. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung der weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) und die Demodulation mit einer Taktfre quenz erfolgt, die eine ganzzahliger Teil der Pulswieder holfrequenz zur Erzeugung des ersten Code ist.

24. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 23, dadurch gekennzeichnet,
dass k Empfangskanäle (11 ₁, 11 ₂, . . . 11 _k) vorgesehen sind,
dass k Mittel zum Erzeugen von k weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) vorgesehen sind und
dass jeder der k weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) zu jedem anderen der k-1 weiteren Codes (C₁, C₂, . . . C_k) orthogonal ist.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass die orthogonalen Codes (C₁, C₂, . . . C_k) durch ein Zähler (23) und mehrere EXOR-Gatter (25) erzeugt.

26. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass die orthogonalen Codes durch ein Toggle Flip-Flop (TFF) (27) und ein EXOR-Gatter (25) er zeugt.

27. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Verwendung von PSK im Emp fangszweig zusätzlich ein nicht codierter Empfangskanal (11 _x) vorgesehen ist.

28. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung durch digitale Mit tel (30) gesteuert wird.

29. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung durch Schaltungsmit tel gesteuert wird.

30. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenübergänge ausgetastet werden.