DE102019126352A1

DE102019126352A1 - Radar-System sowie Verfahren zum Betreiben eines Radar-Systems

Info

Publication number: DE102019126352A1
Application number: DE102019126352.2A
Authority: DE
Inventors: Martin Vossiek; Andreas Hofmann; Peter Gulden; Mike Keaveney
Original assignee: Friedrich Alexander Univeritaet Erlangen Nuernberg FAU; Symeo GmbH
Current assignee: Symeo De GmbH
Priority date: 2019-09-30
Filing date: 2019-09-30
Publication date: 2021-04-01
Also published as: US20220350011A1; WO2021063574A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Radar-System, insbesondere Primär-Radarsystem, umfassend mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine Sende-Signalsequenz zu erzeugen und auszusenden, mindestens eine Signalerfassungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine an einer Objektstruktur reflektierte Empfangs-Signalsequenz zu empfangen und zu erfassen, mindestens einen Mischer (MIX) zum Mischen der Empfangs-Signalsequenz mit der Sende-Signalsequenz und zum Bilden von N Basisbandsignalen sb (n, t), mit n = 1...N, sowie mindestens eine Abtasteinrichtung, die konfiguriert ist, die N Basisbandsignale mit Abtastraten fs(n) abzutasten, wobei sich zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten fs(n) voneinander unterscheiden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Radar-System sowie ein Verfahren zum Betreiben eines Radar-Systems.
Insbesondere betrifft die Erfidung ein Verfahren zur Erzeugung, zur Erfassung und zur Auswertung von Radarsignalen (bzw. Radiosignalsequenzen), vorzugsweise mit vergleichsweise guten Orthogonalitätseigenschaften.
Sogenannte Chirp-Sequence-FMCW-Radare, die auch Fast-Chirp-FMCW-Radare oder Multirampen-FMCW-Radare genannt werden, werden heutzutage in vielfältiger Form eingesetzt und es sind dem Fachmann auch vielfältige Ausführungsformen dieser Radare bekannt. Als exemplarische Publikationen seien hier die folgenden Referenzen genannt: WOJTKIEWICZ, Andrzej, et al. Twodimensional signal processing in FMCW radars. Proc. XX KKTOiUE, 1997, S. 475-480; KRONAUGE, Matthias; ROHLING, Hermann. New chirp sequence radar waveform. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 2014, 50. Jg., Nr. 4, S. 2870-2877; POURVOYEUR, Klaus, et al. Ramp sequence analysis to resolve multi target scenarios for a 77-GHz FMCW radar sensor. In: 2008 11th International Conference on Information Fusion. IEEE, 2008. S. 1-7; THURN, Karsten, et al. Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range-Doppler measurements. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2016, 64. Jg., Nr. 10, S. 3280-3289; ROOS, Fabian, et al. Enhancement of Doppler unambiguity for chirp-sequence modulated TDM-MIMO radars. In: 2018 IEEE MTT-S International Conference on Microwaves for Intelligent Mobility (ICMIM). IEEE, 2018. S. 1-4.
Gegenwärtige Kraftfahrzeugradare sind oftmals derartige Chirp-Sequence-FMCW-Radare. Chirp-Sequence-FMCW-Radare weisen bestimmte Vorteil auf. Beispielsweise besitzen Sie eine gute Auflösung sowohl in Geschwindigkeits- als auch Entfernungsdimension. Die Geschwindigkeitsdimension wird auch Doppler-Dimension (wg. Doppler-Frequenz) genannt.
Auch wenn schon vielfältige Ausführungsformen und Signalformen bei Chirp-Sequence-FMCW-Radaren aus der Literatur bekannt sind, wird eine spezifische Signalform besonders häufig realisiert. Üblich ist, dass eine Signal-Sequenz aus einer Sequenz aus einer Anzahl N identischer frequenzmodulierter Signale besteht, wobei die Einzelsignale der Sequenz in äquidistanten Zeitabständen gesendet werden. Vorteilhaft ist bei dieser Variante, dass die empfangen Messsignale in diesem Fall sehr rechenzeit-effizient mit einer schnellen Fourier-Transformation oder auch einer mehrdimensionalen schnellen Fourier-Transformation in der Entfernungs-und Doppler-Dimension analysiert und/oder weiterverarbeitet werden können. Wenn nicht identisch frequenzmodulierte Signale verwendet werden und/oder wenn die Zeitabstände zwischen den Signalen in einer Sequenz nicht äquidistant sind, ist diese rechenzeit-effiziente Verarbeitung weniger geeignet.
Ein Nachteil von Chirp-Sequence-FMCW-Radaren nach dem Stand der Technik liegt auch darin, dass die Abtastfrequenz in der Doppler-Dimension durch den Kehrwert des Zeitabstands zwischen benachbarten FMCW-Signalen in einer Sequenz bestimmt wird. Da die Dauer der FMCW-Signale (auch Sweep-Dauer genannt) sowohl aus Gründen der Hardwarekomplexität als auch wegen Anforderungen des FMCW-Radar-Messprinzips, nicht beliebig kurz gemacht werden kann - typische Sweep-Dauern liegen im Bereich 10 Mikrosekunden bis 10 Millisekunden - sind nur relative geringe Abtastraten in der Doppler-Dimension realisierbar. Ist die Dopplerfrequenz, die ein bewegtes Ziel erzeugt, aber größer als die Hälfte der Abtastrate in der Doppler-Dimension, kann es zu sogenannten Aliasing-Effekten in dieser Dimension bzw. zu mehrdeutigen Ergebnissen bei der Ziel-Geschwindigkeits-Bestimmung kommen.
Ein Problem von Chirp-Sequence-FMCW-Radaren oder auch von vielen anderen Radaren nach dem Stand der Technik besteht darin, dass mehrere Radare sich gegenseitig stören können. Dieses sogenannte Interferenz-Problem wurde in der Literatur vielfältig beschrieben. Als exemplarische Publikationen seien hier die folgenden Referenzen genannt: SCHIPPER, Tom, et al. Discussion of the operating range of frequency modulated radars in the presence of interference. International Journal of Microwave and Wireless Technologies, 2014, 6. Jg., Nr. 3-4, S. 371-378; TOTH, Mate, et al. Analytical Investigation ofNon-Coherent Mutual FMCW Radar Interference. In: 2018 15th European Radar Conference (EuRAD). IEEE, 2018. S. 71-74; HAH MANN, Konstantin; SCHNEIDER, Stefan; ZWICK, Thomas. Evaluation of probability of interference-related ghost targets in automotive radars. In: 2018 IEEE MTT-S International Conference on Microwaves for Intelligent Mobility (ICMIM). IEEE, 2018. S. 1-4.
Eine Möglichkeit zur Verringerung dieser Störungen besteht darin, keine einfachen FMCW-Chirp-Sequenzen als Radarsignal zu verwenden, sondern codierte Signale wie beispielsweise OFDM-Signale, wie sie beispielsweise in SIT, Yoke Leen; ZWICK, Thomas. MIMO OFDM radar with communication and interference cancellation features. In: 2014 IEEE radar conference. IEEE, 2014. S. 0265-0268; SCHWEIZER, Benedikt, et al. Stepped-carrier OFDM-radar processing scheme to retrieve high-resolution range-velocity profile at low sampling rate. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66. Jg., Nr. 3, S. 1610-1618, beschrieben werden.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, FMCW-Chirp-Sequenzen durch Phasen- oder Vektormodulatoren zusätzlich zu modulieren bzw. zu codieren, um so verbesserte Orthogonalitätseigenschaften bzw. bessere Kreuzkorrelationseigenschaften herzustellen. Generell besteht das Ziel bei allen zuvor genannten Konzepten darin, die Korrelation von zwei unterschiedlich modulierten Signalen zu minimieren. Signale, die diesem Ziel gut entsprechen, werden auch als „Signale mit guten Korrelationseigenschaften“ bzw. „Signale mit guten Orthogonalitätseigenschaften“ beschrieben.
Signale mit guten Korrelationseigenschaften sind auch interessant für sogenannte MIMO-Radarsysteme (MIMO = multiple input multiple output). MIMO-Radare besitzen mehrere Antennen sowohl zum Senden als auch zum Empfangen. Übliche MIMO-Radare arbeiten heutzutage im Zeitmultiplexverfahren (auch TDD-Modus, time division duplex, bzw. TDM, time division multiplex, genannt), d. h., dass die Sender nacheinander senden, damit sich die Sendesignale der mehreren Sendeantennen nicht gegenseitig stören bzw. die Echos von mehreren Sendesignalen sich nicht in den Empfangssignalen überlagern. Wenn sich mehrere Signale in den Empfangssignalen überlagern, können sie nur dann getrennt werden, wenn die Sendesignale orthogonal codiert wurden, also Sendesignale mit guten Korrelationseigenschaften verwendet wurden. Bekannt sind hierzu beispielsweise Codemultiplexverfahren (CDM) oder Frequenzmultiplexverfahren (FDM), z.B. das schon oben erwähnte OFDM-Verfahren. Neben den o.g. Literaturstellen finden sich solche Prinzipien etwa in: Pfeffer, Clemens, et al. „FMCW MIMO radar system for frequency-division multiple TX-beamforming." IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 61.12 (2013): 4262-4274; FEGER, Reinhard; PFEFFER, Clemens; STELZER, Andreas. A frequency-division MIMO FMCW radar system based on delta-sigma modulated transmitters. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2014, 62. Jg., Nr. 12, S. 3572-3581; DE WIT, J. J. M.; VAN ROSSUM, W. L.; DE JONG, A. J. Orthogonal waveforms for FMCW MIMO radar. IEEE, 2011.
Nachteilig bei der Verwendung der allermeisten heutzutage bekannten Radarsignale mit guten Korrelationseigenschaften ist, dass sowohl die Signalerzeugung als insbesondere auch der Signalempfang und die Signalverarbeitung in den Empfängern aufwändig sind und somit die Stromaufnahme und die Kosten solcher Radarmodule vergleichsweise hoch sind.
OFDM-Radare mit Modulationsbandbreiten von z.B. 1 GHz oder 2 GHz, wie sie heutzutage bei den FMCW-Chirp-Sequenz-Radaren üblich sind, sind derzeit technisch und kommerziell kaum sinnvoll darstellbar.
Grundsätzlich werden die Lösungen im Stand der Technik hinsichtlich eines Ergebnisses (insbesondere einer Eindeutigkeit) von Bestimmungen (insbesondere Ziel-Geschwindigkeitsbestimmungen) sowie insbesondere auch hinsichtlich einer effizienten Erzeugung bzw. Verarbeitung der zum Einsatz kommenden Radarsignale als verbesserungswürdig angesehen.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Radar-System sowie ein entsprechendes Verfahren vorzuschlagen, bei dem auf vergleichsweise effiziente Art und Weise eine möglichst verbesserte (insbeosndere möglichst eindeutige) Bestimmung des jeweiligen Parameters (insbesondere einer Ziel-Geschwindigkeit) ermöglicht wird.
Diese Aufgabe wird insbesondere durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Insbesondere wird die Aufgabe gelöst durch ein Radar-System, insbesondere Primär-Radarsystem, umfassend mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine Sende-Signalsequenz zu erzeugen (und insbesondere auszusenden), mindestens eine Signalerfassungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine an einer Objektstruktur reflektierte Empfangs-Signalsequenz zu empfangen (und insbesondere zu erfassen), mindestens einen Mischer zum Mischen der Empfangs-Signalsequenz mit der Sende-Signalsequenz und zum Bilden von N Basisbandsignalen s_b (n, t), mit n = 1...N, sowie mindestens eine Abtasteinrichtung, die konfiguriert ist, die N Basisbandsignale mit Abtastraten f_s(n) abzutasten, wobei sich zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten f_s(n) voneinander unterscheiden.
Unter einer Abtasteinrichtung ist insbesondere eine Einrichtung zu verstehen, die aus dem physikalisch vorliegenden kontinuierlichen Signal ein (insbesondere digitales) Signal erstellt, das aus einer Vielzahl (von beispielsweise mindestens 10 oder mindestens 100) diskreten Signalwerten besteht.
Die Abtastrate ist insbesondere diejenige Frequenz, mit der einzelne diskrete Signalwerte bestimmt bzw. festgelegt werden.
Innerhalb mindestens eines (insbesondere innerhalb jedes) Basisbandsignals ist die Abtastrate vorzugsweise konstant.
Die Abtasteinrichtung kann vorzugsweise durch einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) gebildet werden oder einen solchen umfassen.
Ein (der) Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) kann zur Digitalisierung des (jeweiligen) Basisbandsignals s_b(n, t) vorgesehen werden, wobei die N digitalen Basisbandsignale mit s_b(n, m) bezeichnet werden können.
Der Mischer kann einen Quadraturmischer (IQ- bzw. komplexwertigen Mischer) und/oder einen reellwertigen Mischer umfassen. Der Mischer kann ggf. einkanalig ausgeführt sein.
Weiterhin kann ein Filter (vorzugsweise Tiefpassfilter) zur Filterung von N heruntergemischten Signalen s_mix(n,t) vorgesehen sein, wobei die Basisbandsignale s_b(n,t) durch die entsprechenden gefilterten Signale gebildet werden.
Weiterhin kann eine (digitale) Signalprozessierungseinheit (DSPE), z. B. ein Mikrocontroller und/oder Mikroprozessor und/oder ein digitaler Signalprozessor (DSP) und/oder ein Field Programmable Gate Array (FPGA), zur Verarbeitung der (digitalen) Basisbandsignale vorgesehen sein.
Weiterhin kann eine Steuereinheit (SE), mit der insbesondere Parameter von frequenzmodulierten Signalen, insbesondere der Sweeprate, einstellbar ist/sind und/oder mit der ggf. Abtastfrequenzen f_s(n), mit denen das (jeweilige) Basisbandsignal s_b(n,t) abgetastet wird, einstellbar sind.
Bei dem Basisbandsignal handelt es sich vorzugsweise um ein heruntergemischtes (und vorzugsweise gefiltertes) Signal (Vergleichssignal bzw. Mischsignal) aus der (jeweiligen) Empfangs-Signalsequenz und der (jeweiligen) Sende-Signalsequenz.
Mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise mindestens fünf, noch weiter vorzugsweise mindestens 10, noch weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten sollen sich voneinander unterscheiden.
Wenn N Basisbandsignale vorliegen (bzw. genutzt werden) sollen sich vorzugsweise mindestens 25 %, weiter vorzugsweise mindestens 50 %, noch weiter vorzugsweise mindestens 75 % der N Abtastraten voneinander unterscheiden.
Eine Abtastrate soll sich vorzugsweise dann von einer anderen (bzw. sämtlichen) anderen Abtastraten unterscheiden, wenn die (jeweils) andere Abtastrate einen anderen Wert hat. Eine Mehrzahl von sich voneinander unterscheidenden Abtastraten soll insbesondere bedeuten, dass sämtliche der Mehrzahl (die ggf. - siehe oben - eine Untergruppe sämtlicher Abtastraten sämtlicher N Basisbandsignale darstellen kann) von allen anderen Abtastraten der betrachteten Mehrzahl verschieden sind. Wenn sich also beispielsweise mindestens drei Abtastraten voneinander unterscheiden, soll dies insbesondere bedeuten, dass keine der drei Abtastraten mit irgendeiner anderen der drei Abtastraten identisch sein darf.
Ein (mittlerer) Unterschied der sich voneinander unterscheidenden Abtastraten beträgt vorzugsweise mindestens 0,5 %, ggf. mindestens 3 % einer (mittleren, insbesondere im arithmetischen Sinne mittleren) Abtastrate (der jeweils betrachteten Mehrzahl von Abtastraten, ggf. sämtlicher Abtastraten sämtlicher herangezogener Basisbandsignale).
In Ausführungsformen können sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise mindestens fünf der N Abtastraten um mindestens 5 % von der kleinsten Abtastrate unterscheiden.
Die kleinste Abtastrate kann sich von der größten Abtastrate (unter sämtlichen Abtastraten oder zumindest der Mehrzahl verschiedener Abtastraten) ggf. um mindestens 10 %, vorzugsweise mindestens 30 % vom Wert der kleinsten Abtastrate unterscheiden.
Die (jeweiligen) Sende- bzw. Empfangssignale sind vorzugsweise rampenförmig.
Die Anzahl N der Basisbandsignale beträgt vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise mindestens zehn, ggf. mindestens 100.
Ein erster Gedanke der Erfindung liegt insbesondere darin, verschiedene Abtastraten zu realisieren. Dadurch kann auf effiziente Art und Weise eine vergleichsweise gute Bestimmung, insbesondere eine möglichst eindeutige Bestimmung, eines zu bestimmenden Parameters (insbesondere eine Ziel-Geschwindigkeits-Bestimmung) ermöglicht werden.
Gemäß einem grundsätzlich unabhängigen, vorzugsweise jedoch weiterbildenden, Aspekt umfasst ein (insbesondere das obige) Radar-System mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine Sende-Signalsequenz zu erzeugen (und insbesondere auszusenden), sowie mindestens eine Signalerfassungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine an einer Objektstruktur reflektierte Signalsequenz zu empfangen (und insbesondere zu erfassen), wobei die Sende-Signalsequenz eine Anzahl von N frequenzmodulierten, vorzugsweise linearfrequenzmodulierten, Radarsignalen s_Tx mit einem jeweiligen Sweepratenwert µ(n), mit n = 1 ... N, umfasst, wobei sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise sämtliche Sweepratenwerte (betragsmäßig) voneinander unterscheiden.
Vorzugsweise ist jedes der N Radarsignale durch eine Sweep-Startzeit t_a(n) und eine Start-Frequenz f_ca(n) sowie eine Sweep-Endzeit t_a(n) und End-Frequenz f_ce(n) und eine Sweeprate µ(n) und eine Sweep-Dauer T(n) (jeweils mit n= 1 ... N) charakterisiert.
Mit der Sweeprate definiert als: $μ (n) = \frac{2 \cdot π \cdot (f_{c e} (n) - f_{c a} (n))}{T (n)} m i t T (n) = T_{e} (n) - T_{a} (n)$
und der Sweep-Bandbreite definiert als: $B (n) = | f_{c e} (n) - f_{c a} (n) | .$
Vorzugsweise unterscheiden sich mindestens zwei, weiter vorzugsweise mindestens drei, noch weiter vorzugsweise mindestens fünf, noch weiter vorzugsweise mindestens 10, noch weiter vorzugsweise sämtliche Beträge der Sweepratenwerte voneinander.
Wenn N Basisbandsignale vorliegen (bzw. genutzt werden) sollen sich vorzugsweise mindestens 25 %, weiter vorzugsweise mindestens 50 %, noch weiter vorzugsweise mindestens 75 % der N Sweepratenwerte (betragsmäßig) voneinander unterscheiden.
Eine Mehrzahl von sich voneinander unterscheidenden Sweepratenwert-Beträgen soll insbesondere bedeuten, dass sämtliche der Mehrzahl (die ggf. eine Untergruppe sämtlicher Sweepratenwert-Beträge sämtlicher N Basisbandsignale darstellen kann) von allen anderen Sweepratenwert-Beträgen der betrachteten Mehrzahl verschieden sind. Wenn sich also beispielsweise mindestens drei Sweepratenwert-Beträge voneinander unterscheiden, soll dies insbesondere bedeuten, dass keine der drei Sweepratenwert-Beträge mit irgendeinem anderen der drei Sweepratenwert-Beträge identisch sein darf.
Ein (mittlerer) Unterschied der sich voneinander unterscheidenden Sweepratenwert-Beträgen beträgt vorzugsweise mindestens 0,5 %, ggf. mindestens 3 % eines (mittleren, insbesondere im arithmetischen Sinne mittleren) Sweepratenwertes (der jeweils betrachteten Mehrzahl von Sweepratenwert-Beträge, ggf. sämtlicher Sweepratenwert-Beträge sämtlicher herangezogener Basisbandsignale).
In Ausführungsformen können sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise mindestens fünf der N Sweepratenwert-Beträge um mindestens 5 % von dem kleinsten Sweepratenwert-Betrag unterscheiden.
Der kleinste Sweepratenwert-Betrag kann sich von dem größten Sweepratenwert-Betrag (unter sämtlichen Sweepratenwert-Beträgen oder zumindest der Mehrzahl verschiedener Sweepratenwerte-Beträge) ggf. um mindestens 10 %, vorzugsweise mindestens 30 % vom Wert des kleinsten Sweepratenwert-Betrages unterscheiden.
Ein weiterer Gedanke der Erfindung liegt also darin, für eine Vielzahl von Radarsignalen mehrere, sich betragsmäßig unterscheidende, Sweepratenwerte, vorzusehen bzw. einzustellen. Eine derartige Maßnahme kann insbesondere dazu beitragen, dass auf effiziente Art und Weise eine vergleichsweise gute (insbesondere vergleichsweise eindeutige) Bestimmung des jeweiligen Parameters (insbesondere einer Ziel-Geschwindigkeit) ermöglicht wird.
Die Werte von B(n) bzw. der Wertebereich in dem alle f_ce(n) und alle f_ca(n) liegen, sind vorzugsweise (siehe auch 2) bei allen Sweeps gleich. Sie können aber auch für jeden Sweep (oder zumindest für mehrere Sweeps) unterschiedlich gewählt werden.
Vorzugsweise ist die Abtasteinrichtung konfiguriert, die (jeweiligen) unterschiedlichen Abtastraten f_s(n) durch einen unterschiedlichen Abtasttakt, insbesondere unmittelbar bei einer Analog-zu-Digital-Wandlung zu realisieren. Dadurch wird ein vergleichsweise einfaches Radar-System erzielt.
Die mindestens eine Abtasteinrichtung kann konfiguriert sein, die unterschiedlichen Abtastraten f_s(n) algorithmisch mittels einer Abtastratenkonvertierung zu realisieren, vorzugsweise für den Fall, dass die N Basisbandsignale s_b(n, t) zunächst von der Abtasteinrichtung (insbesondere einem Analog-zu-Digital-Konverter) mit einem einheitlichen Abtasttakt abgetastet wurden.
Vorzugsweise ist die mindestens eine Abtasteinrichtung konfiguriert, zumindest zwei, vorzugsweise mindestens drei (weiter vorzugsweise mindestens fünf oder mindestens 10 oder mindestens 20), weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten in Abhängigkeit von einem Modulationsparameter (wie insbesondere einer Modulationsgeschwindigkeit, einer Sweep-Bandbreite, einer Sweep-Dauer und/oder einer Sweeprate) einzustellen, so dass sie (also die Abtastraten) proportional zum Betrag der jeweiligen Sweeprate µ(η) sind.
Der (jeweilige) Sweep (die jeweilige Rampe) kann zumindest im Wesentlichen linear sein.
Abtastzeitpunkte t_s(n, m) werden vorzugsweise so gewählt (bzw. die Abtasteinrichtung ist vorzugsweise entsprechend konfiguriert), dass die (entsprechenden) Abtastpunkte s_b(n, m) mit identischem Index m einem identischen Trägerfrequenzwert f_C(m) zugeordnet sind.
Die (jeweilige) Signalerzeugungseinrichtung ist vorzugsweise so konfiguriert, dass mindestens eine von zwei Randfrequenzen f_ca(n), f_ce(n) mindestens eines Sweeps mindestens einer von zwei Randfrequenzen mindestens eines weiteren, vorzugsweise mehrerer weiterer (beispielsweise mindestens von drei oder mindestens 10 weiteren), weiter vorzugsweise sämtlicher weiterer, Sweeps gleicht und/oder innerhalb eines Sweepbandes mindestens eines weiteren, vorzugsweise mehrerer weiterer (beispielsweise von mindestens drei weiteren oder mindestens 10 weiteren), weiter vorzugsweise sämtlicher weiterer, Sweeps liegt.
Alternativ oder zusätzlich ist die Signalerzeugungseinrichtung so konfiguriert, dass eine Sweep-Bandbreite B(n) für zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei (beispielsweise mindestens fünf oder mindestens 10), weiter vorzugsweise sämtliche, Sweeps gleich ist.
Alternativ oder zusätzlich ist die mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung so konfiguriert, dass sich Sweepbänder von zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei (beispielsweise zumindest fünf oder zumindest 10), weiter vorzugsweise sämtlichen, Sweeps zumindest überlappen, insbesondere gleichen.
Die Signalerzeugungseinrichtung kann konfiguriert sein, mindestens einen Sweepratenwert µ(n), insbesondere mehrere oder alle Sweepratenwerte µ(η) als Zufallswert(e) oder Pseudo-Zufallswert(e) zu generieren. Dadurch kann das Ergebnis einer entsprechenden Radar-Bestimmung (Radar-Messung) verbessert werden, insbesondere vergleichsweise gute Orthogonalitätseigenschaften erzielt werden.
Eine jeweilige Abtastsequenz ist vorzugsweise für zumindest zwei (weiter vorzugsweise für zumindest drei, noch weiter vorzugsweise für zumindest 10), insbesondere alle, Doppler-Signale unterschiedlich, vorzugsweise in Abhängigkeit einer Wahl von Sweep-Randzeitpunkten (t_a(n), t_e(n)).
Ausführungsgemäß kann die Auswerteeinrichtung derart konfiguriert sein, dass aus M Doppler-Signalen M Spektren Sb_m(k) mit K Spektralwerten (k = 1 bis K) berechnet werden, insbesondere basierend auf zumindest teilweise nicht-äquidistant abgetasteten Eingangswerten, wobei vorzugsweise mehrere, insbesondere alle M Spektren an denselben K diskreten Frequenzstützpunkten k (k=1 bis K) berechnet werden und in einem zweiten Schritt aus diesen M Spektren Sb_m(k) aus jeweils allen Abtastpunkten mit dem identischen Index k insgesamt K Signale Sb_k(m) gebildet werden, wobei weiter vorzugsweise diese K Signale Sb_k(m) (mit m=1,2,..., M) einer weiteren Spektralanalyse unterzogen werden und so K Spektren Sb_k(j) (mit j=1,2,..., J) und/oder eine Matrix mit den Werten Sb(k, j) gebildet werden/wird, wobei die weitere Spektralanalyse vorzugsweise eine schnelle Fouriertransformation (FFT) ist, wobei aus dieser Matrix mit den Werten Sb(k, j) weiter vorzugsweise ein Entfernungs-Dopplerdiagramm gebildet wird, mit dem Zielobjekte detektiert und ihnen eine Entfernung oder Geschwindigkeit zugeordnet wird.
Die obengenannte Aufgabe wird insbesondere weiterhin gelöst durch ein Radar-Verfahren vorzugsweise unter Verwendung des obigen und/oder nachfolgend beschriebenen Radar-Systems, umfassend: Erzeugen und Aussenden einer Sende-Signalsequenz, Empfangen und Erfassen einer an einer Objektstruktur reflektierten Empfangs-Signalsequenz, Mischen der Empfangs-Signalsequenz mit der Sende-Signalsequenz und Bilden von N Basisbandsignalen s_b (n, t), mit n = 1...N, sowie Abtasten der N Basisbandsignale mit Abtastraten f_s(n), wobei sich zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten f_s(n) voneinander unterscheiden.
Gemäß einem eigenständigen, vorzugsweise jedoch weiterbildenden, Aspekt des Verfahrens wird insbesondere ein Radar-Verfahren, vorzugsweise Primär-Radarverfahren, vorzugsweise der obigen Art und/oder unter Verwendung des obigen Radar-Systems vorgeschlagen, umfassend: Erzeugen und Aussenden einer Sende-Signalsequenz, wobei die Sende-Signalsequenz eine Anzahl von N frequenzmodulierten, vorzugsweise linear frequenzmodulierten, Radarsignalen sTx mit einem jeweiligen Sweepratenwert µ(n), mit n = 1...N, umfasst, wobei sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise sämtliche Beträge der Sweepratenwerte, voneinander unterscheiden sowie Empfangen und Erfassen einer an einer Objektstruktur reflektierten Empfangs-Signalsequenz.
Vorzugsweise umfasst das Radar-Verfahren weiterhin: Bilden einer Anzahl von M Doppler-Signalen sb_m(n, t) mit jeweils N Abtastpunkten aus Abtastpunkten s_b(n, m) der Basisbandsignale s_b(n,t), wobei ein Abstand zumindest zweier, vorzugsweise zumindest dreier, weiter vorzugsweise sämtlicher, Abtastzeitpunkte t_s(n,m) zu einem jeweils benachbarten Abtastzeitpunkt vorzugsweise unterschiedlich ist.
Weitere Merkmale des Radar-Verfahrens ergeben sich aus dem obigen (jeweiligen) Radar-System, insbesondere den dort erläuterten Funktionalitäten und Konfigurationen, die als entsprechende Verfahrensschritte durchgeführt werden können.
Die jeweilige (bei mehreren Sweeps mit variiender Swdeep-Dauer ggf. arithmetisch gemittelte) Sweep-Dauer beträgt vorzugsweise mindestens 1 Mikrosekunde, weiter vorzugsweise mindestens 10 Mikrosekunden, ggf. mindestens 100 Mikrosekunden und/oder höchstens 100 Millisekunden, vorzugsweise höchstens 10 Millisekunden, ggf. höchstens 1 Millisekunde.
Die Erfindung löst insbesondere mehrere Probleme von frequenzmodulierten Dauerstrichradaren, die heutzutage in großer Anzahl beispielsweise als Automobilradare und in vielen anderen Anwendungen in Industrie, Robotik, Haushalt, Fernerkundung und Verkehr eingesetzt werden.
Weiterhin weist die Erfindung insbesondere den Vorteil auf, dass eine rechenzeit-effiziente Verarbeitung auch dann ermöglicht ist, wenn nicht identisch frequenzmodulierte Signale verwendet werden bzw. auch dann, wenn die Zeitabstände zwischen den Signalen in einer Sequenz nicht äquidistant sind.
Weiterhin weist die Erfindung insbesondere den Vorteil auf, dass es eine verbesserte (eindeutige) Ziel-Geschwindigkeits-Bestimmung erlaubt, auch wenn FMCW-Signale mit typischen und technisch gut realisierbaren Sweep-Dauern verwendet werden.
Weiterhin weist die Erfindung insbesondere die folgenden Vorteile auf. Es werden insbesondere Signalsequenzen vorgestellt, die einerseits gute Korrelationseigenschaften aufweisen, aber andererseits auch effizient erzeugt und effizient verarbeitet werden können. Die erfindungsgemäßen Radarsignalsequenzen eignen sich daher insbesondere sowohl zur Lösung des oben beschrieben Interferenzproblems. Sie ermöglichen außerdem auch vorzugsweise das gleichzeitige Senden auf mehreren Kanälen in einem MIMO-Radar.
Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
In der nachfolgenden Beschreibung werden, auch unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren, weitere Grundlagen, Aspekte und Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Hierbei zeigen:

1 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Radar-Systems;
2 eine beispielhafte Signal-Sequenz;
3 eine weitere schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Radar-Systems;
4 eine weitere Darstellung eines erfindungsgemäßen Radar-Systems; und
5 eine weitere Darstellung eines erfindungsgemäßen Radar-Systems.

In der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleichwirkende Teile dieselben Bezugsziffern verwendet.
Radarsystem Grundaufbau:

Das für das erfindungsgemäße Verfahren geeignete Radarsystem kann in weiten Teilen dem Aufbau eines üblichen Chirp-Sequence-FMCW-Radar Systems entsprechen. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen Anordnung (wobei: SGEN = Signalgenerator; SE = Steuereinheit; ADC = Analog-zu-Digitalkonverter; MIX = Mischer; FLT = Filter; OBJ = Objekt / Objektstruktur; DSPE = digitale

Signalprozessierungseinheit):

Das System umfasst einen Signalgenerator SGEN zur Erzeugung frequenzmodulierter Signale bzw. zur Erzeugung einer Sequenz einer Anzahl von N frequenzmodulierten Signalen s_Tx(n,t) mit n=1,2,...,N, einer Antenne ATX zum Senden der Signale s_Tx(n,t) und einer Antenne ARX zum Empfangen der reflektierten Signale s_Rx(n,t), wobei dem Fachmann bekannt ist, dass es auch möglich ist, eine bzw. mehrere oder alle Antennen sowohl zum Senden als auch zum Empfangen zu verwenden bzw. zu konfigurieren. Das System umfasst ferner einen Mischer MIX zum heruntermischen des Signals s_Rx(n,t) mit dem Signal s_Tx(n,t), wobei dem Fachmann allgemein bekannt ist, dass dieser Mischer wie im Bild dargestellt als Quadraturmischer (auch IQ-Mischer genannt), aber auch einkanalig als reellwertiger Mischer, ausgeführt werden kann. Zudem ist ein Filter, vorzugsweise ein Tiefpassfilter, zur Filterung der N heruntergemischten Signale s_Mix(n, t) vorgesehen, wobei die gefilterten Signale als Basisbandsignale s_b(n,t) bezeichnet werden. Das System umfasst ferner einen Analog-zu-Digitalkonverter ADC zur Digitalisierung des Basisbandsignals s_b(n,t), wobei die N digitalen Basisbandsignale mit s_b(n,m) bezeichnet werden, eine digitale Signalprozessierungseinheit DSPE, z.B. einen Mikrocontroller und/oder Mikroprozessor, einen digitaler Signalprozessor DSP, oder ein Field Programmable Gate Array FPGA, zur Verarbeitung der digitalen Basisbandsignale, eine Steuereinheit SE mit der zum einen die Parameter der frequenzmodulierten Signale, insbesondere deren Sweeprate, einstellbar sind und die Abtastfrequenzen f_s(n) mit denen das jeweilige Basisbandsignal s_b(n,t) abgetastet wird einstellbar sind.

Ausführungsgemäß sind Mittel vorgesehen, mit denen der Wert der Abtastfrequenzen f_s(n) direkt an zumindest einen Modulationsparameter, wie etwa an die Modulationsgeschwindigkeit, oder an die Sweep-Dauer, oder an die Sweep-Bandbreite, der N frequenzmodulierten Signale gekoppelt wird, so dass also insbesondere die N frequenzmodulierten Signale in einer Sequenz mit unterschiedlichen Abtastfrequenzen f_s(n) abgetastet werden.
Das Radarsystem umfasst also eine Anordnung zur Erzeugung und zum Aussenden einer Sende-Radarsignalsequenz in Richtung einer Objekt-Szene und eine Anordnung zum Empfangen und Erfassen der an der Objektstruktur reflektierten Radarsignalsequenz, wobei diese Sende-Radarsignalsequenz eine Anzahl von N frequenzmodulierten, vorzugsweise linear frequenzmodulierten, Radarsignalen s_Tx(n,t) (mit n= 1 ... N) enthält, wobei jedes der NRadarsignale durch eine Sweep-Startzeit t_a(n) und Start-Frequenz f_ca(n) sowie eine Sweep-Endzeit t_a(n) und End-Frequenz f_ce(n) und eine Sweeprate µ(n) und eine Sweep-Dauer T(n) (jeweils mit n= 1 ... N) charakterisiert ist.
Mit der Sweeprate definiert als: $μ (n) = \frac{2 \cdot π \cdot (f_{c e} (n) - f_{c a} (n))}{T (n)} m i t T (n) = T_{e} (n) - T_{a} (n)$
und der Sweep-Bandbreite definiert als: $B (n) = | f_{c e} (n) - f_{c a} (n) | .$

Die N Sweepratenwerte µ(n) der frequenzmodulierten Radarsignale sind bezüglich ihrer Beträge nicht alle gleich und vorzugsweise alle unterschiedlich. Die N Sweepratenwerte µ(n) werden vorzugsweise aus den beiden Werteintervallen von µ_min bis µ_max und von -µ_max bis -µ_min gewählt, wobei µ_max den Betrag einer maximalen gewählten Sweeprate definiert und µ_min den Betrag einer minimal gewählten Sweeprate definiert.

Die N Sweepratenwerte µ(n) können so gewählt werden, dass dadurch unterschiedliche Sende-Radarsignalsequenzen, mit jeweils einem unterschiedlichen Satz von NWerten von µ(n) gebildet werden und diese unterschiedlichen Signalsequenzen gute Orthogonalitätseigenschaften haben.
2 zeigt eine beispielhafte Sequenz.
Die Werte von B(n) bzw. der Wertebereich in dem alle f_ce(n) und alle f_ca(n) liegen, sind vorzugsweise, wie es auch in 2 dargestellt ist, bei allen Sweeps gleich. Sie können aber auch für jeden Sweep unterschiedlich gewählt werden.
Eine vorteilhafte Wahl der N Sweepratenwerte µ(n), besteht darin, die Werte von µ(n) als Zufallswerte oder als Pseudo-Zufallswerte aus den zuvor genannten Intervallen zu wählen, da sich hierdurch Radarsignalsequenzen mit guten Orthogonalitätseigenschaften ergeben. Zwei Radarsignalsequenzen haben insbesondere dann gut Korrelationseigenschaften bzw. gute Orthogonalitätseigenschaften, wenn sich die N Sweepratenwerte µ(n) in den beiden Sequenzen möglichst vielfältig unterscheiden, also wenn z.B. die Sweepratenwerte zufällig in den o.g. Intervallen verteilt gewählt werden.
Werden zwei oder mehrere solcher Signalsequenzen miteinander gemischt (was bei dem vorliegenden Radar-System im Empfänger bei dem gleichzeitigen Empfang mehrere Signalsequenzen natürlicherweise passieren kann), so verteilen sich die Mischprodukte (d.h. die Interferenzprodukte) statistisch nahezu gleichmäßig auf einen breitbandigen Frequenzbereich, der durch die gewählte Sweepbandbreite bestimmt sein kann.
Ein Filter FLT lässt vorzugsweise das erwünschte Basisbandsignal passieren und auch nur den Teil der störenden Mischprodukte, die genau in das durch das Filter FLT definierte Frequenzband bzw. Basisband fallen. Da der größte Anteil der störenden Mischprodukte aber außerhalb der Filterbandbreite liegt, können die Störanteile signifikant unterdrückt werden. Wenn es bei dem Design von zwei oder mehreren Radar-Signalen gelingt, diese so zu gestalten, dass bei Korrelation der Signale sich deren Korrelationsprodukte statistisch auf die maximal verfügbare Bandbreite verteilen, die Signale bzgl. ihrer Orthogonalitätseigenschaften bzw. Korrelationseigenschaften optimal bzw. zumindest verbessert sind.
Die obigen Signalsequenzen lassen sich mit den nachfolgenden Schritten vergleichsweise einfach verarbeiten.
Vorzugsweise (wie oben) umfasst das Radarsystem eine Anordnung zur Erfassung einer reflektierten Radarsignalsequenz, mit einer Antenne mit der die reflektierte Radarsignalsequenz empfangen wird und so eine Empfangs-Radarsignalsequenz gebildet wird, mit einem Mischer MIX mit dem die Empfangs-Radarsignalsequenz mit der Sende-Radarsignalsequenz gemischt wird und so N Basisbandsignale s_b(n,t) gebildet werden und diese NBasisbandsignale mit einem Analog-zu-Digitalwandler (ADC) abgetastet und danach als digitales Signal s_b(n,m) weiterverarbeitet werden.
Wie schon teilweise zuvor ausgeführt wurde, werden N Basisbandsignale s_b(n,t) einer Radarsignalsequenz vom Analog-zu-Digitalwandler (ADC) mit N unterschiedlichen Abtastraten f_s(n) abgetastet und die NWerte der Abtastraten f_s(n) werden so gewählt, dass sie proportional zum Betrag der jeweiligen Sweeprate µ(n) sind.
Vorzugsweise werden die Abtastzeitpunkte t_s(n,m) so gewählt, dass die Abtastpunkte s_b(n,m) mit einem identischen Index m einem identischen Trägerfrequenzwert f_c(m) zuzuordnen sind (vgl. 2).
Durch die Variation der Abtastraten kann es ermöglicht werden, dass alle (oder zumindest eine Untergruppe der) abgetasteten NBasisbandsignale s_b(n,m) trotz ihrer unterschiedlichen Zeitdauern (die ja durch die jeweilige Sweep-Dauer bestimmt werden) in beiden Dimensionen (exakt) gleich viele Abtastpunkte aufweisen.
Die N Einzelsignale, gebildet aus den Abtastpunkten sb_n(m) = [s_b(n,1),s_b(n,2),...,s_b(n,M),], entsprechen den Signalen üblicher FMCW-Radar und könnten auch mittels üblicher Fourier-Transformation oder anderen Spektralanalyseverfahren verarbeitet werden, um die Entfernung und Geschwindigkeit zu einem Ziel zu bestimmen. Die übliche zweidimensionale Prozessierung des Basisbandsignals eines Chirp-Sequence-FMCW-Radars ist aber nicht unbedingt direkt anwendbar, da die Abtastung in der Doppler-Dimension nicht äquidistant erfolgt.
Die M Einzelsignale in Dopplerdimensionsrichtung werden aus den Abtastpunkten sb_m(n) = [s_b(1,m),s_b(2,m),...,s_b(N,m)] gebildet und, wie in 2 ersichtlich ist, wird jedes dieser M Signale mit einer unterschiedlichen Abtastsequenz nicht äquidistant abgetastet.
Diese Eigenschaft, die zunächst als Nachteil erscheint, hat aber, wie nachfolgend ausgeführt wird, einen Vorteil hinsichtlich des Eindeutigkeitsbereichs der Doppler- bzw. Geschwindigkeitsmessung. Nachfolgend wird eine erfindungsgemäße zweidimensionale Verarbeitung des digitalen Basisbandsignals s_b(n,m) beschrieben, die besonders vorteilhaft ist.
Aus den Abtastpunkten s_b(n,m) wird eine Anzahl von M Doppler-Signalen sb_m(n) = [s_b(i,m),s_b(2,m),...,s_b(N,m)] mit jeweils N Abtastpunkten gebildet wird, die mit sb_m(n) bezeichnet werden sollen, wobei der Abstand benachbarter Abtastzeitpunkte [t_s(1,m),t_s(2,m),...,t_s(N,m)] nicht gleich ist und die Abtastsequenz [t_s(1,m),t_s(2,m),...,t_s(N,m)] somit für alle M Doppler-Signale unterschiedlich ist und sich die jeweilige Abtastsequenz aus der Wahl der Sweep-Startzeitpunkte t_a(n), der Sweep-Start-Frequenz f_ca(n) der Sweep-Endzeitpunkte t_a(n) und der Sweep-End-Frequenz f_ce(n) ergibt (vgl. 2);
aus den M Doppler-Signalen sb_m(n)werden zunächst MSpektren sb_m (k) mit K Spektralwerten (k= 1 bis K) berechnet, wobei die Spektrumsberechnung mit einem Verfahren erfolgt, bei dem nicht-äquidistant abgetastete Eingangswerte zulässig sind.
Vorteilhafte Verfahren, die eine Spektrumsberechnung mit nicht-äquidistant abgetasteten Eingangswerten erlauben, finden sich etwa in:

Tarczynski, A., & Allay, N. (2004). Spectral analysis of randomly sampled signals: suppression of aliasing and sampler jitter. IEEE Transactions on Signal Processing, 52(12), pp. 3324-3334.
Tropp, J. A., Laska, J. N., Duarte, M. F., Romberg, J. K., & Baraniuk, R. G. (2010). Beyond Nyquist: Efficient sampling of sparse bandlimited signals. IEEE Transactions on Information Theory, 56(1), pp. 520-544.
Zandieh, A., Zareian, A., Azghani, M., & Marvasti, F. (2014). Reconstruction ofsub-Nyquist random sampling for sparse and multi-band signals. arXiv preprint arXiv:1411.6587.

Vorzugsweise werden alle MSpektren Sb_m(k) an denselben K diskreten Frequenzstützpunkten k(k=1 bis K) berechnet und in einem zweiten Schritt aus diesen MSpektren Sb_m(k) aus jeweils allen Abtastpunkten mit dem identischen Index k insgesamt KSignale Sb_k(m) gebildet und diese KSignale Sb_k(m) (mit m=1,2,...,M) einer weiteren Spektralanalyse unterzogen und so KSpektren sb_k(j) (mit j=1,2,...,J) bzw. eine Matrix mit den Werten Sb(k,j) gebildet.
Die weitere Spektralanalyse kann eine schnelle Fouriertransformation (FFT) sein.
Aus der Matrix mit den Werten Sb(k,j) kann ein Entfernungs-Dopplerdiagramm gebildet werden, mit dem Zielobjekte detektiert und ihnen eine Entfernung oder Geschwindigkeit zugeordnet wird.
Aus der Theorie der Spektralanalyse mit nicht-äquidistant abgetasteten Signalen ist bekannt, dass die Spektren solcher Signale, anders als bei den äquidistant abgetasteten Signalen, sich nicht periodisch wiederholen und bei günstigen Abtastsequenzen auch Frequenzen korrekt und eindeutig geschätzt werden können, die deutlich höher sind als die Hälfte der mittleren Abtastfrequenz. Bekannt ist auch, dass Abtastsequenzen mit statistisch bzw. zufällig gewählten Abtastzeitpunkten, wie sie hier in der Doppler-Dimension vorliegen können, sich vorteilhaft zur eindeutigen Frequenzschätzung eigenen.
Aus diesem Grund wird insbesondere eine korrekte und eindeutige Schätzung der Geschwindigkeit eines Radar-Ziels in einem deutlich größeren Eindeutigkeitsbereich, als diese bei Chirp-Sequence-FMCW-Radaren nach dem Stand der Technik mit ähnlichen Sweepraten und ähnlichen Sequenzdauern möglich wäre, ermöglicht. Dies ist insbesondere bei dem Einsatz solcher Radare im Kfz-, Bahn- oder Flugbereich oder auch bei vielen anderen Anwendungen, bei denen sich Objekte mit einem großen Wertebereich möglicher Geschwindigkeiten in dem Erfassungsbereich eines Radars befinden können, ein großer Vorteil.
Verfahren, bei denen die Bandbreite variiert wird (zusammen mit der Abtastrate), können den gleichen Effekt ergeben (wenn auch nicht unbedingt mit den Vorteilen des erweiterten Dopplerbereichs, aber ggf. mit den Vorteilen eines größeren eindeutigen Entfernungsbereichs; ggf. sind auch beide Ansätze kombinierbar)
Da, wie oben ausgeführt wurde, die Signalsequenzen insbesondere auch gute Orthogonalitätseigenschaften bzw. gute Korrelationseigenschaften aufweisen, können sie auch vorteilhaft in MIMO-Radaren eingesetzt werden, um das gleichzeitige Senden mehrere Sendekanäle zu ermöglichen.
Die 3, 4 und 5 illustrieren eine mögliche Ausführung eines solchen Radars.
Das System umfasst eine Anzahl von Q Signalgeneratoren (Index q-- 1...Q) zur Erzeugung der erfindungsgemäßen Signalsequenzen und Q Antennen (Index q= 1... Q) zum Aussenden dieser Signalsequenzen. Die QSignalsequenzen sollen nun ausführungsgemäß alle gleichzeitig ausgesendet werden. Es ist auch denkbar nur Untergruppen also eine begrenzte Anzahl, z.B. 2 oder 3, von den Q Signalsequenzen gleichzeitig zu senden, was den Aufwand im Empfänger reduzieren könnte, aber hier nicht entscheidend ist. Die Senderschaltung hinter jedem der Q Signalgeneratoren ist ausführungsgemäß so ausgestaltet, dass das Sendesignal mit einem Signalteiler (1 auf R) neben dem Pfad, auf dem es ausgesendet wird, auf eine Anzahl von R Pfaden verteilt wird.
Die Ausführung umfasst ferner eine Anzahl von R Empfangsantennen (Index r=1...R) zum Empfangen der Radarsignale. Die Empfängerschaltung hinter jeder der R Empfangsantennen ist ausführungsgemäß so ausgestaltet, dass das Empfangssignal mit einem Signalteiler (1 auf Q) auf eine Anzahl von Q Pfaden verteilt wird.
Die Empfängerschaltung hinter jeder der R Empfangsantennen kann so ausgestaltet wein, dass das Empfangssignal einer Empfangsantenne auf eine Anzahl von Q Mischern geführt wird (bzw. auf genauso viele Mischer wie Signale gleichzeitig ausgesendet wurden). Als Signal das zum Heruntermischen genutzt wird, werden die Q Mischer mit jeweils einem der Q Signalsequenzen gespeist. Die Mischsignale werden mit einem Filter FLT gefiltert bevor eine Weiterverarbeitung der Signale vorgenommen wird.
Eine Skizze einer möglichen Ausführungsform eines Ausschnitts der Gesamtschaltung mit nur einem der Sendekanäle (hier der Sendekanal mit dem Index q) zeigt 4. Die Schaltungen für alle anderen Sendekanäle können in derselben Art und Weise ausgeführt sein.
Eine Skizze einer möglichen Ausführungsform eines Ausschnitts der Gesamtschaltung mit nur einem der Empfangskanäle (hier der Empfangskanal mit dem Index r) zeigt 5. Die Schaltungen für alle anderen Empfangskanäle können in derselben Art und Weise ausgeführt sein.
Letztendlich wird das Empfangssignal einer Empfangsantenne (Index r) mit allen Q Signalsequenzen heruntergemischt, gefiltert, mit einem ADC abgetastet, so dass für jeden der Q Sendekanäle R digitale Basisbandsignale s_b(n,m,q,r=1...R) gebildet werden (vgl. 4) bzw. für jeden der R Empfangskanäle Q digitale Basisbandsignale s_b(n,m,q=1..Q, r) gebildet werden (vgl. 5) also letztendlich insgesamt R mal Q digitale Basisbandsignale s,(n,m,q=1...Q,r=1...R) gebildet werden.
Aufgrund der guten Orthogonalitätseigenschaften bzw. der guten Korrelationseigenschaften der erfindungsgemäßen Signalsequenzen sind in den Q Entfernungs-Dopplerdiagrammen die aus den Q Mischsignalen eines Empfangskanals (also denen von einer der Empfangsantennen) gebildet werden, immer nur die Signalanteile jeweils eines Sendesignals, und zwar immer von dem mit dem heruntergemischt wurde, stark ausgeprägt und die anderen sind stark unterdrückt. Somit können trotz des gleichzeitigen Sendens mit mehreren Sendesignalen die resultierenden Empfangssignale für jede der R mal Q Sende-Empfangsantennen-Kombination getrennt verarbeitet werden.
Es ist möglich, die R Empfangssignale auch direkt abzutasten und die Mischprozesse in digitalisierter Form in einer Recheneinheit durchzuführen.
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass alle oben beschriebenen Teile für sich alleine gesehen und in jeder Kombination, insbesondere die in den Zeichnungen dargestellten Details, als ggf. auch unabhängige Erfindungsgedanken, insbesondere als jeweils unabhängige Weiterbildung der in den Ansprüchen dargestellten Erfindungen, beansprucht werden. Abänderungen hiervon sind möglich.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

Andrzej, et al. Twodimensional signal processing in FMCW radars. Proc. XX KKTOiUE, 1997, S. 475-480; [0003]
KRONAUGE, Matthias; ROHLING, Hermann. New chirp sequence radar waveform. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 2014, 50. Jg., Nr. 4, S. 2870-2877; POURVOYEUR, [0003]
Klaus, et al. Ramp sequence analysis to resolve multi target scenarios for a 77-GHz FMCW radar sensor. In: 2008 11th International Conference on Information Fusion. IEEE, 2008. S. 1-7; [0003]
THURN, Karsten, et al. Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range-Doppler measurements. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2016, 64. Jg., Nr. 10, S. 3280-3289; [0003]
ROOS, Fabian, et al. Enhancement of Doppler unambiguity for chirp-sequence modulated TDM-MIMO radars. In: 2018 IEEE MTT-S International Conference on Microwaves for Intelligent Mobility (ICMIM). IEEE, 2018. S. 1-4 [0003]
SCHIPPER, Tom, et al. Discussion of the operating range of frequency modulated radars in the presence of interference. International Journal of Microwave and Wireless Technologies, 2014, 6. Jg., Nr. 3-4, S. 371-378; [0007]
TOTH, Mate, et al. Analytical Investigation ofNon-Coherent Mutual FMCW Radar Interference. In: 2018 15th European Radar Conference (EuRAD). IEEE, 2018. S. 71-74; [0007]
HAH MANN, Konstantin; SCHNEIDER, Stefan; ZWICK, Thomas. Evaluation of probability of interference-related ghost targets in automotive radars. In: 2018 IEEE MTT-S International Conference on Microwaves for Intelligent Mobility (ICMIM). IEEE, 2018. S. 1-4 [0007]
Yoke Leen; ZWICK, Thomas. MIMO OFDM radar with communication and interference cancellation features. In: 2014 IEEE radar conference. IEEE, 2014. S. 0265-0268; [0008]
SCHWEIZER, Benedikt, et al. Stepped-carrier OFDM-radar processing scheme to retrieve high-resolution range-velocity profile at low sampling rate. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66. Jg., Nr. 3, S. 1610-1618 [0008]
Pfeffer, Clemens, et al. „FMCW MIMO radar system for frequency-division multiple TX-beamforming.“ IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 61.12 (2013): 4262-4274 [0010]
FEGER, Reinhard; PFEFFER, Clemens; STELZER, Andreas. A frequency-division MIMO FMCW radar system based on delta-sigma modulated transmitters. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2014, 62. Jg., Nr. 12, S. 3572-3581; [0010]
DE WIT, J. J. M.; VAN ROSSUM, W. L.; DE JONG, A. J. Orthogonal waveforms for FMCW MIMO radar. IEEE, 2011 [0010]
Tarczynski, A., & Allay, N. (2004). Spectral analysis of randomly sampled signals: suppression of aliasing and sampler jitter. IEEE Transactions on Signal Processing, 52(12), pp. 3324-3334 [0090]
Tropp, J. A., Laska, J. N., Duarte, M. F., Romberg, J. K., & Baraniuk, R. G. (2010). Beyond Nyquist: Efficient sampling of sparse bandlimited signals. IEEE Transactions on Information Theory, 56(1), pp. 520-544 [0090]
Zandieh, A., Zareian, A., Azghani, M., & Marvasti, F. (2014). Reconstruction ofsub-Nyquist random sampling for sparse and multi-band signals. arXiv preprint arXiv:1411.6587 [0090]

Claims

Radar-System, insbesondere Primär-Radarsystem, umfassend mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine Sende-Signalsequenz zu erzeugen und auszusenden, mindestens eine Signalerfassungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine an einer Objektstruktur reflektierte Empfangs-Signalsequenz zu empfangen und zu erfassen, mindestens einen Mischer (MIX) zum Mischen der Empfangs-Signalsequenz mit der Sende-Signalsequenz und zum Bilden von N Basisbandsignalen s_b (n, t), mit n = 1...N, sowie mindestens eine Abtasteinrichtung, die konfiguriert ist, die N Basisbandsignale mit Abtastraten f_s(n) abzutasten, wobei sich zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten f_s(n) voneinander unterscheiden.
Radar-System, insbesondere Primär-Radarsystem, vorzugsweise nach Anspruch 1, umfassend mindestens eine Signalerzeugungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine Sende-Signalsequenz zu erzeugen und auszusenden, sowie mindestens eine Signalerfassungseinrichtung, die konfiguriert ist, eine an einer Objektstruktur reflektierte Signalsequenz zu empfangen und zu erfassen, wobei die Sende-Signalsequenz eine Anzahl von N frequenzmodulierten, vorzugsweise linear frequenzmodulierten, Radarsignalen s_Tx mit einem jeweiligen Sweepratenwert µ(n), mit n = 1...N, umfasst, wobei sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise sämtliche Beträge der Sweepratenwerte, voneinander unterscheiden.
Radar-System nach Anspruch 1 oder 2, wobei die mindestens eine Abtasteinrichtung konfiguriert ist, die unterschiedlichen Abtastraten f_s(n) durch einen unterschiedlichen Abtasttakt unmittelbar bei einer Analog-zu-Digital-Wandlung zu realisieren.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die mindestens eine Abtasteinrichtung konfiguriert ist, die unterschiedlichen Abtastraten f_s(n) algorithmisch mittels einer Abtastratenkonvertierung zu realisieren, insbesondere sofern die N Basisbandsignalen s_b (n, t) zunächst von einem Analog-zu-Digital-Konverter (ADC) mit einem einheitlichem Abtasttakt abgetastet wurden.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die mindestens eine Abtasteinrichtung konfiguriert ist, zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten in Abhängigkeit von einem Modulationsparameter - wie insbesondere eine Modulationsgeschwindigkeit, eine Sweep-Bandbreite, einer Sweep-Dauer und/oder einer Sweeprate - einzustellen, vorzugsweise so, dass sie proportional zum Betrag der jeweiligen Sweeprate µ(η) sind.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Abtasteinrichtung so konfiguriert ist, dass Abtastzeitpunkte t_s(n, m) so gewählt werden, dass die Abtastpunkte s_b(n, m) mit identischen Index m einem identischen Trägerfrequenzwert f_c(m) zugeordnet sind.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalerzeugungseinrichtung konfiguriert ist, so dass: mindestens eine von zwei Randfrequenzen (f_ca(n), f_ce(n)) mindestens eines Sweeps mindestens einer von zwei Randfrequenzen mindestens eines weiteren, vorzugsweise mehrerer weiterer, weiter vorzugsweise sämtlicher weiterer, Sweeps gleicht und/oder innerhalb eines Sweepbandes mindestens eines weiteren, vorzugsweise mehrerer weiterer, weiter vorzugsweise sämtlicher weiterer, Sweeps liegt, und/oder eine Sweep-Bandbreite B(n) für zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, Sweeps gleich ist und/oder sich Sweepbänder von zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtlichen, Sweeps zumindest überlappen, insbesondere gleichen.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalerzeugungseinrichtung konfiguriert ist, mindestens einen Sweepratenwert µ(n), insbesondere mehrere oder alle Sweepratenwerte µ(η) als Zufallswert(e) oder Pseudo-Zufallswert(e), zu generieren.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend eine Auswerteeinrichtung, die konfiguriert ist, aus Abtastpunkten s_b(n, m) der Basisbandsignale s_b(n, t) eine Anzahl von M Doppler-Signalen sb_m(n,t) mit jeweils N Abtastpunkten zu bilden, wobei ein Abstand zumindest zweier, vorzugsweise zumindest dreier, weiter vorzugsweise sämtlicher, Abtastzeitpunkte t_s(n, m) zu einem jeweils benachbarten Abtastzeitpunkt vorzugsweise unterschiedlich ist.
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 8, wobei eine jeweilige Abtastsequenz für mindestens zwei oder mehr, insbesondere alle, Doppler-Signale unterschiedlich ist, insbesondere in Abhängigkeit einer Wahl von Sweep-Randzeitpunkten (t_a(n), t_e(n)).
Radar-System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Auswerteeinrichtung derart konfiguriert ist, dass aus den M Doppler-Signalen M Spektren Sb_m(k) mit K Spektralwerten (k=1 bis K) berechnet werden, insbesondere basierend auf zumindest teilweise nicht-äquidistant abgetasteten Eingangswerten, wobei vorzugsweise mehrere, insbesondere alle M Spektren an denselben K diskreten Frequenzstützpunkten k (k=1 bis K) berechnet werden und in einem zweiten Schritt aus diesen M Spektren Sb_m(k) aus jeweils allen Abtastpunkten mit dem identischen Index k insgesamt K Signale Sb_k(m) gebildet werden, wobei weiter vorzugsweise diese K Signale Sb_k(m) (mit m=1,2,...,M) einer weiteren Spektralanalyse unterzogen werden und so K Spektren Sb_k(j) (mit j=1,2,...,J) und/oder eine Matrix mit den Werten Sb(k, j) gebildet werden/wird, wobei die weitere Spektralanalyse vorzugsweise eine schnelle Fouriertransformation (FFT) ist, wobei aus dieser Matrix mit den Werten Sb(k, j) weiter vorzugsweise ein Entfernungs-Dopplerdiagramm gebildet wird, mit dem Zielobjekte detektiert und ihnen eine Entfernung oder Geschwindigkeit zugeordnet wird.
Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radarverfahren, vorzugsweise unter Verwendung des Radar-Systems nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend: - Erzeugen und Aussenden einer Sende-Signalsequenz - Empfangen und Erfassen einer an einer Objektstruktur reflektierten Empfangs-Signalsequenz, - Mischen der Empfangs-Signalsequenz mit der Sende-Signalsequenz und Bilden von N Basisbandsignalen s_b (n, t), mit n = 1...N, sowie Abtasten der N Basisbandsignale mit Abtastraten f_s(n), wobei sich zumindest zwei, vorzugsweise zumindest drei, weiter vorzugsweise sämtliche, der N Abtastraten f_s(n) voneinander unterscheiden.
Radar-Verfahren, insbesondere Primär-Radarverfahren, vorzugsweise nach Anspruch 12 und/oder unter Verwendung des Radar-Systems nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 11, umfassend: - Erzeugen und Aussenden einer Sende-Signalsequenz, wobei die Sende-Signalsequenz eine Anzahl von N frequenzmodulierten, vorzugsweise linear frequenzmodulierten, Radarsignalen S_Tx mit einem jeweiligen Sweepratenwert µ(n), mit n = 1...N, umfasst, wobei sich mindestens zwei, vorzugsweise mindestens drei, weiter vorzugsweise sämtliche Beträge der Sweepratenwerte, voneinander unterscheiden; - Empfangen und Erfassen einer an einer Objektstruktur reflektierten Empfangs-Signalsequenz.
Radar-Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 12 oder 13, umfassend: - Bilden einer Anzahl von M Doppler-Signalen sb_m(n,t) mit jeweils N Abtastpunkten aus Abtastpunkten s_b(n, m) der Basisbandsignale s_b(n, t), wobei ein Abstand zumindest zweier, vorzugsweise zumindest dreier, weiter vorzugsweise sämtlicher, Abtastzeitpunkte t_s(n, m) zu einem jeweils benachbarten Abtastzeitpunkt vorzugsweise unterschiedlich ist.