DE3342057C2

DE3342057C2 -

Info

Publication number: DE3342057C2
Application number: DE19833342057
Authority: DE
Inventors: Manfred 7913 Senden De Kunz; Hans-Hermann 7913 Senden De Toedter
Original assignee: Deutsche Aerospace AG
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH
Priority date: 1983-11-22
Filing date: 1983-11-22
Publication date: 1993-08-12
Also published as: DE3342057A1

Description

Die Erfindung geht aus von einem FM-CW-Radargerät hoher Entfernungsauflösung mit linearer Modulationscharakteristik gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein solches Radargerät ist aus der DE-OS 27 10 841 bekannt.

Speziell bei mobilden Kleinradargeräten, die im mm-Wellenbereich arbeiten, ist es zweckmäßig, das lineare FM-CW-Verfahren anzuwenden, vor allem dann, wenn hohe Anforderungen an die Kohärenz des Oszillators, Reduzierung der Leistung und einfache Realisierung des Sende- und Empfangsteiles gestellt werden.

Damit diese Vorteile voll ausgenutzt werden können, müssen die Nachteile des linearen FM-CW-Verfahrens, Übersprechen des Sende- auf das Empfangssignal und extrem hohe Linearitätsforderung der Frequenzänderung pro Modulationsperiode, gelöst werden.

Das Prinzip zur Verbesserung der Linearität der Frequenzänderung pro Modulationsperiode df/dT des Sendeoszillators eines Radargerätes ist aus der DE-OS 28 48 148 bekannt.

Zur Regelung der Linearität wird eine Verzögerungsleitung, die ein Ziel laufzeitmäßig nachbildet, eingesetzt.

Bei mobilen Radargeräten kann die Verzögerungsleitung jedoch nicht dadurch realisiert werden, daß ein Teil der Sendeleistung über eine separate Antenne auf einen Reflektor in einer der geforderten Laufzeit entsprechenden Entfernung abgestrahlt und wieder empfangen wird, sondern die Verzögerungsleitung muß im Gerät eingebaut sein. Beim Einsatz von Mikrowellenverzögerungsleitungen mit niedrigen Verlusten, großem Frequenzhub und Verzögerungszeiten von 5 µsec und bei einem Frequenzhub von 500 MHz und mehr (entspricht einer Entfernungsauflösung von 30 cm und mehr) kann die Forderung einer konstanten Gruppenlaufzeit, d. h. maximale Abweichung von kleiner 1‰ nicht eingehalten werden.

Bei weiteren bisher bekannten Lösungen, wie z. B. vorher einzustellenden arbeitspunktunabhängige Vorverzerrung der Sendeoszillatorkennlinie lassen sich Linearitäten von nicht besser als 0,5 bis 1‰ erreichen.

Ein Frequenzmodulations-Radargerät, bei dem mit einfachen Mitteln die Linearität der Frequenzmodulation und eine schaltungsfreie automatische Eichung bei der Messung von Abständen gewährleistet wird, ist aus DE-OS 27 10 841 bekannt. Dieses Radargerät weist einen Generator, der von einem Modulator geregelt wird, auf und zwar zum Liefern eines Signals, dessen Frequenz linear moduliert ist. Weiterhin weist dieses Radargerät Mittel zum Ausstrahlen einer Welle zu einem Ziel auf, die dem Signal des genannten Generators entspricht. Ferner sind Mittel zum Empfangen der vom Ziel reflektierten Welle und Mittel zur Bildung eines Schwebesignals zwischen den Signalen, die den übertragenen und empfangenen Wellen entsprechen, sowie Mittel zur Bildung eines Fehlersignals, das der Frequenzänderung zwischen der Frequenz des Schwebesignals und einer festen Frequenz entspricht, ausgebildet. Diese Anordnung enthält weiterhin Mittel zur Bildung eines permanenten zweiten Schwebesignals zwischen zwei Signalen, die aus dem genannten Generator erhalten werden und von denen eines durch eine Verzögerungsleitung verzögert wird, sowie einen Phasendetektor, der dieses zweite Schwebesignal und das Signal eines geregelten Frequenzoszillators erhält, wobei das Ausgangssignal des Phasendetektors die Neigung des Modulationssignals regelt, das vom Modulator geliefert wird, während das Fehlersignal die Frequenz des Signals des genannten Oszillators regelt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Radarsystem mit kurzer Reichweite zu schaffen, das die obengenannten Nachteile nicht besitzt und in mobilen Kleingeräten einsetzbar ist.

Insbesondere ist es Aufgabe der Erfindung, durch eine extrem hohe Linearität der Frequenzänderung df/dT pro Modulationsperiode des FM-CW-Sendesignals eine sehr hohe Entfernungsauflösung zu erreichen, wobei nur Halbleiterbauelemente wegen der Forderung geringen Leistungsverbrauchs einsetzbar sind.

Eine ausreichende Entkopplung von Sendesignal und Empfangssignal ist Voraussetzung.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit den im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. In der zugehörigen Zeichnung zeigt

Fig. 1 Gesamtblockschaltbild eines linearen FM-CW-Radarsystems,

Fig. 2a) zeitlicher Verlauf des Sende- und Empfangssignals mit exakt linearer Frequenzänderung pro Modulationsperiode,

Fig. 2b) zugehörige Amplitudenantwort am Ausgang der Empfängerbank, wenn Radargerät und Ziel ruhen,

Fig. 3a) nichtlinearer Verlauf der Frequenzänderung pro Modulationsperiode,

Fig. 3b) zugehörige Amplitudenantwort am Ausgang der Empfängerbank, wenn Radargerät und Ziel ruhen.

Fig. 1 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Radargerät, das in bekannter Weise eine Sende- und Empfangseinheit mit einer Sende- bzw. Empfangsantenne 17 enthält. Der Halbleiter-Sendeoszillator 5 wird vom Modulator 16 sägezahnförmig moduliert. Die Sendeleistung wird über einen Zirkulator 18 über die Antenne 17 abgestrahlt. Ein Teil der Sendeleistung des linear FM-CW-modulierten Sendeoszillators wird über einen Richtkoppler 8 an den Eingang eines Gegentaktmischers 2 gegeben. Am anderen Eingang des Gegentaktmischers 2 liegt das Signal des Lokaloszillators 19, der nicht moduliert ist.

Der Lokaloszillator 19 hat einen Frequenzversatz Δf bezogen auf die Sendefrequenz zu Beginn des Frequenzhubs ΔF. Am Ausgang des Gegentaktmischers 3 wird das untere Seitenband benutzt, d. h. das Frequenzband Δf-ΔF wird in einem nachfolgenden Verstärker verstärkt und über eine modulierbare Laserdiode 3 in den Bereich des sichtbaren Lichtes umgesetzt. Eine Verzögerung des modulierten Lichtsignals findet in einer nachfolgenden Lichtleitfaser entsprechender Länge statt.

Die nachgeschaltete Detektordiode 4 demoduliert das verzögerte Signal (Δf-ΔF)_v wieder. Im nachgeschalteten Verstärker 10 wird das verzögerte Signal verstärkt und dann im Mischer 11 mit dem unverzögerten Signal (Δf-ΔF) gemischt. Die am Ausgang des Mischers auftretende Differenzfrequenz f_Dif wird mittels eines Phasenkomparators 12 mit einer quarzstabilen Referenzfrequenz f_Ref verglichen, die ein ganzzahliges Vielfaches des Kehrwertes der Auswertezeit T_A ist, d. h. in phasenstarrem Verhältnis zu T_A steht.

Wird nun die Steigung df/dt des FM-Sendesignals oder auch die Referenzfrequenz f_Ref so gewählt, daß zu irgendeiner Zeit innerhalb der Auswertezeit T_A f_Ref mit f_Dif übereinstimmt, dann treten Abweichungen der Steigung df/dt von der Linearität am Ausgang des Phasenkomparators 12 in Form eines Spannungssignals auf. Diese Spannungssignale (die ein direktes Maß für die Abweichung der Steigung df/dt von der Linearität am Ausgang des Phasenkomparators 12 darstellen) werden vorzeichenrichtig über einen nachgeschalteten Regler 13 und über eine nachgeschaltete Addierschaltung 15 mit Sägezahngenerator 14 einem Modulator 16, der den Sendeoszillator 5 sägezahnförmig moduliert, zurückgeführt. Die Regelschleife schwingt in jeder Auswertezeit T_A erneut ein und regelt Linearitätsfehler von df/dt automatisch aus.

Die vom Ziel reflektierte Leistung gelangt nach der Laufzeit τ über die Antenne 17 und über den Zirkulator 18 an einen Mischer 6, der das zum Zeitpunkt des Empfangs vorliegende Sendesignal mit dem vom Ziel reflektierten Empfangssignal mischt. Das momentane Sendesignal erhält der Mischer über einen Koppler 8.

Aus dem Mischprodukt wird das untere Seitenband nach einer Filterung 20 zur Weiterverarbeitung benutzt. Das untere Seitenband ist darstellbar durch die Differenz der Sende- und Empfangsfrequenz, im folgenden Differenzfrequenz f_Dif genannt.

Die Weiterverarbeitung der Signale mit der Frequenz f_Dif erfolgt in einer digitalen Filterbank 7 mit M Einzelfiltern der Bandbreite B.

Aus Fig. 2 (a) ist die am Ausgang des Mischers 6 in der Empfangseinheit auftretende Differenzfrequenz f_Dif ersichtlich, wenn Radargerät und Ziel ruhen und ein exakt linearer Frequenzverlauf vorliegt. Die erhaltene Empfangsleistung erscheint gemäß Fig. 2 (b) nur in einem Filter der digitalen Empfängerbank. Aus dem sägezahnförmig modulierten FM-CW-Sendesignal ergibt sich ein vom Ziel reflektiertes, von der Laufzeit τ abhängiges Empfangssignal. Die nach Mischung mit dem Sendesignal auftretende Differenzfrequenz f_Dif hängt von der Steigung df/dt und von der Laufzeit τ ab.

Bei absolut linearem Verlauf von df/dt innerhalb der Auswertezeit T_A ist die Differenzfrequenz f_Dif konstant. Für den Fall, daß keine Regelschleife zur Linearisierung der Halbleiter-Oszillatorenkennlinie der Frequenz über der Abstimmspannung verwendet wird, ändert sich deshalb die Differenzfrequenz während der Auswertezeit T_A.

Bei ruhendem Radargerät und ruhendem Ziel zeigt Fig. 3 (a) den Einfluß der nicht konstanten Steigung df/dt auf die Differenzfrequenz f_Dif.

Das untere Seitenband des Mischproduktes von Sende- und Empfangssignal mit der Amplitude A, die vom Rückstreuquerschnitt des Zieles abhängt, besteht in diesem Falle nicht nur aus einer Frequenz, sondern einem Frequenzband, entsprechend der Änderung der Differenzfrequenz während der Auswertezeit T_A.

Die erhaltene Empfangsleistung verteilt sich gemäß Fig. 3 (b) auf mehrere Einzelfilter, was zu einer Amplitudeneinbuße sowie einer Verschlechterung des Entfernungsauflösevermögens führt.

Das Entfernungsauflösevermögen ist während der Auswertezeit T_A dem Frequenzhub ΔF des Sendesignals umgekehrt proportional.

Wenn die Bandbreite der Einzelfilter

ist, gilt für das Entfernungsauflösevermögen:

wobei C die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle ist.

Die Amplitudeneinbuße und die Verschlechterung des Entfernungsauflösevermögens sind um so größer je größer die Laufzeit τ bzw. die Zielentfernung wird.

Claims

1. FM-CW-Radargerät hoher Entfernungsauflösung mit linearer Modulationscharakteristik, bei der die lineare Modulationscharakteristik mittels einer Frequenzlinearitäts-Regelschleife erzeugt wird, welche durch eine Phasenregelschleife realisiert ist, die eine Verzögerungsleitung und einen dieser Leitung nachgeschalteten Phasenkomparator enthält, an dessen Eingängen das verzögerte und das unverzögerte Sendesignal anliegt, wobei das Ausgangssignal des Phasenkomparators zur Bildung des Regelsignals für die Frequenzlinearisierung herangezogen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (1) eine Lichtleitfaser ist, daß das Sendesignal direkt oder über den Weg einer Abwärtsmischung (2) einer Laserdiode (3) als Modulationssignal zugeführt ist, über die Lichtleitfaser (1) verzögert und über eine Lichtdetektordiode (4) wieder in den ursprünglichen Frequenzbereich umgesetzt ist.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung ein Ziel laufzeitmäßig nachbildet, daß eine Empfangseinheit (EE) einen Mischer (6) enthält, daß der Mischer (6) das von einem Zielobjekt empfangene reflektierte Signal mit dem momentanen Sendesignal mischt, daß der Mischer (6) ein Ausgangssignal liefert für eine digitale Filterbank (7), aufgebaut mit M Einzelfiltern der Bandbreite B zur Richtungsverfolgung des Echos des Zielobjekts.

3. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Sendeeinheit ein Teil des FM-CW-Sendesignals des Sendeoszillators (5) über einen Koppler (8) und einen ersten Verstärker (9) direkt am Eingang einer modulierbaren Laserdiode (3) anliegt,
daß das am Laserdiodenausgang anliegende in den Bereich des sichtbaren Lichts umgesetzte Sendesignal in einer nachfolgenden Lichtleitfaser (1) mit einer vorgegebenen Länge l verzögert wird,
daß der Lichtleitfaserausgang mit dem Eingang einer Detektordiode (4) verbunden ist,
daß das am Detektorausgang auftretende demodulierte Sendesignal in einem nachgeschalteten zweiten Verstärker (10) verstärkt wird,
daß der Verstärkerausgang mit einem Eingang eines nachgeschalteten Mischers (11) und der Ausgang des ersten Verstärkers (9) mit einem weiteren Eingang des Mischers (11) verbunden sind, daß das am Ausgang durch Mischung des verzögerten und unverzögerten FM-CW-Sendesignals auftretende Differenzsignal (f_Dif) einem Eingang eines Phasenkomparators (12) und ein Signal mit einer quarzstabilen Referenzfrequenz f_Ref einem zweiten Eingang des Phasenkomparators (12) zugeführt wird, deren Frequenz so gewählt ist, daß innerhalb einer Auswertezeit T_A zu einem Zeitpunkt t die Referenzfrequenz f_Ref gleich der Frequenz f_Dif des Mischerausgangssignals ist und die Referenzfrequenz f_Ref in phasenstarrem Verhältnis zur Auswertezeit T_A steht,
daß das auftretende Fehlersignal am Ausgang des Phasenkomparators (12) innerhalb der Auswertezeit T_A vorzeichenrichtig über einen Regler (13) einem Sägezahngenerator (14), der ein Sägezahn-Modulationssignal erzeugt, hinzuaddiert (15) wird und
daß dieses Sägezahn-Modulationssignal über einen Modulator (16) dem Sendeoszillator (5) zugeführt wird.

4. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Sendesignal des Sendeoszillators (5) über den Umweg einer Abwärtsmischung (2) der modulierbaren Laserdiode (3) zugeführt wird und daß die Bandbreite des Signals nach der Abwärtsmischung so gewählt ist, daß sie kleiner als die Modulationsbandbreite der Laserdiode (3) ist.