DE102009013300A1

DE102009013300A1 - Funktionsmoduliertes FMCW-Radar mit Integratorempfänger

Info

Publication number: DE102009013300A1
Application number: DE102009013300A
Authority: DE
Inventors: Christian Brückl; Christoph SCHWÖRER; Maximilian Dr. Tschernitz; Thomas Dr. Zwick
Original assignee: Continental Automotive GmbH
Current assignee: Continental Automotive GmbH
Priority date: 2008-04-23
Filing date: 2009-03-16
Publication date: 2009-10-29

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung mit einer Sendeeinheit und einer Empfangseinheit, wobei die Sendeeinheit einen Signalgenerator (1) aufweist, der zum Erzeugen eines ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals und eines dazu bezüglich der Frequenz in einer definierten Phasenbeziehung befindlichen zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals ausgebildet ist, einen zur Ausgabe eines modulierenden Signals ausgebildeten Funktionsgenerator (3), einen zur Modulation des ersten Hochfrequenzsignals in Abhängigkeit des modulierenden Signals ausgebildeten Modulator (2) und einen zum Abstrahlen des modulierten ersten Hochfrequenzsignals ausgebildeten Strahler (4) umfasst, und wobei die Empfangseinheit einen Abwärtsmischer (7) umfasst, der dazu ausgebildet ist, ein mit Hilfe des modulierten ersten Hochfrequenzsignals bewirktes und über einen Strahler (5) empfangenes Echosignal unter Verwendung des zweiten Hochfrequenzsignals in das Basisband umzusetzen. Die Empfangseinheit zeichnet sich dabei durch einen zum Integrieren des in das Basisband umgesetzten Echosignals ausgebildeten Integrator (8) aus.

Description

Die Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung zum Erfassen des Abstands und/oder der Bewegung eines Objekts relativ zur Radarvorrichtung.
In der Kraftfahrzeugtechnik werden zunehmend Fahrerassistenzsysteme zur Unterstützung der Fahrzeugführer bei komplexen Verkehrssituationen eingesetzt, wobei sich durch den Einsatz von Systemen zur Überwachung des Fahrzeugumfelds das Entstehen kritischer Verkehrssituationen automatisch erkennen lässt. Eventuelle Gefahrensituationen können somit im Allgemeinen rechtzeitig über entsprechende Warnhinweise an den Fahrzeugführer ausgegeben oder bisweilen auch durch automatische Eingriffe in die Fahrzeugführung entschärft werden.
Für die Erfassung von Objekten wie beispielsweise Fremdfahrzeugen in der Umgebung eines Fahrzeugs werden unter Anderem Radarsysteme verwendet. Gegenüber optischen Systemen ist ihre Funktionssicherheit auch bei schlechten Sichtbedingungen garantiert. Radarsysteme ermöglichen sowohl die Bestimmung des Abstands zu anderen Objekten, als auch die Bestimmung der Geschwindigkeit dieser Objekte relativ zum eigenen Fahrzeug. Die Abstandsmessung erfolgt typischerweise über eine direkte oder indirekte Laufzeitmessung des am Fremdobjekt reflektierten Radarsignals. Zur Bestimmung der Relativgeschwindigkeit kann die Dopplerverschiebung des reflektierten gegenüber dem abgestrahlten Radarsignal ausgewertet werden. Die Bestimmung der Relativgeschwindigkeit lässt sich auch mithilfe von Objektverfolgung (im Allgemeinen als Tracking bezeichnet) erreichen.
Beim Pulslaufzeitverfahren zum Beispiel wird zunächst ein kurzer Radarimpuls ausgesandt, dessen Reflexion an einem Fremdobjekt nach einer durch den Abstand zu diesem Objekt bestimmten Laufzeit wieder empfangen wird. Die Relativgeschwin digkeit des Fremdobjekts kann dabei aus der Dopplerverschiebung des reflektierten Signals zum ursprünglich ausgesandten Signal ermittelt werden. Bei den häufig unter der Bezeichnung ”CW-Radargeräte” (von englisch Continuous Wave Radar) anzutreffenden monofrequenten Dauerstrichradargeräten wird das Radarsignal über längere Zeiträume hinweg kontinuierlich abgestrahlt. Diese Geräte sind auf die Bestimmung der Relativgeschwindigkeiten von Fremdobjekten abgestimmt. Entsprechende Geräte sind für das 24 GHz ISM-Band (Industrial, Scientific and Medical Band) und für IQ-Radare im 76–77 GHz-Band verfügbar. Bei dem FSK-Modulationsverfahren (Frequency Shift Keying) werden mehrere Dauerstrichmessungen bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen durchgeführt und über die Phasenauswertung der Abstand bestimmt.
Beim frequenzmodulierten Dauerstrichradar (FMCW-Radar von englisch Frequency Modulated Continuous Wave Radar) ändert sich die Frequenz des abgestrahlten Radarsignals über der Zeit. Die Frequenzänderung erfolgt meist entlang einer abwechselnd linear ansteigenden bzw. linear abfallenden Frequenzrampe. Der als Frequenzmodulationsbandbreite bezeichnete Frequenzhub zwischen der minimalen und der maximalen Radarfrequenz der Rampe bestimmt dabei die erzielbare Entfernungsauflösung. Die Messung der Entfernung zu Fremdobjekten erfolgt hier durch einen Vergleich der momentan abgestrahlten Frequenz des Radarsignals mit der Frequenz des vom Fremdobjekt reflektierten Radarsignals, dem so genannten Echosignal, die der Frequenz des abgestrahlten Radarsignals zu einem früheren Zeitpunkt zuzüglich einer eventuellen Dopplerverschiebung entspricht. Da sich das Vorzeichen des Frequenzunterschieds, soweit er auf der Laufzeit des Radarsignals zum Fremdobjekt und zurück basiert, an der abfallenden Rampe gegenüber der ansteigenden Rampe umkehrt und die auf die Dopplerverschiebung zurückzuführende Frequenzverschiebung dagegen unabhängig vom Verlauf der Rampe das selbe Vorzeichen aufweist, lassen sich mit dem FMCW-Radar sowohl die Entfernung zu Fremdobjekten als auch deren Relativgeschwindigkeit bestimmen. Die Frequenzdifferenz zwischen dem momentanen Sen designal und dem Echosignal wird im Allgemeinen durch Abmischen des Echosignals mit dem aktuellen Sendesignal erhalten. Ergebnis des Abmischens ist ein Basisbandsignal mit einer Frequenz, die der Differenz zwischen dem momentanen Sendesignal und dem gerade empfangenen Echosignal entspricht.
Die maximale Reichweite eines Radarsystems wird, abgesehen von äußeren Faktoren wie beispielsweise der als Radarquerschnitt ausgedrückten Reflektivität des erfassten Fremdobjekts und der Signalschwankungen des empfangenen Signals aufgrund von Mehrwegeausbreitung (allgemein als Fading bezeichnet), auf Seiten des Radarsystems selbst letztendlich durch die Sendeleistung des abgestrahlten Radarsignals bestimmt, die den Abstand des Echosignals zum Rauschuntergrund beeinflusst. Der maximal zulässigen Sendeleistung sind durch Funkzulassungsbestimmungen jedoch Grenzen gesetzt.
Die Entfernungsauflösung eines FMCW-Radars hängt von der Größe des verwendeten FMCW-Frequenzhubs ab. So ist z. B. für eine Entfernungsauflösung von ca. 30 cm eine Frequenzbandbreite von 500 MHz nötig. Diese Bandbreite steht jedoch nur in bestimmten Frequenzbändern (UWB-Bänder) zur Verfügung. In diesen Bändern ist jedoch die zugelassene mittlere Leistung (RMS-Leistung –41,3 dBm EIRP/MHz) geringer als die Spitzenleistung (Peakleistung –21,3 dBm EIRP/MHz). Um für ein Radarsystem im UWB Band zu einem ausreichenden Signal-zu-Rauschverhältnis (S/N-Verhältnis) zu gelangen, muss die Sendeleistung moduliert bzw. zerhackt werden.
Das bei den empfangenen Echosignalen erzielbare Signal-zu-Rauschverhältnis hängt je nach Empfängertyp sowohl von der momentanen Radarsignalamplitude als auch von der Dauerleistung des Radarsignals ab. Neben einer Reduktion der mittleren Sendeleistung führt das Zerhacken des Signals auch zu einer Verteilung der Sendeleistung über eine größere Bandbreite womit die Einhaltung der in den Funkzulassungsbestimmungen vieler Länder regulierten effektiven isotropen Strahlungsleis tung pro Frequenz sowohl für den Spitzenleistungswert als auch bezüglich der mittleren Leistung erreicht wird.
Allerdings müssen, um den großen Unterschied von RMS und Peak-Leistung zu erreichen, die Impulslängen bzw. -dauern im Vergleich zu den Impulswiederholraten sehr kurz gewählt werden. In der Praxis werden beispielsweise Impulsdauern von 25 ns bei einer Impulswiederholrate von 1 MHz verwandt. Da die Laufzeit des Radarsignals zu einem einen Meter entfernten Objekt und zurück ca. 6,67 ns beträgt, lassen sich mit einem Radargerät, welches nur einen Empfängerschaltkreis mit einem Sample-und-Hold-Empfängertor aufweist, innerhalb einer Sendeimpulszeit von 25 ns nur Objekte mit einem Abstand von weniger als 3,75 Meter erfassen. Echosignale von Objekten in größerer Entfernung werden in der Zeit zwischen zwei aufeinander folgenden Impulsen empfangen. Diese Austastzeit bestimmt das Empfangsfenster, innerhalb dessen Entfernungen ohne Mehrdeutigkeiten bestimmt werden können, und damit den vom Radarsystem maximal abgedeckten Entfernungsbereich.
Während die Echosignale beim gepulsten FMCW-Radar nur einen Bruchteil der Austastzeit ausfüllen, enthält das Eingangssignal des Systems während der gesamten ”Empfangszeit” eine Rauschleistung. Würde man das Eingangssignal lediglich aufintegrieren, so würde sich somit das S/N-Verhältnis verschlechtern. Daher wird der Empfang üblicherweise in mehrere Zeitabschnitte unterteilt. Vorzugsweise entspricht die Länge eines einzelnen Zeitabschnitts dabei der Impulslänge des Radarsignals, wodurch eine einfache Abtastung der Eingangssignale erreicht werden kann. Die Abtastung transformiert aufgrund von Aliasing-Effekten in geringfügigem Maße Rauschen aus höheren Frequenzbereichen in das Eingangssignal. Zur Entfernungszuordnung wird für jeden der Zeitabschnitte ein eigener Empfangskanal verwendet, wodurch ein optimales S/N-Verhältnis erreicht wird. Jeder der in Ahnlehnung an Pulsradargeräte als Range-Gate bezeichneten Empfangskanäle deckt somit einen bestimmten Teilentfernungsbereich des insgesamt abgedeckten Entfernungsbereichs ab.
Die Anzahl der Range-Gates wird daher einerseits von dem abzudeckenden Entfernungsbereich, andererseits von der verwendeten Radarimpulslänge bestimmt. Impulslängen von mehr als 25 ns erfordern zum Einhalten der in Europa, USA, Japan und vielen anderen Staaten gültigen Funkzulassungsbestimmungen eine deutliche Reduzierung der Sendeamplitude, wodurch das S/N-Verhältnis im Empfangsschaltkreis auf ein technisch unbrauchbar niedriges Niveau sinken würde. Bei kürzeren Impulslängen kann ein höheres S/N-Verhältnis erreicht werden, doch verkürzt sich hierbei der mit einem Empfangskanal abgedeckte Teilentfernungsbereich. Beträgt der Teilentfernungsbereich bei einer Impulsdauer von 25 ns beispielsweise noch knapp 4 m, so schrumpft dieser bei einer Impulsdauer von 12,5 ns auf unter 2 m. Um mit der halben Impulsdauer denselben Entfernungsbereich abzudecken, wären daher doppelt so viele Empfangskanäle erforderlich. Da jeder Empfngskanal ein Halteglied, einen Basisbandfilter und einen ”Analog-zu-Digital”-Konverter (ADC) benötigt, entstehen bei einer Ausführung des gepulsten FMCW-Radars mit kürzeren Impulsdauern zusätzliche Kosten für die Elektronikkomponenten. Darüber hinaus führt der von den zusätzlich erforderlichen Elektronikkomponenten benötigte Platz zu Integrationsproblemen und zu weiteren Kosten für Aufbautechnik und Gehäuse.
Ausgehend hiervon liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein gepulstes FMCW-Radar mit hohem Signal-zu-Rauschverhältnis bei geringem Schaltungsaufwand anzugeben.
Die Aufgabe wird gemäß den unabhängigen Ansprüchen der Erfindung gelöst.
Die Erfindung umfasst eine Radarvorrichtung mit einer Sendeeinheit und einer Empfangseinheit, wobei die Sendeeinheit einen Signalgenerator aufweist, der zum Erzeugen eines ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals und eines dazu bezüglich der Frequenz in einer definierten Phasenbeziehung befindlichen zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals ausgebildet ist, einen zur Ausgabe eines modulierenden Signals ausgebildeten Funktionsgenerator, einen zur Modulation des ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals in Abhängigkeit des modulierenden Signals ausgebildeten Modulator und einen zum Abstrahlen des modulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals ausgebildeten Strahler umfasst, und wobei die Empfangseinheit einen Abwärtsmischer umfasst, der dazu ausgebildet ist, ein mithilfe des modulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals bewirktes und über einen Strahler empfangenes Echosignal unter Verwendung des zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals in das Basisband umzusetzen. Die Empfangseinheit zeichnet dabei durch einen Integrator zum Integrieren des in das Basisband umgesetzten Echosignals aus.
In diesem Zusammenhang wird darauf hingewiesen, dass die in dieser Beschreibung und den Ansprüchen zur Aufzählung von Merkmalen verwendeten Begriffe ”umfassen”, ”aufweisen”, ”beinhalten”, ”enthalten” und ”mit”, sowie deren grammatikalische Abwandlungen, generell als nichtabschließende Aufzählung von Merkmalen, wie z. B. Verfahrensschritten, Einrichtungen, Bereichen, Größen und dergleichen aufzufassen ist, die in keiner Weise das Vorhandensein anderer oder zusätzlicher Merkmale oder Gruppierungen von anderen oder zusätzlichen Merkmalen ausschließt.
Die Erfindung umfasst ferner ein Verfahren zum Modulieren eines Radarsignals und zum Demodulieren eines über das Radarsignal bewirkten Echosignals. Das Verfahren umfasst dabei Schritte zum Erzeugen eines ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals, zum Erzeugen zumindest eines damit phasenkorrelierten zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals, das bezüglich der Frequenz eine definierte Phasenbeziehung zum ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignal aufweist, zum Impulsmodulieren des ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals, Abstrahlen des impulsmodulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals als Radarsignal, Empfangen des vom Radarsignal ausgelösten Echosignals, Abwärtsmi schen des Echosignals mithilfe des zweiten Hochfrequenzsignals und Integrieren des abwärtsgemischten Echosignals.
Der Vorteil des vorgestellten Radarsystems und des von diesem durchgeführten Verfahrens besteht vor allem darin, das die Pulsleistung und die Pulsform so optimiert sind, dass ein Integrator im Empfänger mehrere parallele Range-Gates ersetzt, und sich der S/N Verlust durch das nicht Vorhandensein der Range-Gates technisch nicht negativ auswirkt.
Die Erfindung wird in ihren abhängigen Ansprüchen weitergebildet.
Vorzugsweise umfasst die Empfangseinheit einen Glättfilter, der das abwärtsgemischte, integrierte und eventuell über eine Nullpunktrückführung korrigierte Echosignal glättet. Der Glättfilter ist dazu vorteilhaft bezüglich der Signalverarbeitung hinter dem Integrator angeordnet und zum Glätten des ins Basisband umgesetzten und integrierten Echosignals ausgebildet. Die Grenzfrequenz des Glättfilters ist dabei zweckmäßig auf den zu erfassenden Entfernungsbereich des Radars abgestimmt.
Bedarfsweise kann die Empfangseinheit eine Nullpunktsrückführungs-Einrichtung aufweisen, um an dem nach dem Abwärtsmischen integrierten Echosignal eine Nullpunktrückführung durchzuführen. Hierzu ist die Nullpunktsrückführungs-Einrichtung zweckmäßig dazu ausgebildet, den Gleichwert des Signals am Ausgang des Integrators mit einer bestimmten Zeitkonstante auf einen Nullwert zurückzuführen. Zur einfachen Implementierung der Nullpunktsrückführungs-Einrichtung umfasst diese günstigerweise einen Widerstand, der den Ausgang des Integrators mit einer, den Nullpunkt repräsentierenden virtuellen Masse des Radars verbindet.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Signalgenerator einen spannungsgesteuerten Oszillator, der zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals ausgebildet ist, wobei dessen Fre quenz vom Wert der anliegenden Steuerspannung bestimmt wird. Hierdurch kann die Frequenzmodulation direkt über die Vorgabe des Verlaufs der Steuerspannung vorgenommen werden. Der Signalgenerator ist vorteilhaft zum Erzeugen eines FMCW-Signals mit linear verlaufenden ansteigenden und abfallenden Frequenzrampen ausgebildet, wodurch eine Bestimmung von Entfernung und Relativgeschwindigkeit erfasster Objekte möglich ist. Zur einfacheren Behandlung der Dopplerverschiebung der Echosignale ist das FMCW-Signal zweckmäßigerweise nicht periodisch ausgebildet.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Modulator dazu ausgebildet, eine Amplitudenmodulation des ersten Hochfrequenzsignals in Abhängigkeit des modulierenden Signals auszuführen. Der Modulator kann zweckmäßig dazu ausgebildet sein, das erste Hochfrequenzsignal immer dann abzuschalten, wenn die Spannung des modulierenden Signals größer als eine bestimmte Schwellspannung ist, und das erste Hochfrequenzsignal durchzuleiten, wenn die Spannung des modulierenden Signals kleiner oder gleich einer bestimmten Schwellspannung ist.
Der Funktionsgenerator kann dazu ausgebildet sein, das modulierende Signal asynchron zum frequenzmodulierten Hochfrequenzsignal zu erzeugen. Entsprechend einer vorteilhaften Weiterentwicklung kann der Funktionsgenerator auch zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet sein, die am Modulator eine Modulation entsprechend einer Pseudonoise-Folge, einer pseudozufälligen Binärfolge oder eines digitalen Rauschsignals bewirkt. Hierdurch wird eine erhöhte Signalleistung in singuläre Spektralbereiche vermieden, die zu Störungen anderer Funkteilnehmer führen könnte. Alternativ kann dies auch erreicht werden, indem der Funktionsgenerator zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet ist, die am Modulator eine Modulation entsprechend einer deterministischen Spreizcodefolge bewirkt.
Ein sehr gutes Signal-zu-Rauschverhältnis erreicht man mit einem Funktionsgenerator, der zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet ist, die Impulse mit einer Pulsbreite von ca. 1 ps bis 1000 ns umfasst. Da die Entfernungsauflösung im Wesentlichen vom Frequenzhub des frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals bestimmt wird, ist der Signalgenerator vorzugsweise dazu ausgebildet, ein frequenzmoduliertes Signal mit einem Frequenzhub von im Wesentlichen 500 MHz bei einer Rampendauer der Steuerspannung für eine steigende oder abfallende Frequenzrampe von in etwa 3 ms zu erzeugen, wobei der Funktionsgenerator ferner dazu ausgebildet ist, ein modulierendes Signal mit einer Grundfrequenz von im Wesentlichen 100 MHz bei einer Signalform zu erzeugen, die den Modulator dazu veranlasst, das erste Hochfrequenzsignal mit im Wesentlichen gleich langen Impuls- und Pausenzeiten zu zerhacken, d. h. eine Pulsmodulation des ersten Hochfrequenzsignals zu erzeugen, bei der innerhalb einer Modulationsperiode die Gesamtsumme der Impulsdauern in etwa der Gesamtsumme der Pausenzeiten zwischen den Impulsen entsprechen. Die Impulsfolge der Pulsmodulation kann dabei sowohl von einem gleichmäßigen Taktsignal, als auch von einer ungleichmäßigen Pulsfolge wie z. B. einem Spreizcode gebildet werden. Insbesondere kann der Signalgenerator daher vorteilhaft dazu ausgebildet sein, ein frequenzmoduliertes Signal mit einem Frequenzhub von im Wesentlichen 500 MHz bei einer Periodendauer der Steuerspannung von im Wesentlichen 3 ms zu erzeugen, wobei der Funktionsgenerator dazu ausgebildet ist, ein modulierendes Signal zu erzeugen, das am Modulator eine Modulation entsprechend einer 2⁵ PBRS-Folge mit einer Chiprate von 100 MHz bewirkt.
Zweckmäßig umfasst die Empfangseinheit einen rauscharmen Vorverstärker, um das Echosignal vor dem Abwärtsmischen rauscharm zu verstärken. Der Vorverstärker ist hierzu zum Verstärken des empfangenen Echosignals vor einem Abmischen in dem Abwärtsmischer ausgebildet.
In einer vorteilhaften Weiterentwicklung der Radarvorrichtung kann der Strahler zum Empfangen des Echosignals von einem anderen Strahler gebildet werden, als der Strahler zum Abstrahlen des modulierten ersten Hochfrequenzsignals. Hierdurch ist eine gute Trennung von Sende- und Empfangskanal ohne besonderen schaltungstechnischen Aufwand möglich.
Zur Bestimmung der Richtung, aus der ein Echosignal empfangen wird, kann das Empfangen des vom Radarsignal ausgelösten Echosignals, das Abwärtsmischen des empfangen Echosignals mithilfe des zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals und das Integrieren des abwärtsgemischten Echosignals vorteilhaft mit zwei oder mehr als zwei Empfangkanälen unabhängig voneinander erfolgen.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung erfindungsgemäßer Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den Ansprüchen sowie den Figuren. Die einzelnen Merkmale können bei einer Ausführungsform gemäß der Erfindung je für sich oder zu mehreren verwirklicht sein. Bei der nachfolgenden Erläuterung einiger Ausführungsbeispiele der Erfindung wird auf die beiliegenden Figuren Bezug genommen, von denen
1 eine Radarvorrichtung zum Erzeugen eines gepulsten FMCW-Radarsignals und zum rauscharmen Demodulieren des Echosignals mit nur einem Empfangskanal zeigt,
2 ein Beispiel für einen Verlauf des frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals über der Zeit veranschaulicht,
3 eine einfache Beispielsschaltung zur Realisierung eines schnellen Integrators mit Nullpunktsrückführung zeigt, und
4 die wesentlichen Schritte eines Modulations- und Demodulationsverfahrens zur Ausführung auf einer Radarvorrichtung nach 1 zeigt.
Das in 1 dargestellte Blockschaltbild zeigt die wesentlichen Komponenten einer zum Empfang von Echosignalen für die Entfernungsbestimmung von Fremdobjekten ausgebildeten gepulsten FMCW-Radarvorrichtung 100 mit nur einem Empfangskanal und hohem Signal-zu-Rauschverhältnis des Basisbandsignals. Die Radarvorrichtung gliedert sich im Wesentlichen in zwei unterschiedliche Einheiten auf, nämlich in die von den Komponenten 1, 2, 3 und 4 gebildete Sendeeinheit und in die von den Komponenten 5, 6, 7, 8 und 9 unter Mitbenutzung der Komponente 1 gebildete Empfangseinheit.
Der Signalgenerator 1 erzeugt ein frequenzmoduliertes Hochfrequenzsignal (FMCW-Signal), dessen Frequenzen innerhalb eines der für Radaranwendungen zugelassenen Frequenzbänder liegen. Als Beispiel hierfür sei das für die Nahbereichsüberwachung vorgesehene Band von 24,25 bis 29 GHz genannt. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diesen Frequenzbereich beschränkt, sondern kann auch an andere Frequenzbereiche angepasst sein. Für Nahbereichsradare mit geringen Anforderungen an das Signal-zu-Rauschverhältnis können in sogar in Form von Ultrabreitbandradaren realisiert werden, wobei sich die maximal abgestrahlten Hochfrequenzleistungen in den mitbenutzten Bändern unterhalb der gesetzlichen Grenzwerte befinden. Die spektrale Verteilung der Sendeleistung kann dabei beispielsweise mittels einer Aufspreizung der Sendefrequenz mit kurzen Impulsen von über 10 bis 100 GHz Bandbreite erfolgen.
Der Signalgenerator 1 weist zumindest zwei Signalausgänge auf. Die über die Signalausgänge abgegebenen Signale können unterschiedliche Phasenlagen besitzen. Die relative Phasenlage zwischen beiden Ausgangssignalen ändert sich in definierter Weise mit der Frequenz der Ausgangssignale. Üblicherweise weist die Phasenkorrelation zweier Ausgangssignale einen abgesehen von Störtermen linearen Verlauf auf. Eines der Ausgangssignale wird in der Sendeeinheit weiterverarbeitet, das andere in der Empfangseinheit. Bei Verwendung mehrerer Empfangseinheiten, beispielsweise zur Bestimmung der Einfallswinkel der Echosignale, weist der Signalgenerator 1 zweckmäßig mehr als zwei Signalausgänge auf, um jede der Empfangseinheiten mit einem eigenen frequenzmodulierten Hochfrequenz signal zu versorgen. In diesem Fall weist jedes der Ausgangssignale eine sich über der Frequenz definiert in Relation zu den anderen Ausgangssignalen ändernde Phasenlage auf. Damit sind die einzelnen Ausgangssignale in der oben angegebenen Weise phasenkorreliert.
Die technische Realisierung des Signalgenerators 1 kann auf verschiedene herkömmliche Weisen erfolgen. Beispielsweise kann das FMCW-Signal mittels eines spannungsgesteuerter Oszillators erzeugt werden, bei dem die Frequenz des Ausgangssignals über eine am Steuereingang 1 anliegende Steuerspannung gesteuert werden kann. Zum Erhalt des FMCW-Signals wird eine Steuerspannung verwendet, deren zeitlicher Spannungsverlauf ein Ausgangssignal erzeugt, das eine Folge linearer Frequenzrampen umfasst. Die Frequenzen des Ausgangssignal ändern sich dabei zwischen einem oberen Frequenzwert f_oben und einem unteren Frequenzwert f_unten, die den Frequenzhub des FMCW-Signals bestimmen. Ein Beispiel für einen möglichen Verlauf eines FMCW-Signals ist in der 2 dargestellt. Das FMCW-Signal umfasst linear ansteigende Frequenzrampen 21 und linear abfallende Frequenzrampen 22, die zumeist aus technischen Gründen nicht direkt aneinander anschließen. Die Steigungen der Frequenzrampen können unterschiedlich sein, wodurch eine einfachere Behandlung der Dopplerverschiebung der Echosignale möglich ist. Da die Ausgangsfrequenz spannungsgesteuerter Oszillatoren meist nichtlinear mit der Steuerspannung verknüpft ist, werden meist sogenannte Linearisierungsschaltungen eingesetzt, die unter Verwendung von Quartznormalen, Phasenregelschleifen, Recheneinheiten, Prescalern, Mischern, Frequenzdiskriminatoren und Zählern aufgebaut sein können. Das FMCW-Signal kann einen nichtperiodischen Verlauf aufweisen, wobei auch die Längen der Pausen zwischen den ansteigenden und abfallenden Frequenzrampen variieren können.
Die Leistung des vom spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals kann dann über einen Leistungsteiler auf zwei Hochfrequenzsignale aufgeteilt werden, so dass an den Ausgängen des Signalgenerators 1 zwei phasenkorrelierte und im Frequenzverlauf identische frequenzmodulierte Hochfrequenzsignale anliegen.
Eine weitere Möglichkeit zur Realisierung eines Signalgenerators 1 verwendet einen dielektrisch stabilisierten Oszillator, der ein Ausgangssignal konstanter Hochfrequenz f₀ umfasst. Das Ausgangssignal wird auf so viele Kanäle aufgeteilt, wie der Signalgenerator 1 Signalausgänge besitzt. Zum Erzeugen der frequenzmodulierten Hochfrequenzsignale wird dem konstanten Hochfrequenzsignal f₀ ein mithilfe eines spannungsgesteuerten Oszillators erzeugtes frequenzmoduliertes Hochfrequenzsignal f_Δf geringerer Frequenz überlagert. Die Überlagerung erfolgt kanalweise mithilfe von Aufwärtsmischern und nachgelagerten Filtern, so dass an jedem Ausgang des Signalgenerators 1 ein Signal mit dem Frequenzverlauf f₀ + f_Δf zur Verfügung steht.
Als Signalgeneratoren 1 können sowohl in Form integriert ausgeführter Hochfrequenzschaltungen als auch in Form diskret aufgebauter oder teilweise integriert und teilweise diskret aufgebauter Hochfrequenzschaltungen implementiert sein.
Eines der im Folgenden als erstes Hochfrequenzsignal bezeichneten Ausgangssignale des Signalgenerators 1 wird dem Modulator 2 zugeführt. Die Modulation des ersten Hochfrequenzsignals erfolgt durch zeitweises Abschalten und Durchlassen des ersten Hochfrequenzsignals, wobei die HF-Leistung beim Abschalten weitestgehend unterdrückt wird. Die Steuerung des An- und Abschaltens erfolgt mithilfe eines modulierenden Signals, das vom Funktionsgenerator 3 erzeugt wird. Der Modulator 2 schaltet das erste Hochfrequenzsignal vorzugsweise dann an, wenn die Spannung des modulierenden Signals einen bestimmten Schwellwert erreicht oder überschreitet, und wieder aus, sobald das modulierende Signal diesen oder einen anderen bestimmten Schwellwert erreicht oder unterschreitet. Somit kann die vom Funktionsgenerator gelieferte Kurvenform des modulierenden Signals in weitem Maße unabhängig von der Kurvenform der Modulation durch den Modulator gewählt werden. Bei spielsweise entspricht die Modulation auch dann einer Impulsmodulation mit im Wesentlichen rechteckförmigem Impulsverlauf, wenn das modulierende Signal eine Sägezahn-, Dreiecks-, Sinus- oder beliebig andere Signalform mit sich zeitlich ändernder Amplitude aufweist. Das vom Modulator 2 unter Verwendung des modulierenden Signals erzeugte Signal stellt ein impulsmoduliertes frequenzmoduliertes Hochfrequenzsignal dar, das über den vorzugsweise als Mikrowellenantenne ausgebildeten Strahler 4 der Vorrichtung 100 abgestrahlt wird.
Die Impulsmodulation kann auf verschiedene Weisen durchgeführt werden, wobei das modulierende Signal ferner sowohl synchron als auch asynchron zum frequenzmodulierten Signal erzeugt werden kann. Als Signalformen für die Modulation können neben Taktsignalen mit verschiedenen, frei wählbaren Impuls-zu-Pausenverhältnissen auch Pseudonoise-Folgen (sogenannte PRBS-Folgen) oder deterministische Spreizkodefolgen (wie beispielsweise der im Mobilfunk verwendete Walsh-Kode) verwendet werden. Ferner können auch digitale Rauschsignalfolgen verwendet werden. Digitale Rauschsignalfolgen können mithilfe eines Komparators aus einem Rauschsignal erzeugt werden, indem ein Eingang des Komparators mit dem Rauschsignal, der andere Eingang mit einer Schwellspannung belegt wird. Das Puls- zu Pausenverhältnis der digitalen Rauschsignalfolge wird dabei über die Höhe der Schwellspannung bestimmt.
Taktsignale bieten den Vorteil, dass nicht nur die mittlere Leistung des Radarsignals gesenkt wird, sondern die Signalleistung bei sehr kurzen Impulslängen vor allem über einen großen Frequenzbereich gespreizt wird, so dass auch bei Impulsdauern von 10 ns und darunter eine gute Signalamplitude unter Einhaltung der verschiedenen Funkzulassungsbestimmungen möglich ist.
Die oben genannten pseudozufälligen oder zufälligen Binärfolge weisen darüber hinaus eine pseudostatistische oder statistische Verteilung der Pulse auf, wodurch vermieden wird, dass bestimmte Frequenzen des genutzten Spektrums singuläre Spitzenleistungen aufweisen, die zu Beeinträchtigungen anderer Nutzer der zugehörigen Frequenzbänder führen könnten.
Eine andere Möglichkeit zum Vermeiden singulärer spektraler Leistungsspitzen bietet das so genannte Dithering, bei dem die Impulse nach einem pseudostatistischen oder statistischen Muster zeitlich leicht gegenüber dem im Taktsignal vorgesehenen Zeitpunkt verschoben werden. Die Verschiebung erfolgt sowohl in Richtung frühere, als auch in Richtung spätere Zeitpunkte.
Alle beschriebenen Impulsmodulationsverfahren ermöglichen die Einhaltung der Funkzulassungsbestimmungen durch Spreizen der Signalleistung über einen großen Frequenzbereich, wobei hohe Signalamplituden ohne Überschreiten der zugelassenen mittleren Sendeleistung möglich sind.
Zur Aufbereitung eines über einen Strahler empfangenen Echosignals in ein zur Entfernungsbestimmung geeignetes analoges Signal wird das z. B. über eine Mikrowellenantenne 5 empfangene Echosignal zunächst mithilfe eines rauscharmen Vorverstärkers 6 verstärkt, anschließend ins Basisband abgemischt, integriert und schließlich gefiltert. Eine Ausführung der Vorrichtung mit zwei Strahlern 4 und 5 wie in 1 gezeigt ist nicht notwendig. Statt zwei getrennten Strahlern kann auch nur ein einzelner Strahler verwendet werden, wobei die abzustrahlenden Signale von den empfangenen Signalen dann vorzugsweise über einen Zirkulator getrennt werden.
Das Abwärtsmischen des empfangenen und vorverstärkten Radarechos wird unter Verwendung des zweiten Hochfrequenzsignals vorgenommen. Für den Fall, dass im Radarempfangsbereich nur ein Zielobjekt erfasst wird, besteht das Ergebnis des Abwärtsmischens in einem ”zerhakten” sinusförmigen Differenzsignal, dessen Grundfrequenz der Differenz von Echosignalfrequenz und aktueller Frequenz des frequenzmodulierten Signals entspricht. ”Zerhackt” ist das Differenzsignal mit der vom Modulator 2 eingeführten Modulation des Radarsignals (die Impulsmodulation des frequenzmodulierten ersten Hochfrequenzsignals), die natürlich auch die Modulation des Echosignals ist. Der Abwärtsmischer 7 kann beispielsweise als Diodenmischer mit Rat-Race-Kopplerstruktur, als integrierter Mischer (z. B. mit einer Gilbertzelle), oder in einer anderen geeigneten Weise ausgeführt werden. Der Abwärtsmischer kann auch mehrere Abwärtsmischereinheiten zur Ausbildung von z. B. einem IQ-Empfänger oder zur Herstellung von so genannten Phasenmonopulsempfängern mit mehreren Empfangsantennen umfassen. Der IQ-Empfänger besteht aus zwei Empfängerschaltungen, welche ein Abwärtsmischen des Empfangssignals an beiden Abwärtsmischern mit einem Phasenunterschied von 90° zwischen den beiden Pumpsignalen (zweites Hochfrequenzsignal) bei gleicher Phasenlage des Empfangssignals ausführen.
Nach der Konvertierung des (impulsmodulierten) Echosignals vom Hochfrequenzbereich ins Basisband erfolgt im Integrator 8 die Integration des Signals. Die Integrationszeit ist dabei so gewählt, dass eine Demodulation des impulsmodulierten Echosignals erzielt wird, so dass das Echosignal nach der Integration ”unzerhackt”, d. h. als Dauerstrichsignal vorliegt. Um zu verhindern, dass bei der Integration das Basisband-Dauerstrichsignal an Hardwaregrenzwerte des elektronischen Schaltkreises anstößt, wird vorzugsweise eine Nullpunktrückführung verwendet, über die die Integratorausgangsspannung mit einer bestimmten Zeitkonstante an eine frei wählbare virtuelle Masse abgeleitet wird. Ein einfaches Beispiel zur Ausführung eines schnellen Integrators 30 mit Nullpunktrückführung ist in der 3 dargestellt. Das ”zerhackte” Echosignal liegt am linken Anschluss des seriellen Widerstands 31 an und lädt über diesen die Parallelkapazität 32. Die Integrationszeit des Echosignals ist durch den Widerstandswert des Widerstands 31 und die Kapazität des Kondensators 32 bestimmt. Die Nullpunktrückführung erfolgt über den Parallelwiderstand 33, dessen Wert die Zeitkonstante der Nullpunktrückführung bestimmt. Um eine Beeinträchtigung der Integration zu vermei den ist die Zeitkonstante relativ groß gewählt, beispielsweise 0,01 bis 1 Sekunde.
Die Integration führt jedoch zu einer mehr oder weniger stufenweisen Rekonstruktion des unzerhackten Echosignalverlaufs. Die damit verbundenen hochfrequenten Störungen werden vom Filter 9 beseitigt, der auf die Bandbreite des Dauerstrichechosignals ausgelegt ist. Genauer gesagt ist die Bandbreite des Glättfilters 9 ist so ausgelegt, dass der gewünschte Entfernungsbereich erreicht und gleichzeitig eine möglichst gute Unterdrückung der nach der integrativen Demodulation verbliebenen Signalstörungen erzielt wird. Der Entfernungsbereich wird wie bei FMWC-Radaren üblich durch die Grenzfrequenz des Filters 9 bestimmt. Zur Auswertung wird das gefilterte Dauerstrichechosignal in der Regel mit einem Analog-zu-Digital-Wandler digitalisiert.
Durch die einfache Modulation des Radarsignals und die einfache Empfängerschaltung können sehr kurze Impulse verwendet werden, die ein effektives spektrales Aufspreizen der Radarleistung zur Erfüllung der Funkzulassungsvorschriften für automotive Ultrabreitband-Radarsysteme bewirken. Die Überführung des Radarechos in ein Dauerstrichsignal mit einem einfachen Integrator ermöglicht den Empfang und die Entfernungsbestimmung mit nur einem einzigen Empfangskanal. Die beschriebene Modulation des frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals kann für jedes Trägerfrequenzband verwendet werden. Die Modulation eignet sich insbesondere für bandgespreizte automotive Radare mit hohen Frequenzbandbreiten, den so genannten Ultrabreitbandradaren bzw. ”ultrawideband”-Radaren. Derzeit sind hierfür mehrere Frequenzbänder vorgesehen, wie beispielsweise in den USA das Band von 5,90 bis 6,25 GHz, das in Europa nur bis 2013 und in den USA zeitlich nicht limitiert verfügbare Band von 24,25 bis 29 GHz, sowie in Europa das Band von 78 bis 81 GHz. Selbstverständlich eignet sich die oben erläuterte gepulste FMCW-Radarvorrichtung 100 mit nur einem oder mehreren Empfangskanälen nicht nur für jede andere kommerzielle oder militärische Anwendung, sondern auch für andere Fre quenzbänder und für Ultrabreitbandanwendungen mit beispielsweise 10 bis 100 GHz Bandbreite.
Das folgende Dimensionierungsbeispiel dient lediglich dem besseren Verständnis der Erfindung und ist in keiner Weise als Einschränkung anzusehen. Der Frequenzhub (f_oben–f_unten) (Sweepbandbreite) beträgt z. B. 500 MHz, die zeitliche Dauer eines steigenden oder abfallenden Rampensignals T (Rampendauer) 3 ms. Die Modulation des frequenzmodulierten Signals kann wahlweise einem 100 MHz Taktsignal mit 50% Impuls- zu Pausenverhältnis (Impulsbreite 10 ns) oder einer 2⁵ PBRS-Folge mit einer Chiprate von 100 MHz und einem mittleren Impuls-zu-Pause-Verhältnis von 50% entsprechen. Für das erreichbare Signal-zu-Rauschverhältnis S/N gilt: S/N (dB) = S/NFMCW + 20 log10(τ), mit 0 < τ < 1, (1)wobei τ das Impuls- zu Pausenverhältnis, und S/N_FMCW das Signal-zu-Rauschverhältnis für Dauerstrich FMCW angeben. Bei beiden oben genannten Modulationsarten gilt τ = 0,5, womit der S/N-Verlust lediglich 6 dB gegenüber S/N_FMCW beträgt.
In der 1 ist das impulsmodulierte FMCW-Radar 100 mit nur einer Empfangseinheit, d. h. einem Empfangskanal dargestellt. Das impulsmodulierte FMCW-Radar 100 kann jedoch mehrere Empfangskanäle aufweisen, die neben einer Geschwindigkeits- und Abstandsermittlung z. B. auch eine räumliche Zuordnung der vom Radar erfassten Objekte ermöglichen. Bei Verwendung von n Empfangskanälen (n > 1) weist der Signalgenerator 1 statt nur zwei Signalausgängen n + 1 Signalausgänge auf, so dass jeder der Empfangskanäle ein eigenes FMCW-Signal erhält, dessen Frequenzverlauf mit dem des der Sendeeinheit zugeführten FMCW-Signals definiert phasenkorreliert ist. Die über die einzelnen Empfangskanäle erhaltenen gefilterten Dauerstrichechosignale können mit entsprechend vielen zeitlich zueinander koordiniert arbeitenden Analog-zu-Digitalkonvertern oder im Multiplexverfahren über einen oder wenige Analog-zu-Digital-Konverter digitalisiert werden.
In der 1 sind nur die zum Verständnis der Erfindung wichtigen Komponenten eines impulsmodulierten FMCW-Radars 100 gezeigt. Auf die Darstellung weiterer Komponenten wie z. B. Zwischenverstärker, die für die Funktion des Radars erforderlich sein können, wurde im Interesse einer übersichtlichen Darstellung verzichtet. Dennoch sind diese Komponenten als vorhanden angenommen.
In der 4 sind die wesentlichen Schritte des vom Radarsystem 100 durchgeführten Modulations- und Demodulationsverfahrens dargestellt. Nach Beginn des Verfahrens in Schritt SO werden in Schritt S1 zunächst ein oder zwei (bei mehreren Empfangskanälen entsprechende mehrere) frequenzmodulierte Hochfrequenzsignale (FMCW-Signale) wie oben beschrieben erzeugt. Wird nur ein FMCW-Signal erzeugt, so wird dieses in Schritt S2 leistungsmäßig auf zwei oder mehr im Frequenzverlauf phasenkorrelierte Hochfrequenzsignale aufgeteilt, wobei das erste Hochfrequenzsignal dem Modulator 2 der Sendeeinheit zugeleitet wird, während das zweite Hochfrequenzsignal dem Abwärtsmischer 7 des (ersten) Empfangskanals zugeleitet wird. Im folgenden Schritt S3 wird im Modulator 2 mithilfe des Funktionsgenerators 3 das frequenzmodulierte Hochfrequenzsignal impulsmoduliert, wobei zur Impulsmodulation sowohl Taktsignale als auch digitale Signalfolgen verwendet werden können. In Schritt S4 wird das so pulsmodulierte frequenzmodulierte erste Hochfrequenzsignal als Radarsignal über einen Strahler 4, vorzugsweise eine Sendeantenne, abgestrahlt.
Im nachfolgenden Schritt S5 wird ein Echosignal des zuvor abgestrahlten Radarsignals über einen z. B. als Empfangsantenne 5 ausgebildeten Strahler empfangen. Das so empfangene Echosignal wird anschließend mithilfe eines rauscharmen Vorverstärkers in Schritt S6 verstärkt. Das so verstärkte Echosignal wird schließlich im Abwärtsmischer 7 unter Zuhilfenahme des zweiten Hochfrequenzsignals in Schritt S7 ins Basisband übertragen, bevor es anschließend in Schritt S8 im Integrator 8 integriert wird. Fakultativ kann, z. B. mit einem entspre chend ausgebildeten Integrator 30, im parallel dazu erfolgenden Schritt S9 eine wie oben beschriebene Nullpunktsrückführung des integrierten Signals vorgenommen werden. Nach dem Glätten des integrierten Signals zum Entfernen hochfrequenter Störungen in Schritt S10, liegt das erwünschte analoge Radarechosignal zur Weitergabe (Schritt S11) an die Entfernungsbestimmungseinrichtung vor. Die beschriebenen Verarbeitungsschritte werden vom Radargerät in zeitlich geeignet koordinierter Weise parallel oder seriell ausgeführt.
Der Vorteil des vorgestellten Radarsystems besteht vor allem darin, dass bei geschickter Auslegung einer zur Modulation verwendeten Impulsfolge die Signalleistungen über einen weiten Frequenzbereich ohne eine Konzentration in singulären Spektralbereichen verteilt werden. Damit kann ein ausreichendes Signal-zu-Rauschverhältnis über einen großen Entfernungsbereich bei geringem technischen Aufwand unter Einhaltung der diversen Funkzulassungsbestimmungen erzielt werden. Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung ermöglichen somit kostengünstig herstellbare Radarsysteme für fortgeschrittene Fahrerassistenzsysteme.

1: FMCW-Signalgenerator
2: Modulator
3: Funktionsgenerator
4: Strahler/Sendeantenne
5: Strahler/Empfangsantenne
6: rauscharmer Vorverstärker
7: Abwärtsmischer
8: Integrator
9: Filter
100: FMCW Radar mit Integratorempfänger
20: Funktionsdarstellung des frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals
21: ansteigende Rampe
22: abfallende Rampe
f_oben: obere Grenzfrequenz
f₀: Mittenfrequenz
f_unten: untere Grenzfrequenz
30: Integrator mit Nullpunktsrückführung
31: Serienwiderstand
32: Parallelkapazität
33: Parallelwiderstand
S1 bis S11: Verfahrensschritte

Claims

Radarvorrichtung mit einer Sendeeinheit und wenigstens einer Empfangseinheit, wobei – die Sendeeinheit einen Signalgenerator (1) aufweist, der zum Erzeugen eines ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals und eines dazu bezüglich der Frequenz in einer definierten Phasenbeziehung befindlichen zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals ausgebildet ist, sowie einen zur Ausgabe eines modulierenden Signals ausgebildeten Funktionsgenerator (3), einen zur Modulation des ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals in Abhängigkeit des modulierenden Signals ausgebildeten Modulator (2) und einen zum Abstrahlen des modulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals ausgebildeten Strahler (4), und wobei – die Empfangseinheit einen Abwärtsmischer (7) umfasst, der dazu ausgebildet ist, ein mithilfe des modulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals bewirktes und über einen Strahler (5) empfangenes Echosignal unter Verwendung des zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals in das Basisband umzusetzen, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit ferner einen zum zeitkontinuierlichen Integrieren des in das Basisband umgesetzten Echosignals ausgebildeten analogen Integrator (8) aufweist, durch welchen dessen Empfang und Entfernungsbestimmung mit nur einem einzigen Empfangskanal ohne Implementierung unterschiedlicher Entfernungstore realisiert wird.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit einen Filter (9) umfasst, der bezüglich der Signalverarbeitung hinter dem Integrator (8) angeordnet und zum Glätten des ins Basisband umgesetzten und integrierten Echosignals ausgebildet ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz des Glättfilters (9) auf den zu erfassenden Entfernungsbereich des Radars (100) abgestimmt ist.
Radarvorrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit eine Nullpunktsrückführungs-Einrichtung (33) aufweist, die dazu ausgebildet ist, den Gleichwert des Signals am Ausgang des Integrators (8) mit einer bestimmten Zeitkonstante auf einen Nullwert zurückzuführen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Nullpunktsrückführungs-Einrichtung einen Widerstand (33) umfasst, der den Ausgang des Integrators mit einer, den Nullpunkt repräsentierenden virtuellen Masse des Radars verbindet.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator (1) einen spannungsgesteuerten Oszillator umfasst, der zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals ausgebildet ist, dessen Frequenz vom Wert der anliegenden Steuerspannung bestimmt ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator (1) zum Erzeugen eines FMCW-Signals mit linear verlaufenden ansteigenden und abfallenden Frequenzrampen ausgebildet ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das FMCW-Signal nicht periodisch ausgebildet ist.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (2) ausgebildet ist, eine Amplitudenmodulation des ersten Hochfrequenzsignals in Abhängigkeit des modulierenden Signals auszuführen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (2) ausgebildet ist, das erste Hochfrequenzsignal abzuschalten, wenn die Spannung des modulierenden Signals größer als eine bestimmte Schwellspannung ist, und das erste Hochfrequenzsignal durchzuleiten, wenn die Spannung des modulierenden Signals kleiner oder gleich einer bestimmten Schwellspannung ist.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (3) ausgebildet ist, das modulierende Signal asynchron zum frequenzmodulierten Hochfrequenzsignal zu erzeugen.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (3) zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet ist, die am Modulator eine Modulation entsprechend einer Pseudonoise-Folge, einer pseudozufälligen Binärfolge oder eines digitalen Rauschsignals bewirkt.
Radarvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (3) zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet ist, die am Modulator eine Modulation entsprechend einer deterministische Spreizcodefolge bewirkt.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Funktionsgenerator (3) zum Erzeugen einer Signalfolge ausgebildet ist, die Impulse mit einer Pulsbreite von 1 ps bis 1000 ns umfasst.
Radarvorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator (1) ausgebildet ist, ein frequenzmoduliertes Signal mit einem Frequenzhub von im Wesentlichen 500 MHz bei einer Periodendauer der Steuerspannung von im Wesentlichen 3 ms zu erzeugen, und der Funktionsgenerator (3) ausgebildet ist, ein modulierendes Signal mit einer Grundfrequenz von im Wesentlichen 100 MHz bei einer Signalform zu erzeugen, die den Modulator (2) dazu veranlasst, das erste Hochfrequenzsignal mit im Wesentlichen gleich langen Impuls- und Pausenzeiten zu zerhacken.
Radarvorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator (1) ausgebildet ist, ein frequenzmoduliertes Signal mit einem Frequenzhub von im Wesentlichen 500 MHz bei einer Periodendauer der Steuerspannung von im Wesentlichen 3 ms zu erzeugen, und der Funktionsgenerator (3) ausgebildet ist, ein modulierendes Signal zu erzeugen, das am Modulator (2) eine Modulation entsprechend einer 2⁵ PBRS-Folge mit einer Chiprate von 500 MHz bewirkt.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit einen rauscharmen Vorverstärker (6) umfasst, der zum Verstärken des empfangenen Echosignals vor einem Abmischen in dem Abwärtsmischer (7) ausgebildet ist.
Radarvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Strahler (5) zum Empfangen des Echosignals von einem anderen Strahler gebildet wird als der Strahler (4) zum Abstrahlen des modulierten ersten Hochfrequenzsignals.
Verfahren zum Modulieren eines Radarsignals und zum Demodulieren eines über das Radarsignal bewirkten Echosignals, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: – Erzeugen eines ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals (S1), – Erzeugen zumindest eines damit phasenkorrelierten zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals, das bezüglich der Frequenz eine definierte Phasenbeziehung zum ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignal aufweist (S2), – Impulsmodulation des ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals (S3) insbesondere zur Erfüllung der Funkzulassungsvorschriften für automotive Ultrabreitband-Radarsysteme, – Abstrahlen des impulsmodulierten ersten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals als Radarsignal (S4), – Empfangen des vom Radarsignal ausgelösten Echosignals (S5), – Abwärtsmischen des Echosignals mithilfe des zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals (S7) und – analoges zeitkontinuierliches Integrieren des abwärtsgemischten Echosignals (S8), wodurch dessen Empfang und Entfernungsbestimmung mit nur einem einzigen Empfangskanal ohne Implementierung unterschiedlicher Entfernungstore realisiert wird.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Echosignal vor dem Abwärtsmischen rauscharm verstärkt wird (S6).
Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass an dem nach dem Abwärtsmischen integrierten Echosignal eine Nullpunktrückführung (S9) durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 19, 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass das abwärtsgemischte, integrierte und eventuell über eine Nullpunktrückführung korrigierte Echosignal geglättet wird (S10).
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzmodulation des Hochfrequenzsignals in einer nicht periodisch mit der Zeit linear zunehmenden und wieder abnehmenden Frequenz des Hochfrequenzsignals besteht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangen des vom Radarsignal ausgelösten Echosignals, das Abwärtsmischen des empfangen Echosignals mithilfe des zweiten frequenzmodulierten Hochfrequenzsignals und das Integrieren des abwärtsgemischten Echosignals mit zwei oder mehr als zwei Empfangkanälen unabhängig voneinander erfolgt.