DE19813604A1

DE19813604A1 - Anordnung zur präzisen Entfernungsmessung, insbesondere zur Füllstandsmessung

Info

Publication number: DE19813604A1
Application number: DE19813604A
Authority: DE
Inventors: Stefan Cramer; Rolf Gluth; Berthold Zimmermann
Original assignee: Daimler Benz Aerospace AG
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH
Priority date: 1998-03-27
Filing date: 1998-03-27
Publication date: 1999-09-30
Also published as: US6486826B1; EP0945715A3; CA2267055A1; BR9903047A; EP0945715A2

Abstract

Für eine Anordnung zur präzisen Entfernungsmessung insbesondere zur Füllstandsmessung einer Flüssigkeit in einem Tank mittels FMCW-Radar wird vorgeschlagen, die Ausgangsfrequenz eines frequenzvariablen Oszillators in einer Phasenregelschleife an ein Referenzsignal anzubinden und dabei das Referenzsignal digital, vorzugsweise nach dem Prinzip der digitalen Direkt-Synthese DDS aus einem stabilisierten Festfrequenzoszillatorsignal zu gewinnen. Mit der erfindungsgemäßen Anordnung können Entfernungen im Bereich bis zu beispielsweise 50 m mit einer Genauigkeit von einem oder wenigen Millimetern gemessen werden. Für die Anordnung können bei der Erzeugung und Stabilisierung des Oszillatorsignals überwiegend gebräuchliche Bauteile verwandt werden, so daß die Anordnung preisgünstig aufgebaut werden kann.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur präzisen Entfer nungsmessung, insbesondere zur Füllstandsmessung einer Flüssigkeit in einem Tank.

Zur Messung des Füllstands einer Flüssigkeit in einem Tank, insbesondere bei großen Tankanlagen sind neben mechanischen Anordnungen mit Schwimmern insbesondere auch Anordnungen bekannt, bei welchen eine Radaranordnung aus fester Höhe die Leerraumdistanz bis zur Flüssigkeitsoberfläche mißt.

Als Radaranordnungen sind insbesondere FMCW-Radareinr ichtungen mit Betriebsfrequenzen im Mikrowellenbereich im Einsatz.

Die Durchstimmung der Betriebsfrequenz der Radareinrichtung erfolgt beispielsweise in äquidistanten Frequenzstufen, die idealerweise einen fein gestuften Treppenverlauf entlang einer linearen Rampe der Betriebsfrequenz über der Zeit bilden. Die Betriebsfrequenz wird typischerweise in einem frequenzvariablen steuerbaren Oszillator, insbesondere ei nem VCO erzeugt oder durch Frequenzvervielfachung um einen konstanten Faktor aus dem Ausgangssignal eines solchen Os zillators abgeleitet.

Die Ansteuerung des Oszillators erfolgt typischerweise durch einen Digital-Analog-Wandler mit schrittweiser Verän derung der Steuerspannung. Zur Kontrolle der tatsächlichen Oszillatorfrequenz kann das Oszillatorausgangssignal gege benenfalls nach vorheriger Frequenzteilung, einem Zähler unter Verwendung der konstanten Frequenz eines Festfre quenzoszillators als Frequenznormal zugeführt werden. Bei einer Abweichung der gemessenen Oszillatorfrequenz von der Soll-Frequenz kann die Abstimmspannung des Digital-Analog- Wandlers um einen Korrekturwert nachgeführt werden. Die Korrekturwerte können auch in einer Kalibrierphase bestimmt und bei der Steuerung des Oszillators in Form korrigierter Abstimmspannungen einer nichtlinearen Oszillatorkennlinie bereits berücksichtigt werden.

Die Kalibrierung der Oszillatorkennlinie durch Bestimmung korrigierter Abstimmspannungen an mehreren oder allen Fre quenzstufen des Durchstimmbereichs der Oszillatorfrequenz benötigt aufgrund der Frequenzmeßzeit durch den Zähler eine Zeitspanne, die im Regelfall für ausreichend hohe Meßgenau igkeit des Zählers weit über der Dauer einer Durchstimmung des Frequenzbereichs bei der Füllstandsmessung liegt. Da sich die Betriebsbedingungen des Oszillators über der Zeit ändern, muß in kurzen Zeitabständen eine Neukalibrierung vorgenommen werden.

Es zeigt sich ferner, daß der Oszillator nach Vorgabe eines neuen Steuerspannungswerts nicht auf einen neuen konstanten Frequenzwert wechselt, sondern daß sich die Oszillatorfre quenz nach einem schnellen Frequenzsprung auch in dem nach folgenden Intervall mit konstanter Steuerspannung noch wei ter verändert. Diese unerwünschten Frequenzänderungen haben ihre Ursache primär in der Temperaturabhängigkeit der Os zillatorkennlinie. Temperaturschwankungen resultieren hier bei nicht nur aus Änderungen der Umgebungstemperatur, son dern auch und vor allem aus Änderungen der Leistungsaufnah me des Oszillator selbst oder auch benachbarter Schaltkrei se. Die Auswirkungen dieser Temperaturänderungen auf einem Halbleitersubstrat oder einer Trägerkeramik haben sehr viel kürzere Zeitkonstanten als die durch Änderung der Umge bungstemperatur bedingten Störungen.

Der Mittelwert der gemessenen Frequenz ist somit nicht identisch mit der tatsächlichen driftenden Oszillatorfre quenz und die Kalibrierung der Oszillatorkennlinie bleibt mit stärkeren Unsicherheiten behaftet als für die gewünsch te Meßgenauigkeit mit einer Entfernungsauflösung in der Größenordnung von einem oder wenigen Millimetern zulässig ist. Dieselben Probleme treten auf, wenn anstelle der ge stuften Frequenzdurchstimmung eine kontinuierlich zeitli near ansteigende Frequenzrampe erzeugt werden soll.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Entfernungsmessung, insbesondere zur Füllstandsmessung unter Einsatz einer FMCW-Radareinrichtung anzugeben, die eine verbesserte gezielte Einstellung der veränderlichen Betriebsfrequenz und damit eine zuverlässige und präzise Entfernungsmessung gewährleistet.

Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Un teransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.

Die erfindungsgemäße Anordnung erreicht mit geringem Auf wand eine zuverlässig hohe Meßgenauigkeit im Bereich von einem bis wenigen Millimetern bei Meßentfernungen bis ca. 50 m durch Erzeugung einer linearen Frequenzrampe bestimm ter Steigung oder exakter Frequenzstufen, die von äußeren Einflüssen wie der Temperatur und Bauteilestreuungen sowie den nicht idealen Eigenschaften des Oszillators weitgehend unabhängig ist. Dabei kann der Sendefrequenzbereich vor teilhafterweise über 10¹⁰ Hz liegen. Die Erfindung kann überwiegend auf Standardbaugruppen der Elektronik, insbe sondere der digitalen Elektronik und der Hochfrequenzelek tronik zurückgreifen wie beispielsweise DDS-Module und/oder PLL-Module. Für Sondereinsatzfälle diskret aufzubauende und/oder zu implementierende Baugruppen können auf den zu verfügbaren Baugruppen bekannten Kenntnissen aufbauen.

Die bei der Erfindung für eine Anordnung zur Entfernungs messung, insbesondere Füllstandsmessung vorteilhaft einge setzte Technik der Erzeugung der FMCW-Radar-Frequenzrampe (kontinuierlich oder in Stufen) macht sich vorteilhaft die im Grunde bekannten Prinzipien der direkten digitalen Fre quenzsynthese (digital direkt synthesis, DDS), der soge nannten Fractional-N-Frequenzgeneratoren und/oder der Pha senregelschleifen (phase locked loops, PLL) zunutze und kann im Regelfall hierfür günstig verfügbare fertige Kom ponenten einsetzen. Eine ausführliche Darstellung der vor stehend genannten Techniken findet sich beispielsweise in den Literaturstellen [1] und [2] der Auflistung am Be schreibungsende.

Da der Phasenregelkreis das Oszillatorausgangssignal auf eine konstante Phasenlage bezüglich des mit hoher Präzision vorliegenden Referenzsignals einregelt, wird zugleich auch der auf Phasenschwankungen des Oszillatorausgangssignals beruhende Rauschanteil des Sendesignals reduziert.

Typischerweise enthält der Phasenregelkreis einen Teiler mit ganzzahligem Teilerverhältnis N, so daß das Oszilla torsignal auf das N-fache des Referenzsignals eingeregelt wird. Die Genauigkeit der Oszillatorfrequenz ist im we sentlichen nur von der Genauigkeit der Referenzfrequenz abhängig. Der nicht lineare Zusammenhang zwischen Abstimm spannung und Oszillatorfrequenz sowie die Temperaturabhän gigkeit des Oszillators spielen hierbei keine Rolle. Mit einem Phasenregelkreis ist es möglich, innerhalb sehr kur zer Zeit die Sendefrequenz auf einen bestimmten, durch die Referenzfrequenz und den Teilerfaktor bestimmten Wert ein zustellen und gegenüber Veränderungen durch Temperatur schwankungen zu stabilisieren. Wird nun bei einem konstan ten Teilerfaktor der Phasenregelschleife die Referenzfre quenz linear oder in definierten vorgebbaren Stufen über der Zeit verändert, so ergibt sich auch für das Oszilla torsignal und das aus diesem direkt oder vorzugsweise nach Frequenzvervielfachung abgeleitete Sendesignal eine beson dere lineare Frequenzrampe bzw. eine definierte Stufenfre quenzfolge mit exakten Stufenfrequenzen.

Mit dem Einsatz einer Phasenregelschleife verlagern sich die Linearitätsanforderungen von der direkten Steuerung des Oszillators auf die Erzeugung eines hochgenauen Referenz signals, das in einem wesentlich niedrigeren Frequenzbe reich liegen kann. Das Sendesignal und damit auch das Oszillatorsignal müssen in der Frequenz sehr feinstufig einstellbar sein, so daß die Ableitung des Referenzsignals durch Frequenzteilung aus einem Frequenz normal in dem hier in Frage kommenden Frequenzbereich nicht mit vertretbarem Aufwand realisierbar ist. Wird jedoch vorteilhafterweise ein hoher Teilerfaktor N in der Phasenregelschleife und eine niedrige Referenzfrequenz im Bereich einiger MHz ge wählt, so kann das Referenzsignal vorteilhafterweise mit den beschriebenen Techniken digital mit hoher Genauigkeit erzeugt werden.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand eines bevorzugten Aus führungsbeispieles unter Bezugnahme auf die Abbildungen noch eingehend veranschaulicht. Dabei zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung aus dem Stand der Technik;

Fig. 2 ein Blockschaltbild zu einer erfindungsgemäßen Anordnung;

Fig. 3 das Prinzip eines DDS-Frequenzgenerators.

Bei der in Fig. 1 skizzierten Anordnung zur Füllstandsmes sung mit einer FMCW-Radareinrichtung wird VCO1 in der Sen defrequenz rampenförmig moduliert. Sein Ausgangssignal wird über einen optionalen Frequenzvervielfacher 6 in der Fre quenz um einen konstanten Faktor erhöht. In einem Band paßfilter 7 werden störende Signalanteile abgetrennt und das störbefreite Signal auf der Betriebsfrequenz wird in einem Sendeverstärker 8 verstärkt und über eine Antenne 14 als Sendesignal 11 in Richtung der Oberfläche 12 einer Flüssigkeit in einem Tank abgestrahlt. Ein Teil des Sen designales wird nach Durchlaufen des Leerraumes im Abstand R von der Antenne an der Oberfläche des Füllguts reflek tiert. Die reflektierte Welle 13 wird über die Antenne 14 empfangen und über einen ersten Richtkoppler 10 einem Mi scher 15 zugeführt. Ein geringer Anteil des Sendesignals wird über einen zweiten Richtkoppler 9 ausgekoppelt und dem anderen Eingang des Mischers 15 zugeführt. Durch Überlage rung des reflektierten Signals mit dem Sendesignal und gegebenenfalls weiterer an sich bekannter Verarbeitungs schritte entsteht ein Videosignal 30. Das Videosignal ist eine sinusförmige Schwingung der Frequenz f_B, aus der die Entfernung R bestimmt werden kann zu

Rˆ= c/2.f_B.T/B

mit B als Frequenzhub der Frequenzrampe, T als Zeitdauer der Frequenzrampe und c als Lichtgeschwindigkeit.

Eine hohe Meßgenauigkeit im Millimeter-Bereich läßt sich nur bei exakter Kenntnis der Größe B und T und einer mög lichst linearen Frequenzrampe der Sendefrequenz erreichen.

Bei der in Fig. 1 skizzierten Anordnung wird die Frequenz rampe durch die Einstellung der Abstimmspannung des VCO1 mit einem Digital-Analog-Wandler 5 in einem vorgegebenen konstanten Zeitraster TA als Frequenzstufenfolge erzeugt.

Das Zeitraster wird beispielsweise aus einem Festfrequenz oszillator 4 abgeleitet. Der Zusammenhang zwischen der Ab stimmspannung und der Oszillatorfrequenz am Ausgang des VCO kann durch die Messung der Oszillatorfrequenz bestimmt wer den. Das Ausgangssignals des VCO wird hierzu einem Fre quenzteiler 2 zugeführt und die Frequenz des so erhaltenen Signals in einem Zähler 3 unter Verwendung der Frequenz des Festfrequenzsozillators 4 als Frequenznormal ausgemessen.

Der üblicherweise nicht lineare Zusammenhang zwischen der Abstimmspannung und der Sendefrequenz kann dann durch die Ausgabe einer korrigierten Abstimmspannung mit dem Digital- Analog-Wandler 5 linearisiert werden. Die Anordnung weist die bereits beschriebenen Nachteile auf.

Der gesamte Ablauf in der Radareinrichtung wird durch einen Signalprozessor 18 und einen Steuerungsprozessor 19 abge wickelt, wobei das analoge Videosignal 30 gegebenenfalls nach Durchlaufen eines Videoverstärkers 16 und eines Ana log-Digital-Wandlers 17 wieder dem Signalprozessor zuge führt sind.

Die in Fig. 2 skizzierte erfindungsgemäße Anordnung arbei tet ebenfalls nach dem Prinzip des FMCW-Radars (oder nach dessen Spezialfall des Stepped-Frequency-Radars mit gestuf ter Frequenzrampe). Gleichwirkende Baugruppen und Elemente und Signale sind mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 versehen.

Der steuerbare Oszillator 1 ist in diesem Beispiel in eine Frequenzregelschleife 100 eingebunden. Diese enthält einen Frequenzteiler 102 mit hohem Teilerfaktor für das Ausgangs signal des Oszillators 1. Das auf eine wesentlich niedri gere Frequenz heruntergeteilte Oszillatorsignal am Ausgang des Teilers 102 wird einem Phasen/Frequenz-Vergleicher 122 zugeführt, der dieses Signal mit einem Referenzsignal 124 vergleicht und ein von einer festgestellten Phasendifferenz abhängiges Regelsignal abgibt. Das Regelsignal wird über ein Schleifenfilter 123 der PLL und ein optionales Notch filter 126 als Steuersignal dem Oszillator 1 zugeführt wird.

Für eine hohe Frequenzgenauigkeit des Oszillatorsignals ist eine präzise Vorgabe des Referenzsignals von besonderer Bedeutung. Im skizzierten Beispiel wird das Referenzsignal nach dem Prinzip der direkten digitalen Frequenzsynthese DDS erzeugt. Der DDS-Generator ist an sich bekannt und in Fig. 3 noch detaillierter dargestellt. Der DDS-Generator arbeitet nach dem Takt Clk eines frequenzstabilisierten Festfrequenzoszillators 4. Der Signalprozessor gibt ein die Frequenz des Referenzsignals bestimmendes Phaseninkrement als veränderbare Einstellgröße vor. Das Ausgangssignal des DDS-Generators 120 wird über ein Rekonstruktionsfilter (Interpolationsfilter) 125 geführt, dessen Ausgangssignal das Referenzsignal bildet. Die Frequenzstabilität ist nur durch die Stabilität der Taktfrequenz des Festfrequenzos zillators 4 bestimmt. Festfrequenzoszillatoren mit hoher, temperaturkompensierter Frequenzstabilität sind allgemein verfügbar.

Bei dem in Fig. 3 grob skizzierten Prinzip eines DDS-Fre quenzgenerators gibt ein Signalprozessor ein Phaseninkre ment vor, welches in einem Zwischenspeicher 204 abgelegt wird. Ein Phasenakkumulator erhöht mit jedem Takt eines Taktsignals 205 einen digitalen Phasenwert um das vorgege bene Phaseninkrement. Die Folge der akkumulierten digitalen Phasenwerte adressieren eine Sinustabelle 202, die an ihrem Ausgang den Phasenwerten entsprechende Amplitudenwerte ei ner Sinusschwinung als Folge von Digitalwerten ausgibt.

Diese Folge von digitalen Amplitudenwerten wird in einem Digital-Analog-Wandler 203 als Sinussignal mit durch das Phaseninkrement und die Taktfrequenz Clk bestimmter Fre quenz ausgegeben. Eine Veränderung der Frequenz eines sol chen Referenzsignals erfolgt durch Vorgabe eines anderen Phaseninkrements ohne Phasensprung.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern im Rahmen fachmännischen Könnens auf mancherlei Weise abwandelbar.

Literatur

[1] James A. Crawford: "Frequency Synthesizer Design Handbook", Artech House, Boston, 1994.
[2] "Hybrid PLL/DDS Frequency Synthesizers", Qualcomm Application Note, June 1990.

Claims

1. Anordnung zur präzisen Entfernungsmessung, insbesondere zur Füllstandsmessung einer Flüssigkeit in einem Tank mit tels einer FMCW-Radareinrichtung in welcher unter Einsatz digitaler Mittel ein frequenzvariabler Oszillator zur Er zeugung einer über einen vorgegebenen Frequenzbereich durchstimmbaren Sendefrequenz angesteuert ist, dadurch ge kennzeichnet, daß die digitalen Mittel einen digitalen Fre quenzgenerator (120) enthalten, welcher aus einem Festfre quenzoszillatorsignal (Clk) ein Referenzsignal in vorgeb baren Frequenzschritten ableitet, und daß die Frequenz des frequenzvariablen Oszillators unter Anbindung an das Refe renzsignal in einer Phasenregelschleife (100) geregelt ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Frequenzgenerator ein digitaler Direkt-Fre quenzgenerator ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Frequenzgenerator ein Fractional-N-Generator ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 3, dadurch ge kennzeichnet, daß die Sendefrequenz größer als 10¹⁰ Hz ist.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verweilzeit je Frequenzschritt kleiner als 500 µs, insbesondere kleiner als 200 µs ist.