JPH11125669A - パルスレーダ送受信機 - Google Patents
パルスレーダ送受信機Info
- Publication number
- JPH11125669A JPH11125669A JP9290995A JP29099597A JPH11125669A JP H11125669 A JPH11125669 A JP H11125669A JP 9290995 A JP9290995 A JP 9290995A JP 29099597 A JP29099597 A JP 29099597A JP H11125669 A JPH11125669 A JP H11125669A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- oscillator
- output
- local oscillator
- reception
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ミリ波帯で使用するパルスレーダ送受信機に
おいて、簡易な回路構成とし、小型化，低価格化を図る
ことができるようにする。 【解決手段】 送信用発振器１と受信用局部発振器２の
各々の出力信号を周波数混合器３に入力し、この周波数
混合器３の出力を位相同期回路４に入力する。また位相
同期基準用発振器５の出力を位相同期回路４に入力す
る。そして、この位相同期回路４内にて、周波数混合器
３の出力と位相同期基準用発振器５の出力との位相比較
を行い、位相誤差電圧を生成する。そして、この位相誤
差電圧を受信用局部発振器２の周波数可変電圧端子に供
給し、その入力電圧により受信用局部発振器２の発振周
波数を制御する。このとき、位相同期回路４からの位相
誤差電圧を受信用局部発振器２の周波数可変電圧に合う
ように感度調整を行う。
おいて、簡易な回路構成とし、小型化，低価格化を図る
ことができるようにする。 【解決手段】 送信用発振器１と受信用局部発振器２の
各々の出力信号を周波数混合器３に入力し、この周波数
混合器３の出力を位相同期回路４に入力する。また位相
同期基準用発振器５の出力を位相同期回路４に入力す
る。そして、この位相同期回路４内にて、周波数混合器
３の出力と位相同期基準用発振器５の出力との位相比較
を行い、位相誤差電圧を生成する。そして、この位相誤
差電圧を受信用局部発振器２の周波数可変電圧端子に供
給し、その入力電圧により受信用局部発振器２の発振周
波数を制御する。このとき、位相同期回路４からの位相
誤差電圧を受信用局部発振器２の周波数可変電圧に合う
ように感度調整を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば自動車の衝
突防止用としてフロントエンド部分に装着されるパルス
レーダ送受信機、特にミリ波帯の使用に好適なパルスレ
ーダ送受信機に関するものである。
突防止用としてフロントエンド部分に装着されるパルス
レーダ送受信機、特にミリ波帯の使用に好適なパルスレ
ーダ送受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２はこの種のパルスレーダの送受信機
の概略を示す回路構成図である。同図において、１０１
は送信用発振器、１０２は受信用局部発振器で、これら
の発振器１０１，１０２は各々の位相同期回路１０３，
１０４により同期がとられる。１０５はその位相同期の
ための位相同期基準用発振器で、システム全体の同期も
この発振器１０５の出力によって制御される。
の概略を示す回路構成図である。同図において、１０１
は送信用発振器、１０２は受信用局部発振器で、これら
の発振器１０１，１０２は各々の位相同期回路１０３，
１０４により同期がとられる。１０５はその位相同期の
ための位相同期基準用発振器で、システム全体の同期も
この発振器１０５の出力によって制御される。
【０００３】また図２中、１０６はパルス変調器１０７
を制御するタイミング回路、１０８は送信用電力増幅
器、１０９はサーキュレータ、１１０は送受信用のアン
テナ、１１１は受信側の低雑音電力増幅器、１１２は周
波数混合器、１１３，１１４は送信側と受信側の方向性
結合器である。
を制御するタイミング回路、１０８は送信用電力増幅
器、１０９はサーキュレータ、１１０は送受信用のアン
テナ、１１１は受信側の低雑音電力増幅器、１１２は周
波数混合器、１１３，１１４は送信側と受信側の方向性
結合器である。
【０００４】なお図示していないが、使用周波数によっ
ては送信側の方向性結合器１１３とパルス変調器１０７
との間には実際には逓倍器とバンドパスフィルタが直列
に接続され、受信側の方向性結合器１１４と周波数混合
器１１２との間にも逓倍器とバンドパスフィルタと増幅
器が直列に接続される。また、周波数混合器１１２の出
力は不図示の中間周波数増幅器を介して信号処理部へ入
力されるとともに、位相同期基準用発振器１０５の出力
も信号処理部へ入力される。
ては送信側の方向性結合器１１３とパルス変調器１０７
との間には実際には逓倍器とバンドパスフィルタが直列
に接続され、受信側の方向性結合器１１４と周波数混合
器１１２との間にも逓倍器とバンドパスフィルタと増幅
器が直列に接続される。また、周波数混合器１１２の出
力は不図示の中間周波数増幅器を介して信号処理部へ入
力されるとともに、位相同期基準用発振器１０５の出力
も信号処理部へ入力される。
【０００５】上記のような構成のパルスレーダ送受信機
は、該送受信機の後段の信号処理部での処理を高精度で
行うために、位相同期基準用発振器１０５の出力を基準
として、送信用発振器１０１と受信用局部発振器１０２
との位相同期をとっている。このため、信号処理を行う
中間周波数においては位相同期がとれており、高精度の
信号処理を行うことが可能となっている。
は、該送受信機の後段の信号処理部での処理を高精度で
行うために、位相同期基準用発振器１０５の出力を基準
として、送信用発振器１０１と受信用局部発振器１０２
との位相同期をとっている。このため、信号処理を行う
中間周波数においては位相同期がとれており、高精度の
信号処理を行うことが可能となっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来のパルスレーダ送受信機にあっては、送信用
発振器と受信用局部発振器の各々を基準用発振器の出力
を基準とした位相同期発振器（ＰＬＯ：phase lock osc
illator ）とする必要があり、ミリ波帯のレーダ送受信
機に適用するのが困難であった。
ような従来のパルスレーダ送受信機にあっては、送信用
発振器と受信用局部発振器の各々を基準用発振器の出力
を基準とした位相同期発振器（ＰＬＯ：phase lock osc
illator ）とする必要があり、ミリ波帯のレーダ送受信
機に適用するのが困難であった。
【０００７】すなわち、ミリ波帯では簡単に位相同期が
とれず、このため、例えば２ＧＨｚ程度の位相同期発振
器を作製し、この周波数をミリ波帯（７６ＧＨｚ帯）迄
逓倍（３８逓倍）して使用している。この構成では、逓
倍器，バンドパスフィルタ及び増幅器がすべてミリ波帯
のコンポーネントとなるので、非常に高価なものになる
とともに、回路構成が複雑となり、装置が大型化してし
まう。
とれず、このため、例えば２ＧＨｚ程度の位相同期発振
器を作製し、この周波数をミリ波帯（７６ＧＨｚ帯）迄
逓倍（３８逓倍）して使用している。この構成では、逓
倍器，バンドパスフィルタ及び増幅器がすべてミリ波帯
のコンポーネントとなるので、非常に高価なものになる
とともに、回路構成が複雑となり、装置が大型化してし
まう。
【０００８】なお、その他の回路構成として注入同期発
振器（ＩＬＯ：injection lock oscillator ）を用いた
直接発振方式の位相同期のとれた発振器を利用すること
も考えられるが、この場合は上記以上に大型化し、価格
も高くなってしまう。
振器（ＩＬＯ：injection lock oscillator ）を用いた
直接発振方式の位相同期のとれた発振器を利用すること
も考えられるが、この場合は上記以上に大型化し、価格
も高くなってしまう。
【０００９】また、位相同期をかけるためのＩＣとして
は数ＧＨｚ迄のものしかないので、ミリ波帯で直接ミリ
波発振器の出力をモニタして位相同期回路を組むのは不
可能である。したがって、低い周波数で位相同期回路を
組む必要がある。
は数ＧＨｚ迄のものしかないので、ミリ波帯で直接ミリ
波発振器の出力をモニタして位相同期回路を組むのは不
可能である。したがって、低い周波数で位相同期回路を
組む必要がある。
【００１０】このように、ミリ波帯では上記の理由によ
り直接位相同期をとるのは困難である。よって、例えば
小型で低価格の自動車の衝突防止用レーダには向かな
い。
り直接位相同期をとるのは困難である。よって、例えば
小型で低価格の自動車の衝突防止用レーダには向かな
い。
【００１１】本発明は、上記のような問題点に着目して
なされたもので、ミリ波帯で使用する場合でも簡易な回
路構成で、小型化，低価格化を図ることができるパルス
レーダ送受信機を提供することを目的としている。
なされたもので、ミリ波帯で使用する場合でも簡易な回
路構成で、小型化，低価格化を図ることができるパルス
レーダ送受信機を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明に係るパルスレー
ダ送受信機は、次のように構成したものである。
ダ送受信機は、次のように構成したものである。
【００１３】（１）送信用発振器と、受信用局部発振器
と、これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段
と、その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力
から位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該
位相誤差信号により前記受信用局部発振器を制御して送
信用発振器との出力周波数差を一定にすることにより位
相同期をとるようにした。
と、これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段
と、その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力
から位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該
位相誤差信号により前記受信用局部発振器を制御して送
信用発振器との出力周波数差を一定にすることにより位
相同期をとるようにした。
【００１４】（２）送信用発振器と、受信用局部発振器
と、これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段
と、その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力
から位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該
位相誤差信号により前記送信用発振器を制御して受信用
局部発振器との出力周波数差を一定にすることにより位
相同期をとるようにした。
と、これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段
と、その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力
から位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該
位相誤差信号により前記送信用発振器を制御して受信用
局部発振器との出力周波数差を一定にすることにより位
相同期をとるようにした。
【００１５】（３）上記（１）または（２）の構成にお
いて、検出手段は周波数混合器とした。
いて、検出手段は周波数混合器とした。
【００１６】（４）上記（３）の構成において、位相同
期回路は位相誤差信号を電圧信号として出力するように
した。
期回路は位相誤差信号を電圧信号として出力するように
した。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係るパルスレーダ
送受信機の概略を示す回路構成図であり、ミリ波帯のレ
ーダ送受信機に適用した例を示している。
送受信機の概略を示す回路構成図であり、ミリ波帯のレ
ーダ送受信機に適用した例を示している。
【００１８】図１において、１は周波数Ｆ０の送信用発
振器、２は周波数Ｆ１の受信用局部発振器、３はこれら
の発振器１と２の出力周波数差を検出するための周波数
混合器（検出手段）、４はその検出結果として出力され
る双方の周波数の差の周波数（Ｆ０−Ｆ１）と位相同期
基準用発振器５の出力から位相誤差電圧を生成する位相
同期回路で、その位相誤差電圧は受信用局部発振器２に
入力される。
振器、２は周波数Ｆ１の受信用局部発振器、３はこれら
の発振器１と２の出力周波数差を検出するための周波数
混合器（検出手段）、４はその検出結果として出力され
る双方の周波数の差の周波数（Ｆ０−Ｆ１）と位相同期
基準用発振器５の出力から位相誤差電圧を生成する位相
同期回路で、その位相誤差電圧は受信用局部発振器２に
入力される。
【００１９】６は送信用のパルス変調器７を制御するタ
イミング回路、８はサーキュレータ、９は送受信用のア
ンテナ、１０は受信側の低雑音増幅器、１１はこの増幅
器１０の出力と受信用局部発振器２の出力を混合する周
波数混合器で、その出力は中間周波数増幅器１２を介し
て後段の信号処理部へ入力される。１３，１４は送信側
と受信側の方向性結合器、１５は位相同期回路４と受信
用局部発振器２の間に接続されたバラクタダイオードで
ある。
イミング回路、８はサーキュレータ、９は送受信用のア
ンテナ、１０は受信側の低雑音増幅器、１１はこの増幅
器１０の出力と受信用局部発振器２の出力を混合する周
波数混合器で、その出力は中間周波数増幅器１２を介し
て後段の信号処理部へ入力される。１３，１４は送信側
と受信側の方向性結合器、１５は位相同期回路４と受信
用局部発振器２の間に接続されたバラクタダイオードで
ある。
【００２０】上記のように構成されたパルスレーダ送受
信機においては、位相同期基準用発振器５の出力により
システム全体の同期制御が行われる。そして、位相同期
回路４からの位相誤差電圧により受信用局部発振器２が
制御され、送信用発振器１との出力周波数差が一定に制
御されて、位相同期がとられる。
信機においては、位相同期基準用発振器５の出力により
システム全体の同期制御が行われる。そして、位相同期
回路４からの位相誤差電圧により受信用局部発振器２が
制御され、送信用発振器１との出力周波数差が一定に制
御されて、位相同期がとられる。
【００２１】すなわち、送信用発振器１と受信用局部発
振器２の各々の出力信号が周波数混合器３に入力され、
この周波数混合器３の出力が位相同期回路４に入力され
る。また位相同期基準用発振器５の出力も位相同期回路
４に入力される。そして、この位相同期回路４内にて、
周波数混合器３の出力と位相同期基準用発振器５の出力
との位相比較が行われ、位相誤差電圧が生成される。こ
の位相誤差電圧は受信用局部発振器２の周波数可変電圧
端子に供給され、その入力電圧により受信用局部発振器
２の発振周波数が制御される。このとき、位相同期回路
４からの位相誤差電圧は受信用局部発振器２の周波数可
変電圧に合うように感度調整がなされている。
振器２の各々の出力信号が周波数混合器３に入力され、
この周波数混合器３の出力が位相同期回路４に入力され
る。また位相同期基準用発振器５の出力も位相同期回路
４に入力される。そして、この位相同期回路４内にて、
周波数混合器３の出力と位相同期基準用発振器５の出力
との位相比較が行われ、位相誤差電圧が生成される。こ
の位相誤差電圧は受信用局部発振器２の周波数可変電圧
端子に供給され、その入力電圧により受信用局部発振器
２の発振周波数が制御される。このとき、位相同期回路
４からの位相誤差電圧は受信用局部発振器２の周波数可
変電圧に合うように感度調整がなされている。
【００２２】上記のような制御により、周波数混合器３
と受信側の周波数混合器１１の出力は常に位相同期基準
用発振器５に同期した信号となり、後段の信号処理部に
て高精度の信号処理を行うことができる。
と受信側の周波数混合器１１の出力は常に位相同期基準
用発振器５に同期した信号となり、後段の信号処理部に
て高精度の信号処理を行うことができる。
【００２３】具体的に説明すると、本実施例の回路で例
えば送信用発振器１の出力周波数７７ＧＨｚと受信用局
部発振器２の出力周波数７６．８２ＧＨｚの周波数差を
周波数混合器３で検出し、その検出した周波数差が常に
１８０ＭＨｚとなるように位相同期回路４で誤差電圧を
生成して受信用局部発振器２にフィードバックする。こ
の誤差電圧によりバラクタダイオード１５の容量が可変
し、受信用局部発振器２の発振用周波数を制御すること
ができる。
えば送信用発振器１の出力周波数７７ＧＨｚと受信用局
部発振器２の出力周波数７６．８２ＧＨｚの周波数差を
周波数混合器３で検出し、その検出した周波数差が常に
１８０ＭＨｚとなるように位相同期回路４で誤差電圧を
生成して受信用局部発振器２にフィードバックする。こ
の誤差電圧によりバラクタダイオード１５の容量が可変
し、受信用局部発振器２の発振用周波数を制御すること
ができる。
【００２４】以上のように、本実施例では送信用発振器
１と受信用局部発振器２の各々に位相同期をかけるので
はなく、送信用発振器１と受信用局部発振器２の周波数
差に位相同期をかけているので、発振器の構成が簡単と
なり、Ｇｕｎｎ発振器等の安定度の悪い発振器でもその
まま使用することができる。
１と受信用局部発振器２の各々に位相同期をかけるので
はなく、送信用発振器１と受信用局部発振器２の周波数
差に位相同期をかけているので、発振器の構成が簡単と
なり、Ｇｕｎｎ発振器等の安定度の悪い発振器でもその
まま使用することができる。
【００２５】したがって、ミリ波帯で使用する場合で
も、ミリ波帯を直接検出することなく送信用発振器１と
受信用局部発振器２の周波数差の低い周波数に対して位
相同期回路４を組んでいるので、前述のような高価なコ
ンポーネントを使用する必要がなく、簡易な回路構成
で、小型化，低価格化を図ることができる。
も、ミリ波帯を直接検出することなく送信用発振器１と
受信用局部発振器２の周波数差の低い周波数に対して位
相同期回路４を組んでいるので、前述のような高価なコ
ンポーネントを使用する必要がなく、簡易な回路構成
で、小型化，低価格化を図ることができる。
【００２６】なお、上述の実施例では位相同期回路４の
出力誤差電圧により受信用局部発振器２を制御して安定
した位相同期のとれた中間周波数を得るようにしたが、
位相同期回路４の出力誤差電圧により送信用発振器１の
発振周波数を制御して双方の発振器１と２の周波数差を
一定にするようにしても良い。
出力誤差電圧により受信用局部発振器２を制御して安定
した位相同期のとれた中間周波数を得るようにしたが、
位相同期回路４の出力誤差電圧により送信用発振器１の
発振周波数を制御して双方の発振器１と２の周波数差を
一定にするようにしても良い。
【００２７】すなわち、二つの発振器の周波数差を常に
一定に保つために、何れか一方の発振器の発振周波数を
もう一方の発振器で追尾補正することができる。
一定に保つために、何れか一方の発振器の発振周波数を
もう一方の発振器で追尾補正することができる。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、送信用
発振器と受信用局部発振器の周波数差に対して位相同期
をかけるようにしたため、ミリ波帯で使用する場合でも
簡易な回路構成で、小型化，低価格化を図ることができ
るという効果がある。
発振器と受信用局部発振器の周波数差に対して位相同期
をかけるようにしたため、ミリ波帯で使用する場合でも
簡易な回路構成で、小型化，低価格化を図ることができ
るという効果がある。
【図１】 本発明の実施例を示す回路構成図
【図２】 従来例を示す回路構成図
１ 送信用発振器 ２ 受信用局部発振器 ３ 周波数混合器（検出手段） ５ 位相同期基準用発振器 ７ パルス変調器 ８ サーキュレータ ９ アンテナ １１ 周波数混合器 １３ 方向性結合器 １４ 方向性結合器 １５ バラクタダイオード
Claims (4)
- 【請求項１】 送信用発振器と、受信用局部発振器と、
これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段と、
その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力から
位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該位相
誤差信号により前記受信用局部発振器を制御して送信用
発振器との出力周波数差を一定にすることにより位相同
期をとることを特徴とするパルスレーダ送受信機。 - 【請求項２】 送信用発振器と、受信用局部発振器と、
これらの発振器の出力周波数差を検出する検出手段と、
その検出結果の出力と位相同期基準用発振器の出力から
位相誤差信号を生成する位相同期回路とを備え、該位相
誤差信号により前記送信用発振器を制御して受信用局部
発振器との出力周波数差を一定にすることにより位相同
期をとることを特徴とするパルスレーダ送受信機。 - 【請求項３】 検出手段は周波数混合器であることを特
徴とする請求項１または２記載のパルスレーダ送受信
機。 - 【請求項４】 位相同期回路は位相誤差信号を電圧信号
として出力することを特徴とする請求項３記載のパルス
レーダ送受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9290995A JPH11125669A (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | パルスレーダ送受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9290995A JPH11125669A (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | パルスレーダ送受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11125669A true JPH11125669A (ja) | 1999-05-11 |
Family
ID=17763105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9290995A Withdrawn JPH11125669A (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | パルスレーダ送受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11125669A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008224595A (ja) * | 2007-03-15 | 2008-09-25 | Lindbergh:Kk | 光波測距方式及び測距装置 |
| WO2012127770A1 (ja) * | 2011-03-24 | 2012-09-27 | パナソニック株式会社 | 発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置 |
| KR20200068586A (ko) | 2018-12-05 | 2020-06-15 | 실리콘알엔디(주) | 경로 손실 보상을 위한 임펄스 레이더 송수신기 |
| KR20200073136A (ko) | 2018-12-13 | 2020-06-23 | 광운대학교 산학협력단 | 누설 전력 저감을 위한 송수신기 |
-
1997
- 1997-10-23 JP JP9290995A patent/JPH11125669A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008224595A (ja) * | 2007-03-15 | 2008-09-25 | Lindbergh:Kk | 光波測距方式及び測距装置 |
| WO2012127770A1 (ja) * | 2011-03-24 | 2012-09-27 | パナソニック株式会社 | 発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置 |
| US8975973B2 (en) | 2011-03-24 | 2015-03-10 | Panasonic Corporation | Oscillation frequency adjusting apparatus, oscillation frequency adjusting method, and wireless communication apparatus |
| KR20200068586A (ko) | 2018-12-05 | 2020-06-15 | 실리콘알엔디(주) | 경로 손실 보상을 위한 임펄스 레이더 송수신기 |
| KR20200073136A (ko) | 2018-12-13 | 2020-06-23 | 광운대학교 산학협력단 | 누설 전력 저감을 위한 송수신기 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050104 |