JPH09243738A - レーダ装置 - Google Patents
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- JPH09243738A JPH09243738A JP8055123A JP5512396A JPH09243738A JP H09243738 A JPH09243738 A JP H09243738A JP 8055123 A JP8055123 A JP 8055123A JP 5512396 A JP5512396 A JP 5512396A JP H09243738 A JPH09243738 A JP H09243738A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 レーダ装置では送信用アンテナと受信用アン
テナとが必要であり、装置が大型化し、かつコストが高
くなるという問題があった。 【解決手段】 周波数変調信号を送信し、目標物体で反
射された信号を受信して送信信号と混合して得たビート
信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ
装置において、単一のアンテナを使用し、送受信を時分
割で行う。これにより、単一のアンテナで送信及び受信
を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能とな
る。
テナとが必要であり、装置が大型化し、かつコストが高
くなるという問題があった。 【解決手段】 周波数変調信号を送信し、目標物体で反
射された信号を受信して送信信号と混合して得たビート
信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ
装置において、単一のアンテナを使用し、送受信を時分
割で行う。これにより、単一のアンテナで送信及び受信
を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能とな
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はレーダ装置に関し、
特に車載用のレーダ装置に関する。近年、自動車保有台
数の増加に伴い、自動車の衝突等による事故も年々増加
の傾向にある。このような状況に鑑み、衝突を事前に知
らせたり、濡れた路面においても、対地速度を正確に計
測し、エンジン制御を行う等の車両安全運行支援装置を
自動車に装着する必要がある。
特に車載用のレーダ装置に関する。近年、自動車保有台
数の増加に伴い、自動車の衝突等による事故も年々増加
の傾向にある。このような状況に鑑み、衝突を事前に知
らせたり、濡れた路面においても、対地速度を正確に計
測し、エンジン制御を行う等の車両安全運行支援装置を
自動車に装着する必要がある。
【０００２】
【従来の技術】従来、目標物体と自車との相対速度およ
び距離を計測できるレーダとして、ＦＭＣＷ（周波数変
調連続波）レーダやパルスドプラレーダ等各種の方式が
ある。この中で、ＦＭＣＷレーダは、図２３に示す如く
送信用電圧制御発振源（ＶＣＯ）１０に三角波のベース
バンド信号を加え周波数変調を行って送信アンテナ１１
から送信し、送信用電圧制御発振源１０から得られる高
周波信号を一部分岐して受信アンテナ１３の受信信号が
供給される受信ミクサ（ＭＩＸ）１２に加えるだけで、
目標物体からの距離や相対速度に応じた信号がビート信
号として得られ、また、極めて簡便な信号処理装置によ
って相対速度信号と距離信号が得られることから、特に
小型化・低廉化が要求される自動車用レーダ装置への応
用検討が活発になっている。
び距離を計測できるレーダとして、ＦＭＣＷ（周波数変
調連続波）レーダやパルスドプラレーダ等各種の方式が
ある。この中で、ＦＭＣＷレーダは、図２３に示す如く
送信用電圧制御発振源（ＶＣＯ）１０に三角波のベース
バンド信号を加え周波数変調を行って送信アンテナ１１
から送信し、送信用電圧制御発振源１０から得られる高
周波信号を一部分岐して受信アンテナ１３の受信信号が
供給される受信ミクサ（ＭＩＸ）１２に加えるだけで、
目標物体からの距離や相対速度に応じた信号がビート信
号として得られ、また、極めて簡便な信号処理装置によ
って相対速度信号と距離信号が得られることから、特に
小型化・低廉化が要求される自動車用レーダ装置への応
用検討が活発になっている。
【０００３】また、ＦＭＣＷレーダ方式で問題となる、
三角波変調信号の受信側への漏洩による信号対雑音比を
抑圧したり、受信ミクサ（ＭＩＸ）１２の持つ１／ｆ雑
音を逓減する目的で、図２４に示す如く、受信アンテナ
１３と受信ミクサ１２との間にスイッチ（ＳＷ）１６を
設けて、発振源１８よりの駆動信号（ＬＯ）によりスイ
ッチングすることにより周波数変換し、受信ミクサ１２
の出力する受信信号を帯域フィルタ（ＢＰＦ）２０を通
して第２のミクサとしてのミクサ２２に供給し、ここで
再び駆動信号（ＬＯ）により周波数変換してビート信号
を得る回路がある。
三角波変調信号の受信側への漏洩による信号対雑音比を
抑圧したり、受信ミクサ（ＭＩＸ）１２の持つ１／ｆ雑
音を逓減する目的で、図２４に示す如く、受信アンテナ
１３と受信ミクサ１２との間にスイッチ（ＳＷ）１６を
設けて、発振源１８よりの駆動信号（ＬＯ）によりスイ
ッチングすることにより周波数変換し、受信ミクサ１２
の出力する受信信号を帯域フィルタ（ＢＰＦ）２０を通
して第２のミクサとしてのミクサ２２に供給し、ここで
再び駆動信号（ＬＯ）により周波数変換してビート信号
を得る回路がある。
【０００４】ここで、例えばＶＣＯ１０の出力する送信
信号の周波数ｆ0 は数１０ＧＨｚ、スイッチング駆動信
号（ＬＯ）の周波数ｆSWは数１０ＭＨｚ、送受信信号の
ビート周波数ｆδは数１０ＫＨｚ以下である。また、三
角波の周波数は数１００Ｈｚである。ＶＣＯ１０及び伝
送路の周波数応答によって受信ミクサ１２に供給される
送信信号の振幅は変動しており、この振幅変動の周波数
は数１００Ｈｚ程度である。受信ミクサ１２は周波数変
換機能とともにＡＭ復調機能も持っているため、受信ミ
クサ１２の出力信号にはどうしても上記振幅変動成分が
ノイズとして含まれることになる。
信号の周波数ｆ0 は数１０ＧＨｚ、スイッチング駆動信
号（ＬＯ）の周波数ｆSWは数１０ＭＨｚ、送受信信号の
ビート周波数ｆδは数１０ＫＨｚ以下である。また、三
角波の周波数は数１００Ｈｚである。ＶＣＯ１０及び伝
送路の周波数応答によって受信ミクサ１２に供給される
送信信号の振幅は変動しており、この振幅変動の周波数
は数１００Ｈｚ程度である。受信ミクサ１２は周波数変
換機能とともにＡＭ復調機能も持っているため、受信ミ
クサ１２の出力信号にはどうしても上記振幅変動成分が
ノイズとして含まれることになる。
【０００５】しかるに、受信アンテナ１３での受信信号
の周波数はビート周波数をｆδとすると、ｆ0 ＋ｆδで
表わされる。この信号がスイッチ１６で周波数変換され
ることにより、周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ0 ＋ｆδ＋
ｆSWの信号となり、受信ミクサ１２において周波数ｆSW
−ｆδ、ｆSW＋ｆｄのＩＦ信号となる。このＩＦ信号に
は前述の如く周波数数１００Ｈｚ程度の振幅変動成分の
ノイズが含まれているが、上記のＩＦ信号が数１０ＭＨ
ｚであるため、帯域フィルタ２０で振幅変動成分のノイ
ズは除去される。ミクサ２２ではノイズを除去したＩＦ
信号を周波数変換して周波数ｆδのビート信号を得るこ
とができる。
の周波数はビート周波数をｆδとすると、ｆ0 ＋ｆδで
表わされる。この信号がスイッチ１６で周波数変換され
ることにより、周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ0 ＋ｆδ＋
ｆSWの信号となり、受信ミクサ１２において周波数ｆSW
−ｆδ、ｆSW＋ｆｄのＩＦ信号となる。このＩＦ信号に
は前述の如く周波数数１００Ｈｚ程度の振幅変動成分の
ノイズが含まれているが、上記のＩＦ信号が数１０ＭＨ
ｚであるため、帯域フィルタ２０で振幅変動成分のノイ
ズは除去される。ミクサ２２ではノイズを除去したＩＦ
信号を周波数変換して周波数ｆδのビート信号を得るこ
とができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】アンテナ１１，１３
は、レーダに要求される探知距離および目標物体以外か
らの反射波を検知しないようにするためほぼ一車線分の
ビーム幅に見合う大きさとしなければならない。例え
ば、検知距離を１００ｍ、一車線の幅を３．６ｍとする
と、１００ｍ先で他車線を走行している車両等からの反
射波をできるだけ検出しないようにするためには、ビー
ム幅は２．１度程度となる。ビーム幅Ｂと鏡面アンテナ
の直径Ｄの関係は良く知られているように、次式で表わ
される。
は、レーダに要求される探知距離および目標物体以外か
らの反射波を検知しないようにするためほぼ一車線分の
ビーム幅に見合う大きさとしなければならない。例え
ば、検知距離を１００ｍ、一車線の幅を３．６ｍとする
と、１００ｍ先で他車線を走行している車両等からの反
射波をできるだけ検出しないようにするためには、ビー
ム幅は２．１度程度となる。ビーム幅Ｂと鏡面アンテナ
の直径Ｄの関係は良く知られているように、次式で表わ
される。
【０００７】Ｄ≒７０×λ／Ｂ ここで、要求ビーム幅を２．１度、周波数を６０ＧＨｚ
（波長λ＝５ｍｍ）とすると、アンテナの直径Ｄは、上
式に代入する事により、１６７ｍｍとなる。１００ｍ先
での検出するエリアは、送信および受信アンテナのそれ
ぞれの指向特性の積となるため、実際には、上記の検討
よりも若干小さくても良く、１１０ｍｍ程度のアンテナ
が用いられる。
（波長λ＝５ｍｍ）とすると、アンテナの直径Ｄは、上
式に代入する事により、１６７ｍｍとなる。１００ｍ先
での検出するエリアは、送信および受信アンテナのそれ
ぞれの指向特性の積となるため、実際には、上記の検討
よりも若干小さくても良く、１１０ｍｍ程度のアンテナ
が用いられる。
【０００８】自動車用レーダ装置では、自動車のデザイ
ンを損なわないようにしたり、デザインにマッチさせる
ためできうる限り小型であることが望ましい。また、一
般ユーザが簡易に使用するためには、低価格である事が
望ましい。ところが、従来技術では、送信および受信を
同時に行う必要があるため、送受２面のアンテナを用い
なければならず、小型・低廉化を阻害していた。
ンを損なわないようにしたり、デザインにマッチさせる
ためできうる限り小型であることが望ましい。また、一
般ユーザが簡易に使用するためには、低価格である事が
望ましい。ところが、従来技術では、送信および受信を
同時に行う必要があるため、送受２面のアンテナを用い
なければならず、小型・低廉化を阻害していた。
【０００９】また、レーダ装置の小型化のため、図２５
に示す如く、方向性結合器を用いて送信用および受信用
アンテナを共用する方法もある。この回路では、送信電
力の一部を方向性結合器２６を通して送受アンテナ２４
に供給し、また、方向性結合器２６のアイソレーション
を利用して受信ミクサ１２にローカル電力を供給する構
成となっている。方向性結合器２６の結合度としては、
受信ミクサの耐電力を考慮して、過大な電力を受信ミク
サに引加せしめないため１０ｄＢ以下に選ばれる事が多
い。従って、この方式の問題は、十分な探知距離を得る
に必要な実際の出力電力よりも遙かに大きな電力を出力
する電圧制御発信源が必要となる事で、例えば、実際に
アンテナから輻射される電力が１０ｍＷであるとする
と、１００ｍＷ以上もの電力が必要になる。しかし、ミ
リ波帯では、インパットダイオード、ガンダイオードが
高出力デバイスで、数１０ｍＷの出力は容易に得られる
が、１００ｍＷ以上の出力となると現状のデバイス技術
では困難である。また、これらの素子は非常に高価であ
る。
に示す如く、方向性結合器を用いて送信用および受信用
アンテナを共用する方法もある。この回路では、送信電
力の一部を方向性結合器２６を通して送受アンテナ２４
に供給し、また、方向性結合器２６のアイソレーション
を利用して受信ミクサ１２にローカル電力を供給する構
成となっている。方向性結合器２６の結合度としては、
受信ミクサの耐電力を考慮して、過大な電力を受信ミク
サに引加せしめないため１０ｄＢ以下に選ばれる事が多
い。従って、この方式の問題は、十分な探知距離を得る
に必要な実際の出力電力よりも遙かに大きな電力を出力
する電圧制御発信源が必要となる事で、例えば、実際に
アンテナから輻射される電力が１０ｍＷであるとする
と、１００ｍＷ以上もの電力が必要になる。しかし、ミ
リ波帯では、インパットダイオード、ガンダイオードが
高出力デバイスで、数１０ｍＷの出力は容易に得られる
が、１００ｍＷ以上の出力となると現状のデバイス技術
では困難である。また、これらの素子は非常に高価であ
る。
【００１０】また、方向性結合器２６のアイソレーショ
ンを用いているため、アンテナのインピーダンスによ
り、ローカル入力電力が変動する。このため、受信ミク
サでの安定な周波数変換性能が得られにくいという問題
がある。また、レーダを搭載する車両が増加してくると
問題となるのは、他車からの電波干渉である。自動車レ
ーダはほぼ、同一の周波数帯を使用するので、対向車線
を走行する自動車に搭載されたレーダが自車のレーダに
電波干渉を与え、自車が捉えていた同一車線上を先行す
る目標物体を見失う可能性がある。
ンを用いているため、アンテナのインピーダンスによ
り、ローカル入力電力が変動する。このため、受信ミク
サでの安定な周波数変換性能が得られにくいという問題
がある。また、レーダを搭載する車両が増加してくると
問題となるのは、他車からの電波干渉である。自動車レ
ーダはほぼ、同一の周波数帯を使用するので、対向車線
を走行する自動車に搭載されたレーダが自車のレーダに
電波干渉を与え、自車が捉えていた同一車線上を先行す
る目標物体を見失う可能性がある。
【００１１】このため、従来、電波干渉防止手段として
は、４５度直線偏波アンテナや円偏波アンテナを用い、
これらの持つ偏波識別効果を利用して他車からの電波干
渉を逓減しようとしていた。しかし、偏波識別度は、た
かだか２０〜２５ｄＢ程度であり、レーダを搭載する車
両が増加するに従い、干渉信号レベルは増大するため、
満足できないという問題があった。
は、４５度直線偏波アンテナや円偏波アンテナを用い、
これらの持つ偏波識別効果を利用して他車からの電波干
渉を逓減しようとしていた。しかし、偏波識別度は、た
かだか２０〜２５ｄＢ程度であり、レーダを搭載する車
両が増加するに従い、干渉信号レベルは増大するため、
満足できないという問題があった。
【００１２】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
送信及び受信を単一のアンテナで行うことができ、装置
の小型化及び低廉化が可能となるレーダ装置を提供する
ことを目的とする。また、本発明の他の目的は、他装置
からの干渉を検出し、更に干渉を除去できるレーダ装置
を提供することにある。
送信及び受信を単一のアンテナで行うことができ、装置
の小型化及び低廉化が可能となるレーダ装置を提供する
ことを目的とする。また、本発明の他の目的は、他装置
からの干渉を検出し、更に干渉を除去できるレーダ装置
を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、周波数変調信号を送信し、目標物体で反射された信
号を受信して送信信号と混合して得たビート信号から上
記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置におい
て、単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行う。
は、周波数変調信号を送信し、目標物体で反射された信
号を受信して送信信号と混合して得たビート信号から上
記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置におい
て、単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行う。
【００１４】これにより、単一のアンテナで送信及び受
信を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能と
なる。請求項２に記載の発明は、請求項１記載のレーダ
装置において、送信信号の周波数変調信号の変調周波数
の２倍以上の周波数で前記送受信の切換えを行う。
信を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能と
なる。請求項２に記載の発明は、請求項１記載のレーダ
装置において、送信信号の周波数変調信号の変調周波数
の２倍以上の周波数で前記送受信の切換えを行う。
【００１５】これにより、送受信を時分割で行っても、
目標物体の距離及び相対速度の算出が可能となる。請求
項３に記載の発明は、周波数変調信号を送信し、目標物
体で反射された信号を受信した受信信号を所定周波数で
スイッチングした後、送信信号と混合し、更にスイッチ
ングの所定周波数の信号と混合して得たビート信号から
上記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置にお
いて、単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行
う。
目標物体の距離及び相対速度の算出が可能となる。請求
項３に記載の発明は、周波数変調信号を送信し、目標物
体で反射された信号を受信した受信信号を所定周波数で
スイッチングした後、送信信号と混合し、更にスイッチ
ングの所定周波数の信号と混合して得たビート信号から
上記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置にお
いて、単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行
う。
【００１６】これにより、送信信号の振幅変動に起因す
るノイズをビート信号から除去することが可能となり、
目標物体の距離及び相対速度を高精度に検出できる。請
求項４に記載の発明は、請求項１又は３記載のレーダ装
置において、前記単一のアンテナに接続されたアンテナ
共用手段と、上記アンテナ共用手段に前記周波数変調信
号を供給する送信側スイッチと、上記アンテナ共用手段
からの受信信号を前記送信信号との混合のための回路に
供給する受信側スイッチとを有し、上記送信側スイッチ
と受信側スイッチとを互いに逆相でスイッチングする。
るノイズをビート信号から除去することが可能となり、
目標物体の距離及び相対速度を高精度に検出できる。請
求項４に記載の発明は、請求項１又は３記載のレーダ装
置において、前記単一のアンテナに接続されたアンテナ
共用手段と、上記アンテナ共用手段に前記周波数変調信
号を供給する送信側スイッチと、上記アンテナ共用手段
からの受信信号を前記送信信号との混合のための回路に
供給する受信側スイッチとを有し、上記送信側スイッチ
と受信側スイッチとを互いに逆相でスイッチングする。
【００１７】これにより、送信と受信とを時分割で行う
ことが可能となる。請求項５に記載の発明は、請求項４
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
サーキュレータで構成する。これにより、アンテナ共用
手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小さくで
きる。
ことが可能となる。請求項５に記載の発明は、請求項４
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
サーキュレータで構成する。これにより、アンテナ共用
手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小さくで
きる。
【００１８】請求項６に記載の発明は、請求項４記載の
レーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、９０度
ハイブリッド回路で構成する。これにより、アンテナ共
用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小さく
できる。
レーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、９０度
ハイブリッド回路で構成する。これにより、アンテナ共
用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小さく
できる。
【００１９】請求項７に記載の発明は、請求項４記載の
レーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、分岐回
路で構成する。これにより、アンテナ共用手段における
送信信号と受信信号の減衰量を小さくできる。
レーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、分岐回
路で構成する。これにより、アンテナ共用手段における
送信信号と受信信号の減衰量を小さくできる。
【００２０】請求項８に記載の発明は、請求項１又は４
記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナを、前
記周波数変調信号を出力する回路と、上記アンテナの受
信信号を前記送信信号との混合のための回路とのいずれ
かに接続するシングルポートダブルスロースイッチを有
する。
記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナを、前
記周波数変調信号を出力する回路と、上記アンテナの受
信信号を前記送信信号との混合のための回路とのいずれ
かに接続するシングルポートダブルスロースイッチを有
する。
【００２１】これにより、少ない部品点数で送受信の時
分割を行うことができる。請求項９に記載の発明は、請
求項３記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナ
に接続されたアンテナ共用手段と、上記アンテナ共用手
段に前記周波数変調信号を供給する送信側スイッチと、
上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信信号と
の混合のための回路に供給する受信側スイッチとを有
し、上記送信側スイッチとの開成時に上記受信側スイッ
チを前記所定周波数でスイッチングする。
分割を行うことができる。請求項９に記載の発明は、請
求項３記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナ
に接続されたアンテナ共用手段と、上記アンテナ共用手
段に前記周波数変調信号を供給する送信側スイッチと、
上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信信号と
の混合のための回路に供給する受信側スイッチとを有
し、上記送信側スイッチとの開成時に上記受信側スイッ
チを前記所定周波数でスイッチングする。
【００２２】これにより、受信側スイッチによって送受
信の切換えと、受信信号の所定周波数のスイッチングと
を共に行うことができる。請求項１０に記載の発明は、
請求項３記載のレーダ装置において、前記単一のアンテ
ナを、前記周波数変調信号を出力する回路と、上記アン
テナの受信信号を前記送信信号との混合のための回路と
のいずれかに接続するシングルポートダブルスロースイ
ッチを有する。
信の切換えと、受信信号の所定周波数のスイッチングと
を共に行うことができる。請求項１０に記載の発明は、
請求項３記載のレーダ装置において、前記単一のアンテ
ナを、前記周波数変調信号を出力する回路と、上記アン
テナの受信信号を前記送信信号との混合のための回路と
のいずれかに接続するシングルポートダブルスロースイ
ッチを有する。
【００２３】これにより、少ない部品点数で送受信の時
分割、及び受信信号のスイッチングを行うことができ
る。請求項１１に記載の発明は、周波数変調信号を送信
し、目標物体で反射された信号を受信して送信信号と混
合して得たビート信号から上記目標物体の距離及び相対
速度を得るレーダ装置において、上記ビート信号に混入
した他装置からの干渉信号を検出する干渉検出手段を有
する。
分割、及び受信信号のスイッチングを行うことができ
る。請求項１１に記載の発明は、周波数変調信号を送信
し、目標物体で反射された信号を受信して送信信号と混
合して得たビート信号から上記目標物体の距離及び相対
速度を得るレーダ装置において、上記ビート信号に混入
した他装置からの干渉信号を検出する干渉検出手段を有
する。
【００２４】これにより、他装置の送信信号が干渉信号
として自装置の反射信号に混入したことを検出できる。
請求項１２に記載の発明は、請求項１１記載のレーダ装
置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調
信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有する。
として自装置の反射信号に混入したことを検出できる。
請求項１２に記載の発明は、請求項１１記載のレーダ装
置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調
信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有する。
【００２５】これにより、干渉が生じたときに送信信号
の周波数が可変され干渉のないビート信号を得ることが
できる。請求項１３に記載の発明は、請求項１記載のレ
ーダ装置において、前記ビート信号に混入した他装置か
らの干渉信号を検出する干渉検出手段を有する。
の周波数が可変され干渉のないビート信号を得ることが
できる。請求項１３に記載の発明は、請求項１記載のレ
ーダ装置において、前記ビート信号に混入した他装置か
らの干渉信号を検出する干渉検出手段を有する。
【００２６】これにより、単一のアンテナで送受信を時
分割に行うと同時に、干渉信号の有無を検出できる。請
求項１４に記載の発明は、請求項１３記載のレーダ装置
において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調信
号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有する。
分割に行うと同時に、干渉信号の有無を検出できる。請
求項１４に記載の発明は、請求項１３記載のレーダ装置
において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調信
号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有する。
【００２７】これにより、単一のアンテナで送受信を時
分割に行うと同時に、干渉が生じたとき送信信号の周波
数を可変して干渉を除去できる。
分割に行うと同時に、干渉が生じたとき送信信号の周波
数を可変して干渉を除去できる。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施例のブロ
ック図を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０
には周波数が数ＫＨｚの三角波のベースバンド信号（Ｍ
ｏｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が
行われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０Ｇ
Ｈｚであり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給される
と共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給さ
れる。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（Ｌ
Ｏ）３５の出力する駆動信号により開閉制御される。な
お駆動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デュー
ティの矩形波である。そしてスイッチ３２の閉成時に周
波数変調信号がアンテナ共用手段３６を通してアンテナ
３８に供給されて送信される。
ック図を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０
には周波数が数ＫＨｚの三角波のベースバンド信号（Ｍ
ｏｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が
行われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０Ｇ
Ｈｚであり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給される
と共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給さ
れる。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（Ｌ
Ｏ）３５の出力する駆動信号により開閉制御される。な
お駆動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デュー
ティの矩形波である。そしてスイッチ３２の閉成時に周
波数変調信号がアンテナ共用手段３６を通してアンテナ
３８に供給されて送信される。
【００２９】また、スイッチ駆動信号源３５の出力する
駆動信号はインバータ３５で反転されて受信側スイッチ
４２に供給されている。これにより、送信側スイッチ３
２開成時に受信側スイッチ４２が閉成され、この受信側
スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信
号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ４２を通し
て受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて
出力される。
駆動信号はインバータ３５で反転されて受信側スイッチ
４２に供給されている。これにより、送信側スイッチ３
２開成時に受信側スイッチ４２が閉成され、この受信側
スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信
号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ４２を通し
て受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて
出力される。
【００３０】ところで、アンテナ３８での受信信号の周
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ
0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波数
ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆｄの図２に示す周波数スペクトラ
ムのＩＦ信号となる。
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ
0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波数
ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆｄの図２に示す周波数スペクトラ
ムのＩＦ信号となる。
【００３１】なお、このＩＦ信号はＦＭ復調されて周波
数ｆδが検出され、周波数変調信号の周波数増加期間と
周波数減少期間夫々の周波数ｆδから目標物体の相対速
度及び距離が演算される。アンテナ共用手段３６として
は図３（Ａ）に示すサーキュレータ４４や、同図（Ｂ）
に示す９０度ハイブリッド回路４５、又は同図（Ｃ）に
示す分岐回路４６などを用いる。このサーキュレータ４
４による通過信号の減衰は２〜３ｄＢ程度であり、９０
度ハイブリッド回路４５や分岐回路４６の通過信号の減
衰は３〜４ｄＢ程度である。
数ｆδが検出され、周波数変調信号の周波数増加期間と
周波数減少期間夫々の周波数ｆδから目標物体の相対速
度及び距離が演算される。アンテナ共用手段３６として
は図３（Ａ）に示すサーキュレータ４４や、同図（Ｂ）
に示す９０度ハイブリッド回路４５、又は同図（Ｃ）に
示す分岐回路４６などを用いる。このサーキュレータ４
４による通過信号の減衰は２〜３ｄＢ程度であり、９０
度ハイブリッド回路４５や分岐回路４６の通過信号の減
衰は３〜４ｄＢ程度である。
【００３２】ここで、駆動信号によって送信側スイッチ
３２が閉成する図４（Ａ）に示すタイミングでアンテナ
３８から送信信号が送信され、目標物体で反射された図
４（Ｂ）に示す反射信号がアンテナ３８に入来する。こ
の反射信号の一部が図４（Ｃ）に示すタイミングで受信
側スイッチ４２が閉成されたときにアンテナ３８で受信
される。
３２が閉成する図４（Ａ）に示すタイミングでアンテナ
３８から送信信号が送信され、目標物体で反射された図
４（Ｂ）に示す反射信号がアンテナ３８に入来する。こ
の反射信号の一部が図４（Ｃ）に示すタイミングで受信
側スイッチ４２が閉成されたときにアンテナ３８で受信
される。
【００３３】このように、単一のアンテナを送信及び受
信で共用するため、レーダ装置の小型化及び低廉化が可
能となる。図５は本発明の第２実施例のブロック図を示
す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波数
が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏｄ）
が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行われ
る。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨｚで
あり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給されると共
に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給され
る。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）
３５の出力する駆動信号により開閉制御される。なお駆
動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティ
の矩形波である。そしてスイッチ３２の閉成時に周波数
変調信号がアンテナ共用手段３６を通してアンテナ３８
に供給されて送信される。
信で共用するため、レーダ装置の小型化及び低廉化が可
能となる。図５は本発明の第２実施例のブロック図を示
す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波数
が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏｄ）
が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行われ
る。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨｚで
あり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給されると共
に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給され
る。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）
３５の出力する駆動信号により開閉制御される。なお駆
動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティ
の矩形波である。そしてスイッチ３２の閉成時に周波数
変調信号がアンテナ共用手段３６を通してアンテナ３８
に供給されて送信される。
【００３４】また、スイッチ駆動信号源３５の出力する
駆動信号はインバータ３５で反転されて受信側スイッチ
４２に供給されている。これにより、送信側スイッチ３
２開成時に受信側スイッチ４２が閉成され、この受信側
スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信
号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ４２を通し
て受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて
出力される。
駆動信号はインバータ３５で反転されて受信側スイッチ
４２に供給されている。これにより、送信側スイッチ３
２開成時に受信側スイッチ４２が閉成され、この受信側
スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信
号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ４２を通し
て受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて
出力される。
【００３５】ところで、アンテナ３８での受信信号の周
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ
0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波数
ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの図２に示す周波数スペクトラ
ムのＩＦ信号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能に
よって上記ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起
因する周波数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれている
が、ＩＦ信号を帯域フィルタ５０に供給することによっ
て周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０
ＭＨｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズ
を除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２
はノイズを除去した周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδのＩ
Ｆ信号に周波数ｆSWの駆動信号を混合することにより周
波数ｆδのビート信号を得て出力する。
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、ｆ
0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波数
ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの図２に示す周波数スペクトラ
ムのＩＦ信号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能に
よって上記ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起
因する周波数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれている
が、ＩＦ信号を帯域フィルタ５０に供給することによっ
て周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０
ＭＨｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズ
を除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２
はノイズを除去した周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδのＩ
Ｆ信号に周波数ｆSWの駆動信号を混合することにより周
波数ｆδのビート信号を得て出力する。
【００３６】図６は本発明の第３実施例のブロック図を
示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波
数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）３５の出力する駆
動信号のハイレベル期間にＶＣＯ３０側に接続し、ロー
レベル期間にミクサ３４側に接続するよう制御される。
なお駆動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デュ
ーティの矩形波である。そして駆動信号のハイレベル期
間に周波数変調信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通してア
ンテナ３８に供給されて送信される。
示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波
数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）３５の出力する駆
動信号のハイレベル期間にＶＣＯ３０側に接続し、ロー
レベル期間にミクサ３４側に接続するよう制御される。
なお駆動信号は周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デュ
ーティの矩形波である。そして駆動信号のハイレベル期
間に周波数変調信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通してア
ンテナ３８に供給されて送信される。
【００３７】また、駆動信号のローレベル期間にアンテ
ナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通
して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされ
て出力される。ところで、アンテナ３８での受信信号の
周波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で
周波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、
ｆ0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波
数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの図２に示す周波数スペクト
ラムのＩＦ信号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能
によって上記ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に
起因する周波数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれてい
るが、ＩＦ信号を帯域フィルタ５０に供給することによ
って周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１
０ＭＨｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイ
ズを除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５
２はノイズを除去した周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの
ＩＦ信号に周波数ｆSWの駆動信号を混合することにより
周波数ｆδのビート信号を得て出力する。
ナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通
して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされ
て出力される。ところで、アンテナ３８での受信信号の
周波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で
周波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−ｆSW、
ｆ0 ＋ｆδ＋ｆSWの信号となり、受信ミクサ３４で周波
数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの図２に示す周波数スペクト
ラムのＩＦ信号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能
によって上記ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に
起因する周波数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれてい
るが、ＩＦ信号を帯域フィルタ５０に供給することによ
って周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１
０ＭＨｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイ
ズを除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５
２はノイズを除去した周波数ｆSW−ｆδ、ｆSW＋ｆδの
ＩＦ信号に周波数ｆSWの駆動信号を混合することにより
周波数ｆδのビート信号を得て出力する。
【００３８】ＳＰＤＴスイッチは図７に示す回路構成で
ある。図７において、端子５５ａ，５５ｂは夫々電圧制
御発振器３０、受信ミクサ３４に接続され、端子５６は
アンテナ３８に接続される。また、端子５７には駆動信
号が供給される。駆動信号のハイレベル期間はｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ４がオン、ｎチャネルＭ
ＯＳトランジスタＱ１，Ｑ３がオフとなり、端子５５
ａ，５６間が接続されると共に端子５５ｂが接地され
る。また、駆動信号のローレベル期間はトランジスタＱ
１，Ｑ３がオン、トランジスタＱ２，Ｑ４がオフとな
り、端子５５ｂ，５６間が接続されると共に端子５５ａ
が接地される。
ある。図７において、端子５５ａ，５５ｂは夫々電圧制
御発振器３０、受信ミクサ３４に接続され、端子５６は
アンテナ３８に接続される。また、端子５７には駆動信
号が供給される。駆動信号のハイレベル期間はｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ４がオン、ｎチャネルＭ
ＯＳトランジスタＱ１，Ｑ３がオフとなり、端子５５
ａ，５６間が接続されると共に端子５５ｂが接地され
る。また、駆動信号のローレベル期間はトランジスタＱ
１，Ｑ３がオン、トランジスタＱ２，Ｑ４がオフとな
り、端子５５ｂ，５６間が接続されると共に端子５５ａ
が接地される。
【００３９】図８は本発明の第４実施例のブロック図を
示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波
数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給されると
共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給され
る。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）
６０の出力信号を分周器６２で１／Ｎ分周した駆動信号
により開閉制御される。なお、分周器６２の出力する駆
動信号は周波数ｆ SWが数１０ＭＨｚで５０％デューティ
の矩形波であり、Ｎは例ば５〜２０程度の値である。そ
してスイッチ３２の閉成時に周波数変調信号がアンテナ
共用手段３６を通してアンテナ３８に供給されて送信さ
れる。
示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周波
数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、送信側スイッチ（ＳＷ）３２に供給されると
共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給され
る。送信側スイッチ３２はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）
６０の出力信号を分周器６２で１／Ｎ分周した駆動信号
により開閉制御される。なお、分周器６２の出力する駆
動信号は周波数ｆ SWが数１０ＭＨｚで５０％デューティ
の矩形波であり、Ｎは例ば５〜２０程度の値である。そ
してスイッチ３２の閉成時に周波数変調信号がアンテナ
共用手段３６を通してアンテナ３８に供給されて送信さ
れる。
【００４０】また、スイッチ駆動信号源３５の出力信号
は分周器６２の出力する駆動信号と共にナンド回路６４
に供給され、駆動信号のローレベル期間に周波数Ｎ・ｆ
SWの信号がナンド回路６４から受信側スイッチ４２に供
給されている。これにより、送信側スイッチ３２開成時
に受信側スイッチ４２が周波数Ｎ・ｆSWで開閉成され、
この受信側スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信
した受信信号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ
４２を通して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信
号とされて出力される。
は分周器６２の出力する駆動信号と共にナンド回路６４
に供給され、駆動信号のローレベル期間に周波数Ｎ・ｆ
SWの信号がナンド回路６４から受信側スイッチ４２に供
給されている。これにより、送信側スイッチ３２開成時
に受信側スイッチ４２が周波数Ｎ・ｆSWで開閉成され、
この受信側スイッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信
した受信信号がアンテナ共用手段３６、受信側スイッチ
４２を通して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信
号とされて出力される。
【００４１】ところで、アンテナ３８での受信信号の周
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
【００４２】一般に、半導体デバイスは１／ｆ雑音を有
しており、周波数が低いほど雑音レベルが大きくなる。
この実施例では受信ミクサ３４で発生する１／ｆ雑音を
低減するために受信側スイッチ４２のスイッチング周波
数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向上させている。
しており、周波数が低いほど雑音レベルが大きくなる。
この実施例では受信ミクサ３４で発生する１／ｆ雑音を
低減するために受信側スイッチ４２のスイッチング周波
数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向上させている。
【００４３】ここで、駆動信号によって送信側スイッチ
３２が閉成する図９（Ａ）に示すタイミングでアンテナ
３８から送信信号が送信され、目標物体で反射された図
９（Ｂ）に示す反射信号がアンテナ３８に入来する。こ
の反射信号の一部が図９（Ｃ）に示すタイミングで受信
側スイッチ４２が閉成されたときにアンテナ３８で受信
される。
３２が閉成する図９（Ａ）に示すタイミングでアンテナ
３８から送信信号が送信され、目標物体で反射された図
９（Ｂ）に示す反射信号がアンテナ３８に入来する。こ
の反射信号の一部が図９（Ｃ）に示すタイミングで受信
側スイッチ４２が閉成されたときにアンテナ３８で受信
される。
【００４４】図１０は本発明の第５実施例のブロック図
を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周
波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）６０の出力信号を
分周器６２で１／Ｎ分周した駆動信号のハイレベル期間
にＶＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間に受信側スイ
ッチ４２側に接続するよう制御される。なお駆動信号は
周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波
である。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調
信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供
給されて送信される。
を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周
波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４はスイッチ駆動信号源（ＬＯ）６０の出力信号を
分周器６２で１／Ｎ分周した駆動信号のハイレベル期間
にＶＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間に受信側スイ
ッチ４２側に接続するよう制御される。なお駆動信号は
周波数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波
である。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調
信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供
給されて送信される。
【００４５】また、スイッチ駆動信号源３５の出力する
信号は分周器６２の出力する駆動信号と共にナンド回路
６４に供給され、駆動信号のローレベル期間に周波数Ｎ
・ｆ SWの信号がナンド回路６４から受信側スイッチ４２
に供給されている。これにより、ＳＰＤＴスイッチ５４
が受信側スイッチ４２に接続されている時に受信側スイ
ッチ４２が周波数Ｎ・ｆSWで開閉成され、この受信側ス
イッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信号
がＳＰＤＴスイッチ５４、受信側スイッチ４２を通して
受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて出
力される。
信号は分周器６２の出力する駆動信号と共にナンド回路
６４に供給され、駆動信号のローレベル期間に周波数Ｎ
・ｆ SWの信号がナンド回路６４から受信側スイッチ４２
に供給されている。これにより、ＳＰＤＴスイッチ５４
が受信側スイッチ４２に接続されている時に受信側スイ
ッチ４２が周波数Ｎ・ｆSWで開閉成され、この受信側ス
イッチ４２の閉成時にアンテナ３８で受信した受信信号
がＳＰＤＴスイッチ５４、受信側スイッチ４２を通して
受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて出
力される。
【００４６】ところで、アンテナ３８での受信信号の周
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
【００４７】この実施例においても、受信ミクサ３４で
発生する１／ｆ雑音を低減するために受信側スイッチ４
２のスイッチング周波数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向
上させている。図１１は本発明の第６実施例のブロック
図を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には
周波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍ
ｏｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が
行われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０Ｇ
Ｈｚであり、ＳＰＤＴスイッチ（ＳＷ）５４に供給され
ると共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給
される。ＳＰＤＴスイッチ５４はスイッチ駆動信号源
（ＬＯ）３５の出力する駆動信号のハイレベル期間にＶ
ＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間に受信側スイッチ
４２側に接続するよう制御される。なお駆動信号は周波
数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波であ
る。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調信号
がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供給さ
れて送信される。
発生する１／ｆ雑音を低減するために受信側スイッチ４
２のスイッチング周波数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向
上させている。図１１は本発明の第６実施例のブロック
図を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には
周波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍ
ｏｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が
行われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０Ｇ
Ｈｚであり、ＳＰＤＴスイッチ（ＳＷ）５４に供給され
ると共に、その一部が分岐されて受信ミクサ３４に供給
される。ＳＰＤＴスイッチ５４はスイッチ駆動信号源
（ＬＯ）３５の出力する駆動信号のハイレベル期間にＶ
ＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間に受信側スイッチ
４２側に接続するよう制御される。なお駆動信号は周波
数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波であ
る。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調信号
がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供給さ
れて送信される。
【００４８】また、駆動信号のローレベル期間にアンテ
ナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通
して受信側スイッチ４２に供給される。受信側スイッチ
４２及びミクサ５２にはスイッチ駆動信号源６６の出力
する周波数Ｎ・ｆSWの信号が供給されている。これによ
り、ＳＰＤＴスイッチ５４が受信側スイッチ４２に接続
されているときに受信側スイッチ４２が周波数Ｎ・ｆSW
で開閉成され、この受信側スイッチ４２の閉成時にアン
テナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４、
受信側スイッチ４２を通して受信ミクサ３４に供給さ
れ、ここでＩＦ信号とされて出力される。
ナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通
して受信側スイッチ４２に供給される。受信側スイッチ
４２及びミクサ５２にはスイッチ駆動信号源６６の出力
する周波数Ｎ・ｆSWの信号が供給されている。これによ
り、ＳＰＤＴスイッチ５４が受信側スイッチ４２に接続
されているときに受信側スイッチ４２が周波数Ｎ・ｆSW
で開閉成され、この受信側スイッチ４２の閉成時にアン
テナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４、
受信側スイッチ４２を通して受信ミクサ３４に供給さ
れ、ここでＩＦ信号とされて出力される。
【００４９】ところで、アンテナ３８での受信信号の周
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
波数はｆ0 ＋ｆδで表わされ、受信側スイッチ４２で周
波数変換されることにより周波数ｆ0 ＋ｆδ−Ｎ・
ｆSW、ｆ 0 ＋ｆδ＋Ｎ・ｆSWの信号となり、受信ミクサ
３４で周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδのＩＦ信
号となる。受信ミクサ３４のＡＭ復調機能によって上記
ＩＦ信号には周波数変調信号の振幅変動に起因する周波
数数１００Ｈｚ程度のノイズが含まれているが、ＩＦ信
号を帯域フィルタ５０に供給することによって周波数Ｎ
・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆδの帯域（周波数数１０Ｍ
Ｈｚ）だけを通過させ、周波数数１００Ｈｚのノイズを
除去し、この後、ミクサ５２に供給する。ミクサ５２は
ノイズを除去した周波数Ｎ・ｆSW−ｆδ、Ｎ・ｆSW＋ｆ
δのＩＦ信号にナンド回路６４の出力する周波数Ｎ・ｆ
SWの駆動信号を混合することにより周波数ｆδのビート
信号を得て出力する。
【００５０】この実施例においても、受信ミクサ３４で
発生する１／ｆ雑音を低減するために受信側スイッチ４
２のスイッチング周波数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向
上させている。ところで、送受信を５０％デューティの
駆動信号で切換える場合に、送信期間をτ、駆動信号の
周波数をｆSW、受信期間において計測可能な最大距離を
Ｒmaxとすると、図１２に示す如く目標物体までの距離
がＲmax よりも短かくても受信電力は低下し、目標物体
までの距離Ｒt が２・Ｎ・Ｒmax （Ｎは自然数）である
とき受信強度は０となり計測できなくなる。上記の２・
Ｎ・Ｒmax を消失点という。本実施例では時分割で送受
信を行うため、目標物体までの距離Ｒt がＲt ≦Ｒmax
の範囲ではＲt の２乗に逆比例して受信強度が弱くな
り、Ｒmax ≦Ｒt ≦２・Ｒmax ではＲt の６乗に逆比例
して受信強度が弱くなる。
発生する１／ｆ雑音を低減するために受信側スイッチ４
２のスイッチング周波数を高く（Ｎ倍）してＳＮ比を向
上させている。ところで、送受信を５０％デューティの
駆動信号で切換える場合に、送信期間をτ、駆動信号の
周波数をｆSW、受信期間において計測可能な最大距離を
Ｒmaxとすると、図１２に示す如く目標物体までの距離
がＲmax よりも短かくても受信電力は低下し、目標物体
までの距離Ｒt が２・Ｎ・Ｒmax （Ｎは自然数）である
とき受信強度は０となり計測できなくなる。上記の２・
Ｎ・Ｒmax を消失点という。本実施例では時分割で送受
信を行うため、目標物体までの距離Ｒt がＲt ≦Ｒmax
の範囲ではＲt の２乗に逆比例して受信強度が弱くな
り、Ｒmax ≦Ｒt ≦２・Ｒmax ではＲt の６乗に逆比例
して受信強度が弱くなる。
【００５１】図１３は本発明の第７実施例のブロック図
を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周
波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０の出力する駆動
信号のハイレベル期間にＶＣＯ３０側に接続し、ローレ
ベル期間にミクサ３４側に接続するよう制御される。な
お駆動信号は周波数ｆSWが例えば９ＭＨｚ〜１１ＭＨｚ
で可変する５０％デューティの矩形波である。そして駆
動信号のハイレベル期間に周波数変調信号がＳＰＤＴス
イッチ５４を通してアンテナ３８に供給されて送信され
る。また、駆動信号のローレベル期間にアンテナ３８で
受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通して受信
ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて出力さ
れる。
を示す。同図中、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０には周
波数が数１００Ｈｚの三角波のベースバンド信号（Ｍｏ
ｄ）が印加され、電圧制御発振器３０で周波数変調が行
われる。この周波数変調信号は周波数ｆ0 が数１０ＧＨ
ｚであり、ＳＰＤＴ（シングルポートダブルスロー）ス
イッチ（ＳＷ）５４に供給されると共に、その一部が分
岐されて受信ミクサ３４に供給される。ＳＰＤＴスイッ
チ５４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０の出力する駆動
信号のハイレベル期間にＶＣＯ３０側に接続し、ローレ
ベル期間にミクサ３４側に接続するよう制御される。な
お駆動信号は周波数ｆSWが例えば９ＭＨｚ〜１１ＭＨｚ
で可変する５０％デューティの矩形波である。そして駆
動信号のハイレベル期間に周波数変調信号がＳＰＤＴス
イッチ５４を通してアンテナ３８に供給されて送信され
る。また、駆動信号のローレベル期間にアンテナ３８で
受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４を通して受信
ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号とされて出力さ
れる。
【００５２】ＩＦ信号は帯域フィルタ５０で周波数１０
０Ｈｚ未満のノイズ成分を除去された後、ミクサ５２に
供給され、ここで周波数変換されて周波数ｆδのビート
信号が得られ出力される。電圧制御発振器７０の制御端
子には例えば、図１４（Ａ）に示す如き三角波、又は図
１４（Ｂ）に示す如きランダムホッピング波形の制御電
圧（Ｖin）を供給する。この制御電圧に応じて電圧制御
発振器７０の出力する駆動信号の周波数ｆ SWは９ＭＨｚ
〜１１ＭＨｚの範囲で変化する。これによって消失点は
現われるものの、消失点の距離が１３．６４×Ｎメート
ルから１６．６６×Ｎメートルの範囲で変化するので、
目標物体までの距離Ｒt を必ず検出できることになる。
また、駆動信号の周波数ｆSWの変化周波数を高く（数１
００Ｈｚ以上）とすることにより、受信ミクサ３４のＡ
Ｍ復調機能により周波数数１００ＨｚのノイズがＩＦ信
号にリークすることを防止することも可能となる。
０Ｈｚ未満のノイズ成分を除去された後、ミクサ５２に
供給され、ここで周波数変換されて周波数ｆδのビート
信号が得られ出力される。電圧制御発振器７０の制御端
子には例えば、図１４（Ａ）に示す如き三角波、又は図
１４（Ｂ）に示す如きランダムホッピング波形の制御電
圧（Ｖin）を供給する。この制御電圧に応じて電圧制御
発振器７０の出力する駆動信号の周波数ｆ SWは９ＭＨｚ
〜１１ＭＨｚの範囲で変化する。これによって消失点は
現われるものの、消失点の距離が１３．６４×Ｎメート
ルから１６．６６×Ｎメートルの範囲で変化するので、
目標物体までの距離Ｒt を必ず検出できることになる。
また、駆動信号の周波数ｆSWの変化周波数を高く（数１
００Ｈｚ以上）とすることにより、受信ミクサ３４のＡ
Ｍ復調機能により周波数数１００ＨｚのノイズがＩＦ信
号にリークすることを防止することも可能となる。
【００５３】図１４（Ａ）に示す駆動信号の周波数ｆSW
の変化周波数の条件としては、少なくとも、目標物体の
相対速度及び距離から得られるビート周波数よりも上記
変化周波数が高いこと、及び目標物体の距離変化が上記
変化周波数によって決定される消失点の距離変化と同期
しないことである。例えば、目標物体の相対速度の最大
値を１８０ｋｍ／ｈとすると、消失点はＮ＝１では約３
ｍ間で消失点が変化する。このため、駆動信号の周波数
ｆSWの変化周期を６０ｍｓｅｃ以下とすれば良い。
の変化周波数の条件としては、少なくとも、目標物体の
相対速度及び距離から得られるビート周波数よりも上記
変化周波数が高いこと、及び目標物体の距離変化が上記
変化周波数によって決定される消失点の距離変化と同期
しないことである。例えば、目標物体の相対速度の最大
値を１８０ｋｍ／ｈとすると、消失点はＮ＝１では約３
ｍ間で消失点が変化する。このため、駆動信号の周波数
ｆSWの変化周期を６０ｍｓｅｃ以下とすれば良い。
【００５４】図１５は本発明の第８実施例のブロック図
を示す。同図中、発振器（ＯＳＣ）７２は周波数数１０
ＧＨｚの発振信号を出力し、この周波数信号はＳＰＤＴ
（シングルポートダブルスロー）スイッチ（ＳＷ）５４
に供給されると共に、その一部が分岐されて受信ミクサ
３４に供給される。ＳＰＤＴスイッチ５４はスイッチ駆
動信号源（ＬＯ）３５の出力する駆動信号のハイレベル
期間にＶＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間にミクサ
３４側に接続するよう制御される。なお駆動信号は周波
数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波であ
る。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調信号
がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供給さ
れて送信される。また、駆動信号のローレベル期間にア
ンテナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４
を通して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号と
されて出力される。
を示す。同図中、発振器（ＯＳＣ）７２は周波数数１０
ＧＨｚの発振信号を出力し、この周波数信号はＳＰＤＴ
（シングルポートダブルスロー）スイッチ（ＳＷ）５４
に供給されると共に、その一部が分岐されて受信ミクサ
３４に供給される。ＳＰＤＴスイッチ５４はスイッチ駆
動信号源（ＬＯ）３５の出力する駆動信号のハイレベル
期間にＶＣＯ３０側に接続し、ローレベル期間にミクサ
３４側に接続するよう制御される。なお駆動信号は周波
数ｆSWが数１０ＭＨｚで５０％デューティの矩形波であ
る。そして駆動信号のハイレベル期間に周波数変調信号
がＳＰＤＴスイッチ５４を通してアンテナ３８に供給さ
れて送信される。また、駆動信号のローレベル期間にア
ンテナ３８で受信した受信信号がＳＰＤＴスイッチ５４
を通して受信ミクサ３４に供給され、ここでＩＦ信号と
されて出力される。
【００５５】ＩＦ信号は帯域フィルタ５０で周波数数１
００Ｈｚ未満のノイズ成分を除去された後、ミクサ５２
に供給され、ここで周波数変換されて周波数ｆδのビー
ト信号が得られ出力される。この実施例は目標物体の相
対速度のみを検出するドプラレーダとして使用してい
る。例えば、周波数ｆSW＝１００ＭＨｚとすると、Ｒ
max ＝０．７５ｍとなり、消失点は１．５ｍとなる。一
般にドプラレーダは自動車に適用する場合、対地速度検
出等に用いられ、目標物体（この場合は地面）が極く近
距離であるため、駆動信号の周波数を高くできる。
００Ｈｚ未満のノイズ成分を除去された後、ミクサ５２
に供給され、ここで周波数変換されて周波数ｆδのビー
ト信号が得られ出力される。この実施例は目標物体の相
対速度のみを検出するドプラレーダとして使用してい
る。例えば、周波数ｆSW＝１００ＭＨｚとすると、Ｒ
max ＝０．７５ｍとなり、消失点は１．５ｍとなる。一
般にドプラレーダは自動車に適用する場合、対地速度検
出等に用いられ、目標物体（この場合は地面）が極く近
距離であるため、駆動信号の周波数を高くできる。
【００５６】この実施例でも第１〜第７の実施例と同様
にアンテナ３８を送信及び受信で共用でき、レーダ装置
の小型化及び低廉化が可能となる。ＦＭＣＷレーダは電
圧制御発振器に三角波状の変調信号を引加して図１６に
実線Ｉａで示す信号を送信し、目標物体から遅延して反
射してくる実線IIａで示す信号を、送信波の一部を受信
ミクサの局部発振源として混合している。このため、遅
延により生ずる、反射波と局部発振源の僅かな周波数の
差を受信ミクサで検出し、目標物体までの距離を算出す
る。ＦＭＣＷレーダの場合は、距離が遠い程、即ち遅延
が大きい程、周波数差が大きくなり、受信信号ベースバ
ンド出力周波数は高くなる。また、目標物体と自車の間
に相対速度がある場合は、ドプラシフトが生ずるが、こ
れもドプラシフトに対応した周波数差がビート信号とし
て現れる。このビート信号に現れる周波数は、三角波状
の変調信号を数１００Ｈｚ、電圧制御発振器から出力さ
れるＦＭ変調波の周波数偏移を数１０ＭＨｚ、また、レ
ーダに使用する周波数を数１０ＧＨｚとし、目標物体ま
での距離を１００ｍ程度、相対速度を数１０ｍ／時とす
ると、概ね１００ｋＨｚ以下となる。
にアンテナ３８を送信及び受信で共用でき、レーダ装置
の小型化及び低廉化が可能となる。ＦＭＣＷレーダは電
圧制御発振器に三角波状の変調信号を引加して図１６に
実線Ｉａで示す信号を送信し、目標物体から遅延して反
射してくる実線IIａで示す信号を、送信波の一部を受信
ミクサの局部発振源として混合している。このため、遅
延により生ずる、反射波と局部発振源の僅かな周波数の
差を受信ミクサで検出し、目標物体までの距離を算出す
る。ＦＭＣＷレーダの場合は、距離が遠い程、即ち遅延
が大きい程、周波数差が大きくなり、受信信号ベースバ
ンド出力周波数は高くなる。また、目標物体と自車の間
に相対速度がある場合は、ドプラシフトが生ずるが、こ
れもドプラシフトに対応した周波数差がビート信号とし
て現れる。このビート信号に現れる周波数は、三角波状
の変調信号を数１００Ｈｚ、電圧制御発振器から出力さ
れるＦＭ変調波の周波数偏移を数１０ＭＨｚ、また、レ
ーダに使用する周波数を数１０ＧＨｚとし、目標物体ま
での距離を１００ｍ程度、相対速度を数１０ｍ／時とす
ると、概ね１００ｋＨｚ以下となる。
【００５７】一方、図１６の破線III ａは他のＦＭＣＷ
レーダから干渉を受けた場合を示している。自車のレー
ダと干渉源となる他車のレーダの周波数変動が同期して
いる確率は極めて小さいと考えられるが、ほぼ、同図に
示すような干渉がある。図１７には、受信信号ベースバ
ンド出力に現れる信号の時間による周波数の変化の様子
を図示したものである。図中の実線IIｂは目標物体から
の反射信号とのビート信号、破線III ｂは干渉波からの
信号とのビート信号、網掛け部分は、受信フィルタの帯
域を表しており、受信信号のＳ／Ｎ比を向上させる目的
で使用される。また、この受信フィルタのカットオフ周
波数は、検知したい距離、相対速度によって決定される
が、前述のように、自動車搭載の目的においては、概ね
１００ｋＨｚ程度が使用される。
レーダから干渉を受けた場合を示している。自車のレー
ダと干渉源となる他車のレーダの周波数変動が同期して
いる確率は極めて小さいと考えられるが、ほぼ、同図に
示すような干渉がある。図１７には、受信信号ベースバ
ンド出力に現れる信号の時間による周波数の変化の様子
を図示したものである。図中の実線IIｂは目標物体から
の反射信号とのビート信号、破線III ｂは干渉波からの
信号とのビート信号、網掛け部分は、受信フィルタの帯
域を表しており、受信信号のＳ／Ｎ比を向上させる目的
で使用される。また、この受信フィルタのカットオフ周
波数は、検知したい距離、相対速度によって決定される
が、前述のように、自動車搭載の目的においては、概ね
１００ｋＨｚ程度が使用される。
【００５８】ところで、干渉波III ｂは、直流から、受
信フィルタよりも遙かに高い周波数まで変化する。局部
発振源と干渉源の中心周波数が一致していて、かつ周波
数偏移が同じで、周波数変化の位相が反転している場合
は、百数十ＭＨｚ程度まで周波数が変化することにな
る。
信フィルタよりも遙かに高い周波数まで変化する。局部
発振源と干渉源の中心周波数が一致していて、かつ周波
数偏移が同じで、周波数変化の位相が反転している場合
は、百数十ＭＨｚ程度まで周波数が変化することにな
る。
【００５９】図１８は本発明の第９実施例のブロック図
を示す。同図中、周波数ホッピング手段１００には三角
波の変調信号が供給され、この周波数ホッピング手段１
００の出力する周波数変調信号が送信アンテナ１０２に
供給されて送信される。また、周波数変調信号の一部が
分岐されて受信ミクサ１０６に供給されている。受信ア
ンテナ１０４で受信された信号は受信ミクサ１０６で周
波数変調信号と混合されてビート信号とされる。このビ
ート信号は干渉検出手段１０８及び受信フィルタとして
の帯域フィルタ１１０に供給される。
を示す。同図中、周波数ホッピング手段１００には三角
波の変調信号が供給され、この周波数ホッピング手段１
００の出力する周波数変調信号が送信アンテナ１０２に
供給されて送信される。また、周波数変調信号の一部が
分岐されて受信ミクサ１０６に供給されている。受信ア
ンテナ１０４で受信された信号は受信ミクサ１０６で周
波数変調信号と混合されてビート信号とされる。このビ
ート信号は干渉検出手段１０８及び受信フィルタとして
の帯域フィルタ１１０に供給される。
【００６０】干渉検出手段１０８は干渉波の有無を検出
し、その検出結果を周波数ホッピング手段１００に供給
する。周波数ホッピング手段１００は干渉波がある場合
に周波数変調信号の周波数を可変して干渉波の存在しな
い帯域に変更する。帯域フィルタ１１０は検知したい距
離、相対速度に基づいたカットオフ周波数が予め設定さ
れており、ビート信号から不要周波数成分を除去して出
力する。なお、帯域フィルタ１１０の代りに低域フィル
タを用いても良い。
し、その検出結果を周波数ホッピング手段１００に供給
する。周波数ホッピング手段１００は干渉波がある場合
に周波数変調信号の周波数を可変して干渉波の存在しな
い帯域に変更する。帯域フィルタ１１０は検知したい距
離、相対速度に基づいたカットオフ周波数が予め設定さ
れており、ビート信号から不要周波数成分を除去して出
力する。なお、帯域フィルタ１１０の代りに低域フィル
タを用いても良い。
【００６１】干渉検出手段１０８としては、例えば図１
９（Ａ）に示す如く帯域フィルタ１１２を用い、ビート
信号より高い周波数の干渉信号を帯域分離して検出す
る。つまり図１７における破線III ｂの受信フィルタの
帯域を越える周波数差の信号があるとき、これを帯域分
離して出力する。なお、帯域フィルタ１１２の代りに高
域フィルタを用いても良い。図中に示す電圧制御発振器
１１４は周波数ホッピング手段１００の一部である。上
記帯域フィルタ１１２の低域側カットオフ周波数は帯域
フィルタ１１０の高域側カットオフ周波数より高く設定
され、両帯域フィルタの減衰量が交わる点で、充分な減
衰量が確保されている。
９（Ａ）に示す如く帯域フィルタ１１２を用い、ビート
信号より高い周波数の干渉信号を帯域分離して検出す
る。つまり図１７における破線III ｂの受信フィルタの
帯域を越える周波数差の信号があるとき、これを帯域分
離して出力する。なお、帯域フィルタ１１２の代りに高
域フィルタを用いても良い。図中に示す電圧制御発振器
１１４は周波数ホッピング手段１００の一部である。上
記帯域フィルタ１１２の低域側カットオフ周波数は帯域
フィルタ１１０の高域側カットオフ周波数より高く設定
され、両帯域フィルタの減衰量が交わる点で、充分な減
衰量が確保されている。
【００６２】また、図１９（Ｂ）に示す如く、受信ミク
サ１０６の出力に受信信号を取り出すための帯域フィル
タ１１０を接続し、干渉信号検出手段１０８として、所
定のスレッショルド電圧によって作動するコンパレータ
１１６を用いている。一般に自動車レーダから出力され
る電力は１０ｄＢｍであるから、例えば１００ｍ先にあ
る自動車からの反射電力はたかだか−１３０ｄＢｍ程度
で、距離の４乗に反比例して弱くなる。これに対して、
例えば対向車線からの干渉電力は、距離の２乗に反比例
して弱くなるため、受信信号よりも遙かに大きなレベル
となる。図１７に示すように、自車のレーダが他車のレ
ーダから干渉を受ける場合、干渉波信号とのビート信号
レベルは極く僅かな時間ではあるが、受信フィルタの帯
域に落ち込む。このとき、干渉信号は、目標物体からの
反射信号に比べ、遙かにレベルの高いパルス状の信号と
なる。従って、図１９（Ｂ）の干渉検出手段において
は、目標物体からの反射信号レベルよりも充分に高いレ
ベルで、コンパレータ１１６が作動するようにスレッシ
ョルド電圧を設定しておく。
サ１０６の出力に受信信号を取り出すための帯域フィル
タ１１０を接続し、干渉信号検出手段１０８として、所
定のスレッショルド電圧によって作動するコンパレータ
１１６を用いている。一般に自動車レーダから出力され
る電力は１０ｄＢｍであるから、例えば１００ｍ先にあ
る自動車からの反射電力はたかだか−１３０ｄＢｍ程度
で、距離の４乗に反比例して弱くなる。これに対して、
例えば対向車線からの干渉電力は、距離の２乗に反比例
して弱くなるため、受信信号よりも遙かに大きなレベル
となる。図１７に示すように、自車のレーダが他車のレ
ーダから干渉を受ける場合、干渉波信号とのビート信号
レベルは極く僅かな時間ではあるが、受信フィルタの帯
域に落ち込む。このとき、干渉信号は、目標物体からの
反射信号に比べ、遙かにレベルの高いパルス状の信号と
なる。従って、図１９（Ｂ）の干渉検出手段において
は、目標物体からの反射信号レベルよりも充分に高いレ
ベルで、コンパレータ１１６が作動するようにスレッシ
ョルド電圧を設定しておく。
【００６３】図２０は周波数ホッピング手段（周波数可
変手段）１００を説明するためのブロック図である。こ
の図では、干渉検出手段によって得られた干渉検出信号
（ハイレベルが干渉信号あり）を立上検出回路１２０に
供給して干渉信号の立ち上がりを検出する毎にパルスを
生成してＮ個のパルスが入力されるとリセットされるＮ
パルスカウンタに供給する。ＲＯＭテーブル１２４に
は、予めホッピングした先の各中心周波数に関するデー
タが入力されており、Ｎパルスカウンタ１２２から出力
されるカウント値をアドレスとしてＭビットのデータが
読み出される。Ｄ／Ａコンバータ１２６はＲＯＭテーブ
ル１２４から出力されたＭビットデータに応じた直流レ
ベルの信号を発生させる。Ｄ／Ａコンバータ１２６の後
段には、三角波状の変調信号とＤ／Ａコンバータ１２６
の出力信号とを加算する加算回路１２８が接続され、そ
の出力が電圧制御発振器１１４に供給される。
変手段）１００を説明するためのブロック図である。こ
の図では、干渉検出手段によって得られた干渉検出信号
（ハイレベルが干渉信号あり）を立上検出回路１２０に
供給して干渉信号の立ち上がりを検出する毎にパルスを
生成してＮ個のパルスが入力されるとリセットされるＮ
パルスカウンタに供給する。ＲＯＭテーブル１２４に
は、予めホッピングした先の各中心周波数に関するデー
タが入力されており、Ｎパルスカウンタ１２２から出力
されるカウント値をアドレスとしてＭビットのデータが
読み出される。Ｄ／Ａコンバータ１２６はＲＯＭテーブ
ル１２４から出力されたＭビットデータに応じた直流レ
ベルの信号を発生させる。Ｄ／Ａコンバータ１２６の後
段には、三角波状の変調信号とＤ／Ａコンバータ１２６
の出力信号とを加算する加算回路１２８が接続され、そ
の出力が電圧制御発振器１１４に供給される。
【００６４】これにより、干渉波検出手段１０８によっ
て干渉波が検出されると、周波数ホッピング手段がただ
ちに動作し、干渉のない周波数帯に中心周波数を移動さ
せる。仮に、ホッピングした先で干渉を受けた場合で
も、同様に周波数ホッピングする。ところで、ホッピン
グする周波数の最小幅は、ＦＭＣＷレーダの周波数偏移
幅に等しいか大きくなければならない事は勿論である。
例えば、周波数偏移幅が７５ＭＨｚ、割り当てられてい
る周波数帯域幅が１ＧＨｚであるとすると、ホッピング
周波数間隔は最低７５ＭＨｚであり、ホッピング可能な
周波数は１３チャネルとなる。
て干渉波が検出されると、周波数ホッピング手段がただ
ちに動作し、干渉のない周波数帯に中心周波数を移動さ
せる。仮に、ホッピングした先で干渉を受けた場合で
も、同様に周波数ホッピングする。ところで、ホッピン
グする周波数の最小幅は、ＦＭＣＷレーダの周波数偏移
幅に等しいか大きくなければならない事は勿論である。
例えば、周波数偏移幅が７５ＭＨｚ、割り当てられてい
る周波数帯域幅が１ＧＨｚであるとすると、ホッピング
周波数間隔は最低７５ＭＨｚであり、ホッピング可能な
周波数は１３チャネルとなる。
【００６５】図２１は本発明の第１０実施例のブロック
図を示す。同図中、周波数ホッピング手段１００には三
角波の変調信号が供給され、この周波数ホッピング手段
１００の出力するスイッチ１３０に供給され、スイッチ
１３０の閉成時に周波数変調信号が送信アンテナ１０２
に供給されて送信される。また、周波数変調信号の一部
が分岐されて受信ミクサ１０６に供給されている。受信
アンテナ１０４で受信された信号は受信ミクサ１０６で
周波数変調信号と混合されてビート信号とされる。この
ビート信号は干渉検出手段１０８及び受信フィルタとし
ての帯域フィルタ１１０に供給される。
図を示す。同図中、周波数ホッピング手段１００には三
角波の変調信号が供給され、この周波数ホッピング手段
１００の出力するスイッチ１３０に供給され、スイッチ
１３０の閉成時に周波数変調信号が送信アンテナ１０２
に供給されて送信される。また、周波数変調信号の一部
が分岐されて受信ミクサ１０６に供給されている。受信
アンテナ１０４で受信された信号は受信ミクサ１０６で
周波数変調信号と混合されてビート信号とされる。この
ビート信号は干渉検出手段１０８及び受信フィルタとし
ての帯域フィルタ１１０に供給される。
【００６６】干渉検出手段１０８は干渉波の有無を検出
し、その検出結果を周波数ホッピング手段１００に供給
する。周波数ホッピング手段１００は干渉波がある場合
に周波数変調信号の周波数を可変して干渉波の存在しな
い帯域に変更する。帯域フィルタ１１０は検知したい距
離、相対速度に基づいたカットオフ周波数が予め設定さ
れており、ベースバンド信号から不要周波数成分を除去
して出力する。
し、その検出結果を周波数ホッピング手段１００に供給
する。周波数ホッピング手段１００は干渉波がある場合
に周波数変調信号の周波数を可変して干渉波の存在しな
い帯域に変更する。帯域フィルタ１１０は検知したい距
離、相対速度に基づいたカットオフ周波数が予め設定さ
れており、ベースバンド信号から不要周波数成分を除去
して出力する。
【００６７】この実施例では、送信を行う前に予め干渉
波の存在有無を検出し、干渉波が存在すれば周波数ホッ
ピング手段１００により送信信号の中心周波数を可変す
る。そして干渉波が存在しなくなった時点でスイッチ１
３０を閉成して送信を開始する。これにより、常時、干
渉のない送信周波数を選定できる。
波の存在有無を検出し、干渉波が存在すれば周波数ホッ
ピング手段１００により送信信号の中心周波数を可変す
る。そして干渉波が存在しなくなった時点でスイッチ１
３０を閉成して送信を開始する。これにより、常時、干
渉のない送信周波数を選定できる。
【００６８】図２２は本発明の第１１実施例のブロック
図を示す。この回路の構成は図１８とほとんど同一であ
るが、周波数ホッピング手段１００に供給される変調信
号が三角波ではなく、一定の直流である点が異なってい
る。つまりこのレーダ装置はドプラレーダである。ドプ
ラレーダは、例えば、対地速度を検出するもので、距離
測定には用いない。このレーダ方式は、一定周波数で発
振する送信用発振源とこれを一部分岐した局部発振源と
受信周波数変換器によって構成されるが、被干渉の様子
は、図１６及び図１７と同様である。即ち、一定周波数
に対して、ＦＭＣＷレーダが干渉した場合を考えると、
図１８〜図２０による説明が全て成り立つ。
図を示す。この回路の構成は図１８とほとんど同一であ
るが、周波数ホッピング手段１００に供給される変調信
号が三角波ではなく、一定の直流である点が異なってい
る。つまりこのレーダ装置はドプラレーダである。ドプ
ラレーダは、例えば、対地速度を検出するもので、距離
測定には用いない。このレーダ方式は、一定周波数で発
振する送信用発振源とこれを一部分岐した局部発振源と
受信周波数変換器によって構成されるが、被干渉の様子
は、図１６及び図１７と同様である。即ち、一定周波数
に対して、ＦＭＣＷレーダが干渉した場合を考えると、
図１８〜図２０による説明が全て成り立つ。
【００６９】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、
周波数変調信号を送信し、目標物体で反射された信号を
受信して送信信号と混合して得たビート信号から上記目
標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置において、
単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行う。
周波数変調信号を送信し、目標物体で反射された信号を
受信して送信信号と混合して得たビート信号から上記目
標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置において、
単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行う。
【００７０】これにより、単一のアンテナで送信及び受
信を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能と
なる。また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
レーダ装置において、送信信号の周波数変調信号の変調
周波数の２倍以上の周波数で前記送受信の切換えを行
う。
信を行うことができ、装置の小型化及び低廉化が可能と
なる。また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
レーダ装置において、送信信号の周波数変調信号の変調
周波数の２倍以上の周波数で前記送受信の切換えを行
う。
【００７１】これにより、送受信を時分割で行っても、
目標物体の距離及び相対速度の算出が可能となる。ま
た、請求項３に記載の発明は、周波数変調信号を送信
し、目標物体で反射された信号を受信した受信信号を所
定周波数でスイッチングした後、送信信号と混合し、更
にスイッチングの所定周波数の信号と混合して得たビー
ト信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレー
ダ装置において、単一のアンテナを使用し、送受信を時
分割で行う。
目標物体の距離及び相対速度の算出が可能となる。ま
た、請求項３に記載の発明は、周波数変調信号を送信
し、目標物体で反射された信号を受信した受信信号を所
定周波数でスイッチングした後、送信信号と混合し、更
にスイッチングの所定周波数の信号と混合して得たビー
ト信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレー
ダ装置において、単一のアンテナを使用し、送受信を時
分割で行う。
【００７２】これにより、送信信号の振幅変動に起因す
るノイズをビート信号から除去することが可能となり、
目標物体の距離及び相対速度を高精度に検出できる。ま
た、請求項４に記載の発明は、請求項１又は３記載のレ
ーダ装置において、前記単一のアンテナに接続されたア
ンテナ共用手段と、上記アンテナ共用手段に前記周波数
変調信号を供給する送信側スイッチと、上記アンテナ共
用手段からの受信信号を前記送信信号との混合のための
回路に供給する受信側スイッチとを有し、上記送信側ス
イッチと受信側スイッチとを互いに逆相でスイッチング
する。
るノイズをビート信号から除去することが可能となり、
目標物体の距離及び相対速度を高精度に検出できる。ま
た、請求項４に記載の発明は、請求項１又は３記載のレ
ーダ装置において、前記単一のアンテナに接続されたア
ンテナ共用手段と、上記アンテナ共用手段に前記周波数
変調信号を供給する送信側スイッチと、上記アンテナ共
用手段からの受信信号を前記送信信号との混合のための
回路に供給する受信側スイッチとを有し、上記送信側ス
イッチと受信側スイッチとを互いに逆相でスイッチング
する。
【００７３】これにより、送信と受信とを時分割で行う
ことが可能となる。また、請求項５に記載の発明は、請
求項４記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手
段を、サーキュレータで構成する。これにより、アンテ
ナ共用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小
さくできる。
ことが可能となる。また、請求項５に記載の発明は、請
求項４記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手
段を、サーキュレータで構成する。これにより、アンテ
ナ共用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を小
さくできる。
【００７４】また、請求項６に記載の発明は、請求項４
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
９０度ハイブリッド回路で構成する。これにより、アン
テナ共用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を
小さくできる。
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
９０度ハイブリッド回路で構成する。これにより、アン
テナ共用手段における送信信号及び受信信号の減衰量を
小さくできる。
【００７５】また、請求項７に記載の発明は、請求項４
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
分岐回路で構成する。これにより、アンテナ共用手段に
おける送信信号と受信信号の減衰量を小さくできる。
記載のレーダ装置において、前記アンテナ共用手段を、
分岐回路で構成する。これにより、アンテナ共用手段に
おける送信信号と受信信号の減衰量を小さくできる。
【００７６】また、請求項８に記載の発明は、請求項１
又は４記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナ
を、前記周波数変調信号を出力する回路と、上記アンテ
ナの受信信号を前記送信信号との混合のための回路との
いずれかに接続するシングルポートダブルスロースイッ
チを有する。
又は４記載のレーダ装置において、前記単一のアンテナ
を、前記周波数変調信号を出力する回路と、上記アンテ
ナの受信信号を前記送信信号との混合のための回路との
いずれかに接続するシングルポートダブルスロースイッ
チを有する。
【００７７】これにより、少ない部品点数で送受信の時
分割を行うことができる。また、請求項９に記載の発明
は、請求項３記載のレーダ装置において、前記単一のア
ンテナに接続されたアンテナ共用手段と、上記アンテナ
共用手段に前記周波数変調信号を供給する送信側スイッ
チと、上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信
信号との混合のための回路に供給する受信側スイッチと
を有し、上記送信側スイッチとの開成時に上記受信側ス
イッチを前記所定周波数でスイッチングする。
分割を行うことができる。また、請求項９に記載の発明
は、請求項３記載のレーダ装置において、前記単一のア
ンテナに接続されたアンテナ共用手段と、上記アンテナ
共用手段に前記周波数変調信号を供給する送信側スイッ
チと、上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信
信号との混合のための回路に供給する受信側スイッチと
を有し、上記送信側スイッチとの開成時に上記受信側ス
イッチを前記所定周波数でスイッチングする。
【００７８】これにより、受信側スイッチによって送受
信の切換えと、受信信号の所定周波数のスイッチングと
を共に行うことができる。また、請求項１０に記載の発
明は、請求項３記載のレーダ装置において、前記単一の
アンテナを、前記周波数変調信号を出力する回路と、上
記アンテナの受信信号を前記送信信号との混合のための
回路とのいずれかに接続するシングルポートダブルスロ
ースイッチを有する。
信の切換えと、受信信号の所定周波数のスイッチングと
を共に行うことができる。また、請求項１０に記載の発
明は、請求項３記載のレーダ装置において、前記単一の
アンテナを、前記周波数変調信号を出力する回路と、上
記アンテナの受信信号を前記送信信号との混合のための
回路とのいずれかに接続するシングルポートダブルスロ
ースイッチを有する。
【００７９】これにより、少ない部品点数で送受信の時
分割、及び受信信号のスイッチングを行うことができ
る。また、請求項１１に記載の発明は、周波数変調信号
を送信し、目標物体で反射された信号を受信して送信信
号と混合して得たビート信号から上記目標物体の距離及
び相対速度を得るレーダ装置において、上記ビート信号
に混入した他装置からの干渉信号を検出する干渉検出手
段を有する。
分割、及び受信信号のスイッチングを行うことができ
る。また、請求項１１に記載の発明は、周波数変調信号
を送信し、目標物体で反射された信号を受信して送信信
号と混合して得たビート信号から上記目標物体の距離及
び相対速度を得るレーダ装置において、上記ビート信号
に混入した他装置からの干渉信号を検出する干渉検出手
段を有する。
【００８０】これにより、他装置の送信信号が干渉信号
として自装置の反射信号に混入したことを検出できる。
また、請求項１２に記載の発明は、請求項１１記載のレ
ーダ装置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波
数変調信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有
する。
として自装置の反射信号に混入したことを検出できる。
また、請求項１２に記載の発明は、請求項１１記載のレ
ーダ装置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波
数変調信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有
する。
【００８１】これにより、干渉が生じたときに送信信号
の周波数が可変され干渉のないビート信号を得ることが
できる。また、請求項１３に記載の発明は、請求項１記
載のレーダ装置において、前記ビート信号に混入した他
装置からの干渉信号を検出する干渉検出手段を有する。
の周波数が可変され干渉のないビート信号を得ることが
できる。また、請求項１３に記載の発明は、請求項１記
載のレーダ装置において、前記ビート信号に混入した他
装置からの干渉信号を検出する干渉検出手段を有する。
【００８２】これにより、単一のアンテナで送受信を時
分割に行うと同時に、干渉信号の有無を検出できる。ま
た、請求項１４に記載の発明は、請求項１３記載のレー
ダ装置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数
変調信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有す
る。
分割に行うと同時に、干渉信号の有無を検出できる。ま
た、請求項１４に記載の発明は、請求項１３記載のレー
ダ装置において、前記干渉信号の検出時に、前記周波数
変調信号の中心周波数を可変する周波数可変手段を有す
る。
【００８３】これにより、単一のアンテナで送受信を時
分割に行うと同時に、干渉が生じたとき送信信号の周波
数を可変して干渉を除去できる。
分割に行うと同時に、干渉が生じたとき送信信号の周波
数を可変して干渉を除去できる。
【図１】本発明装置のブロック図である。
【図２】本発明を説明するための周波数スペクトラムで
ある。
ある。
【図３】アンテナ共用手段の構成図である。
【図４】図１の装置の信号タイミングチャートである。
【図５】本発明装置のブロック図である。
【図６】本発明装置のブロック図である。
【図７】ＳＰＤＴスイッチの回路図である。
【図８】本発明装置のブロック図である。
【図９】図８の装置の信号タイミングチャートである。
【図１０】本発明装置のブロック図である。
【図１１】本発明装置のブロック図である。
【図１２】本発明を説明するための図である。
【図１３】本発明装置のブロック図である。
【図１４】ＶＣＯの印加電圧波形を示す図である。
【図１５】本発明装置のブロック図である。
【図１６】干渉波を説明するための図である。
【図１７】干渉波を説明するための図である。
【図１８】本発明装置のブロック図である。
【図１９】干渉検出手段を説明するためのブロック図で
ある。
ある。
【図２０】周波数ホッピング手段を説明するためのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２１】本発明装置のブロック図である。
【図２２】本発明装置のブロック図である。
【図２３】従来のＦＭＣＷレーダの構成図である。
【図２４】従来のＦＭＣＷレーダの構成図である。
【図２５】従来のＦＭＣＷレーダの構成図である。
３０，７０，１１４ 電圧制御発振器 ３２ 送信側スイッチ ３４，１０６ 受信ミクサ ３５ 発振器 ３６ アンテナ共用手段 ３８ アンテナ ４０ インバータ ４２ 受信側スイッチ ４４ サーキュレータ ４５ ９０度ハイブリッド回路 ４５ 分岐回路 ５０，１１０，１１２ 帯域フィルタ ５２ ミクサ ５４ ＳＰＤＴスイッチ ６２ 分周器 ６４ ナンド回路 １００ 周波数ホッピング手段 １０２ 送信アンテナ １０４ 受信アンテナ １０８ 干渉検出手段 １１６ コンパレータ １２０ 立上検出回路 １２２ Ｎパルスカウンタ １２４ ＲＯＭテーブル １２６ Ｄ／Ａコンバータ １２８ 加算器 １３０ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 二宮 照尚 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 斉藤 民雄 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 伊佐治 修 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28号 富士通テン株式会社内
Claims (14)
- 【請求項１】 周波数変調信号を送信し、目標物体で反
射された信号を受信して送信信号と混合して得たビート
信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレーダ
装置において、 単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行うことを
特徴とするレーダ装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のレーダ装置において、 送信信号の周波数変調信号の変調周波数の２倍以上の周
波数で前記送受信の切換えを行うことを特徴とするレー
ダ装置。 - 【請求項３】 周波数変調信号を送信し、目標物体で反
射された信号を受信した受信信号を所定周波数でスイッ
チングした後、送信信号と混合し、更にスイッチングの
所定周波数の信号と混合して得たビート信号から上記目
標物体の距離及び相対速度を得るレーダ装置において、 単一のアンテナを使用し、送受信を時分割で行うことを
特徴とするレーダ装置。 - 【請求項４】 請求項１又は３記載のレーダ装置におい
て、 前記単一のアンテナに接続されたアンテナ共用手段と、 上記アンテナ共用手段に前記周波数変調信号を供給する
送信側スイッチと、 上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信信号と
の混合のための回路に供給する受信側スイッチとを有
し、 上記送信側スイッチと受信側スイッチとを互いに逆相で
スイッチングすることを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項５】 請求項４記載のレーダ装置において、 前記アンテナ共用手段を、サーキュレータで構成したこ
とを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項６】 請求項４記載のレーダ装置において、 前記アンテナ共用手段を、９０度ハイブリッド回路で構
成したことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項７】 請求項４記載のレーダ装置において、 前記アンテナ共用手段を、分岐回路で構成したことを特
徴とするレーダ装置。 - 【請求項８】 請求項１又は４記載のレーダ装置におい
て、 前記単一のアンテナを、前記周波数変調信号を出力する
回路と、上記アンテナの受信信号を前記送信信号との混
合のための回路とのいずれかに接続するシングルポート
ダブルスロースイッチを有することを特徴とするレーダ
装置。 - 【請求項９】 請求項３記載のレーダ装置において、 前記単一のアンテナに接続されたアンテナ共用手段と、 上記アンテナ共用手段に前記周波数変調信号を供給する
送信側スイッチと、 上記アンテナ共用手段からの受信信号を前記送信信号と
の混合のための回路に供給する受信側スイッチとを有
し、 上記送信側スイッチとの開成時に上記受信側スイッチを
前記所定周波数でスイッチングすることを特徴とするレ
ーダ装置。 - 【請求項１０】 請求項３記載のレーダ装置において、 前記単一のアンテナを、前記周波数変調信号を出力する
回路と、上記アンテナの受信信号を前記送信信号との混
合のための回路とのいずれかに接続するシングルポート
ダブルスロースイッチを有することを特徴とするレーダ
装置。 - 【請求項１１】 周波数変調信号を送信し、目標物体で
反射された信号を受信して送信信号と混合して得たビー
ト信号から上記目標物体の距離及び相対速度を得るレー
ダ装置において、 上記ビート信号に混入した他装置からの干渉信号を検出
する干渉検出手段を有することを特徴とするレーダ装
置。 - 【請求項１２】 請求項１１記載のレーダ装置におい
て、 前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調信号の中心周
波数を可変する周波数可変手段を有することを特徴とす
るレーダ装置。 - 【請求項１３】 請求項１記載のレーダ装置において、 前記ビート信号に混入した他装置からの干渉信号を検出
する干渉検出手段を有することを特徴とするレーダ装
置。 - 【請求項１４】 請求項１３記載のレーダ装置におい
て、 前記干渉信号の検出時に、前記周波数変調信号の中心周
波数を可変する周波数可変手段を有することを特徴とす
るレーダ装置。
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