JP2892971B2 - マルチパスディレイスプレッド測定装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル移動体通信の
サービスエリア設計等に使用されるマルチパスディレイ
スプレッド測定装置及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯電話等の移動体通信は、基地局と端
末間との無線通信が行われることにより実現されてい
る。このような移動体通信を実際に行うにあたって、基
地局各々のサービスエリアを決定する必要がある。

【０００３】この各条件が個々のサービスエリアで異な
る理由は、送信信号が、ビルや家屋等の遮蔽体・反射体
のために反射され、マルチパスを経由する多重波となっ
て受信側に伝送されるためである。

【０００４】しかしながら、従来のアナログ方式では、
送信信号が多重波となる場合であっても伝送品質の悪化
があまり問題とならないため、送信信号の電界強度測定
による基地局の有効エリア（サービスエリア）設計は比
較的容易であった。

【０００５】ところが、近年、移動体通信は、周波数利
用の効率化、原始データのデジタル化等を背景として、
デジタル方式への移行が急速に進んでいる。このような
デジタル方式を用いた場合、送信側から受信側へ遮蔽体
を介することなく伝送される直接波（基本波）に対す
る、反射体等により直接波から遅延して伝送される遅延
波（反射波）の影響についての許容条件がきびしくなっ
てくる。

【０００６】デジタル通信においては、いわゆるアイパ
ターンの開口が狭くなると、デジタルデータに復調する
際のビット誤り発生率が高くなり伝送品質が悪化する
が、例えば反射波の遅延が伝送速度の周期に対して３０
％以上となるとビット誤りの発生率が許容値を越えると
いわれてる。また、直接波に対する遅延波の強度比、位
相差によりビット誤りの発生率は変化する。

【０００７】したがって、デジタル移動体通信において
は、直接波に対する遅延波の遅延時間、強度比、位相差
等を正確に測定し、これらの結果を利用してサービスエ
リア、伝送速度等を決定することができる。

【０００８】この測定をするにあたって、送信電力の大
きい単一パルスによる変調波を用いることも考えられる
が、実際には、電波法の規制等により実現が困難であ
る。そこで、このようなマルチパス遅延波を測定する装
置においては、送信信号の電波強度を周波数方向に拡散
させることにより、単一周波数成分の強度を小さくでき
るスペクトラム拡散法が用いられている。

【０００９】図６は送信信号のスペクトラム拡散と逆拡
散とを説明する図である。まず、スペクトラム拡散信号
を作るには、一定の周波数ｆｒを有し、ある程度の強度
を有するＲＦ信号を、広い周波数帯に渡る信号、具体的
には疑似ランダム符号信号（ＰＮ信号）を用いて拡散さ
せる。

【００１０】一方、こうして作られたスペクトラム拡散
信号について、受信側において拡散に用いた同じ符号列
のＰＮ信号で逆拡散させると周波数ｆｒのＲＦ信号が再
生される。

【００１１】このスペクトラム拡散信号は、広い周波数
帯域に渡る低強度の信号であるので、これを送信波とし
て用いれば、同一空間内の他の信号に対する障害になり
にくく、また、広い周波数帯域に拡散された信号からＲ
Ｆ信号を再生するので、他の信号や熱雑音による影響も
受けにくい。

【００１２】ところで、上記ＰＮ信号は、一定周期で同
じ疑似ランダム符号列が繰り返し出力されているもので
ある。そこで、マルチパス遅延波を測定する装置におい
ては、逆拡散を行う際に、受信側のＰＮ信号の符号速度
を送信側のＰＮ信号の符号速度に対してわずかに変える
ことにより、ＰＮ信号の符号列が一定回数繰り返される
ごとに両ＰＮ信号が同期して、上記ＲＦ信号が両ＰＮ信
号の相関係数として取り出されるようになっている。

【００１３】この場合における疑似ランダム符号列の繰
り返し回数をＫファクタという。また、わずかに符号速
度の異なるＰＮ信号で逆拡散を行い、Ｋファクタ毎に、
ＰＮ信号の相関係数としてＲＦ信号を取り出し可能とす
る方式をスライディング相関方式という。

【００１４】図７はスライディング相関についての説明
図である。図７において、送信側ＰＮ信号と、受信側Ｐ
Ｎ信号とはその符号速度がわずかに異なってる。したが
って、送信ＰＮ信号に対して受信ＰＮ信号の符号列は少
しずつずれて（スライディングして）いくことになる。

【００１５】ここで、両ＰＮ信号の相関を考えると、位
相同期の取れていない場合の相関係数は小さい。しか
し、図７に示すように受信側ＰＮ信号のスライディング
によりいずれは疑似ランダム符号列の始りが一致するか
ら、この点において相関係数は最大となり、この点を頂
点とした三角波が相関波形として形成される。

【００１６】例えば送信側のＰＮ信号符号速度を３０．
０１Ｍｂｐｓとし、受信側のＰＮ信号符号速度を３０Ｍ
ｂｐｓとすると、Ｋファクタ＝３０／（３０．０１−３
０）＝３０００であり、符号列３０００回毎に上記相関
波形が得られる。

【００１７】以上の説明は、スペクトラム拡散信号の伝
搬波ともなっているＲＦ信号が送信部から受信部まで直
接伝送される場合の直接波のみの相関波形である。これ
に対し、遅延波が存在する場合、遅延波は直接波に対し
て時間遅延をもって伝送されるから、ＰＮ信号の符号列
の始りが遅延時間分ほど遅れることになる。

【００１８】ここで、送受信側の各ＰＮ信号符号速度の
差が十分に小さければ、つまりＫファクタが十分に大き
ければ、直接波において相関波形が得られた符号列と同
じ反射波の符号列は、遅延時間後における受信側ＰＮの
符号列とその始り位置が一致する。したがって、直接波
から遅延時間分遅れたこの点で遅延波の相関波形が得ら
れることになる。

【００１９】また、遅延時間を検出するための時間分解
能は、直接波相関波形の次の符号列で遅延波相関波形が
検出された場合であるから、例えば上記例の場合であれ
ば、遅延分解能＝１／３０Ｍｂｐｓ＝３３ｎｓとなる。
これは、電波の伝搬速度（３００ｍ／μｓ）を用いて距
離に直すと１０ｍとなる。したがって、遅延分解能を上
げたい場合は、ＰＮ信号の符号速度を大きくすればよい
ことになる。しかし、上記したような遅延波の測定方法
におけるＰＮ信号符号速度は、その符号列が変調するＲ
Ｆ又はＩＦ信号の周波数によって制限される。

【００２０】その理由は、この場合にＰＮ信号の符号列
により、ＲＦ又はＩＦ信号にＢＰＳＫ変調がかけられる
からである。図８はＢＰＳＫ変調について示す図であ
る。

【００２１】図８に示すように、ＲＦ信号に対し、ＰＮ
の符号が“１“，“０“間で変わるときに、ＲＦ信号の
位相が反転し、変調信号となっている。したがって、こ
のような変調信号を作る場合、ＲＦ（ＩＦでもよい）信
号の周波数がＰＮ信号の符号速度に対して３〜５倍大き
くなければならないことがわかる。

【００２２】以上に説明したスペクトラム拡散、スライ
ディング相関、ＢＰＳＫ変調等の技術が用いられて、マ
ルチパス遅延波を測定する装置、すなわちマルチパスデ
ィレイスプレッド測定装置が構成されている 図９は従来のマルチパスディレイスプレッド測定装置の
受信部を示す構成図である。

【００２３】図９において、ＲＦとは、図６、図８で示
された約２ＧＨｚのＲＦ信号が送信部において、３０．
０１ＭｂｐｓのＰＮ信号によりスペクトラム拡散され、
送信された信号をアンテナにより受信した受信信号ＲＦ
を示している。

【００２４】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置の受信部において、スペクトラム拡散されている受信
信号ＲＦと、局部発振信号ＬＯとがミキサ５１に入力さ
れ１４０ＭＨｚの中間周波数信号ＩＦａに変換される。

【００２５】一方、ＰＮ信号発生器から出力された３０
ＭｂｐｓのＰＮ信号と１４０ＭＨｚの中間周波数信号Ｉ
Ｆｂとがミキサ５２においてＢＰＳＫ変調されて中間周
波数信号ＩＦｃとして出力される。

【００２６】中間周波数信号ＩＦｃは、さらに移相器５
３において同相成分と直交成分とに分解され、それぞれ
ミキサ５４とミキサ５５に入力される。一方、受信信号
ＲＦからの中間周波数信号ＩＦａもそれぞれミキサ５４
とミキサ５５に入力されて、各ミキサ５４，５５におい
てスペクトラム逆拡散が行われると同時に、相関波形が
取り出される。

【００２７】そして、ミキサ５４，５５からローパスフ
ィルタ５６，５７を介した出力がそれぞれ同相成分相関
波形Ｉと直交成分相関波形Ｑであり、これらのＩ，Ｑ相
関波形が演算器５８に入力される。演算器５８におい
て、相関波形の振幅絶対値Ｅ（＝ＳＱＲＴ（Ｉ² ＋Ｑ
² ））の対数演算値が算出され、振幅情報ｌｏｇＥとし
て取り出される。

【００２８】ここで、受信信号ＲＦに、反射波等の遅延
波が含まれているときの各出力は図１０に示す通りとな
る。図１０は従来のマルチパスディレイスプレッド測定
装置から取り出された各相関波形と位相情報算出とにつ
いて示す説明図である。

【００２９】図１０（ａ）は、直接波と第１の遅延波と
第２の遅延波が含まれるときの同相成分相関波形Ｉと直
交成分相関波形Ｑと相関波形の振幅絶対値Ｅとを示して
いる。ここで、Ｉ１，Ｑ１，Ｅ１は、直接波の各相関波
形、Ｉ２，Ｑ２，Ｅ２は、第１の遅延波の各相関波形、
Ｉ３，Ｑ３，Ｅ３は、第２の遅延波の各相関波形であ
る。

【００３０】また、Ｉ，Ｑ相関波形から各相関波形の位
相情報（位相角度θ）を求めることができる。図１０
（ｂ）は、Ｉ，Ｑ平面における各相関波形の位相角度θ
を示している。すなわち、位相角度θはＩ，Ｑ比のアー
クタンジェントを取ることで算出される。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、ま
ず、Ｉ，Ｑ相関波形を取り出し、それらから振幅絶対値
Ｅを求めているので、上記測定装置においては、相関波
がどのような位相角であっても正しい振幅絶対値Ｅを算
出することができる。

【００３２】ところが、逆拡散に使用する２つのミキサ
５４、５５は、その内部のダイオードの順方向電圧の温
度特性の違いにより出力が温度ドリフトし、温度変化に
よりＩＱ信号のＤＣオフセット電圧が変動する。すなわ
ちＤＣドリフトが発生する。

【００３３】図１１はミキサの構成及びＤＣドリフトの
様子を示す図である。図１１（ａ）は、ミキサ５４，５
５の内部構成を示しているが、この中の４つのダイオー
ドＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４がＤＣドリフト発生原因とな
る。一方、図１１（ｂ）は、温度変化に対するミキサの
ＤＣドリフトの様子を示している。

【００３４】さらに、図１２はミキサにＤＣドリフトが
発生したときのＩＱ平面、各波形の様子を示す図であ
る。従来の装置では、このようなＤＣドリフト発生のた
めに、振幅絶対値Ｅつまり振幅情報ｌｏｇＥ及び位相情
報（位相角度θ）が不正確になっている。

【００３５】図１３はＤＣドリフトが生じたときの誤差
発生を説明する図である。図１３に示すように、ＤＣド
リフトが発生し、Ｉ軸，Ｑ軸がそれぞれＩ´軸，Ｑ´軸
の位置に変化すると、振幅絶対値Ｅ１及びＥ２のドリフ
ト前の位相角度θは、それぞれ位相角度θ１，θ２にシ
フトし、位相情報（位相角度θ）に誤差を生じる。

【００３６】また、振幅絶対値Ｅの値そのものにも誤差
を生じているが、このＥ，θの誤差は、ＩＱ信号のレベ
ルが小さいときに特に顕著であり、極端な場合、図１３
に示すように、ドリフト前は振幅絶対値Ｅが“０“であ
っても、ＤＣドリフトによって振幅絶対値Ｅとして“Ｏ
Ｏ´“を生じることになる。

【００３７】したがって、図９に示す回路構成の受信部
では、温度変化によるＤＣドリフトにより、位相情報
（位相角度θ）に誤差を生じるという問題点、及び、相
関波形の振幅絶対値Ｅに誤差を生じ、特に、低出力領域
における誤差が大きく、最低受信レベルが悪化するの
で、振幅情報ｌｏｇＥの測定ダイナミックレンジが制限
されるという問題点を有している。

【００３８】また、このような測定装置においては、受
信部を車に搭載して移動しながら長時間に渡って使用す
るため、ＤＣドリフトが生じ易いだけでなく、これが生
じてもそのときに温度校正をするのが困難であった。

【００３９】さらに、このような装置において、遅延分
解能を高くするためには、ミキサ５２に入力するＰＮ信
号の符号速度を速くする必要があるが、ミキサ５２では
ＢＰＳＫ変調が行われているために、ＰＮ信号の符号速
度は、中間周波数信号ＩＦの周波数１４０ＭＨｚにより
制限される。

【００４０】この場合に、ＰＮ信号の符号速度を速くす
るには、中間周波数信号ＩＦの周波数を高くする必要が
あり、そのためには測定回路の全面的な変更をしなけれ
ばならない。

【００４１】したがって、従来の装置では、ＰＮ信号の
符号速度変更が困難であり、ひいては遅延分解能を向上
させるのが困難であるという問題をも有している。本発
明は、このような実情を考慮してなされたもので、マル
チパスを介してスペクトラム拡散信号が伝搬されると
き、その直接波と遅延波との遅延時間、強度比、位相比
のスライディング相関により取り出される測定出力を高
精度化することを可能とし、また、測定波の遅延分解能
を容易に向上可能としたマルチパスディレイスプレッド
測定装置及び方法を提供することを目的とする。

【００４２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１に対応する発明は、デジタル移動通信にお
ける電波伝搬路のマルチパスによる遅延波の測定装置で
あって、第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクト
ラム拡散ＲＦ信号を受信する信号受信部と、ＰＮ符号と
同系列の受信側ＰＮ信号を発生するＰＮ信号発生部と、
信号受信部で受信したスペクトラム拡散ＲＦ信号と受信
側ＰＮ信号とを混合し、スライディング相関により逆拡
散する第１の混合器と、該第１の混合器の出力から第２
のＲＦ信号を取り出すバンドパスフィルタと、局部発振
信号を発生する第１の信号発生部と、第２のＲＦ信号と
局部発振信号とを混合し、第１の中間周波数信号を出力
する第２の混合器と、第１の中間周波数信号の直流成分
を除去する直流分除去部と、該直流分除去部の出力から
振幅情報信号とリミッタ信号とを出力する対数増幅器
と、第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
波数信号を発生する第２の信号発生部と、リミッタ信号
と第２の中間周波数信号から第２のＲＦ信号の位相情報
を出力する位相検出器とを備えたマルチパスディレイス
プレッド測定装置である。

【００４３】また、請求項２に対応する発明は、請求項
１に対応する発明において、位相検出器が、第２の中間
周波数信号を同相成分と直交成分とに分解する移相器
と、リミッタ信号と第２の中間周波数信号の同相成分出
力とを混合し、第２のＲＦ信号の同相位相情報（ｃｏｓ
θ）を出力する第３の混合器と、リミッタ信号と第２の
中間周波数信号の直交成分出力とを混合し、第２のＲＦ
信号の直交位相情報（ｓｉｎθ）を出力する第４の混合
器とを備えたマルチパスディレイスプレッド測定装置で
ある。

【００４４】さらに、請求項３に対応する発明は、デジ
タル通信における電波伝搬路のマルチパスによる遅延波
の測定方法であって、第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調
したスペクトラム拡散ＲＦ信号を受信する段階と、ＰＮ
符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生する段階と、受信
側ＰＮ信号を連続的にスライドし、スペクトラム拡散Ｒ
Ｆ信号と受信側ＰＮ信号とのスライディング相関により
複数の逆拡散信号を検出する段階と、該第１の混合器の
出力から第２のＲＦ信号を取り出す段階と、局部発生信
号を発生する段階と、第２のＲＦ信号と局部発生信号と
を混合し、第１の中間周波数信号を出力する段階と、第
１の中間周波数信号の直流分を除去する段階と、直流分
を除去された第１の中間周波数信号から振幅情報信号と
リミッタ信号とを出力する段階と、第１の中間周波数信
号と同一周波数の第２の中間周波数信号を発生する段階
と、リミッタ信号と第２の中間周波数信号から第２のＲ
Ｆ信号の位相情報を出力する段階とをからなるマルチパ
スディレイスプレッド測定方法である。

【００４５】

【作用】したがって、まず、請求項１又は３に対応する
発明のマルチパスディレイスプレッド測定装置又は方法
においては、信号受信部によって、第１のＲＦ信号をＰ
Ｎ符号で変調したスペクトラム拡散ＲＦ信号が受信され
る。

【００４６】次に、ＰＮ信号発生部によって、上記ＰＮ
符号と同系列の受信側ＰＮ信号が発生される。また、第
１の混合器によって、信号受信部で受信されたスペクト
ラム拡散ＲＦ信号と受信側ＰＮ信号とが混合され、スラ
イディング相関により逆拡散される。

【００４７】さらに、バンドパスフィルタ（通過帯域ろ
過器）によって、該第１の混合器の出力から第２のＲＦ
信号が取り出される。一方、第１の信号発生部によっ
て、局部発振信号が発生される。

【００４８】そして、第２の混合器によって、第２のＲ
Ｆ信号と局部発振信号とが混合され、第１の中間周波数
信号が出力される。次に、直流分除去部によって、該第
１の中間周波数信号の直流成分が除去される。

【００４９】そして、対数増幅器によって、該直流分除
去部の出力から振幅情報信号とリミッタ信号とが出力さ
れる。また、第２の信号発生部によって、第１の中間周
波数信号と同一周波数の第２の中間周波数信号が発生さ
れる。

【００５０】さらに、位相検出器によって、リミッタ信
号と第２の中間周波数信号から第２のＲＦ信号の位相情
報が出力される。したがって、この位相情報及び上記こ
の振幅情報信号から直接波と遅延波との遅延時間、強度
比、位相差の高精度化な測定が可能となる。

【００５１】また、スペクトラム逆拡散が第１の第１の
混合器すなわち最初の混合器で行われる構成なので、回
路構成全体を変更することなく、ＰＮ信号の符号速度を
変更することができ、測定波の遅延分解能を容易に向上
させることが可能となる。

【００５２】また、請求項２に対応する発明のマルチパ
スディレイスプレッド測定装置においては、請求項１に
対応する発明と同様に作用する他、移相器によって、第
２の中間周波数信号が同相成分と直交成分に分解され
る。

【００５３】次に、第３の混合器によって、リミッタ信
号と第２の中間周波数信号の同相成分出力とが混合され
る。そして、第４の混合器によって、リミッタ信号と第
２の中間周波数信号の直交成分出力とが混合される。し
たがって、位相情報として、第２のＲＦ信号の同相位相
情報（ｃｏｓθ）と直交位相情報（ｓｉｎθ）とを得る
ことができる。

【００５４】

【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。 （第１の実施例）図１は本発明の第１の実施例に係るマ
ルチパスディレイスプレッド測定装置を示す構成図であ
る。

【００５５】この実施装置においては、受信部のＰＮ信
号符号速度を（従来装置の３０Ｍｂｐｓから５倍の）１
５０Ｍｂｐｓとし、また、ＲＦ周波数信号を２．２ＧＨ
ｚ、中間周波数信号を１０，７ＭＨｚとした場合を一例
として説明する。

【００５６】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置は、送信部１０と受信部２０とからなっている。送信
部１１においては、１０ＭＨｚの基準信号Ｒｅｆがルビ
ジウム原子発振器からなる発振器１２から出力され、こ
の基準信号Ｒｅｆが２．２ＧＨｚの搬送信号ＳＧ１を発
生する信号発生器１３と、信号発生器１４とに入力され
ている。信号発生器１４から出力された１５０．０５Ｍ
Ｈｚの信号ＳＧ２は、ＰＮ信号発生器１５に入力され、
１５０．０５Ｍｂｐｓの符号速度をもつ９段Ｍ系列のＰ
Ｎ信号ＰＮ１として出力される。

【００５７】そして、この搬送信号ＳＧ１とＰＮ信号Ｐ
Ｎ１とがミキサ１６でスペクトラム拡散され、ＢＰＳＫ
変調された送信信号ＲＦとして送信アンテナ１７から出
力される。

【００５８】一方、受信部２０は、受信アンテナ２１
と、発振器２２と、第１の信号発生器２３と、ＰＮ信号
発生器２４と、第１の混合器としての第１のミキサ２５
と、バンドパスフィルタ２６と、第２の信号発生器２７
と、第２の混合器としての第２のミキサ２８と、バンド
パスフィルタ２９と、直流分除去部３０と、対数増幅器
３１と、第３の信号発生器３２と、位相検出器３３とに
よって構成されている。

【００５９】また、受信部２０にはオシロスコープ４０
が接続されている。受信アンテナ２１は、途中の遮蔽
体、反射体等により多重化し、マルチパスを介して伝搬
された送信信号を受信信号ＲＦとして受信する。

【００６０】発振器２２は、ルビジウム原子発振器から
なり、１０ＭＨｚの基準信号Ｒｅｆを出力する。第１の
信号発生器２３は、発振器２２から出力された基準信号
Ｒｅｆをもとに、１５０ＭＨｚの信号ＳＧ３を出力す
る。

【００６１】ＰＮ信号発生器２４は、第１の信号発生器
２３から出力された信号ＳＧ３をもとに符号速度１５０
ＭｂｐｓのＰＮ信号ＰＮ２を出力する。ここで、このＰ
Ｎ信号ＰＮ２は、符号速度がわずかに遅いことを除け
ば、送信部１０でスペクトラム拡散用に使用されたＰＮ
信号ＰＮ１と同じであり、同符号列を有するものであ
る。

【００６２】第１のミキサ２５は、アンテナ２１で受信
された受信信号ＲＦとＰＮ信号発生器２４から出力され
たＰＮ信号ＰＮ２とを混合し、スライディング相関によ
りスペクトラム逆拡散し、バンドパスフィルタ２６を介
して、相関波形ＲＦ１を出力する。このとき、Ｋファク
タは、Ｋ＝１５０／（１５０．０５−１５０）＝３００
０である。

【００６３】第２の信号発生器２７は、発振器２２から
出力された基準信号Ｒｅｆをもとに、例えば２１８９．
３ＭＨｚの局部発振信号ＬＯを出力する。第２のミキサ
２８は、第１のミキサ２５から出力され、バンドパスフ
ィルタ２６を通過した相関波形ＲＦ１と、第２の信号発
生器２７から出力された局部発振信号ＬＯとを混合し、
例えば１０．７ＭＨｚの第１の中間周波数信号ＩＦ１を
出力する。これにより、対数増幅器等での取扱いが可能
となる。

【００６４】バンドパスフィルタ２９は、第２のミキサ
２８の出力値を帯域制限し、１０．７ＭＨｚの第１の中
間周波数信号ＩＦ１として出力する。直流分除去部３０
は、コンデンサ３０ａから構成されており、第１の中間
周波数信号ＩＦ１の直流成分を除去し、出力する。した
がって、ここまでにＤＣドリフトが発生することがあっ
ても直流分除去部３０の出力値からはＤＣ成分が除去さ
れる。

【００６５】対数増幅器３１は、直流分除去部３０から
出力された第１の中間周波数信号ＩＦ１をエンベロープ
検波し、検波された相関波形を対数変換して、振幅情報
ｌｏｇＥとして出力する。

【００６６】また、対数増幅器３１には、リミッタ出力
部３１ａが設けられている。リミッタ出力部３１ａは、
入力された第１の中間周波数信号ＩＦ１を一定の振幅を
もつリミッタ出力信号ｌｉｍとして出力する。このリミ
ッタ出力信号ｌｉｍは、相関波形が検出された部分で
は、そのエンベロープの形にかかわらず、相関検出範囲
で一定振幅の波に変換され、相関波形が検出されない部
分では、一定振幅のノイズとなる。

【００６７】第３の信号発生器３２は、発振器２２から
出力された基準信号Ｒｅｆをもとに、１０．７ＭＨｚの
第２の中間周波数信号ＩＦ２を出力する。位相検出器３
３は、９０°移相器３４と、同位相用ミキサ３５と、直
交位相用ミキサ３６と演算器３７とによって構成されて
いる。

【００６８】９０°移相器３４は、第３の信号発生器３
２から出力された第２の中間周波数信号ＩＦ２を同相成
分と直交成分に分解し、それぞれ同相中間周波数信号Ｉ
Ｆ０°と直交中間周波数信号ＩＦ９０°とを出力する。

【００６９】同位相用ミキサ３５は、その後ろに設けら
れたローパスフィルタ（図示せず）と協働し、リミッタ
出力部３１ａから出力されたリミッタ出力信号ｌｉｍと
９０°移相器３４から出力された同相中間周波数信号Ｉ
Ｆ０°との積の平均値演算を行って、相関波形について
の同相位相情報ｃｏｓθを出力する。

【００７０】直交位相用ミキサ３６は、その後ろに設け
られたローパスフィルタ（図示せず）と協働し、リミッ
タ出力部３１ａから出力されたリミッタ出力信号ｌｉｍ
と９０°移相器３４から出力された直交中間周波数信号
ＩＦ９０°との積の平均値演算を行って、相関波形につ
いての直交位相情報ｓｉｎθを出力する。

【００７１】演算器３７は、同位相用ミキサ３５から出
力された同相位相情報ｃｏｓθと、直交位相用ミキサ３
６から出力された直交位相情報ｓｉｎθとの比のアーク
タンジェントから位相情報θを算出し、出力する。この
出力値は、受信部２０に接続された図示しない表示装置
上に表示される。

【００７２】オシロスコープ４０は、対数増幅器３１か
らの振幅情報ｌｏｇＥが入力され、これをモニタ上に表
示する。なお、請求項１に係る第１の信号発生部は、例
えば第２の信号発生器２７によって構成されており、ま
た、第２の信号発生部は、例えば第３の信号発生器３２
によって構成されている。さらに、請求項２に係る第３
の混合器は、例えば同相用ミキサ３５によって構成され
ており、第４の混合器は、例えば直交位相用ミキサ３６
によって構成されている。

【００７３】次に、以上のように構成された本実施例の
マルチパスディレイスプレッド測定装置の動作について
説明する。まず、送信部１０において、この搬送信号Ｓ
Ｇ１とＰＮ信号ＰＮ１とがＢＰＳＫ変調された例えば中
心周波数２２００ＭＨｚのスペクトラム拡散信号とな
り、送信信号ＲＦとして出力される。

【００７４】次に、この送信信号ＲＦは、信号伝搬途中
で、反射等により多重化され、マルチパスを介する形
で、受信部２０において受信信号ＲＦとして受信され
る。したがって、受信信号ＲＦには、送信部１０出力が
直接受信される直接波と、途中で反射され、直接波から
遅延して受信される反射波等の遅延波とが含まれてい
る。

【００７５】この受信信号ＲＦ（ＲＦ入力信号）が振幅
情報であるｌｏｇＥ波形として出力される動作を図２
（ａ），（ｂ）を用いて説明する。図２（ａ）は受信信
号ＲＦが第１の中間周波数ＩＦ１に変換されるまでを示
す説明図である。

【００７６】まず、受信信号ＲＦ（ＲＦ入力信号）は、
中心周波数２２００ＭＨｚのスペクトラム拡散信号であ
るが、これに対し、ＰＮ信号ＰＮ２を第１のミキサ２５
で混合することで、逆拡散し、相関波形ＲＦ１を取り出
す。通常の逆拡散では、すなわちＰＮ信号ＰＮ１とＰＮ
２が同じものであれば、全時間域に渡って信号が復調さ
れるが、本実施例の場合は、両ＰＮ信号の符合速度をわ
ずかに変えたスライディング相関を用いるので、取り出
される波形は、両符号列についての相関値からなってい
る。

【００７７】このとき取り出された相関波形ＲＦ１が図
２（ｂ）に示されている。この例示においては直接波Ｄ
Ｗと、これに遅延する遅延波ＲＷとが示されている。次
に、図２（ａ）において、バンドパスフィルタ２６を通
過した相関波形ＲＦ１は、２２００ＭＨｚの信号であ
り、そのままでは対数増幅器３１で取り扱うことができ
ないので、第２の信号発生器２７から出力される局部発
振信号ＬＯによってダウンコンバートされる。その結
果、相関波形は、周波数１０．７ＭＨｚの第１の中間周
波数信号ＩＦ１となる。

【００７８】図２（ｂ）において、このときの第１の中
間周波数信号ＩＦ１が示されている。そして、第１の中
間周波数信号ＩＦ１は、直流成分が直流分除去部３０の
コンデンサ３０ａで除去され、対数増幅器３１によっ
て、図２（ｂ）に示すような振幅情報であるｌｏｇＥ波
形として出力される。

【００７９】この振幅情報ｌｏｇＥは、受信部２０に接
続されたオシロスコープ４０によって表示され、その値
が読み取られる。一方で、第１の中間周波数信号ＩＦ１
は、対数増幅器３１内のリミッタ出力部３１ａにより、
リミッタ出力ｌｉｍに変換されて位相検出器３３に入力
される。

【００８０】図３は、本実施例のマルチパスディレイス
プレッド測定装置における位相検出器の動作を示す説明
図である。ここで、図３（ａ）は、第１の中間周波数信
号ＩＦ１が同相成分のみであった場合を例示し、図３
（ｂ）は、第１の中間周波数信号ＩＦ１が直交成分のみ
であった場合を例示している。

【００８１】まず、図３（ａ），（ｂ）における上段の
波形は、リミッタ出力部３１ａにより変換されたリミッ
タ出力ｌｉｍを示している。一方、第３の信号発生器か
ら出力された第２の中間周波数信号ＩＦ２は、９０°移
相器３４により、図３（ａ），（ｂ）中段、下段にそれ
ぞれ示す同相中間周波数信号ＩＦ０°と直交中間周波数
信号ＩＦ９０°とに分解される。

【００８２】そして、同相用ミキサ３５と直交位相用ミ
キサ３６とにおいて、リミッタ出力ｌｉｍと同相中間周
波数信号ＩＦ０°、リミッタ出力ｌｉｍと直交中間周波
数信号ＩＦ９０°それぞれの積の平均値演算が行われ、
同相位相情報ｃｏｓθと直交位相情報ｓｉｎθとが同相
用ミキサ３５，直交位相用ミキサ３６それぞれから出力
される。

【００８３】なお、図３（ａ），（ｂ）においては、そ
れぞれ同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉｎθの
みしか出力していないが、これは、各位相情報演算につ
いての説明のための例示であり、実際には、同相，直交
位相両成分について出力されることが多い。

【００８４】次に、対数増幅器３１から得られた振幅情
報ｌｏｇＥと同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉ
ｎθとから直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、強度
比、位相差を算出について図４を参照して説明する。

【００８５】図４は相関波形Ｅと同相位相情報ｃｏｓ
θ，直交位相情報ｓｉｎθを例示し、また、位相差算出
について示す図である。図４（ａ）においては、時間ｔ
１に直接波ＤＷが検出され、続いて時間ｔ２に遅延波Ｒ
Ｗ１、時間ｔ３に遅延波ＲＷ２が検出されている。

【００８６】ここで、遅延波ＲＷ１の直接波ＤＷに対す
る遅延時間は、ｔ２−ｔ１で算出される。一方、遅延波
ＲＷ２の直接波ＤＷに対する遅延時間は、ｔ３−ｔ１で
算出される。

【００８７】また、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ１との強度
比は、Ｅ２／Ｅ１で算出される。一方、直接波ＤＷと遅
延波ＲＷ２との強度比は、Ｅ３／Ｅ１で算出される。さ
らに、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ１と遅延波ＲＷ２とにつ
いてそれぞれ位相角度θ１，θ２，θ３が演算器３７に
おいて算出される。

【００８８】図４（ｂ）に示すように、これらは、それ
ぞれ同相位相情報ｃｏｓθ，直交位相情報ｓｉｎθの合
成から算出される。すなわち、θ＝ｔａｎ^-1（ｓｉｎθ
／ｃｏｓθ）である。また、同相位相波形出力Ｉは、Ｉ
＝Ｅｃｏｓθにより算出可能であり、直交位相波形出力
Ｑは、Ｑ＝Ｅｃｏｓθにより算出可能である。

【００８９】上記各位相角度θ１，θ２，θ３より、直
接波ＤＷと遅延波ＲＷ１との位相差は、θ２−θ１と算
出され、直接波ＤＷと遅延波ＲＷ２との位相差は、θ３
−θ１と算出される。

【００９０】なお、図４（ａ）においては、各対応関係
をわかりやすくするために相関波形Ｅを用いて説明した
が、実際には、強度比は振幅情報ｌｏｇＥを用いて算出
される。このｌｏｇＥ出力は、同相位相情報ｃｏｓθ，
直交位相情報ｓｉｎθと無関係に算出され、すなわち、
同相位相用ミキサ３５，直交位相用ミキサ３６の影響を
受けず、対数増幅器３１に至るまでにＤＣドリフトが生
じている場合でも、直流分除去部３０でこれが除去され
ている。

【００９１】上述したように、本実施例によるマルチパ
スディレイスプレッド測定装置は、第１のミキサ２５に
より逆拡散をし、その相関波形出力を同相位相成分にわ
けることなく、かつ、直流分除去部３０によって第１，
第２のミキサ２５，２８による温度変化によるＤＣドリ
フトの影響を除去してから、対数増幅器３１で振幅情報
ｌｏｇＥを出力するようにしたので、振幅情報ｌｏｇＥ
出力は温度変化の影響を受けることがなく、直接波ＤＷ
と遅延波ＲＷと強度比を高精度に算出することができ
る。

【００９２】したがって、従来装置のように、最低受信
レベルが悪化することもないので、測定ダイナミックレ
ンジを大きくすることができる。また、上述したよう
に、本実施例によるマルチパスディレイスプレッド測定
装置は、リミッタ出力部３１ａから一定の振幅でもって
相関波形をリミッタ出力ｌｉｍし、この位相情報のみが
含まれるリミッタ出力ｌｉｍを第２の中間周波数信号Ｉ
Ｆ２と混合して位相角度θを算出するようにしたので、
たとえ受信信号ＲＦレベルが変動してもリミッタ出力ｌ
ｉｍに影響がなく、正確な位相角度θを算出することが
できる。

【００９３】したがって、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの
位相差についても従来方式に比較して、精度向上を図る
ことができる。さらに、上述したように、本実施例によ
るマルチパスディレイスプレッド測定装置は、最初のミ
キサすなわち第１のミキサ２５においてＰＮ信号ＰＮ２
を混合し、ＢＰＳＫ変調された受信信号ＲＦから相関波
形を取り出すように構成したので、遅延分解能を変更す
る場合に、受信部２０の回路全体を設計変更する必要が
なく、第１の信号発生器２３を変更し、ＰＮ信号発生器
２４からのＰＮ信号ＰＮ２の符号速度を上げるだけで、
容易に遅延分解能を高くすることができる。

【００９４】なお、本実施例においては、使用用途とし
て移動体通信のサービスエリア設計に利用することを念
頭において説明したが、本発明の用途はこれに限られる
ものでなく、例えば移動体通信のサービスエリア設計の
ためのシミュレーションモデルの開発に用いることもで
きる。また、本発明によれば、遅延分解能が高く、高精
度な強度比を算出可能な測定装置を提供できるので、ビ
ルの内部や地下街などにおける屋内無線ＬＡＮシステム
の伝搬遅延特性の把握測定等にも使用することができ
る。

【００９５】また、本実施例においては、リミッタ出力
部３１ａを対数増幅器３１（ログアンプ）の機能の一部
としたが、本発明の構成はこれに限られるものでなく、
リミッタ出力部３１ａを対数増幅器３１とは別途に、例
えばディスクリートで構成するようにしてもよい。 （第２の実施例）図５は本発明の第２の実施例に係るマ
ルチパスディレイスプレッド測定装置を示す構成図であ
り、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省
略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

【００９６】このマルチパスディレイスプレッド測定装
置は、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、強度比、
位相差の算出手段を除き、第１の実施例と同様に構成さ
れている。

【００９７】図５において、対数増幅器３１からの振幅
情報ｌｏｇＥと、同相用ミキサ３５からの同相位相情報
ｃｏｓθと、直交位相用ミキサ３６からの直交位相情報
ｓｉｎθとは、演算処理部３８に入力されている。

【００９８】演算処理部３８内では、第１の実施例で説
明した方法で、直接波ＤＷと遅延波ＲＷとの遅延時間、
強度比、位相差の算出が行われ、その結果をデータ表示
部３９に表示する。

【００９９】また、演算処理部３８は、外部からの表示
指示入力が受付け可能に構成されており、例えば操作者
がデータ表示部３９に表示されている特定の遅延波ＲＷ
２を指示すると、その遅延波ＲＷ２と直接波ＤＷとの遅
延時間、強度比、位相差を算出してデータ表示部３９に
表示する。

【０１００】さらに、演算処理部３８に対して予め演算
表示条件を設定入力しておくことも可能で、設定された
強度比条件，遅延時間条件を越える遅延波に対する各情
報を自動的に表示させることもできる。

【０１０１】上述したように、本実施例によるマルチパ
スディレイスプレッド測定装置は、第１の実施例の構成
に加え、演算表示部３８とデータ表示部３９とを設け、
遅延時間、強度比、位相差を算出し、表示するようにし
たので、上記第１の実施例と同様の効果が得られる他、
使い勝手がよく、操作者の労力を低減させることができ
る。なお、本発明は、上記各実施例に限定されるもので
なく、その要旨を逸脱しない範囲で種々に変形すること
が可能である。

【０１０２】

【発明の効果】以上詳記したように本発明によれば、最
初のミキサでスペクトラム逆変換をするようにしたの
で、マルチパスを介してスペクトラム拡散信号が伝搬さ
れるとき、その直接波と遅延波との遅延時間、強度比、
位相比のスライディング相関により取り出される測定出
力を高精度化することを可能とし、また、測定波の遅延
分解能を容易に向上可能としたマルチパスディレイスプ
レッド測定装置及び方法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係るマルチパスディレ
イスプレッド測定装置を示す構成図。

【図２】同実施例のマルチパスディレイスプレッド測定
装置において、受信信号が振幅情報が抽出されるまでを
示す説明図。

【図３】同本実施例のマルチパスディレイスプレッド測
定装置における位相検出器の動作を示す説明図。

【図４】同実施例のマルチパスディレイスプレッド測定
装置において、相関波形，同相位相情報，直交位相情報
を例示し、また、位相差算出について示す図。

【図５】本発明の第２の実施例に係るマルチパスディレ
イスプレッド測定装置を示す構成図。

【図６】送信信号のスペクトラム拡散及び逆拡散の説明
図。

【図７】スライディング相関についての説明図。

【図８】ＢＰＳＫ変調の説明図。

【図９】従来のマルチパスディレイスプレッド測定装置
の受信部を示す構成図。

【図１０】従来のマルチパスディレイスプレッド測定装
置から取り出された各相関波形と位相情報算出とについ
て示す説明図。

【図１１】ミキサの構成及びＤＣドリフトの様子を示す
図。

【図１２】ミキサにＤＣドリフトが発生したときのＩＱ
平面、各波形の様子を示す図。

【図１３】ＤＣドリフトが生じたときの誤差発生の説明
図

【符号の説明】

１０…送信部、２０…受信部、２１…受信アンテナ、２
２…発振器、２３…第１の信号発生器、２４…ＰＮ信号
発生器、２５…第１のミキサ、２６…バンドパスフィル
タ、２７…第２の信号発生器、２８…第２のミキサ、２
９…バンドパスフィルタ、３０…直流分除去部、３１…
対数増幅器、３２…第３の信号発生器、３３…位相検出
器、３４…９０°移相器、３５…同位相用ミキサ、３６
…直交位相用ミキサ。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−241146（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−241148（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−8768（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 13/00 H04B 17/00

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル移動通信における電波伝搬路の
   マルチパスによる遅延波の測定装置であって、 第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクトラム拡散
   ＲＦ信号を受信する信号受信部（２１）と、 前記ＰＮ符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生するＰＮ
   信号発生部（２４）と、 前記信号受信部で受信したスペクトラム拡散ＲＦ信号と
   前記受信側ＰＮ信号とを混合し、スライディング相関に
   より逆拡散する第１の混合器（２５）と、 該第１の混合器の出力から第２のＲＦ信号を取り出すバ
   ンドパスフィルタ（２６）と、 局部発振信号を発生する第１の信号発生部（２７）と、 前記第２のＲＦ信号と前記局部発振信号とを混合し、第
   １の中間周波数信号を出力する第２の混合器（２８）
   と、 前記第１の中間周波数信号の直流成分を除去する直流分
   除去部（３０）と、 該直流分除去部の出力から振幅情報信号とリミッタ信号
   とを出力する対数増幅器（３１）と、 前記第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
   波数信号を発生する第２の信号発生部（３２）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号から前記
   第２のＲＦ信号の位相情報を出力する位相検出器（３
   ３）とを備えたことを特徴とするマルチパスディレイス
   プレッド測定装置。
2. 【請求項２】 前記位相検出器が、前記第２の中間周波
   数信号を同相成分と直交成分とに分解する移相器（３
   ４）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号の同相成
   分出力とを混合し、前記第２のＲＦ信号の同相位相情報
   （ｃｏｓθ）を出力する第３の混合器（３５）と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号の直交成
   分出力とを混合し、前記第２のＲＦ信号の直交位相情報
   （ｓｉｎθ）を出力する第４の混合器（３６）とを備え
   たことを特徴とするマルチパスディレイスプレッド測定
   装置。
3. 【請求項３】 デジタル通信における電波伝搬路のマル
   チパスによる遅延波の測定方法であって、 第１のＲＦ信号をＰＮ符号で変調したスペクトラム拡散
   ＲＦ信号を受信する段階と、 前記ＰＮ符号と同系列の受信側ＰＮ信号を発生する段階
   と、 前記受信側ＰＮ信号を連続的にスライドし、前記スペク
   トラム拡散ＲＦ信号と前記受信側ＰＮ信号とのスライデ
   ィング相関により複数の逆拡散信号を検出する段階と、 該第１の混合器の出力から第２のＲＦ信号を取り出す段
   階と、 局部発生信号を発生する段階と、 前記第２のＲＦ信号と前記局部発生信号とを混合し、第
   １の中間周波数信号を出力する段階と、 前記第１の中間周波数信号の直流分を除去する段階と、 直流分を除去された前記第１の中間周波数信号から振幅
   情報信号とリミッタ信号とを出力する段階と、 前記第１の中間周波数信号と同一周波数の第２の中間周
   波数信号を発生する段階と、 前記リミッタ信号と前記第２の中間周波数信号から前記
   第２のＲＦ信号の位相情報を出力する段階とをからなる
   ことを特徴とするマルチパスディレイスプレッド測定方
   法。