DE69733511T2

DE69733511T2 - Radaranlage mit vereinfachter Bauart

Info

Publication number: DE69733511T2
Application number: DE69733511T
Authority: DE
Inventors: Naofumi Kawasaki-shi Kanagawa Okubo; Teruhisa Kawasaki-shi Kanagawa Ninomiya; Tamio Kawasaki-shi Kanagawa Saito; Osamu Hyogo-ku Kobe Hyogo Isaji
Original assignee: Denso Ten Ltd; Fujitsu Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd; Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-03-12
Filing date: 1997-01-16
Publication date: 2006-05-11
Anticipated expiration: 2017-01-17
Also published as: EP1326089A2; JPH09243738A; JP3347571B2; EP1326089B1; EP1326089A3; DE69738919D1; EP0795761B1; EP0795761B8; DE69733511D1; US5973636A; EP0795761A3; EP0795761A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Radareinrichtungen und insbesondere eine Radareinrichtung zur Verwendung in Automobilen.
Unter den jetzigen Bedingungen, in denen Automobil-Unfälle mit der steigenden Anzahl von Automobilen jährlich zunehmen, ist es für ein Automobil erforderlich geworden, mit einer Einrichtung ausgestattet zu werden, mit Hilfe derer ein sicherer Betrieb unterstützt wird. Eine solche Einrichtung sollte in der Lage sein, einen Fahrer vor einem möglichen Zusammenstoß zu warnen, die Bodengeschwindigkeit genau zu messen und den Motor korrekt zu steuern, wenn das Automobil auf einer nassen Straße fährt.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Herkömmliche Radarsysteme zum Messen einer relativen Geschwindigkeit und Entfernung eines Automobils bezüglich eines Zielobjekts beinhalten ein frequenzmoduliertes Dauerstrichradar (FMCW) und ein Impuls-Doppler-Radar. Bei einem FMCW-Radar, wie in 1 gezeigt, wird einem spannungsgesteuerten Sende-Oszillator (VCO) 10 ein dreieckiges Basisbandsignal zur Frequenzmodulation zugeführt. Ein resultierendes Hochfrequenzsignal, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 erhalten wird, wird über eine Sendeantenne 11 gesendet. Ein Teil des Hochfrequenzsignals wird zu einem Empfangsmischer (MIX) 12 abgezweigt, der mit einem empfangenen Signal gespeist wird, das über eine Empfangsantenne 13 empfangen wird. Gemäß dieser Anordnung wird ein Schwebungssignal erhalten, das einer Distanz von einem Zielobjekt und einer relativen Geschwindigkeit bezüglich des Zielobjekts entspricht. Da eine solche Konstruktion eine sehr einfache Signalverarbeitungseinheit ermöglicht, um ein relatives Geschwindigkeitssignal und ein Distanzsignal zur Verfügung zu stellen, wird es in großem Umfang bei Radareinrichtungen angewendet, wie beispielsweise bei einer Automobil-Radareinrichtung, von der erwartet wird, dass sie klein und preiswert ist.
Bei einer speziellen Implementierung von einer Radareinrichtung, die in 2 gezeigt ist, ist ein Schalter (SW) 16 zwischen der Empfangsantenne 13 und dem Empfangsmischer 12 vorgesehen, um so zu verhindern, dass ein Signal/Rausch-Verhältnis in Folge eines Leckens des dreieckigen Modulationssignals zur Empfangsseite verschlechtert wird, und um ein 1/f-Rauschen abzuschwächen, das durch den Empfangsmischer (MIX) 12 zur Verfügung gestellt wird. Der Schalter 16 kann gemäß einem Antriebssignal (LO) von einer Oszillationsquelle 18 betätigt werden, um so das empfangene Signal einer Frequenzwandlung zu unterziehen. Das empfangene Signal, das von dem Empfangsmischer (MIX) 12 ausgegeben wird, wird über ein Bandpassfilter (BPF) 20 einem zweiten Mischer 22 zugeführt. In dem zweiten Mischer 22 wird das empfangene Signal erneut einer Frequenzwandlung unter Verwendung des Antriebssignals (LO) unterzogen, so dass ein Schwebungssignal erhalten wird.
Zum Beispiel liegt eine Frequenz f₀ von einem gesendeten Signal, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 ausgegeben wird, in der Größenordnung von 10–100 GHz, eine Frequenz f_SW des Schalterantriebssignals (LO) liegt in der Größenordnung 10–100 MHz, und eine durch das gesendete Signal und das empfangene Signal erzeugte Schwebungsfrequenz fδ liegt unterhalb der Größenordnung von 10–100 KHz. Die Frequenz der dreieckigen Welle liegt in der Größenordnung von 100–1000 Hz. Die Amplitude des gesendeten Signals, das dem Empfangsmischer 12 zugeführt wird, variiert infolge der Frequenzantwort von dem VCO 10 und der Leitung. Die Frequenz der Amplitudenvariation beträgt 100–1000 Hz. Da der Empfangsmischer 12 eine AM-Demodulationsfunktion sowie die Frequenzwandlungsfunktion beinhaltet, enthält das Ausgangssignal des Empfangssignals 12 unvermeidbar ein Rauschen in der Form der Amplitudenvariation.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Empfangsantenne 13 empfangen wird, ist durch f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung unter Verwendung des Schalters 16 wird ein empfangenes Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – f_SW und f₀ + fδ + f_SW erzeugt. Folglich erzeugt der Empfangsmischer 12 ein IF-Signal mit Frequenzen zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ. Das IF-Signal enthält ein Rauschen in der Form der Amplitudenvariation mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz. Da das IF-Signal eine Frequenz in der Größenordnung von 10–100 MHz hat, wird das Rauschen in der Form der Amplitudenvariation durch das Bandpassfilter 20 entfernt. Der Mischer führt bezüglich des IF-Signals, bei dem das Rauschen entfernt ist, eine Frequenzwandlung durch, um so das Schwebungssignal mit einer Frequenz fδ zu erhalten.
Die Antennen 11 und 13 müssen eine Größe haben, die einer Strahlbreite entspricht, die in der Lage ist, eine einzelne Verkehrsspur abzudecken, um keine reflektierte Welle von einem Nicht-Zielobjekt außerhalb des Erfassungsbereichs des Radars zu erfassen. Es wird beispielsweise angenommen, dass der Erfassungsbereich 100 m beträgt und die Breite einer Spur 3,6 m beträgt, wobei die Strahlbreite, die erforderlich ist, um eine reflektierte Welle von einem Fahrzeug herauszuhalten, das auf einer anderen Spur 100 m entfernt fährt, 2,1 Grad beträgt. Es ist allgemein bekannt, dass die Beziehung zwischen der Strahlbreite B und dem Durchmesser D der Reflektorantenne gegeben ist durch D ≈ 70 × λ/B
Unter der Annahme, dass die Strahlbreite 2,1 Grad und die Frequenz 60 GHz beträgt (Wellenlänge = 5 mm), beträgt gemäß der obigen Gleichung der Durchmesser D der Antenne 167 mm.
Bei einer Distanz von 100 m wird ein Gebiet, das durch das Radar abgedeckt ist, durch ein Produkt von Gewinnabfällen der Sende- und der Empfangsantenne bei einer gegebenen Winkelseparation bestimmt. Daher kann der Durchmesser tatsächlich kleiner sein als das Ergebnis, das gemäß der obigen Gleichung erhalten wird. Normalerweise werden Antennen mit einem Durchmesser von etwa 110 mm verwendet.
Wünschenswerterweise ist eine Automobil-Radareinrichtung so gestaltet, um sich nicht von dem ästhetischen Design der Automobil-Karosserie abzuheben. Zur optimalen Anpassung an das Design soll die Radareinrichtung so klein wie möglich sein. Außerdem ist eine Automobil-Radareinrichtung idealerweise preiswert, um für die allgemeine Öffentlichkeit verfügbar zu sein. Jedoch bedeutet die Forderung des gleichzeitigen Sendens und Empfangens die Verwendung von sowohl der Sendeantenne als auch der Empfangsantenne, so dass es schwierig ist, eine Verminderung der Größe und des Preises einer Automobil-Radareinrichtung basierend auf der herkömmlichen Technologie zu erhalten.
Wie in 3 gezeigt, besteht ein Lösungsansatz zur Verminderung der Größe der Radareinrichtung in der Verwendung eines Richtungskopplers 26, so dass eine Sende- und Empfangsantenne 24 gemeinsam benutzt werden kann. In der Schaltung aus 3 wird ein Teil der Sendeleistung der Sende-/Empfangsantenne 24 über den Richtungskoppler 26 zugeführt. Ein Isolationsmerkmal des Richtungskopplers 26 wird verwendet, um dem Empfangsmischer 12 eine lokale Leistung zuzuführen. Das Ausmaß der Kopplung des Richtungskopplers 26 wird auf unter 10 dB eingestellt, um keine allzu große Leistung zu dem Empfangsmischer 12 bei Betrachtung des entgegenstehenden Merkmals des Empfangsmischers 12 abzuziehen. Folglich besteht ein Problem dieses Lösungsansatzes darin, dass es erforderlich ist, dass der spannungsgesteuerte Oszillator 10 eine deutlich größere Leistung als eine tatsächliche Ausgangsleistung ausgeben muss, die erforderlich ist, um einen ausreichend langen Erfassungsbereich zu erhalten. Unter den Annahme, dass die tatsächlich von der Antenne ausgestrahlte Leistung 10 mW beträgt, ist beispielsweise eine Leistung von mehr als 100 mW erforderlich. Obwohl eine Ausgabe in der Größenordnung von 10–100 mW auf einfache Weise durch Bauelemente mit hoher Leistungsabgabe erreicht werden können, wie Zum Beispiel eine IMPATT-Diode und eine GUNN-Diode in dem Miniwellenband, kann eine Ausgabe von über 100 mW mit der heutigen Technologie nicht so einfach erreicht werden. Es sei außerdem angemerkt, dass Bauelemente, wie zum Beispiel die IMPATT-Diode und die GUNN-Diode, relativ teuer sind.
Da die Isolationseigenschaft des Richtungskopplers 26 in dem Lösungsansatz von 3 verwendet wird, variiert die lokale Eingangsleistung infolge der Antennenimpedanz. Aus diesem Grunde ist es schwierig, dass der Empfangsmischer 12 eine stabile Frequenzwandlung durchführt.
Ein Problem, das auftritt, wenn die Anzahl an Fahrzeugen absteigt, die mit einer Automobil-Radareinrichtung ausgestattet ist, ist die Funkinterferenz von anderen Fahrzeugen. Da sich Automobil-Radareinrichtungen allgemein das gleiche Frequenzband teilen, können Radareinrichtungen, die an Automobilen montiert sind, die auf der gegenüberliegenden Spur fahren, eine Funkinterferenz bewirken, so dass das Zielobjekt vor dem Benutzer, das auf der gleichen Spur fährt, von der Radareinrichtung unerkannt bleibt.
Herkömmliche Lösungsansätze zur Verhinderung von Funkinterferenz beinhalten die Verwendung einer mit 45 Grad linear polarisierten Wellenantenne oder einer zirkular polarisierten Wellenantenne. Eine Polarisationsunterscheidung, die durch solche Typen von Antennen bewirkt wird, wird verwendet, um die Funkinterferenz von anderen Fahrzeugen abzuschwächen. Jedoch beträgt die Polarisationsunterscheidung, die durch solche Typen von Antennen erreicht wird, bestenfalls 20–25 dB. Da die Anzahl an Fahrzeugen ansteigt, die mit einer Radareinrichtung ausgestattet sind, steigt auch der Interferenzsignalpegel, so dass die herkömmliche Technologie keine zufriedenstellende Leistungsfähigkeit des Radars zur Verfügung stellen kann.
Der Artikel mit dem Titel "Switching system for single antenna operation of an S-band FMCW Radar" von J. A. McGregor, E. M. Poulter und M. J. Smith, veröffentlicht in 8049 IEEE Proceedings Radar, Sonar and Navigation, 141(1994) August, beschreibt ein S-Band Meeresboden-Fernmessungs-FMCW-Bodenradar, das für den Betrieb mit einer einzigen Antenne ausgestaltet ist, in dem die einzelne Antenne abwechselnd zwischen dem Sender und Empfänger umgeschaltet wird. Obwohl dieses frequenzmodulierte unterbrochene Dauerstrich (FMICW) System nicht mehr ein richtiges Dauerstrichradar ist, bleiben die wesentlichen Eigenschaften der FMCW-Wellenform erhalten, vorausgesetzt, dass einige Bedingungen bezüglich der Umschaltgeschwindigkeit und der FMCW-Parameter erfüllt werden.
Der Artikel "An FM-CW radar module with front-end switching heterodyne receiver" von T. Saito, N. Okubo, Y. Kawasaki, O. Isaji und H. Suzuki, veröffentlicht in IEEE MTT-S Digest 1992, betrifft ein FM-CW-Radarmodul, das Seitenbänder erzeugt, indem ein HEMT-Front-End unter Verwendung von Heterodyne-Erfassung für FM-AM-Wandlungsrauschreduzierung umgeschaltet wird.
Durch das Front-End-Umschalten wird die Amplitude des empfangenen Signals durch ein Rechteckwellensignal moduliert, um an jeder Seite des empfangenen Signals ein Seitenband zu erzeugen. Das Schwebungssignal wird von dem Basisband zu dem IF umgewandelt, indem das gesendete und empfangene Signal unter Verwendung eines Millimeterwellen-Mischers gemischt wird. Die Schwebungsfrequenz und das FM-AM-Wandlungsrauschen sind in dem Basisband vorhanden, aber lediglich das Schwebungssignal bleibt in dem IF-Band. Da das Schwebungssignal nicht durch das FM-AM-Wandlungsrauschen beeinflusst wird, hat das Radarmodul eine hohe S/N-Charakteristik (3).
Unter Verwendung dieser Technik wird das Niederfrequenz-Rauschen, das durch einen Millimeterwellen-Mischer erzeugt wird, das der zweitgrößte Rauschanteil in dem FM-CW-Radar ist, gleichzeitig reduziert. Das Schwebungssignal wird in ein IF-Band umgewandelt, wo der Niederfrequenz-Rauschpegel gering ist. Der Niederfrequenz-Rauschpegel von einem IF-Band ist 10 dB kleiner als der der Basisbandfrequenz.
Die US 4,739,330 beschreibt ein Frequenzmodulations-Funkaltimeter, das eine Richtungsantenne aufweist, die mit einem Sende-Empfangsschalter verbunden ist, der durch einen Signalgenerator gesteuert wird. Der Generator liefert periodische Signale, deren zyklische Periode proportional zur Verzögerungszeit des Bodenechos ist. Der Sender beinhaltet einen Funkfrequenzmodulator, der bezüglich der Frequenz durch eine Sägezahnsignal moduliert wird, dessen zyklische Periode proportional zur Verzögerungszeit des Bodenechos ist. Ein Homodyne-Empfänger enthält Schaltungen zum Erfassen und Verfolgen des Bodenechosignals und liefert ein Ausgangssignal, das die Höhe dargestellt, und ein Antriebssignal, das den Eingängen zugeführt wird, die die zyklische Periode des Sendemodulators und des Generators steuern, der den Sende-Empfangsschalter steuert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Folglich besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, Radareinrichtungen zur Verfügung zu stellen, mit Hilfe derer die vorstehend genannten Probleme gelöst werden.
Eine weitere und noch speziellere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Radareinrichtung mit verminderter Größe und reduzierten Kosten zur Verfügung zu stellen, bei der das Senden und Empfangen mit einer einzelnen Antenne durchgeführt werden kann.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Radareinrichtung zur Verfügung zu stellen, bei der eine Interferenz von anderen Einrichtungen erfasst und entfernt werden kann.
Zur Lösung der obigen Aufgaben ist eine an einem Fahrzeug montierte Radareinrichtung gemäß dem beigefügten Anspruch 1 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Andere Aufgaben und weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung zusammen mit den beigefügten Zeichnungen deutlich, in denen:
1 eine Konstruktion von einem herkömmlichen FMCW-Radar zeigt;
2 eine andere Konstruktion von einem herkömmlichen FMCW-Radar zeigt;
3 noch eine weitere Konstruktion von einem herkömmlichen FMCW-Radar zeigt;
4 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem ersten Beispiel ist;
5 ein Frequenzspektrum von einem ID-Signal zeigt;
6A, 6B und 6C Konstruktionen von einem Antennen-Mitbenutzungsmittel zeigen;
7A, 7B und 7C zeitliche Darstellungen für Signale sind, die in der in 4 gezeigten Einrichtung auftreten;
8 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem zweiten Beispiel ist;
9 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem dritten Beispiel ist;
10 eine Schaltungsdarstellung von einem SPDT-Schalter zeigt;
11 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
12A, 12B und 12C zeitliche Darstellungen für Signale sind, die in der in 11 gezeigten Einrichtung auftreten;
13 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
14 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
15 eine Tabelle ist, die den Betrieb der Radareinrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel zeigt;
16 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem vierten Beispiel ist;
17A und 17B Wellenformen-Darstellungen von einer Spannung sind, die einem Steueranschluss des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt wird;
18 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem fünften Beispiel ist;
19 eine Darstellung ist, die zeigt, wie eine Interferenz stattfindet;
20 eine Darstellung ist, die zeigt, wie eine Interferenz stattfindet;
21 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem sechsten Beispiel ist;
22A und 22B Implementierungen von einem Interferenzerfassungsmittel zeigen;
23 ein Blockdiagramm von einem Frequenzsprungmittel ist;
24 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem siebten Beispiel ist; und
25 ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem achten Beispiel ist.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
4 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem ersten Beispiel. Unter Bezugnahme auf 4 wird ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz von einigen kHz einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung von 10–100 GHz wird einem Sendeschalter (SW) 32 zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird einem Empfangsmischer 34 zugeführt. Der Sendeschalter 32 wird entsprechend einer Antriebssignalausgabe einer Schalterantriebssignalquelle (LO) 35 gesteuert, um geöffnet oder geschlossen zu werden. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn der Schalter 32 geschlossen ist, dann wird das zu sendende frequenzmodulierte Signal über ein Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 einer Antenne 38 zugeführt.
Der Antriebssignalausgang von der Schalterantriebssignalquelle 35 wird durch einen Inverter 40 invertiert und einem Empfangsschalter 42 zugeführt. Wenn also der Sendeschalter 32 offen ist, dann ist der Empfangsschalter 42 geschlossen, so dass ein empfangenes Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, über das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 und den Empfangsschalter 42 zu dem Empfangsmischer 34 geleitet wird. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Antenne 38 empfangen wird, ist durch f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – f_SW und f₀ + fδ + f_SW erhalten. Daher erzeugt der Empfangsmischer 34 das IF-Signal mit Frequenzen zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ und hat das Frequenzspektrum, wie in 5 gezeigt.
Das IF-Signal wird einer FM-Modulation unterzogen, um die Frequenz fδ zu erfassen. Die Frequenz fδ in einer Periode, in der die Frequenz ansteigt, und die Frequenz fδ in einer Periode, in der die Frequenz abnimmt, werden als eine Basis verwendet, um die relative Geschwindigkeit und die Distanz bezüglich des Zielobjekts zu berechnen.
Das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 kann durch einen Zirkulator 44, wie in 6A gezeigt, durch eine 90° Hybrid-Schaltung 45, wie in 6B gezeigt, oder durch eine Verzweigungsschaltung 46 implementiert werden, wie in 6C gezeigt. Die durch den Zirkulator 44 bewirkte Abschwächung beträgt etwa 2–3 dB. Die durch die 90° Hybrid-Schaltung 45 und die Verzweigungsschaltung 46 bewirkte Abschwächung beträgt etwa 3–4 dB.
Wie in 7A erzeugt, findet das Senden eines Signals über die Antenne 38 in Reaktion auf das Schließen des Sendeschalters 32 durch das Antriebssignal statt. Das reflektierte Signal, wie in 7B gezeigt, das von dem Zielobjekt reflektiert wird, trifft bei der Antenne 38 ein. Wie in 7C gezeigt, wird ein Teil des reflektierten Signals durch die Antenne 38 in Reaktion auf das Schließen des Empfangsschalters 42 empfangen.
Da eine einzelne Antenne gemeinsam für den Sende- und Empfangsbetrieb benutzt wird, kann daher die hergestellte Radareinrichtung folglich klein und preiswert sein.
8 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem zweiten Beispiel. Unter Bezugnahme auf 8 wird ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz dem Spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung von 10–100 GHz wird dem Sendeschalter (SW) 32 zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der Sendeschalter 32 wird entsprechend der Antriebssignalausgabe von der Schalterantriebssignalquelle (LO) 35 gesteuert, um geöffnet oder geschlossen zu werden. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn der Schalter 32 geschlossen wird, dann wird das zu sendende frequenzmodulierte Signal über das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 der Antenne 38 zugeführt.
Der Antriebssignalausgang von der Schalterantriebssignalquelle 36 wird durch den Inverter 40 invertiert und dem Empfangsschalter 42 zugeführt. Wenn also der Sendeschalter 32 geöffnet ist, dann ist der Empfangsschalter 42 geschlossen, so dass ein empfangenes Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, über das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 und den Empfangsschalter 42 dem Empfangsmischer 34 zugeführt wird. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Antenne 38 empfangen wird, ist mit f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – f_SW und f₀ + fδ + f_SW erhalten. Folglich erzeugt der Empfangsmischer 34 das IF-Signal mit Frequenz zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ und mit dem Frequenzspektrum, wie in 5 gezeigt. Infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 ist ein Rauschen mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz, das durch die Amplitudenvariation des frequenzmodulierten Signals bewirkt wird, in dem IF-Signal enthalten. Durch Zuführen des IF-Signals zu dem Bandpassfilter 50, so dass nur das Frequenzband zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ in der Größenordnung von 10–100 MHz durchgelassen wird, kann das Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz entfernt werden. Das IF-Signal wird zu einem Mischer 52 geleitet. Durch den Mischer 52 wird ein Schwebungssignal erzeugt und ausgegeben, das eine Frequenz von fδ hat, indem das IF-Signal mit den Frequenzen zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ gemischt und das Rauschen entfernt wird, wobei das Antriebssignal die Frequenz f_SW hat.
9 ist ein Blockdiagramm einer Radareinrichtung gemäß einem dritten Beispiel. Ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in der Größenordnung 100–1000 Hz wird dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung von 10–100 GHz wird einem einpoligen Umschalter (SPDT) 54 (SW) zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der SPDT-Schalter 54 wird gesteuert, um mit dem VCO 30 verbunden zu sein, wenn der Signalausgang von der Antriebssignalquelle (LO) 35 logisch hoch ist, und mit dem Empfangsmischer 34, wenn das Antriebssignal logisch tief ist. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, wird das frequenzmodulierte Signal zu der Antenne 38 geleitet und von dieser ausgegeben.
Das empfangene Signal, das durch die Antenne 38 empfangen wird, wenn das Antriebssignal logisch tief ist, wird über den SPDT-Schalter 54 zu dem Empfangsmischer 34 geleitet. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Das empfangene Signal, das durch die Antenne 38 empfangen wird, hat die Frequenz f₀ + fδ. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – f_SW und f₀ + fδ + f_SW erzeugt und dem Empfangsmischer 34 zugeführt, der dann das IF-Signal erzeugt, das Frequenzen zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ und das in 5 gezeigte Frequenzspektrum hat. Infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 enthält das IF-Signal ein Rauschen mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz, das durch Amplitudenvariation des frequenzmodulierten Signals bewirkt wird. Durch Zuführung des IF-Signals zu dem Bandpassfilter 50, so dass nur das Frequenzband zwischen f_SW – fδ und f_SW + fδ in der Größenordnung von 10–100 MHz durchgelassen wird, kann das Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz entfernt werden. Das IF-Signal wird dann einem Mischer 52 zugeführt. Durch den Mischer 52 wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz von fδ erzeugt und ausgegeben, indem das IF-Signal mit den Frequenzen f_SW – fδ und f_SW+ fδ gemischt und das Rauschen entfernt wird, wobei das Antriebssignal die Frequenz f_SW hat.
Der SPDT-Schalter hat eine Schaltung, wie in 10 gezeigt. Unter Bezugnahme auf 10 sind die Anschlüsse 55a und 55b mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 30 beziehungsweise mit dem Empfangsmischer 34 verbunden. Ein Anschluss 56 ist mit der Antenne 38 verbunden. Das Antriebssignal wird einem Anschluss 57 zugeführt. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, dann sind die n-Kanal MOS-Transistoren Q2 und Q4 leitend, und die n-Kanal MOS-Transistoren Q1 und Q3 sind nicht-leitend, so dass die Anschlüsse 55a und 56 miteinander verbunden sind und der Anschluss 55b geerdet ist. Wenn das Antriebssignal logisch tief ist, dann sind die n-Kanal MOS-Transistoren Q1 und Q3 leitend, und die n-Kanal MOS-Transistoren Q2 und Q4 sind nicht-leitend, so dass Anschlüsse 55b und 56 miteinander verbunden sind und der Anschluss 55a geerdet ist.
11 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf 11 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in einer Größenordnung von 100–1000 Hz zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordung von 10–100 GHz wird dem Sendeschalter (SW) 32 zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird dem Empfangsmischer 34 zugeführt. Der Sendeschalter 32 wird gesteuert, um geöffnet oder geschlossen zu werden, und zwar gemäß einem Antriebssignal, das erhalten wird, indem ein Ausgangssignal von der Schalterantriebssignalquelle (LO) 60 einer 1/N Frequenzteilung durch einen Frequenzteiler 62 unterzogen wird, wobei N beispielsweise gleich 5–20 ist. Der Antriebssignalausgang von dem Frequenzteiler 62 hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn der Schalter 32 geschlossen ist, dann wird das zu sendende frequenzmodulierte Signal der Antenne 38 über das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 zugeführt.
Die Antriebssignalausgabe von der Schalterantriebssignalquelle 60 wird zusammen mit dem Antriebssignalausgang von dem Frequenzteiler 62 einer NAND-Schaltung 64 zugeführt. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, wird ein Signal mit einer Frequenz N·f_SW von der NAND-Schaltung 64 zu dem Empfangsschalter 42 geleitet. Wenn also der Sendeschalter 32 offen ist, wird der Empfangsschalter 42 mit der Frequenz N·fS_W geöffnet oder geschlossen. Wenn der Empfangsschalter 42 geschlossen ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, über das Antennen-Mitbenutzungsmittel 36 und den Empfangsschalter 42 dem Empfangsmischer 34 zugeführt. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Antenne 38 empfangen wird, ist mit f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – N·f_SW und f₀ + fδ + N·f_SW erhalten. Folglich erzeugt der Empfangsmischer 34 ein IF-Signal mit Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ. Infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 ist ein Rauschen mit einer Frequenz in einer Größenordnung von 100–1000 Hz, das durch Amplitudenvariation des frequenzmodulierten Signals bewirkt wird, in dem IF-Signal enthalten. Durch Liefern des IF-Signals zu dem Bandpassfilter 50, so dass nur das Frequenzband zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ in der Größenordnung von 10–100 MHz durchgelassen wird, kann das Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung 100–1000 Hz entfernt werden. Das IF-Signal wird dann dem Mischer 52 zugeführt. Durch den Mischer 52 wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz fδ erzeugt und ausgegeben, indem das IF-Signal mit den Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ gemischt und das Rauschen entfernt wird, wodurch das Antriebssignal mit der Frequenz N·f_SW von der NAND-Schaltung 64 ausgegeben wird.
Allgemein hat eine Halbleitervorrichtung ein 1/f-Rauschen. Je geringer die Frequenz ist, desto höher ist der Rauschpegel. Die Schaltfrequenz des Empfangsschalters 42 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, das vorstehend beschrieben ist, ist konfiguriert, um dem N-fachen der Schaltfrequenz der vorhergehenden Ausführungsbeispiel zu sein, so dass das 1/f-Rauschen, das in dem Empfangsmischer 34 erzeugt wird, reduziert und das S/N-Verhältnis verbessert wird.
Durch das Antriebssignal wird der Sendeschalter 32 geschlossen, um so das Senden des gesendeten Signals über die Antenne 38 zeitlich zu steuern, wie in 12A gezeigt ist. Das durch das Zielobjekt reflektierte Signal kommt an der Antenne 38 an, wie in 12B gezeigt. Das Empfangen von einem Teil des reflektierten Signals über die Antenne 38 wird zeitlich gesteuert, wie in 12C gezeigt, indem der Empfangsschalter 42 geschlossen wird.
13 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel. Unter Bezugnahme auf 13 wird ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz zur Frequenzmodulation dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung 10–100 GHz wird dem einpoligen Umschalter (SPDT) 54 (SW) zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der SPDT-Schalter 54 wird gesteuert, um mit dem VCO 30, wenn das Antriebssignal, das erhalten wird, indem ein Ausgangssignal von der Schalterantriebssignalquelle (LO) 60 einer 1/N-Frequenzwandlung unterzogen wird, logisch hoch ist, und mit dem Empfangsschalter 42 verbunden zu sein, wenn das Antriebssignal logisch tief ist. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, dann wird das frequenzmodulierte Signal über den SPDT-Schalter 54 der Antenne 38 zugeführt und von dieser ausgegeben.
Der Antriebssignalausgang von der Schalterantriebssignalquelle 60 wird der NAND-Schaltung 64 zusammen mit dem Antriebssignalausgang von dem Frequenzteiler 62 zugeführt.
Wenn das Antriebssignal logisch tief ist, dann wird ein Signal mit einer Frequenz N·f_SW von der NAND-Schaltung 64 zu dem Empfangsschalter 42 geleitet. Wenn folglich der SPDT-Schalter 54 mit dem Empfangsschalter 42 verbunden ist, dann wird der Empfangsschalter 42 mit der Frequenz N·f_SW geöffnet oder geschlossen. Wenn der Empfangsschalter 42 geschlossen ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, dem Empfangsmischer 34 über den SPDT-Schalter 54 und den Empfangsschalter 42 zugeführt. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Antenne 38 empfangen wird, ist mit f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – N·f_SW und f₀ + fδ + N·_SW erhalten. Daher erzeugt der Empfangsmischer 34 ein IF-Signal mit Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ. Infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 ist ein Rauschen mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz, das durch Amplitudenmodulation des frequenzmodulierten Signals bewirkt wird, in dem IF-Signal enthalten. Durch Zuführung des IF-Signals zu dem Bandpassfilter 50, so dass nur das Frequenzband zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ in der Größenordnung von 10–100 MHz durchgelassen wird, kann das Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz entfernt werden. Das IF-Signal wird dann dem Mischer 52 zugeführt. Durch den Mischer 52 wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz von fδ erzeugt und ausgegeben, indem das IF-Signal mit den Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ gemischt und das Rauschen entfernt wird, wodurch das Antriebssignal mit der Frequenz N·f_SW von der NAND-Schaltung 64 ausgegeben wird.
Die Schaltfrequenz der Empfangsschaltung 42 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel, das vorstehend beschrieben ist, ist so konfiguriert, um den N-fachen der Umschaltfrequenz des ersten bis dritten Beispiels zu entsprechen, so dass das 1/f-Rauschen, das in dem Empfangsmischer 34 erzeugt wird, reduziert und das S/N-Verhältnis verbessert wird.
14 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Unter Bezugnahme auf 14 wird ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung von 10–100 GHz wird dem einpoligen Umschalter (SPDT) 54 (SW) zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der SPDT-Schalter 54 wird gesteuert, um mit dem VCO 30, wenn der Antriebssignalausgang von der Schalterantriebssignalquelle (LO) 35 logisch hoch ist, und mit dem Empfangsschalter 42 verbunden zu sein, wenn das Antriebssignal logisch tief ist. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, dann wird das frequenzmodulierte Signal der Antenne 38 über den SPDT-Schalter 54 zugeführt und von der Antenne 38 gesendet.
Wenn das Antriebssignal logisch tief ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, über den SPDT-Schalter 54 dem Empfangsschalter 42 zugeführt. Der Empfangsschalter 42 und der Mischer 52 werden mit einem Signal gespeist, das eine Frequenz N·f_SW hat, das von einer Schalterantriebssignalquelle 66 ausgegeben wird. Wenn folglich der SPDT-Schalter 54 mit dem Empfangsschalter 42 verbunden ist, dann wird der Empfangsschalter 42 mit der Frequenz N·f_SW geöffnet oder geschlossen. Wenn der Empfangsschalter 42 geschlossen ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, dem Empfangsmischer 34 über den SPDT-Schalter 54 und den Empfangsschalter 42 zugeführt. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Die Frequenz des empfangenen Signals, das über die Antenne 38 empfangen wird, ist mit f₀ + fδ angegeben. Als ein Ergebnis der Frequenzwandlung durch den Empfangsschalter 42 wird ein Signal mit Frequenzen zwischen f₀ + fδ – N·f_SW und f₀ + fδ + N·f_SW erhalten. Daher erzeugt der Empfangsmischer 34 ein IF-Signal mit Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ. Infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 ist ein Rauschen mit einer Frequenz in einer Größenordnung 100–1000 Hz, das durch Amplitudenvariation des frequenzmodulierten Signals bewirkt wird, in dem IF-Signal enthalten. Durch Zuführen des IF-Signals zu dem Bandpassfilter 50, so dass nur das Frequenzband zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ in der Größenordnung von 10–100 MHz durchgelassen wird, kann das Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz entfernt werden. Das IF-Signal wird dann dem Mischer 52 zugeführt. Durch den Mischer 52 wird ein Schwebungssignal erzeugt und ausgegeben, das eine Frequenz fδ hat, indem das IF-Signal mit den Frequenzen zwischen N·f_SW – fδ und N·f_SW + fδ gemischt und das Rauschen entfernt wird, wodurch das Antriebssignal mit der Frequenz N·f_SW von der NAND-Schaltung 64 ausgegeben wird.
Die Schaltfrequenz des Empfangsschalters 42 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel, das vorstehend beschrieben wurde, ist so konfiguriert, um dem N-fachen der Schaltfrequenz des ersten bis dritten Beispiels zu entsprechen, so dass das 1/f-Rauschen, das in dem Empfangsmischer 34 erzeugt wird, reduziert und das S/N-Verhältnis verbessert wird.
In dem dritten Ausführungsbeispiel wird ein Sende- und Empfangs-Umschalten unter Verwendung des Antriebssignals mit einem Tastverhältnis von 50% durchgeführt. Unter Annahme einer Sendeperiode τ, der Antriebssignalfrequenz f_SW und einer maximalen Distanz R_max, messbar in einer Empfangsperiode, nimmt eine Empfangsleistung ab, wenn eine Distanz R_t des Zielobjekts kürzer ist als die Distanz R_max, wie in 15 gezeigt. Wenn die Distanz Rt gleich 2·N·R_max ist, wobei N eine natürliche Zahl ist, dann ist die Empfangsintensität gleich 0, so dass keine Messung möglich ist. Die Messung 2·N·R_max wird als ein Abkling-Punkt bezeichnet. Da das zeitlich geteilte Senden und Empfangen in dem dritten Ausführungsbeispiel durchgeführt wird, ist die Empfangsintensität umgekehrt proportional zu der Leistung von R_t, wenn R_t ≤ R_max ist. Wenn R_max ≤ R_t ≤ 2·N·R_max ist, dann ist die Empfangsintensität umgekehrt proportional zu der sechsten Leistung von R_t.
16 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem vierten Beispiel. Unter Bezugnahme auf 16 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 30 ein dreieckiges Basisbandsignal (Mod) mit einer Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz zur Frequenzmodulation zugeführt. Das resultierende frequenzmodulierte Signal mit einer Frequenz f₀ in der Größenordnung von 10–100 GHz wird dem einpoligen Umschalter (SPDT) 54 (SW) zugeführt. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der SPDT-Schalter 54 wird gesteuert, um mit dem VCO 30, wenn der Antriebssignalausgang von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 70 logisch hoch ist, und mit dem Empfangsmischer 34 verbunden zu sein, wenn das Antriebssignal logisch tief ist. Das Antriebssignal hat eine variable Frequenz f_SW zwischen beispielsweise 9 MHz und 11 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, dann wird der Antenne 38 das frequenzmodulierte Signal über den SPDT-Schalter 54 zugeführt und von der Antenne 38 gesendet. Wenn das Antriebssignal logisch tief ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, über den SPDT-Schalter 54 zu dem Empfangsmischer 34 geleitet. Durch den Empfangsmischer 34 wird das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Das IF-Signal hat ein Rauschen mit einer Frequenz unter 100 Hz, das durch das Bandpassfilter 50 entfernt wird, und wird dann dem Mischer 52 zugeführt. Der Mischer 52 erzeugt ein Schwebungssignal mit einer Frequenz fδ durch Frequenzwandlung und gibt das Schwebungssignal aus.
Eine dreieckige Welle, wie in 17A gezeigt, oder eine Steuerspannung (V_in) mit einer zufälligen Sprungwellenform, wie in 17B gezeigt, wird einem Steueranschluss des spannungsgesteuerten Oszillators 70 zugeführt. Die Frequenz f_SW des Antriebssignal, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 70 ausgegeben wird, variiert entsprechend der Steuerspannung zwischen 9 MHz und 11 MHz. Folglich variiert eine Distanz zu dem Abkling-Punkt in einem Bereich zwischen 13,64 × N m und 16,66 × N m. Daher kann die Distanz R_t zu dem Zielobjekt korrekt erfasst werden. Durch Erhöhen einer Variationsfrequenz, bei der die Frequenz f_SW des Antriebssignals variiert, um zumindest in der Größenordnung von 100–1000 Hz zu liegen, ist es möglich, zu verhindern, dass Rauschen mit der Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz infolge der AM-Demodulationsfunktion des Empfangsmischers 34 zu den IF-Signalen leckt.
Die Variationsfrequenz der Frequenz f_SW des Antriebssignals ist, wie in 17A gezeigt, geeignet höher als die Schwebungsfrequenz, die aus der relativen Geschwindigkeit und der Distanz bezüglich des Zielobjekts abgeleitet wird. Eine weitere Anforderung für die Variationsfrequenz besteht darin, dass eine Variation der Distanz zu dem Zielobjekt nicht synchron mit einer Variation der Distanz zu dem Abkling-Punkt ist, bestimmt durch die Variationsfrequenz.
Es beispielsweise angenommen, dass die maximale relative Geschwindigkeit bezüglich des Zielobjektes 180 km/h beträgt und Abkling-Punkte bei variierenden Stellen in einem Bereich von 3 m auftreten, wobei N = 1. Die Periode der Variation der Frequenz f_SW des Antriebssignals ist geeignet kürzer als 60 msec.
18 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem fünften Beispiel. Unter Bezugnahme auf 18 gibt ein Oszillator (OSC) 72 eine Oszillation mit einer Frequenz in einer Größenordnung von 10–100 GHz aus. Die Oszillation wird dem einpoligen Umschalter (SPDT) 54 (SW) zugeführt. Ein Teil der Oszillation wird zu dem Empfangsmischer 34 abgezweigt. Der SPDT-Schalter 54 wird gesteuert, um mit dem OSC 72, wenn die Antriebssignalausgabe von der Schalterantriebssignalquelle (LO) 35 logisch hoch ist, und mit dem Empfangsmischer 34 verbunden zu sein, wenn das Antriebssignal logisch tief ist. Das Antriebssignal hat eine Frequenz f_SW in der Größenordnung von 10–100 MHz und ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn das Antriebssignal logisch hoch ist, dann wird das frequenzmodulierte Signal über den SPDT-Schalter 54 der Antenne 38 zugeführt und durch die Antenne 38 gesendet. Wenn das Antriebssignal logisch tief ist, dann wird das empfangene Signal, das über die Antenne 38 empfangen wird, dem Empfangsmischer 34 über den SPDT-Schalter 54 zugeführt. Durch den Empfangsmischer 34 wird dann das IF-Signal erzeugt und ausgegeben.
Das IF-Signal hat ein Rauschen mit einer Frequenz unter 100 Hz, das durch das Bandpassfilter 50 entfernt wird, und wird dann dem Mischer 52 zugeführt. Der Mischer 52 erzeugt durch Frequenzwandlung ein Schwebungssignal mit einer Frequenz fδ und gibt das Schwebungssignal aus.
Das fünfte Beispiel, das oben beschrieben wurde, wird als ein Doppler-Radar verwendet, das dazu ausgestaltet ist, um lediglich eine relative Geschwindigkeit bezüglich des Zielobjekts zu erfassen. Es sei beispielsweise angenommen, dass f_SW = 100 MHz und R_max = 0,75 m ist, so dass der Abkling-Punkt gleich 1,5 m ist. Allgemein wird ein Doppler-Radar, das bei einem Automobil angewendet wird, dazu verwendet, um eine Bodengeschwindigkeit zu erfassen, wobei die Frequenz des Antriebssignals relativ hoch sein kann, da das Zielobjekt (in diesem Fall der Boden) nur mit einer kurzen Distanz entfernt ist.
Ähnlich dem ersten bis vierten Beispiel sowie dem ersten bis dritten Ausführungsbeispiel wird durch das fünfte Beispiel ermöglicht, dass die Antenne 38 gemeinsam für das Senden und Empfangen verwendet werden kann. Daher können die Kosten und der Preis der Radareinrichtung gemäß diesen Ausführungsbeispielen reduziert werden.
In einem FMCW-Radar wird ein dreieckiges Modulationssignal einem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt, so dass ein Signal gesendet wird, das in 19 durch Symbol Ia angegeben ist. Ein Signal, das durch Symbol IIa angegeben ist, wird mit einer Verzögerung durch das Zielobjekt reflektiert und mit einem Teil der gesendeten Welle gemischt, wobei dieser Teil eine lokale Oszillationsquelle in dem Empfangsmischer bildet. Eine sehr kleine Frequenzdifferenz zwischen der reflektierten Welle und der lokalen Oszillationsquelle wird durch den Empfangsmischer erfasst, so dass die Distanz zu dem Zielobjekt berechnet wird. In dem Fall eines FMCW-Radars gilt: je größer die Distanz, das heißt je größer die Verzögerung, desto größer ist die Frequenzdifferenz und desto höher ist die Basisbandausgabefrequenz des empfangenen Signals. Wenn es eine Differenz bezüglich der Geschwindigkeit zwischen dem Zielobjekt und dem Automobil gibt, dann wird eine Doppler-Verschiebung bewirkt. Die Frequenzdifferenz, die der Doppler-Verschiebung entspricht, wird als ein Schwebungssignal beobachtet. Die Frequenz des Schwebungssignals sollte allgemeine unter 100 kHz liegen, wenn das dreieckige Modulationssignal eine Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 Hz hat, wobei die Frequenzabweichung der FM-modulierten Wellen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator ausgegeben wird, in der Größenordnung von 10–100 MHz liegt, die durch das Radar verwendete Frequenz in der Größenordnung von 10–100 GHz liegt, die Distanz zu dem Zielobjekt in der Größenordnung von 100–1000 m liegt und die relative Geschwindigkeit bezüglich des Zielobjekts in der Größenordnung von 10–100 km/h liegt.
Eine Welle, die in 19 durch das Symbol IIIa angegeben ist, stellt eine Interferenz von einem anderen FMCW-Radar dar. Es ist sehr unwahrscheinlich, dass eine Frequenzvariation von einem Radar eines Fahrzeugs synchron mit dem eines anderen Fahrzeugs ist, das eine Interferenz erzeugt. 19 gibt eine allgemeine Idee davon an, wie eine Interferenz stattfindet.
20 zeigt eine zeitabhängige Variation der Frequenz des Signals, dass in der empfangenen Signalbasisbandausgabe auftritt. Die durchgezogene Linie IIb in 20 zeigt ein Schwebungssignal, das infolge des durch das Zielobjekt reflektierten Signals erzeugt wird, die durchgezogene Linie IIIb gibt ein Schwebungssignal an, das infolge eines Interferenzsignals erzeugt wird, und die Schraffur gibt ein Durchlassband des Empfangsfilters zur Verbesserung des S/N-Verhältnisses des empfangenen Signals an. Die abgeschnittene Frequenz des Empfangsfilters wird durch die Distanz und die relative Geschwindigkeit bestimmt, die erfasst werden sollen. Wie vorstehend erläutert, wird für das Automobil-Radar die abgeschnittene Frequenz in der Größenordnung von 100–1000 kHz verwendet.
Die Frequenz der Interferenzwelle IIIb variiert von einem dc-Bereich bis hin zu einer Frequenz, die deutlich höher ist als die Frequenz des Empfangsfilters. Die Frequenz der Interferenzwelle kann variieren, bis sie in der Größenordnung von 100–200 MHz liegt, und zwar in einem Fall, in dem die lokale Oszillationsquelle und die Interferenzquelle zusammenfallende Mittelfrequenzen, identische Frequenzabweichungen und umgekehrte Phasen der Frequenzvariationen haben.
21 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem sechsten Beispiel. Unter Bezugnahme auf 21 wird einem Frequenzsprungmittel 100 ein dreieckiges Modulationssignal zugeführt. Ein frequenzmoduliertes Signal, das von dem Frequenzsprungmittel 100 ausgegeben wird, wird einer Sendeantenne 102 zugeführt und von dieser gesendet. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu einem Empfangsmischer 106 abgezweigt. Das über eine Empfangsantenne 104 empfangene Signal wird mit dem frequenzmodulierten Signal in dem Empfangsmischer 106 gemischt, um so ein Schwebungssignal zu erzeugen. Das Schwebungssignal wird einem Interferenzerfassungsmittel 108 und einem Empfangsfilter zugeführt, der durch ein Bandpassfilter 110 implementiert ist.
Das Interferenzerfassungsmittel 108 erfasst, ob eine Interferenz vorliegt oder nicht und führt das Erfassungsergebnis dem Frequenzsprungmittel 100 zu. In dem Fall, dass eine Interferenz vorliegt, verändert das Frequenzsprungmittel 100 die Frequenz des frequenzmodulierten Signals zu einer neuen Frequenz in einem Band, in dem keine Interferenz vorliegt. Das Bandpassfilter 110, in dem die Filterfrequenz, die durch die zu erfassende Distanz und die relative Geschwindigkeit bestimmt ist, eingestellt ist, entfernt unerwünschte Frequenzkomponenten von dem Schwebungssignal und gibt ein gleichgerichtetes Signal aus. Ein Tiefpassfilter kann anstelle des Bandpassfilters verwendet werden.
Wie in 22A gezeigt, kann das Interferenzerfassungsmittel 108 durch ein Bandpassfilter 112 implementiert sein, um so durch Bandseparation ein Interferenzsignal mit einer Frequenz zu erfassen, die höher ist als die von dem Schwebungssignal. Das heißt, das durch IIIb in 20 dargestellte Signal, das eine Frequenzdifferenz angibt, die das Band des Empfangsfilter überschreitet, wird einer Bandseparation unterzogen und ausgegeben. Ein Hochpassfilter kann anstelle des Bandpassfilters 112 verwendet werden. Ein spannungsgesteuerter Oszillator 114, der in 22a gezeigt ist, bildet ein Teil des Frequenzsprungmittels 100. Die untere Filterfrequenz des Bandpassfilters 112 ist dazu ausgestaltet, um höher zu sein als die höhere Filterfrequenz des Bandpassfilters 110. Eine zufriedenstellende Abschwächung wird an einem Schnittpunkt zwischen dem Abschwächungskurven der Bandpassfilter erreicht.
Wie in 22B gezeigt, kann das Bandpassfilter 110 zum Extrahieren des empfangenen Signals mit dem Ausgang des Empfangsmischers 106 gekoppelt sein. Einen Vergleicher 116, der durch eine vorbestimmte Grenzwertspannung betätigt wird, kann als Interferenzerfassungsmittel 108 verwendet werden.
Allgemein gibt ein Automobil-Radar eine Leistung von etwa 10 dBm aus. Daher beträgt die reflektierte Leistung, die von einem beispielsweise 100 m entfernten Automobil zur Verfügung gestellt wird, bestenfalls etwa –130 dBm. Die reflektierte Leistung ist umgekehrt proportional zu der vierten Leistung der Distanz. Im Vergleich dazu ist die Interferenzleistung von der gegenüberliegenden Fahrspur umgekehrt proportional zu der Leistung der Distanz und ist daher wesentlich höher als die Leistung des empfangenen Signals. Wie in 20 gezeigt, wenn ein Automobil-Radar einer Interferenz von einem Radar von einem anderen Automobil ausgesetzt ist, dann fällt ein Pegel des Schwebungssignals, das durch das Interferenzsignal bewirkt wird, für eine begrenzte Zeitperiode in das Band des Empfangsfilters. Wenn dieser Abfall stattfindet, dann wird das Interferenzsignal ein Impulssignal mit einem Pegel, der deutlich höher ist als der des vom Zielobjekt reflektierten Signals. Daher wird in dem Interferenzerfassungsmittel aus 22B die Grenzwertspannung so eingestellt, dass der Vergleicher 116 mit einem Pegel arbeitet, der ausreichend höheren ist als der Pegel des vom Zielobjekt reflektierten Signals.
23 ist ein Blockdiagramm eines Frequenzsprungmittels (Frequenzveränderungsmittel) 100. Unter Bezugnahme auf 23 wird ein Interferenzerfassungssignal, das auf ein logisch hohen Zustand geht, wenn eine Interferenz erfasst wird und in dem Interferenzerfassungsmittel erhalten wird, einer Anstiegserfassungsschaltung 120 zugeführt. Die Anstiegserfassungsschaltung 120 erzeugt jedes Mal dann einen Impuls, wenn ein Anstieg des Interferenzsignals erfasst wird. Diese Impulse werden einem N-Impulszähler 122 zugeführt, der zurückgesetzt wird, wenn die Gesamtzahl von N-Impulsen in diesen eingegeben ist. Eine ROM-Tabelle 124 enthält Daten bezüglich der Mittelfrequenz des Sprungorts. Ein Zählerstand, der von dem N-Impulszähler 122 ausgegeben wird, wird der ROM-Tabelle 124 als eine Adresse zum Auslesen von M-Bit-Daten zugeführt. Ein D/A-Wandler 126 erzeugt ein dc-Signal, das dem M-Bit-Datenausgang von der ROM-Tabelle 124 entspricht. Eine Additionsschaltung 128 zum Addieren des dreieckigen Modulationssignals zum dem Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 126 ist mit dem D/A-Wandler 126 gekoppelt. Ein Ausgang der Additionsschaltung 128 wird einem spannungsgesteuerten Oszillator 114 zugeführt.
Beim Erfassen einer Interferenzwelle durch das Interferenzerfassungsmittel 108 wird das Frequenzsprungmittel in Betrieb gesetzt, um so die Mittelfrequenz auf ein Frequenzband zu verschieben, das frei von Interferenz ist. Selbst dann, wenn in dem Sprungziel eine Interferenz bewirkt wird, erfolgt ein weiterer Schritt des Frequenzspringens. Natürlich muss das minimale Intervall der Frequenz des Springens gleich oder größer sein als die Frequenzabweichung des FMCW-Radars. Es sei beispielsweise angenommen, dass die Frequenzabweichung 75 MHz beträgt und die zugewiesene Frequenzbandbreite 1 GHz beträgt, wobei das Sprungfrequenzintervall dann minimal 75 MHz beträgt. Eine Gesamtzahl von 13 Kanälen sind als Sprungortfrequenzen verfügbar.
24 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem siebten Beispiel. Unter Bezugnahme auf 24 wird dem Frequenzsprungmittel 100 und dann einem Schalter 130, der mit dem Ausgang des Frequenzsprungmittels 100 gekoppelt ist, ein dreieckiges Modulationssignal zugeführt. Wenn der Schalter geschlossen ist, dann wird ein frequenzmoduliertes Signal zu der Sendeantenne 102 geleitet und von dieser gesendet. Ein Teil des frequenzmodulierten Signals wird zu dem Empfangsmischer 106 abgezweigt. Das über die Empfangsantenne 104 empfangene Signal wird durch den Empfangsmischer 106 mit dem frequenzmodulierten Signal gemischt, um so ein Schwebungssignal zu erzeugen. Das Schwebungssignal wird dem Interferenzerfassungsmittel 108 und einem Empfangsfilter zugeführt, der durch das Bandpassfilter 110 implementiert ist.
Das Interferenzerfassungsmittel 108 erfasst, ob eine Interferenz vorliegt oder nicht und führt das Erfassungssignal dem Frequenzsprungmittel 100 zu. In dem Fall, dass eine Interferenz vorliegt, verändert das Frequenzsprungmittel 100 die Frequenz des frequenzmodulierten Signals auf eine neue Frequenz in einem Band, in dem es keine Interferenz gibt. Das Bandpassfilter 110, in dem die Filterfrequenz, die durch die zu erfassende Distanz und die zu erfassende relative Geschwindigkeit bestimmt ist, eingestellt ist, entfernt erwünschte Frequenzkomponenten aus dem Basisbandsignal und gibt das resultierende Signal aus.
In dem siebten Beispiel erfolgt eine Bestimmung vor dem Senden, ob eine Interferenz vorliegt oder nicht. In dem Fall, dass eine Interferenz vorliegt, verändert das Frequenzsprungmittel 100 die Mittelfrequenz des gesendeten Signals. Wenn die Interferenz nicht mehr vorliegt, wird der Schalter 130 geschlossen, so dass das Senden gestartet werden kann. Bei dieser Anordnung ist es möglich, eine Sendefrequenz frei von Interferenz auszuwählen. 25 ist ein Blockdiagramm von einer Radareinrichtung gemäß einem achten Beispiel. Die Konstruktion des achten Beispiels ist im wesentlichen gleich der Konstruktion, die in 21 gezeigt ist, wobei ein Unterschied darin besteht, dass das Modulationssignal, das dem Frequenzsprungmittel 100 zugeführt wird, ein DC-Signal mit konstantem Pegel ist, anstelle einer dreieckigen Welle. Das heißt, das in 25 gezeigte Radar ist ein Doppler-Radar. Ein Doppler-Radar wird verwendet, um die Bodengeschwindigkeit zu erfassen, und es wird nicht verwendet, um eine Distanz zu messen. Ein Doppler-Radar ist durch eine Sende-Oszillationsquelle, die mit einer konstanten Frequenz oszilliert, durch eine lokale Oszillationsquelle, die durch Abzweigen eines Teils der Oszillation der Sende-Oszillationsquelle gebildet ist, und durch einen Empfangs-Frequenzwandler gebildet. 19 und 20 zeigen, wie eine Interferenz in der Radareinrichtung gemäß dem achten Ausführungsbeispiel stattfindet. Das heißt, es wird der Fall betrachtet, in dem ein FMCW-Radar eine Interferenz in einem anderen FMCW-Radar bewirkt, wobei die Beschreibung, die unter Bezugnahme auf 21–23 angegeben wurde, auch auf die Einrichtung in 25 angewendet werden kann.

Claims

Fahrzeug-Radareinrichtung mit: einem Oszillator (30), welcher ein frequenzmoduliertes Signal erzeugt; und einem Empfangsmischer (34), welcher am Oszillator gekoppelt ist, welcher ein IF-Signal durch Mischen des frequenzmodulierten Signals und eines durch Reflektion des frequenzmodulierten Signals vom Ziel gebildeten Empfangssignals erzeugt, wobei das IF-Signal einen Abstand zum Ziel und eine relative Geschwindigkeit des Ziels anzeigt, wobei die am Fahrzeug eingebaute Radareinrichtung ferner enthält: eine Einzelantenne (38); ein Antennen-Mitbenutzungsmittel (36), welches mit der Einzelantenne (38) verbunden ist; und ein Umschaltmittel (32, 42, 54), welches dazu angepasst ist die Antenne abwechselnd zwischen einem Übertragungsmodus, bei welchem die Antenne das frequenzmodulierte Signal überträgt, und einem Empfangsmodus, bei welchem die Antenne das Empfangssignal empfängt, in Ansprechen auf ein Antriebssignal umzuschalten, wobei das Antriebssignal das Umschaltmittel (32, 42, 54) dazu bewirkt zwischen dem Übertragungsmodus und dem Empfangsmodus bei einer ersten Umschaltfrequenz zu wechseln, welche höher ist als die doppelte Modulationsfrequenz des frequenzmodulierten Signals, welches übertragen wird, und dadurch gekennzeichnet ist, dass sie ferner einen Empfangsschalter (42) enthält, um das Empfangssignal an den Empfangsmischer (34) zuzuführen, wobei der Empfangsschalter unterworfen ist bei einer zweiten Umschaltfrequenz umzuschalten, welche ein ganzzahliges Vielfaches der ersten Umschaltfrequenz ist.
Fahrzeug-Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel bereitgestellt sind um ferner das Mischsignal mit einem Umschaltsignal zu mischen, welches die zweite Umschaltfrequenz hat.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Umschaltmittel enthält: einen Übertragungsschalter (32) zum Zuführen des frequenzmodulierten Signals an das Antennen-Mitbenutzungsmittel (36); und den Empfangsschalter (42) zum Zuführen eines über das Antennen-Mitbenutzungsmittel (36) empfangenen Empfangssignals an den Empfangsmischer, und wobei die Einrichtung ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass sie dazu angepasst ist eine Umschaltung zwischen dem Übertragungsmodus und dem Empfangsmodus zu bewirken, indem einer aus dem Übertragungsschalter und dem Empfangsschalter mit dem Antriebssignal angetrieben wird, und indem der andere aus dem Übertragungsschalter und dem Empfangsschalter mit einer Invertierung aus dem Antriebssignal angetrieben wird.
Radareinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennen-Mitbenutzungsmittel (36) durch einen Zirkulator implementiert ist.
Radareinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennen-Mitbenutzungsmittel (36) durch einen Abzweigkreis implementiert ist.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Umschaltmittel (32, 42, 54) ferner einen einpoligen Umschalter (54) enthält, um die Einzelantenne (38) mit dem Oszillator (30) oder dem Empfangsmischer (34) zu verbinden.
Radareinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Umschaltmittel (32, 42, 54) ferner einen einpoligen Umschalter (54) enthält, um die Einzelantenne (38) mit dem Oszillator (30) oder dem Empfangsmischer (34) zu verbinden.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Antriebssignal eine Frequenz im Bereich von 10–100 MHz und eine Rechteck-Wellenform mit einem vorgegebenen Tastverhältnis hat.