KR101156233B1 - 거리 측정 장치 및 거리 측정 방법 - Google Patents

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Abstract

거리 측정 장치는, 시간 지연 회로를 이용한 개략 거리 측정 회로(18)와, 반송파의 벡터의 방향을 측정하여 거리를 계측하는 정밀 거리 측정 회로(31)를 가지며, 이들의 합이 최종 출력이 된다. 개략 거리 측정 회로(18)는 측정 스팬이 길지만 정밀도가 낮다. 정밀 거리 측정 회로(31)는 측정 스팬이 짧지만 정밀도가 높다. 이들의 조합에 의해, 측정 스팬이 길고, 높은 분해능을 가지며, 정확한 측정을 실시할 수 있는 거리 측정 장치로 할 수 있다.

Description

거리 측정 장치 및 거리 측정 방법{DISTANCE MEASURING EQUIPMENT AND DISTANCE MEASURING METHOD}
본 발명은 측정 대상물까지의 거리를 정확하게 구할 수 있는 거리 측정 장치 및 거리 측정 방법에 관한 것이다.
측정 대상물까지의 거리를 정확하게 측정하는 기술로서, 예를 들어, 일본 특허 공고 평 6-16080호 공보에 기재되어 있는 기술이 있다.
[특허문헌 1] 일본 특허 공고 평 6-16080호 공보
그러나, 특허문헌 1에 기재된 거리 측정 장치의 분해능은,
(1) 의사 랜덤 신호의 클록 주파수
(2) 2개의 의사 랜덤 신호 발생기를 구동하는 클록 주파수의 차 Δf
(3) 기준 신호로부터 검출 신호까지의 시간을 계측하기 위한 카운터의 주파수
에 의해 결정되어, 한계가 있다는 문제점이 있다.
(1) 및 (2)에 관해서는, 의사 랜덤 신호의 클록 주파수를 높이면 분해능이 향상되고, 또, Δf를 작게 해도 분해능이 향상되지만, 의사 랜덤 신호의 클록 주파수를 높이는 것과 Δf를 작게 하는 것에는 한계가 있다.
(3)에 관해서는, 상관 파형의 변형이 영향을 미쳐, 실제로는 카운터 주파수가 2 MHz를 넘으면, 그 이상의 분해능의 향상을 기대할 수 없다는 것을 실험 결과에서 알 수 있다. 즉, 상관 파형은 이상적으로는 삼각파가 되지만, 실제로는 파형의 피크가 예각이 되지 않고, 파형에 변형이 생긴다. 그 원인은,
(a) 대역 제한을 하는 로우패스 필터에 의해 파형이 완만해져, 상관 파형의 피크가 예각이 되지 않는다는 것
(b) 스펙트럼 확산에 의해 주파수가 광대역으로 확산되었기 때문에, 사용하는 부품의 주파수 특성이나 군지연 특성의 영향을 받아 변형이 발생한다는 것
등이다. 상관 파형이 완만해지는 것을 개선하기 위해서는, 로우패스 필터의 컷오프 주파수를 파형이 완만해지지 않을 정도로 높이면 되지만, 그렇게 하면, 신호에 중첩되어 있는 노이즈를 제거하는 것이 어려워지고, 그 결과, S/N 비의 악화로 이어진다. 또, 스펙트럼 확산 대역 전체에서 주파수 특성이 균일하고 지연이 없는 고주파 부품을 만드는 것은 매우 어렵다.
본 발명은 이러한 사정을 감안하여 이루어진 것으로, 측정 스팬이 길어 높은 분해능을 가지며, 정확한 측정을 실시할 수 있는 거리 측정 장치 및 거리 측정 방법을 제공하는 것을 과제로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 제1 수단은, 클록 주파수를 f1로 하는 제1 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과, 상기 제1 의사 랜덤 신호와 동일 패턴으로, 상기 클록 주파수 f1보다 주파수가 근소하게 낮은 f2를 클록 주파수로 하는 제2 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과, 상기 제1 의사 랜덤 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제1 승산기와, 마이크로파의 반송파를 생성하는 수단과, 상기 제1 의사 랜덤 신호에 의해 상기 반송파를 위상 변조하는 수단과, 위상 변조된 반송파를 전자파로서 대상물을 향해 송신하는 수단과, 상기 대상물로부터 반사된 전자파를 수신하여 수신 신호를 취득하는 수단과, 취득한 수신 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제2 승산기와, 상기 반송파의 일부를 입력으로 하여, 서로 위상이 직교하는 두 성분인 I 신호와 Q 신호를 출력하는 하이브리드 결합기와, 상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 한쪽 신호 R1과 상기 I 신호를 승산하는 제3 승산기와, 상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 다른쪽 신호 R2와 상기 Q 신호를 승산하는 제4 승산기와, 상기 제1 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제1 로우패스 필터와, 상기 제3 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제2 로우패스 필터와, 상기 제4 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제3 로우패스 필터와, 상기 제2 및 제3 로우패스 필터의 출력 신호를 각각 개별적으로 2승 연산하는 제1 및 제2 제곱기와, 상기 제1 및 제2 제곱기의 출력 신호를 가산하는 가산기와, 상기 제1 로우패스 필터의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제1 펄스를 생성하는 수단과, 상기 가산기의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제2 펄스를 생성하는 수단과, 상기 제1 펄스의 발생 시각으로부터 상기 제2 펄스의 발생 시각까지의 시간을 측정하는 수단과, 측정한 시간의 1/2과, 상기 전자파의 전파 속도를 승산하여 그 곱을 제1 연산값으로 하고, 상기 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를, 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫을 제2 연산값으로 하며, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을, 상기 대상물까지의 거리로서 얻는 개략 거리 측정부와, 상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와, 상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=θλ/2π로서 구하는 정밀 거리 측정부를 갖는 것을 특징으로 하는 거리 측정 장치이다.
상기 과제를 해결하기 위한 제2 수단은, 상기 제1 수단인 거리 측정 장치의 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 하고, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리를 정밀 초기값으로 하며, 이들의 합을 초기값으로 할 때, 상기 개략 초기값과, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리와 상기 정밀 초기값의 차분의 합을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법이다.
상기 과제를 해결하기 위한 제3 수단은, 상기 제1 수단의 거리 측정 장치의 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 하고, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리를 정밀 초기값으로 하며, 이들의 합을 초기값으로 할 때, 제1회 측정에서는, 상기 개략 초기값과, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리와 상기 정밀 초기값의 차분의 합을 출력 측정값으로 하고, 제2회 측정에서는, 그 때 측정된 정밀 거리 측정부의 출력과, 전회 측정된 정밀 거리 측정부의 출력의 차분을 취하여, 이 차분을 전회 측정값에 가산함으로써, 금회 측정값을 구하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법이다.
상기 과제를 해결하기 위한 제4 수단은, 상기 제1 수단인 거리 측정 장치의 정밀 거리 측정부 대신, 상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와, 상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=(θλ+2nπ)/2π(n은 정수)로서 구하는 정밀 거리 측정부를 이용한 거리 측정 장치를 사용하여, 복수의 정밀 거리 측정값을 얻도록 하고, 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 할 때, 상기 개략 초기값과 상기 복수의 정밀 거리 측정값의 합 중, 그 때의 상기 개략 거리 측정부의 출력에 가장 가까운 값을 최종 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법이다.
상기 과제를 해결하기 위한 제5 수단은, 미리 거리 L0을 알고 있는 표준 측정판까지의 거리를 상기 제2 수단 내지 제4 수단 중 어느 하나의 거리 측정 방법으로 측정하여, 그 값을 표준 초기값 L'로 하고, 그 후, 측정 대상물까지의 거리를 상기 표준 초기값을 측정한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 L로 할 때,
(L0+L-L')
의 값을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법이다.
본 발명에 의하면, 측정 스팬이 길어 높은 분해능을 가지며, 정확한 측정을 실시할 수 있는 거리 측정 장치 및 거리 측정 방법을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태의 일례인 거리 측정 장치의 개요를 나타낸 도면이다.
도 2는 도 1에 나타내는 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 3은 7비트의 M 계열 신호 발생기의 구성도이다.
이하, 본 발명의 실시형태의 예를 도면을 이용하여 설명하지만, 그에 앞서, 본 발명의 실시형태의 일례인 거리 측정 장치에 사용되는 개략 거리 측정부의 원리를 설명한다.
제1 의사 랜덤 신호의 반복 주파수를 f1, 제2 의사 랜덤 신호의 반복 주파수를 f2로 하고, 각각 의사 랜덤 신호의 패턴은 동일한 것으로 한다. 여기서 f1>f2로 한다.
송신되는 제1 의사 랜덤 신호와 제2 의사 랜덤 신호와의 상관을 취하여 얻어지는 기준 신호가 최대값이 되는 주기를 TB로 하면, 이 TB 사이에 포함되는 제1 의사 랜덤 신호와 제2 의사 랜덤 신호의 파수의 차가 정확하게 1주기의 파수 N이 된다.
즉, TBㆍf1=TBㆍf2+N
상기를 정리하면 TB는 다음 (1) 식으로 구해진다.
TB=N/(f1-f2)……(1)
즉, 2개의 클록 주파수의 차가 작을수록, 기준 신호가 최대값이 되는 주기 TB는 커진다.
다음으로, 제1 의사 랜덤 신호에 의해 위상 변조된 반송파가 송신되고, 대상물에서 반사되어, 다시 수신되기까지의 전파 시간을 τ로 하고, 이 수신 신호를 제2 의사 랜덤 신호에 의해 복조해, 코히어런트 검파하여 얻어지는 대상물 검출 신호의 펄스형 신호가 발생하는 시각을, 기준 신호의 펄스형 신호 발생 시각으로부터 계측한 시간차를 TD로 하면, TD 사이에 발생하는 제2 의사 랜덤 신호의 파수는 TD 사이에 발생하는 제1 의사 랜덤 신호의 파수보다 τ 시간에 발생하는 제1 의사 랜덤 신호의 파수만큼 적기 때문에, 다음 식이 성립한다.
TDㆍf2=TDㆍf1-τㆍf1
상기 식을 정리하면 TD는 다음 (2) 식으로 구해진다.
TD=τㆍf1/(f1-f2)……(2)
즉, 전파 시간 τ은 f1/(f1-f2)배만큼 시간적으로 확대되거나, 또는 저속화된 TD로서 계측된다. 이 계측 시간이 확대됨으로써, 본 발명은 본질적으로 단거리 측정에 적합한 거리 측정 장치라고 할 수 있다.
여기서 전파 시간 τ은 전파 속도를 v, 대상물까지의 거리를 x로 하면, τ=2x/v이므로, (2) 식에 의해 다음 (3) 식을 얻는다.
x=(f1-f2)ㆍvㆍTD/(2f1)……(3)
(3) 식에 따라 시간차 TD를 계측함으로써, 거리 x를 계측할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태의 일례인 거리 측정 장치의 개요를 나타낸 도면이다. 도 1에서, 도면부호 1, 2는 클록 발생기, 도면부호 3, 4는 의사 랜덤 신호(PN 부호) 발생기, 도면부호 5～9는 각각 승산기(믹서)이고, 예를 들어 더블 평형 믹서로 구성된다. 여기서 승산기(6)는 반송파의 위상 변조 수단으로서 사용되고, 승산기(5 및 7)는 각각 제1 및 제2 상관 연산 수단의 전반(前半) 처리기로서 사용되고, 승산기(8 및 9)는 직교 검파 수단의 전반 처리기로서 사용된다.
도면부호 10～12는 각각 로우패스 필터이고, 로우패스 필터(10)는 제1 상관 연산의 후반에 필요한 적분 요소로서 사용되고, 로우패스 필터(11 및 12)는 제2 상관 연산의 후반(後半)에 필요한 적분 요소로서 사용된다. 따라서 제1 상관 연산 수단은 승산기(5) 및 로우패스 필터(10)로 구성되고, 제2 상관 연산 수단은 승산기(7) 및 로우패스 필터(11 및 12)로 구성된다. 도면부호 13, 14는 분배기, 도면부호 15, 16은 제곱기, 도면부호 17은 가산기이고, 상기 제곱기(15 및 16)와 가산기(17)는 직교 검파 수단의 후반 처리기로서 사용된다. 따라서, 직교 검파 수단은 승산기(8 및 9), 제곱기(15 및 16) 및 가산기(17)로 구성된다.
도면부호 18은 시간 계측기이고, 내부에 2개의 최대값 검출부와 시간 계측부를 포함한다. 상기 2개의 최대값 검출부는, 각각 입력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 출력 펄스를 생성하고, 시간 계측부는 상기 2개의 출력 펄스 사이의 시간을 계측한다. 도면부호 19는 반송파 발진기, 도면부호 20은 하이브리드 결합기, 도면부호 21은 송신기, 도면부호 22는 수신기, 도면부호 23는 송신 안테나, 도면부호 24는 수신 안테나, 도면부호 25는 타겟, 도면부호 32는 거리 연산 수단(개략 거리 연산 수단)이고, 예를 들어 마이크로 프로세서 등으로 구성된다.
도 2는 도 1의 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 도 3은 7비트의 M 계열 신호 발생기의 구성도이고, 도면부호 33은 7단 구성의 시프트 레지스터, 도면부호 34는 배타적 논리합 회로이다.
도 2 및 도 3을 참조하면서 도 1의 동작을 설명한다. 의사 랜덤 신호 발생기(3, 4)는 예를 들어 M 계열 신호 발생기를 사용할 수 있다. 도 3은 7비트의 M 계열 신호 발생기의 구성을 나타내고 있고, 예를 들어 ECL(에미터 커플 로직) 소자에 의한 7단 구성의 시프트 레지스터와 배타적 논리합 회로(33)로 구성된다. M 계열 신호는 부호 "1"(정전압인 +E가 대응)과 "0"(부전압인 -E가 대응)의 조합에 의한 주기성 순환 신호이고, 본 예의 7비트의 경우 27-1=127개(127칩이라고도 함)의 신호를 생성하면 1주기가 완료되고, 이 주기를 반복한 순환 신호를 생성한다.
의사 랜덤 신호 발생기(3, 4)는 동일 회로로 구성되기 때문에, 양자의 출력 신호는 완전하게 동일한 패턴의 신호가 된다. 주파수는 각각 f1, f2이다. 단, 공급되는 클록 주파수가 근소하게 상이하기 때문에, 그 1주기도 근소하게 상이하다. 또, 의사 랜덤 신호로는 M 계열 신호 이외에도, 골드 계열 신호, JPL 계열 신호를 사용할 수 있다.
클록 발생기(1, 2)는 모두 수정 발진자를 내장하여, 충분히 주파수가 안정된 클록 신호를 생성하지만, 본 발명에서는, 클록 발생기(1)가 발생하는 주파수 f1에 대하여, 클록 발생기(2)가 발생하는 주파수 f2는 상기 주파수 f1보다 f1의 1/1000～1/10000 정도 이하의 근소하게 낮은 주파수가 되도록 설정되어 있다.
본 실시형태에서는 클록 발생기(1)의 발생 주파수 f1은 100.004 MHz, 클록 발생기(2)의 발생 주파수 f2는 99.996 MHz로 하고, 그 주파수차는 f1-f2=8 kHz를 f1의 약 1/12500으로 하고 있다. 클록 발생기(1 및 2)로부터 각각 출력되는 클록 신호 f1 및 f2는 각각 의사 랜덤 신호 발생기(3 및 4)에 공급된다. 의사 랜덤 신호 발생기(3 및 4)는 구동용 클록 신호의 주파수차에 의해 각각의 1주기가 근소하게 상이하지만, 동일 패턴의 M 계열 신호 M1 및 M2를 출력한다.
이제 2개의 M 계열 신호 M1 및 M2의 주기를 구하면 M1의 주기 = 127×1/100.004 MHz = 1269.9492 ns, M2의 주기 = 127×1/99.996 MHz = 1270.0508 ns가 된다. 즉 2개의 M 계열 신호 M1 및 M2는 약 1270 ns(10-9초)의 주기를 갖지만, 양자의 주기에는 약 0.1 ns의 시간차가 있다. 그 때문에 이 2개의 M 계열 신호 M1 및 M2를 순환 발생시켜, 어떤 시각 ta에서 2개의 M 계열 신호의 패턴이 일치했다고 한다면, 1주기의 시간 경과마다 0.1 ns의 어긋남이 양 신호 사이에 생겨, 100주기 후에는 10 ns의 어긋남이 양 신호 사이에 생긴다.
여기서 M 계열 신호는 1주기 1270 ns에 127개의 신호를 생성하기 때문에, 1신호의 발생 시간은 10 ns이다. 따라서, 2개의 M 계열 신호 M1 및 M2 사이에 10 ns의 어긋남이 생긴다는 것은 M 계열 신호가 1개분 어긋난 것에 해당한다. 의사 랜덤 신호 발생기(3)의 출력 M1은 승산기(5 및 6)에, 또 의사 랜덤 신호 발생기(4)의 출력 M2는 승산기(5 및 7)에 각각 공급된다.
반송파 발생기(19)는, 예를 들어 주파수 약 10 GHz의 마이크로파를 발진시키고, 그 출력 신호는 분배기(13)에 의해 분배되어, 승산기(6) 및 하이브리드 결합기(20)에 공급된다. 승산기(6)는 예를 들어 더블 평형 믹서로 구성되고, 분배기(13)로부터 입력되는 주파수 약 10 GHz의 반송파와 의사 랜덤 신호 발생기(3)로부터 입력되는 M 계열 신호 M1를 승산해, 반송파를 위상 변조한 스팩트럼 확산 신호를 출력하여 송신기(21)에 공급한다. 송신기(21)는 입력된 스팩트럼 확산 신호를 전력 증폭하여, 송신 안테나(23)를 통해 전자파로 변환하여 타겟(25)을 향해서 방사한다. 여기서 주파수 10 GHz의 전자파의 공중에서의 파장은 3 cm이며, 예를 들어 제철용 로(瀘) 내의 분진의 크기(직경)에 비해 충분히 크기 때문에, 분진 등의 영향을 잘 받지 않는다. 또, 송신 안테나(23) 및 수신 안테나(24)는, 예를 들어 혼 안테나를 이용하여, 지향성을 예리하게 좁힘으로써 측정 대상물 이외로부터의 반사 전력을 가급적 작게 하였다. 또, 안테나 게인은 예를 들어 모두 약 20 dB 정도이다. 송신 안테나(23)로부터 타겟(25)을 향해 방사된 전자파는 타겟(25)에서 반사되어 수신 안테나(24)를 통해 전기 신호로 변환되어 수신기(22)에 입력된다. 수신기(22)에 입력 신호가 공급되는 타이밍은 당연히 송신 안테나(23)로부터 전자파가 방사된 타이밍으로부터 전자파가 타겟(25)까지의 거리를 왕복하여 수신 안테나(24)에 도달하기까지의 전자파의 전파 시간만큼 지연되었다. 수신기(22)는 입력 신호를 증폭하여 승산기(7)에 공급한다.
한편, 제1 상관 연산 수단의 전반 처리기인 승산기(5)에 의사 랜덤 신호 발생기(3 및 4)으로부터 각각 입력된 M 계열 신호 M1 및 M2는 승산되고, 그 승산기의 시계열 신호는, 제1 상관 연산 수단의 후반 처리기인 로우패스 필터(10)에 공급된다. 도 2의 (가)는 이 로우패스 필터(10)에의 입력 신호, 즉 승산기(5)의 승산값인 시계열 신호를 나타낸 파형이고, 승산기(5)에 입력되는 2개의 의사 랜덤 신호의 위상이 일치하는 경우는 +E의 출력 전압이 계속되지만, 양 신호의 위상이 일치하지 않는 경우는 +E와 -E의 출력 전압이 랜덤하게 발생한다.
로우패스 필터(10～12)는 주파수의 대역을 제한함으로써, 상관 연산 처리의 후반의 적분 처리를 실행하여, 2개의 시계열 신호를 순차 승산한 승산값을 적분한 신호로서, 양 신호의 위상이 일치하는 경우에는, 도 2의 (나)에 나타낸 바와 같은 삼각형 신호를 출력한다. 또, 양 신호의 위상이 일치하지 않는 경우에는 출력은 0이 된다. 따라서 로우패스 필터(10)의 출력에는 주기적으로 삼각형 신호가 발생한다. 이 펄스형 신호는 시각의 기준 신호로서 시간 계측기(18)에 공급된다. 이 기준 신호의 주기 TB는 전술한 (1) 식에 따라 연산하면, 본 예의 경우는 의사 랜덤 신호를 7비트의 M 계열 신호 M1 및 M2로 했기 때문에, 1주기의 파수 N은 27-1=127이고, f1=100.004 MHZ, f2=99.996 MHZ이기 때문에, TB=15.875 ms가 된다. 이 기준 신호와 그 주기 TB를 도 2의 (라)에 나타낸다.
또, 제2 상관 연산 수단의 전반 처리기인 승산기(7)에는 수신기(22)로부터의 수신 신호와 의사 랜덤 신호 발생기(4)로부터의 M 계열 신호 M2가 입력되어, 양 신호가 승산된다. 이 승산기(7)의 승산 결과에 있어서, 제1 M 계열 신호 M1에 의해 송신용 반송파가 위상 변조되는 수신 신호의 피변조 위상과, 제2 M 계열 신호 M2의 위상이 일치하는 경우는 위상이 일치하는 반송파 신호로서 출력되고, 수신 신호의 피변조 위상과 M 계열 신호 M2의 위상이 상이할 때에는 위상이 랜덤한 반송파로서 출력되어 분배기(14)에 공급된다. 분배기(14)는 입력 신호를 2개로 분배하고, 그 분배 출력 R1 및 R2를 각각 직교 검파 수단의 전반 처리기인 승산기(8 및 9)에 공급한다. 분배기(13)로부터 송신용 반송파의 일부가 공급된 하이브리드 결합기(20)는 입력 신호에 대하여 동상(同相) 성분의 (위상 0도의)신호 I와 직각 성분의 (위상 90도의)신호 Q를 출력하여, 각각 승산기(8 및 9)에 공급한다. 승산기(8)는 하이브리드 결합기(20)로부터 입력되는 신호 I[즉, 반송파 발진기(19)의 출력과 동상인 신호]와 분배기(14)로부터 입력되는 상기 신호 R1을 승산하고, 마찬가지로 승산기(9)는 입력되는 신호 Q[즉, 반송파 발진기(19)의 출력과 위상이 90도 상이한 신호]와 상기 신호 R2를 승산해, 각각 수신 신호 중 위상 0도 성분(IㆍR1)과 위상 90도 성분(QㆍR2)을 추출하여, 그 추출 신호 IㆍR1 및 QㆍR2을 각각 직교 검파 수단의 전반 처리가 끝난 신호로서, 로우패스 필터(11 및 12)에 공급한다.
로우패스 필터(11 및 12)는 제2 상관 연산 수단의 후반 적분 처리 기능을 가지며, 상기 신호 IㆍR1 및 QㆍR2를 각각 저역 여파 처리함으로써 적분 동작을 한다.
여기서 승산기(8 및 9)에 분배기(14)를 통해 입력되는 신호 R1과 R2는 승산기(7)에 의한 상관 연산의 전반 처리가 끝난 신호, 즉 수신한 반송파로부터 제2 의사 랜덤 신호와의 코히어런트성이 검출된 신호이며, 이 신호 R1과 R2에 대하여, 또한 기준 반송파와의 코히어런트성을 검출하기 위하여, 승산기(8 및 9)에서, 기준 반송파의 동상 성분의 신호 I와 직각 성분의 신호 Q를 각각 승산한다.
다음으로 승산기(8 및 9)의 출력 파형 및 로우패스 필터(11 및 12)의 출력 파형에 관해 설명한다. 즉 승산기(7)의 출력으로부터 분배기(14)를 통해 승산기(8)에 입력되는 상기 신호 R1과 하이브리드 결합기(20)로부터 승산기(8)에 입력되는 상기 신호 I의 위상이 일치했을 때, 마찬가지로 승산기(9)에 입력되는 상기 신호 R2와 신호 Q의 위상이 일치했을 때, 승산기(8 및 9)의 출력 신호는 각각 일정 극성의 펄스 신호(전압 +E의 펄스 신호)가 되고, 이 신호를 적분한 로우패스 필터(11 및 12)의 출력에서는 큰 정전압을 얻을 수 있다.
또, 상기 신호 R1과 신호 I의 위상이 일치하지 않을 때 및 상기 신호 R2와 신호 Q의 위상이 일치하지 않을 때, 승산기(8 및 9)의 출력 신호는 각각 랜덤하게 변화되는 정부(正負) 양극성의 펄스 신호(즉 전압 +E와 -E의 펄스 신호)가 되고, 이 신호를 적분한 로우패스 필터(11 및 12)의 출력은 0이 된다. 로우패스 필터(11 및 12)에 의해 상기와 같이 적분 처리된 위상 0도 성분과 위상 90도 성분의 신호는, 각각 직교 검파 수단의 후반의 최초 연산기인 제곱기(15 및 16)에 공급된다. 제곱기(15 및 16)는 각각 입력 신호의 진폭을 2승 연산하여, 그 연산 결과의 출력 신호를 가산기(17)에 공급한다. 가산기(17)는 양 입력 신호를 가산하여 도 2의 (다)에 나타낸 바와 같은 펄스형 검출 신호를 출력하여, 시간 계측기(18)에 공급한다. 이제 이 검출 신호의 최대값 발생 시각을 tb로 한다.
이와 같이 상관 연산 수단인 승산기(7) 및 로우패스 필터(11, 12)와, 직교 검파 수단인 승산기(8, 9), 제곱기(15, 16) 및 가산기(17)를 수반하는 방식은 구성이 다소 복잡하지만, 고감도의 대상물 검출 신호를 얻을 수 있다. 또, M 계열 신호와 같은 유사 랜덤 신호의 상관 출력을 얻는 것이므로, 잡음의 영향을 저감하여 신호를 강조하기 때문에, 신호 대 잡음비(S/N)가 높은 계측 시스템을 실현할 수 있다. 물론, 반송파의 검파 방식으로는 크리스탈을 이용한 검파 방식이 있으며, 감도는 저하되지만, 구성이 단순화되기 때문에, 사양 및 비용에 따라 이 방식을 채택할 수도 있다.
시간 계측기(18)에 내장되는 2개의 최대값 검출부(27, 28)는, 각각 로우패스 필터(10)로부터 입력되는 기준 신호의 최대 진폭값을 검출한 시각 ta에 제1 펄스를 생성하고, 가산기(17)로부터 입력되는 검출 신호의 최대 진폭값을 검출한 시각 tb에 제2 펄스를 생성한다. 그리고 시간 계측기(18) 내의 시간 계측부는 상기 제1 펄스의 발생 시각 ta와 제2 펄스의 발생 시각 tb 사이의 시간 TD를 측정한다.
상기 최대값 검출부(27, 28)는, 예를 들어 입력 전압값을 클록 신호에 의해 순차로 샘플 홀드하여, 현재의 클록 신호에 의한 샘플값과 클록 신호의 하나 전의 샘플값을 전압 비교기에 의해 순차 비교하여, 입력 신호의 시간에 대한 증가 상태에서 감소 상태로 반전되는 시각을 검출함으로써, 입력 신호의 최대값 발생 시각을 검출할 수 있다. 상기 시간 TD는 도 2의 (라)에 나타내는 기준 신호의 최대값 발생 시각 ta와 (다)에 나타내는 검출 신호의 최대값 발생 시각 tb 사이의 시간으로서 나타낸다. 그 시간 TD는 전술한 (2) 식에 나타낸 바와 같이, 실제로 전자파가 송신 및 송신 안테나(23 및 24)와 타겟(25) 사이의 거리를 왕복하는 전파 시간 τ의 f1/(f1-f2)배만큼 시간적으로 확대되어 얻어진다. 본 예의 경우 f1=100,004 MHz, f2=99,996 MHz이기 때문에, 12,500배로 시간이 확대되어 (4) 식을 얻을 수 있다.
TD=12,500ㆍτ……(4)
또 (4) 식의 시간 TD는 상기 기준 신호의 주기 TB마다 얻어진다.
이 시간 계측기(18)에 의해 측정된 시간 TD는 거리 연산 수단(32)에 공급된다. 거리 연산 수단(32)은, 예를 들어 마이크로 프로세서 등으로 구성되고, 상기 (3) 식에 따라 연산하여, 대상물까지의 거리 x를 산출한다.
즉, 상기 측정된 시간 TD의 1/2과 상기 전자파의 전파 속도 v를 승산하여 그 곱 TDㆍv/2를 제1 연산값으로 하고, 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫 (f1-f2)/f1을 제2 연산값으로 하고, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을 상기 대상물까지의 거리 x(개략 측정 거리)로서 얻는다.
상기 거리 연산 수단(32)에 의해, 예를 들어 측정된 시간 TD가 254 ㎲인 경우에는, 거리 x는 3 미터, TD가 2540 ㎲인 경우에는, 거리 x는 30 미터를 산출할 수 있다.
이와 같이 본 발명은 계측 시간이 매우 크게 확대되기 때문에, 대상물의 거리를 단거리로부터 정밀하게 계측하는 것이 가능하다.
이상이, 본 발명에서의 개략 거리 측정의 원리의 개요이지만, 대부분이 특허문헌 1로부터의 인용이며, 인용되지 않은 부분도 특허문헌 1에 기재되어 공지되어 있기 때문에, 더 이상의 설명은 생략한다.
개략 거리 측정기의 측정 레인지는 길지만, 그 정밀도는 전술한 바와 같은 이유에 의해 ±5 ㎜ 정도로 제한된다. 이 문제를 해결하기 위해, 본 실시형태에서는, 정밀 거리 측정부가 설치된다.
즉, 반송파의 주파수를 f0, 속도를 v로 했을 때, 타겟(25)의 위치까지의 거리를 x로 하면,
마이크로파의 벡터의 위상 θ은,
θ=xㆍf0/wπ ……(5)
가 된다. 따라서, θ을 측정하면 x를 측정할 수 있다.
θ은 이하와 같은 방식으로 측정된다. 즉, 로우패스 필터(11)의 출력은 반송파와 동상 신호인 I와 동일한 위상의 신호이고, 로우패스 필터(12)의 출력은 반송파와 직교하는 성분의 신호 Q와 동일한 위상의 신호이다.
로우패스 필터(11)의 출력을 감시하여, f1/{(f1-f2)ㆍf0} 시간 중에서 최대가 되는 신호를 I'로 한다. 마찬가지로, 동일한 시간대에서 로우패스 필터(12)의 출력을 감시하여, 최대가 되는 신호를 Q'로 한다. 그렇게 하면, 반사파의 위상 θ은 θ=tan-1(Q'/I')로 얻어진다. 단순히 Q'/I'의 아크탄젠트를 계산하는 것만으로는 0～180°의 신호밖에 얻을 수 없지만, Q'와 I'의 부호도 고려함으로써, 0～360°의 신호를 얻을 수 있는 것은 주지된 사실이다. 도 1에 나타내는 아크탄젠트 연산 장치(30)에서 tan- 1(Q'/I')를 계산하였다. 그리고, 위상 검출기(31)에서, Q'와 I'의 부호도 고려하여 위상 θ을 산출하였다. 이와 같은 θ=tan-1(Q'/I')의 연산은 마이크로 프로세서에 의해 실행될 수 있다.
이와 같이 하여 산출된 거리 x는 절대적 거리가 아니라 상대적 거리이다. 따라서, 타겟(25)의 위치가 변한 경우에는, 각각 θ을 구함으로써 Δθ를 얻어,
Δθ=Δxㆍf0/wπ ……(6)
에 대입함으로써, 타겟(25)의 위치 변화를 알 수 있다. (6) 식에서 Δθ의 부호를 붙이는 방법은 문제가 있어, 이하에 상세히 설명한다.
이 방법은 1개의 반송 벡터의 각도를 측정하기 때문에,
(a) 대역 제한을 하는 로우패스 필터에 의해 파형이 완만해져, 상관 파형의 피크가 예각이 되지 않는다.
(b) 스펙트럼 확산에 의해 주파수가 광대역으로 확산되었기 때문에, 사용하는 부품의 주파수 특성이나 군지연 특성의 영향을 받아 변형이 발생한다.
등의 영향을 잘 받지 않는다는 장점을 갖는다. 그러나, 측정 스팬이 반송파의 파장에 한정된다는 단점을 갖기 때문에, 개략 거리 측정기와 조합하여 사용된다. 이 계산을 거리 연산 수단(32)에 의해 이루어진다.
측정 방법으로는, 예를 들어 이하와 같은 것이 있다.
제1 방법은,
(1) 전술한 방법으로, 타겟(25)까지의 거리를 개략 거리 측정기로 구한다. 또, 동시에 정밀 거리 측정기로 θ를 측정해 둔다. 이 때의 개략 거리 측정기, 또는 개략 거리 측정기와 정밀 거리 측정기에 의해 측정된 상대 거리 θ0의 합을 기준 거리로 한다. 이 때 측정된 θ를 기준 각도로서 0°로 하고, 이하의 θ의 측정에서는, 이 기준 각도와의 차를 θ로 하도록 해도 된다. 이 경우, 기준 거리는 개략 거리 측정기로 측정된 값이 된다. 이러한 방식도, 청구항 2의 발명에서, 정밀 초기값을 0으로 한 것에 해당하며, 본 발명의 범위에 포함되는 것이다.
(2) 이후에는, θ만을 측정하여, (θ-θ0)에 의해 Δθ를 구한다. 그리고, (6) 식에 따라 Δx를 구하고, 이것을 전술한 기준 거리에 가산함으로써, 타겟(25)까지의 거리로 한다.
이와 같이 하여 θ0를 기준으로 하여 ±180도의 θ를 측정할 수 있고, 결국 반송파의 파장과 동일한 측정 레인지를 얻을 수 있다. (θ-θ0)를 구하고 나서 Δx를 구하는 대신, (5) 식을 사용하여, θ0로부터 x0을, θ로부터 x를 구하고, 그 차분을 Δx로 하여도, 이상의 방법과 등가이다.
제2 방법은,
(1) 기준 거리의 결정은 제1 방법과 동일하게 하고, 이어지는 제1회 측정도 제1 방법과 동일하게 한다.
(2) 제2회 측정 이후에는, 금회에 측정된 θ인 θn과, 전회에 측정된 θn-1의 차분을 취하여, 이 차분을 Δθ로서 (6) 식에 대입하여 금회 값과 전회 값의 거리의 차분을 구하여, 이 차분을 전회 측정값에 가산함으로써, 금회 측정값을 구한다.
는 방법이다. θn과 θn-1의 차분으로부터, 거리의 차분을 구하는 대신, θn으로부터 정밀 거리 xn를, θn- 1으로부터 정밀 거리 xn -1을 구하고, xn과 xn -1의 차분으로부터 금회 값과 전회 값의 거리의 차분을 구해도, 이상의 방법과 등가이다. 이 방법에 의하면, 측정 레인지가 반송파의 파장에 한정되지 않게 된다.
그러나, Δθ의 값이 검출되었을 때, 이것이, 각도가 증가하여 Δθ가 된 것인지, 각도가 (2π-Δθ)만큼 감소하여 -180°를 통과할 때 +180로 바뀌어 그 결과 Δθ가 된 것인지를 알 수 없는 것이다. 이것을 피하기 위해서는, 샘플링 간격 중에서, θ의 변화가 180°를 넘지 않는 것만의 거리를 측정하도록 하여, 관찰된 Δθ가 θ≤180°일 때, 타겟(25)이 안테나에 근접하는 방향으로 이동하는 것으로 하고, 관찰된 Δθ가 θ≥ 180°일 때, 타겟(25)이 안테나로부터 멀어지는 방향으로 이동하는 것으로 하여, (6) 식의 ΔX의 부호를 계산하면 된다.
또, θn과 θn-1의 차분을 구하는 경우에, 예를 들어 θn-1가 +170°이고, θn이 20°더 증가하면, +180°을 넘어 θn=-170° 로 판정된다. 이러한 문제를 피하기 위해서는, θn-1이 +170°라 하더라도, 그것을 0°로 보고, 그것을 기준으로 하여 θn의 값을 구하도록 하면 된다. 이와 같이 하면, 상기의 경우, (θn-θn-1)의 값은 20°로 제대로 계산된다. 즉, θn과 θn-1의 차분을 구하는 경우에는, θn-1=0°로 하고 이것을 기준으로 하여 θn의 값을 구한다.
제3 방법은,
(1) 제1 방법의 (1)과 동일한 방법으로 기준 거리를 구한다.
(2) 정밀 거리 측정 장치로 θ=xㆍf0/wπ±2nπ(n은 정수)로 하여, (5) 식에 대입하여 복수의 거리를 구한다.
(3) 기준 거리를 구했을 때의 개략 거리 측정 장치의 출력과, (2)에서 구한 복수의 거리를 각각 가산하여, 복수의 거리를 구한다.
(4) (3)에서 구한 복수의 거리 중, 그 때의 개략 거리 측정 장치의 값에 가장 가까운 것을 채택하여, 구하는 거리로 한다.
이와 같이 하면, 측정 간격의 사이에, 반사파의 위상이 360° 이상 회전한 경우에도, 도면부호 25까지의 거리를 구하는 수 있고, 측정 범위가 반송파의 파장 범위에 한정되지 않는다는 장점이 있다.
이상과 같은 측정 방법은, 원래 개략 거리 측정 장치의 측정값이 절대값이 아니라 상대값이기 때문에, 절대 거리를 구할 수 없다. 그 대책으로서, 미리 거리 L0을 알고 있는 표준 측정판까지의 거리를 본 발명의 실시형태인 거리 측정 방법으로 측정하여, 그 값을 표준 초기값 L'로 하고, 그 후, 동일한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 L로 할 때,
(L0+L-L')
의 값을 출력 측정값으로 하도록 하면 된다.
1, 2 : 클록 발생기 3, 4 : 의사 랜덤 신호(PN 부호) 발생기
5～9 : 승산기(믹서) 10～12 : 로우패스 필터
13, 14 : 분배기 15, 16 : 제곱기
17 : 가산기 18 : 시간 계측기
19 : 반송파 발진기 20 : 하이브리드 결합기
21 : 송신기 22 : 수신기
23 : 송신 안테나 24 : 수신 안테나
25 : 타겟 27, 28 : 최대값 검출부
29 : 시간 계측부 30 : 아크탄젠트 연산 장치
31 : 위상 검출기 32 : 거리 연산 수단
33 : 시프트 레지스터 34 : 배타적 논리합 회로

Claims (7)

  1. 클록 주파수를 f1로 하는 제1 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 동일 패턴으로, 상기 클록 주파수 f1보다 주파수가 근소하게 낮은 f2를 클록 주파수로 하는 제2 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제1 승산기와,
    마이크로파의 반송파를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호에 의해 상기 반송파를 위상 변조하는 수단과,
    위상 변조된 상기 반송파를 전자파로서 대상물을 향해 송신하는 수단과,
    상기 대상물로부터 반사된 전자파를 수신하여 수신 신호를 취득하는 수단과,
    취득한 수신 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제2 승산기와,
    상기 반송파의 일부를 입력으로 하여, 서로 위상이 직교하는 두 성분인 I 신호와 Q 신호를 출력하는 하이브리드 결합기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 한쪽 신호 R1과 상기 I 신호를 승산하는 제3 승산기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 다른쪽 신호 R2와 상기 Q 신호를 승산하는 제4 승산기와,
    상기 제1 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제1 로우패스 필터와,
    상기 제3 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제2 로우패스 필터와,
    상기 제4 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제3 로우패스 필터와,
    상기 제2 및 제3 로우패스 필터의 출력 신호를 각각 개별적으로 2승 연산하는 제1 및 제2 제곱기와,
    상기 제1 및 제2 제곱기의 출력 신호를 가산하는 가산기와,
    상기 제1 로우패스 필터의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제1 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 가산기의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제2 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 제1 펄스의 발생 시각에서 상기 제2 펄스의 발생 시각까지의 시간을 측정하는 수단과,
    측정한 시간의 1/2과, 상기 전자파의 전파 속도를 승산하여 그 곱을 제1 연산값으로 하고, 상기 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를, 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫을 제2 연산값으로 하며, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을 상기 대상물까지의 거리로서 얻는 개략 거리 측정부와,
    상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와,
    상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=θλ/2π로서 구하는 정밀 거리 측정부
    를 갖는 것을 특징으로 하는 거리 측정 장치.
  2. 클록 주파수를 f1로 하는 제1 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 동일 패턴으로, 상기 클록 주파수 f1보다 주파수가 근소하게 낮은 f2를 클록 주파수로 하는 제2 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제1 승산기와,
    마이크로파의 반송파를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호에 의해 상기 반송파를 위상 변조하는 수단과,
    위상 변조된 상기 반송파를 전자파로서 대상물을 향해 송신하는 수단과,
    상기 대상물로부터 반사된 전자파를 수신하여 수신 신호를 취득하는 수단과,
    취득한 수신 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제2 승산기와,
    상기 반송파의 일부를 입력으로 하여, 서로 위상이 직교하는 두 성분인 I 신호와 Q 신호를 출력하는 하이브리드 결합기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 한쪽 신호 R1과 상기 I 신호를 승산하는 제3 승산기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 다른쪽 신호 R2와 상기 Q 신호를 승산하는 제4 승산기와,
    상기 제1 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제1 로우패스 필터와,
    상기 제3 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제2 로우패스 필터와,
    상기 제4 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제3 로우패스 필터와,
    상기 제2 및 제3 로우패스 필터의 출력 신호를 각각 개별적으로 2승 연산하는 제1 및 제2 제곱기와,
    상기 제1 및 제2 제곱기의 출력 신호를 가산하는 가산기와,
    상기 제1 로우패스 필터의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제1 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 가산기의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제2 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 제1 펄스의 발생 시각에서 상기 제2 펄스의 발생 시각까지의 시간을 측정하는 수단과,
    측정한 시간의 1/2과, 상기 전자파의 전파 속도를 승산하여 그 곱을 제1 연산값으로 하고, 상기 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를, 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫을 제2 연산값으로 하며, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을 상기 대상물까지의 거리로서 얻는 개략 거리 측정부와,
    상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와,
    상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=θλ/2π로서 구하는 정밀 거리 측정부
    를 갖는 것을 특징으로 하는 거리 측정 장치의 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 하고, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리를 정밀 초기값으로 하며, 이들의 합을 초기값으로 할 때, 상기 개략 초기값과, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리와 상기 정밀 초기값의 차분의 합을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
  3. 클록 주파수를 f1로 하는 제1 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 동일 패턴으로, 상기 클록 주파수 f1보다 주파수가 근소하게 낮은 f2를 클록 주파수로 하는 제2 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제1 승산기와,
    마이크로파의 반송파를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호에 의해 상기 반송파를 위상 변조하는 수단과,
    위상 변조된 상기 반송파를 전자파로서 대상물을 향해 송신하는 수단과,
    상기 대상물로부터 반사된 전자파를 수신하여 수신 신호를 취득하는 수단과,
    취득한 수신 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제2 승산기와,
    상기 반송파의 일부를 입력으로 하여, 서로 위상이 직교하는 두 성분인 I 신호와 Q 신호를 출력하는 하이브리드 결합기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 한쪽 신호 R1과 상기 I 신호를 승산하는 제3 승산기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 다른쪽 신호 R2와 상기 Q 신호를 승산하는 제4 승산기와,
    상기 제1 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제1 로우패스 필터와,
    상기 제3 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제2 로우패스 필터와,
    상기 제4 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제3 로우패스 필터와,
    상기 제2 및 제3 로우패스 필터의 출력 신호를 각각 개별적으로 2승 연산하는 제1 및 제2 제곱기와,
    상기 제1 및 제2 제곱기의 출력 신호를 가산하는 가산기와,
    상기 제1 로우패스 필터의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제1 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 가산기의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제2 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 제1 펄스의 발생 시각에서 상기 제2 펄스의 발생 시각까지의 시간을 측정하는 수단과,
    측정한 시간의 1/2과, 상기 전자파의 전파 속도를 승산하여 그 곱을 제1 연산값으로 하고, 상기 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를, 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫을 제2 연산값으로 하며, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을 상기 대상물까지의 거리로서 얻는 개략 거리 측정부와,
    상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와,
    상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=θλ/2π로서 구하는 정밀 거리 측정부
    를 갖는 것을 특징으로 하는 거리 측정 장치의 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 하고, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리를 정밀 초기값으로 하며, 이들의 합을 초기값으로 할 때, 제1회 측정에서는, 상기 개략 초기값과, 상기 정밀 거리 측정부에서 측정된 거리와 상기 정밀 초기값의 차분의 합을 출력 측정값으로 하고, 제2회 측정에서는, 그 때 측정된 정밀 거리 측정부의 출력과, 전회 측정된 정밀 거리 측정부의 출력의 차분을 취하여, 이 차분을 전회 측정값에 가산함으로써, 금회 측정값을 구하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
  4. 클록 주파수를 f1로 하는 제1 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 동일 패턴으로, 상기 클록 주파수 f1보다 주파수가 근소하게 낮은 f2를 클록 주파수로 하는 제2 의사 랜덤 신호를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제1 승산기와,
    마이크로파의 반송파를 생성하는 수단과,
    상기 제1 의사 랜덤 신호에 의해 상기 반송파를 위상 변조하는 수단과,
    위상 변조된 상기 반송파를 전자파로서 대상물을 향해 송신하는 수단과,
    상기 대상물로부터 반사된 전자파를 수신하여 수신 신호를 취득하는 수단과,
    취득한 수신 신호와 상기 제2 의사 랜덤 신호를 승산하는 제2 승산기와,
    상기 반송파의 일부를 입력으로 하여, 서로 위상이 직교하는 두 성분인 I 신호와 Q 신호를 출력하는 하이브리드 결합기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 한쪽 신호 R1과 상기 I 신호를 승산하는 제3 승산기와,
    상기 제2 승산기의 출력 신호로부터 2개로 분배된 다른쪽 신호 R2와 상기 Q 신호를 승산하는 제4 승산기와,
    상기 제1 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제1 로우패스 필터와,
    상기 제3 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제2 로우패스 필터와,
    상기 제4 승산기의 출력 신호를 저역 여파 처리하는 제3 로우패스 필터와,
    상기 제2 및 제3 로우패스 필터의 출력 신호를 각각 개별적으로 2승 연산하는 제1 및 제2 제곱기와,
    상기 제1 및 제2 제곱기의 출력 신호를 가산하는 가산기와,
    상기 제1 로우패스 필터의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제1 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 가산기의 출력 신호의 최대 진폭값을 검출했을 때 제2 펄스를 생성하는 수단과,
    상기 제1 펄스의 발생 시각에서 상기 제2 펄스의 발생 시각까지의 시간을 측정하는 수단과,
    측정한 시간의 1/2과, 상기 전자파의 전파 속도를 승산하여 그 곱을 제1 연산값으로 하고, 상기 클록 주파수 f1로부터 클록 주파수 f2를 감산한 차의 주파수를, 상기 클록 주파수 f1로 제산하여 그 몫을 제2 연산값으로 하며, 상기 제1 연산값과 상기 제2 연산값을 승산하여 그 곱인 제3 연산값을 상기 대상물까지의 거리로서 얻는 개략 거리 측정부와,
    상기 제2 로우패스 필터의 출력을 I', 상기 제3 로우패스 필터의 출력을 Q'로 할 때, 위상차 θ=tan-(Q'/I')를 구하는 위상차 연산기와,
    상기 반송파의 파장을 λ로 할 때, 정밀 거리=(θλ+2nπ)/2π(n은 정수)로서 구하는 정밀 거리 측정부
    를 갖는 것을 특징으로 하는 거리 측정 장치를 사용하여, 복수의 정밀 거리 측정값을 얻도록 하고, 상기 개략 거리 측정부에서 측정된 거리를 개략 초기값으로 할 때, 상기 개략 초기값과 상기 복수의 정밀 거리 측정값의 합 중, 그 때의 상기 개략 거리 측정부의 출력에 가장 가까운 값을 최종 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
  5. 미리 거리 L0을 알고 있는 표준 측정판까지의 거리를 제2항에 기재한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 표준 초기값 L'로 하고, 그 후, 측정 대상물까지의 거리를 상기 표준 초기값을 측정한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 L로 할 때,
    (L0+L-L')의 값을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
  6. 미리 거리 L0을 알고 있는 표준 측정판까지의 거리를 제3항에 기재한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 표준 초기값 L'로 하고, 그 후, 측정 대상물까지의 거리를 상기 표준 초기값을 측정한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 L로 할 때,
    (L0+L-L')의 값을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
  7. 미리 거리 L0을 알고 있는 표준 측정판까지의 거리를 제4항에 기재한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 표준 초기값 L'로 하고, 그 후, 측정 대상물까지의 거리를 상기 표준 초기값을 측정한 거리 측정 방법으로 측정하여 그 값을 L로 할 때,
    (L0+L-L')의 값을 출력 측정값으로 하는 것을 특징으로 하는 거리 측정 방법.
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5566078B2 (ja) 2009-10-28 2014-08-06 株式会社ニレコ 突起物検出装置及び突起物検出方法
JP5617292B2 (ja) * 2010-03-23 2014-11-05 富士通株式会社 送受信装置およびイメージング装置
JP5653432B2 (ja) 2010-07-12 2015-01-14 株式会社ニレコ 距離測定装置及び距離測定方法
JP5617515B2 (ja) * 2010-10-14 2014-11-05 トヨタ自動車株式会社 距離計測装置、距離計測方法、及びプログラム
JP6021189B2 (ja) 2011-02-21 2016-11-09 トランスロボティックス，インク． 距離および／または移動を感知するためのシステムおよび方法
WO2013105359A1 (ja) 2012-01-10 2013-07-18 三菱電機株式会社 移動距離計測装置
WO2014055755A1 (en) 2012-10-05 2014-04-10 TransRobotics, Inc. Systems and methods for high resolution distance sensing and applications
JP6673084B2 (ja) * 2016-08-01 2020-03-25 株式会社デンソー 光飛行型測距装置
CN106597462B (zh) * 2016-12-26 2019-08-06 艾普柯微电子（上海）有限公司 测距方法及测距装置
CN107678021B (zh) * 2017-09-26 2021-09-24 南京索尔维电子科技有限公司 一种同步无线差频相位测距装置及方法
CN108072870B (zh) * 2017-10-25 2021-05-11 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 利用载波相位提高突发通信测距精度的方法
CN109444870A (zh) * 2018-12-19 2019-03-08 上海频语电子技术有限公司 一种测距方法、装置及其系统
US11703593B2 (en) 2019-04-04 2023-07-18 TransRobotics, Inc. Technologies for acting based on object tracking
CN112711009A (zh) * 2020-12-21 2021-04-27 苏州易行电子科技有限公司 一种复合激光测距方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0616080B2 (ja) * 1988-02-09 1994-03-02 日本鋼管株式会社 距離測定装置
JPH1152049A (ja) 1997-07-31 1999-02-26 Nkk Corp 炉内の湯面レベル計測装置
JP2006177985A (ja) 2002-10-09 2006-07-06 Fujitsu Ltd パルスレーダ装置

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2286390A1 (fr) * 1974-09-27 1976-04-23 Snecma Procede et dispositif de correlation utilisables dans un radar a effet doppler
US4370653A (en) * 1980-07-21 1983-01-25 Rca Corporation Phase comparator system
JPS61145472A (ja) * 1984-12-20 1986-07-03 Yaskawa Electric Mfg Co Ltd マイクロ波距離測定装置
FR2582825B1 (fr) * 1985-05-29 1988-08-05 Crouzet Sa Procede et dispositif pour la mesure du temps de propagation d'une onde
US4933916A (en) * 1985-11-01 1990-06-12 Canadian Patents And Development Limited Phase measurements using pseudo-random code
US5075863A (en) * 1988-02-09 1991-12-24 Nkk Corporation Distance measuring method and apparatus therefor
JPH0616081B2 (ja) * 1988-10-06 1994-03-02 日本鋼管株式会社 距離測定装置
US5347283A (en) * 1989-06-14 1994-09-13 Hughes Aircraft Company Frequency agile radar
CA2036779A1 (en) * 1990-02-26 1991-08-27 Akio Nagamune In-furnace level meter and antenna therefor
DE4211095C2 (de) 1992-04-03 1994-02-17 Grammer Ag Unterbau für einen Sitz, insbes. für einen Fahrzeugsitz
US5233352A (en) * 1992-05-08 1993-08-03 Cournane Thomas C Level measurement using autocorrelation
US5596330A (en) * 1992-10-15 1997-01-21 Nexus Telecommunication Systems Ltd. Differential ranging for a frequency-hopped remote position determination system
US5719579A (en) * 1996-05-30 1998-02-17 Esco Electronics Corporation Virtual noise radar waveform for reduced radar detectability
JPH1152050A (ja) * 1997-08-05 1999-02-26 Yupiteru Ind Co Ltd 符号変調方式レーダ測距装置及びそれを用いた追突防止装置
JP3899708B2 (ja) * 1998-10-16 2007-03-28 株式会社デンソー 距離測定装置
US6236352B1 (en) * 1999-10-28 2001-05-22 Eaton-Vorad Technologies, L.L.C. Heterodyned double sideband diplex radar
EP1307850A4 (en) * 2000-06-05 2005-09-21 Transcore Holdings Inc METHOD AND DEVICE FOR DETERMINING THE DIRECTION TO A TRANSPONDER IN A COMMUNICATION SYSTEM WITH MODULAR RETROACHING
JP4392777B2 (ja) * 2000-08-10 2010-01-06 株式会社ビーコア 測距装置及び測距方法
DE10100417A1 (de) * 2001-01-08 2002-07-11 Bosch Gmbh Robert Radareinrichtung und Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung
DE10104022A1 (de) * 2001-01-31 2002-08-01 Bosch Gmbh Robert Radareinrichtung und Verfahren zum Codieren einer Radareinrichtung
SE516728C2 (sv) * 2001-04-02 2002-02-19 Saab Ab Metod och signalsändtagare för brusmodulerad fjärrinmätning samt gruppantennsystem innefattande signalsändtagare
JP4457525B2 (ja) * 2001-06-11 2010-04-28 株式会社デンソー 距離測定装置
CA2477553A1 (en) * 2002-03-12 2003-09-25 Menache, Llc Motion tracking system and method
US6856279B2 (en) * 2002-05-13 2005-02-15 Honeywell International Inc. Methods and apparatus for determining an interferometric angle to a target in body coordinates
JP2004125733A (ja) * 2002-10-07 2004-04-22 Nippon Steel Corp 距離測定装置及び距離測定方法
JP3998601B2 (ja) * 2002-10-09 2007-10-31 富士通株式会社 パルスレーダ装置
AU2003294323A1 (en) * 2002-11-19 2004-06-15 Radatec, Inc. Method and system for calibration of a phase-based sensing system
US6714286B1 (en) * 2002-12-06 2004-03-30 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Agile pseudo-noise coded ranging ladar
JP4271511B2 (ja) * 2003-06-27 2009-06-03 株式会社マキタ レーダ装置と距離と反射率の測定方法
CN101151551B (zh) * 2005-03-31 2010-10-13 松下电器产业株式会社 扩展频谱式雷达设备
US7460055B2 (en) * 2006-06-02 2008-12-02 Panasonic Corporation Radar apparatus
JP2009074856A (ja) * 2007-09-19 2009-04-09 Panasonic Corp スペクトル拡散型レーダ装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0616080B2 (ja) * 1988-02-09 1994-03-02 日本鋼管株式会社 距離測定装置
JPH1152049A (ja) 1997-07-31 1999-02-26 Nkk Corp 炉内の湯面レベル計測装置
JP2006177985A (ja) 2002-10-09 2006-07-06 Fujitsu Ltd パルスレーダ装置

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EP2187235A1 (en) 2010-05-19
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CN101828130A (zh) 2010-09-08
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US7864105B2 (en) 2011-01-04

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