JP2881143B1 - 遅延プロファイル測定における相関検出方法および相関検出装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】サンプリング数を増やすことなく相関値を正確
に求める。 【解決手段】受信波形Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mでサンプリン
グしたサンプリング受信波形Ｒ（ｔ_m）と、基準波形Ｘ
（ｔ）を時間τ遅延して時刻ｔ_mでサンプリングした波
形Ｘ（ｔ_m−τ）との積Ｘ（ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻
ｔ_mについて加算することにより加算値Ｕ（τ）を求め
るステップにおいて、時間τについてデジタル信号の１
シンボルと比べて非常に小さな時間Δτ₁づつずらしな
がら繰り返し加算値Ｕ（τ）を計算し、加算値Ｕ（τ）
の絶対値が極大を示す時の時間を、１つの素波の遅延時
間τ_nとすると共に、この時点の加算値Ｕ（τ_n）を求め
る。これにより、加算値Ｕ（τ_n）に基づいて正確な相
関値を求めることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はデジタル陸上移動通
信の分野でマルチパス伝搬特性を解明するための遅延プ
ロファイル測定における相関検出方法および相関検出装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ディジタル陸上移動通信ではフ
ェージングにより符号誤りを生じるようになる。特にマ
ルチパス伝搬路歪に起因する符号誤りは、データ伝送速
度の増加に伴い増加することが知られている。特に、移
動通信にマイクロ波帯を適用して数Ｍｂｐｓの高速伝送
を実現する場合には、複数のパス間の遅延時間差が問題
となり信頼性のあるデータ伝送を行う事が困難になる。
そこで、マルチパス伝搬特性を推定し、マルチパス伝搬
対策技術を開発するようにしている。このマルチパス伝
搬特性は、現在は測定実験により求められているが、マ
ルチパス伝搬特性を解明するための遅延プロファイル測
定においては、ＰＮ系列を送信する方式が主流とされて
いる。このＰＮ系列を送信する方式においては、受信側
において受信された波形信号をリアルタイムで相関処理
する方式と、受信された波形信号を受信波形記録後にオ
フラインで相関処理を行う方式とがある。しかしなが
ら、受信側においてリアルタイムで相関処理を行うよう
にした場合、相関処理に要する処理時間が長いことか
ら、遅延プロファイルの得られる時間間隔が長くなって
しまう。したがって、測定周波数が高く移動測定車の車
速が大きい場合には遅延プロファイルの空間的変化を正
確に得られないと云う欠点があった。

【０００３】このため、一般に受信波形記録方式により
遅延プロファイル測定が行われている。この受信波形記
録方式では、送信側においてＰＮ系列信号を送信し、移
動測定車に搭載された受信機が移動しながら受信した多
重波を記録するようにしている。この遅延プロファイル
測定する構成の一例を示す概略図を図１１に示す。この
図１１において、送信機１０１に設けられた無指向性ア
ンテナ１０２からは、ＰＮ系列で変調された電波が送信
される。この送信機１０１から送信された電波は、移動
測定車に設けられたアレーアンテナ１０４で受信され、
受信機１０３に導かれてベースバンド信号に復調され
る。この復調されたベースバンド信号は所定周期でサン
プリングされてメモリに記録される。この際に、受信機
１０３は移動しているため、サンプリングにより記録さ
れる受信信号は測定点Ａ₁，Ａ₂，Ａ₃で受信された受信
信号と等価になる。なお、移動測定車は略等速度で移動
しているため、測定点Ａ₁，Ａ₂，Ａ₃間の距離はほぼ一
定距離ｄｙとされる。

【０００４】この場合に、受信機１０３において受信さ
れる信号は、送信機１０１から送信された電波が直接受
信される直接到来波１０８，建物１０６で反射された遅
延到来波１０９や建物１０７で反射された遅延到来波１
１０等とされる。そこで、このように一定距離間隔で受
信された多重波を解析することにより遅延プロファイル
を求めることができるようになる。次に、図１１に示す
遅延プロファイルの測定系で得られたメモリに記録され
た結果を使ってどのようにデータ解析するかを説明す
る。

【０００５】始めに、送信したＰＮ信号を伝搬損失無し
で、しかも遅延時間もない状態で１波だけ受信したとき
の波形を予め理論的に求めておく。この理論的に求めら
れた波形をＸ（ｔ）とする。また、送信側の帯域制限フ
ィルタと受信側のベースバンドフィルタによる波形歪が
支配的である場合には、これら２つのフィルタによって
どのような波形になるか求めて波形Ｘ（ｔ）としても良
い。次に、遅延プロファイルの相関の計算方法として
は、理論的に求められた波形をＸ（ｔ）と、受信されて
記録された波形Ｒ（ｔ）とを用いて、コンピュータ上で
オフラインで次式で示す相関値ρ（τ）の計算が行われ
る。 ρ（τ）＝∫_TＲ（ｔ）Ｘ（ｔ−τ）ｄｔ／∫_TＸ²（ｔ）ｄｔ （１）

【０００６】ここで、（１）式の積分区間ＴとしてはＰ
Ｎ信号の１周期区間に相当し、実用的にはＰＮ信号の数
百シンボル〜数千シンボルの区間に相当する。波形Ｘ
（ｔ−τ）は、数値計算により理論的に得られるもので
あるが、時間τ遅れて受信したＰＮ信号を意味してい
る。また、多重波が到来するマルチパス伝送路の場合
は、 Ｒ（ｔ）＝ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）＋ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂） ・・・＋ｃ_NＸ（ｔ−τ_N） （２） と表すことが出来る。マルチパス伝搬路の場合は複数の
到来波が受信されることになるが、それぞれの到来波を
素波と呼ぶと、ｃ_nＸ（ｔ−τ_n）はｎ番目のパスを伝搬
してきた素波を意味しており、この素波はτ_n時間遅延
していて、振幅はｃ_nになっていることを表している。

【０００７】上記（１）式と（２）式から相関値ρ
（τ）を求めると、 ρ（τ）＝ｃ₁ρ₁（τ）＋ｃ₂ρ₂（τ）＋・・・＋ｃ_Nρ_N（τ） （３） とおくことが出来る。ここで、相関値ρ₁（τ）、ρ
₂（τ）、・・・、ρ_N（τ）は、 ρ_n（τ）＝∫_TＸ（ｔ−τ_n）Ｘ（ｔ−τ）ｄｔ／∫_TＸ²（ｔ）ｄｔ （４） と表され、ＰＮ信号に関する自己相関のため次の性質が
ある。 τ＝τ_nのときは ρ_n（τ）＝１ （５−１） ｜τ−τ_n｜＞１シンボルのときは ρ_n（τ）＝０ （５−２）

【０００８】ＰＮ信号では上記（５−１）（５−２）式
に示す性質があるため、それぞれのパス間の遅延時間差
が１シンボル以上ある時には、上記（３）式は、 τ＝τ_nのときは ρ（τ）＝ｃ_n （６−１） τがτ₁、τ₂、・・・、τ_Nのいずれとも１シンボル以上離れているときは ρ（τ）＝０ （６−２） となる。従って、時間τの値が各パスの遅延時間
（τ₁，τ₂，・・・，τ_N）と一致する毎に相関値ρ
（τ）は鋭いピークを示すことが分かる。

【０００９】図１２および図１３は上記方法により遅延
プロファイルを求めるときの例を示す。図１２（ａ）〜
（ｄ）はＰＮ信号波形とその遅延された波形を表してい
る。図１２（ａ）に示す波形Ｘ（ｔ）はＰＮ信号を伝搬
損失も遅延時間もない状態で１波だけ受信されたときの
波形であり、予め計算によって求められる。波形Ｘ
（ｔ）の波形を計算機上で時間τだけ遅延した波形が、
図１２（ｂ）に示す波形Ｘ（ｔ−τ）である。次に、図
１２（ｃ）に示す信号ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）は時間τ₁遅延
されて受信電界強度ｃ₁で受信されたＰＮ信号である。
同様にして、図１２（ｄ）に示す信号ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂）
は時間τ₂遅延されて受信電界強度ｃ₂で受信されたＰＮ
信号である。受信機１０３にはこれらの到来波が合成し
たかたちで受信される。

【００１０】図１２には受信されたＰＮ信号がＮ＝２波
とされた場合に受信されるそれぞれの波形を示している
が、実際には、受信されるＰＮ信号の数は伝搬路のパス
の数に応じて、もっと多数存在する。例えば、図１１に
示すように直接到来波１０８と２波の遅延到来波１０
９，１１０が存在する場合は、受信されるＰＮ信号の数
は３波となる。そして、時間τの値を少しずつ変えなが
ら上記（１）式の計算を行った結果が図１３に示されて
いる。上記（１）式による相関計算の結果、時間τが時
間τ₁と一致した時に計算値は、図１３に示すように振
幅係数ｃ₁になり、時間τが時間τ₂と一致した時に計算
値は、図１３に示すように振幅係数ｃ₂になる。このよ
うに、相関の計算を行うことは、遅延時間τ_nと時間τ_n
遅れて来た素波の振幅係数ｃ_nを求めることを意味して
おり、計算された相関値ρ（τ）は図１３に示すように
ピークを示すようになる。

【００１１】ここで、受信波形Ｒ（ｔ）に歪みが生じて
いない場合には、受信された波形Ｒ（ｔ）は矩形波の列
を加算したものと見なせ、波形Ｘ（ｔ−τ）も矩形波の
列であるから、上記（２）式を求めるには単純に積分区
間Ｔの区間について、相関値ρ（τ）の代わりに次の
（７）式で示すα（τ）を計算すればよい。 α（τ）＝｛Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ）｝／｛Σ_tmＸ²（ｔ_m）｝ （７）

【００１２】ここで、時刻ｔ_mは区間ＴのＰＮ信号の波
形を１シンボルあたり１〜２回の割合でサンプリングす
るときのサンプリングタイムを表し、Σ_tmはそのサンプ
リングタイムについて加算することを意味する。このよ
うにサンプリングタイム毎に、各到来波の振幅係数を計
算で求めることにより、受信機１０３の移動経路に沿っ
た遅延プロファイルを求めることができる。ただし、こ
の計算は記録された受信波形を用いてオフラインで行わ
れる。この遅延プロファイル測定における相関検出方法
は図１１に示すようなマルチパス伝送路で、パス間の遅
延時間差やそれぞれのパスを通ってきた信号の電力等を
測定するために使用される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したような従
来の遅延プロファイル測定における相関検出方法により
遅延プロファイルを求めようとすると、実際の伝送路に
は波形歪を生じる要因が多数存在し、かつ、実測した波
形Ｒ（ｔ）も記憶容量の点から、１シンボル当り数回の
割合でサンプリングした値を用いざるを得ないため、次
の問題点があった。送信側帯域制限フィルタおよび受信
側雑音除去フィルタ等によって受信された波形Ｒ（ｔ）
には波形歪が生じ、相関値の計算を上記（７）式による
演算で代替することができないことから、相関値の計算
が容易ではない上記（１）式により相関値ρ（τ）を求
めなければならない。上記（２）式で表されるそれぞれ
の波形Ｘ（ｔ−τ_n）も実際には、波形歪みの影響を受
けている。この場合ある素波ｃ_nＸ（ｔ−τ_n）に対し
て、最適のタイミングでサンプリングが行われても、遅
延時間の異なる他のパスを通過した素波ｃ_n+1Ｘ（ｔ−
τ_n+1）については最適のタイミングとは異なったタイ
ミングでサンプリングされる可能性が高くなる。

【００１４】この説明を、図１４に示す波形図を参照し
ながら行う。ただし、図１４（ａ）にはあるパスを通過
して受信された素波ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）を示しており、図
１４（ｂ）には異なるパスを通過して受信された素波ｃ
₂Ｘ（ｔ−τ₂）を示しており、図１４（ｃ）には受信さ
れた信号をサンプリングするサンプリングパルスを示し
ている。図１４（ａ）に示す素波ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）は、
図１４（ｃ）に示すサンプリングパルスでサンプリング
された際に、最適のタイミングでサンプリングされてお
り、サンプリング結果は振幅のもっとも大きな点を表し
ている。しかしながら、異なるパスを通過して受信され
た図１４（ｂ）に示す素波ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂）は、図１４
（ｃ）に示すサンプリングパルスでサンプリングされた
際に、サンプリングタイムｔ₂，ｔ₅，ｔ₆・・・におい
て波形のゼロクロス点がサンプリングされており、サン
プリング結果は振幅を表していない。このことは、サン
プリングするタイミングがずれることによって波形の振
幅を正しく評価出来なくなることを意味する。

【００１５】このように、波形歪が生じるような場合に
は１シンボル当り１回程度のサンプリングを行った結果
を使って、上記（６）式の計算を直接実行すると大きな
誤差を伴うようになる。このことを、上記（７）式の計
算を行うことにより示す。 α（τ）＝｛Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ）｝／｛Σ_tmＸ²（ｔ_m）｝ ＝Σ_tm｛ｃ１Ｘ（ｔ_m−τ₁）＋ｃ₂Ｘ（ｔ_m−τ₂）＋・・・・ ＋ｃ_NＸ（ｔ_m−τ_N）｝Ｘ（ｔ_m−τ）／｛Σ_tmＸ²（ｔ_m）｝ ＝ｃ₁α₁（τ）＋ｃ₂α₂（τ）＋・・・＋ｃ_Nα_N（τ） （８） とおくことが出来る、ここで、 α_n（τ）＝｛Σ_tmＸ（ｔ_m−τ_n）Ｘ（ｔ_m−τ）｝／｛Σ_tmＸ²（ｔ_m）｝ （９） である。

【００１６】上記（９）式で表されるα_n（τ）が、上
記（４）式で表される相関値ρ_n（τ）と同じ性質があ
れば上記（８）式は上記（２）式と同じ値になり、正し
い遅延プロファイルを測定することができる。ここで、
遅延された時間τがτ₁、τ₂、・・・、τ_Nのいずれと
も１シンボル以上離れているときは、ＰＮ信号の性質に
よって波形歪がある場合にもα_n（τ）＝０が成立す
る。次に、τ＝τ_nのずれについては、サンプリングタ
イムｔ₁、ｔ₂、・・・でサンプリングした結果、時間τ
_nがｔ_n+1−ｔ_nの整数倍でない場合、サンプリングした
値については、Ｘ（ｔ_m−τ_n）とＸ（ｔ_m）が重なり合
わないため、 Σ_mＸ²（ｔ_m−τ_n）≠Σ_mＸ²（ｔ_m） （１０） となる。この事はα_n（τ_n）≠１となることがあり
（９）式で表されるα_n（τ）は、常に上記（４）式で
表される相関値ρ_n（τ）と同じ性質があるとは言えな
い。すなわち、上記（７）式で求めたα（τ）は正しい
遅延プロファイルを表してはいないことになる。

【００１７】上記の対策として、シンボル当りのサンプ
リング数を増やし、出来るだけ（１）式に近い計算値を
得る方法が考えられる。しかしながら、サンプリング数
を増やせば、測定結果を格納するメモリの容量及び書き
込み速度の面で大きな問題が生じる。例えば、１００Ｍ
ｂｐｓのＰＮ信号を使って遅延特性を測定する場合、１
つのサンプリングに１バイトのデータで表現すれば、受
信側が時速３．６ｋｍ／ｈの移動測定車で移動しながら
測定したとしても、１０ｍ程度の移動の間に連続で１Ｇ
Ｂの受信データを取り込むことになる。実際の電波伝搬
距離は数百ｍ〜数ｋｍにおよぶことがあるため、メモリ
として数十ＧＢ〜数百ＧＢのメモリを必要とすることに
なる。この場合、１シンボル当りのサンプリング数を増
やすことは、その数に比例してメモリの容量を更に何倍
も必要とし、かつメモリの書き込み速度も超高速のもの
を必要とし、非現実的である。さらに、大量のデータを
使用して遅延プロファイルを計算するには多くの時間が
必要になるという問題点もある。

【００１８】そこで、本発明は、受信したデジタル信号
の各素波に対する相関値を正確に求めることによって、
１シンボル当りのサンプリング数を増やすことなく遅延
プロファイルの測定精度を向上する事を目的としてい
る。また、本発明は、各素波に対する相関値を求めると
きに、より計算速度を早くすることを目的としている。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の第１の遅延プロファイル測定における相関
検出方法は、伝搬による損失と遅延時間がともに無い状
態で伝搬されたデジタル信号を１波だけ受信したときの
基準波形Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信された受
信波形Ｒ（ｔ）との相関を検出する相関検出方法であっ
て、受信波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを
求める伝搬遅延時間検出ステップと、該伝搬遅延時間検
出ステップにより伝搬遅延時間が求められた素波の振幅
係数を相関値として求める相関検出ステップとからな
り、前記伝搬遅延時間検出ステップでは、前記受信波形
Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mでサンプリングしたサンプリング受
信波形Ｒ（ｔ_m）と、前記基準波形Ｘ（ｔ）を時間τ遅
延して時刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−τ）と
の積Ｘ（ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算す
ることにより加算値Ｕ（τ）を求めるステップを有し、
該加算値Ｕ（τ）を求めるステップにおいて、前記時間
τについて前記デジタル信号の１シンボルと比べて非常
に小さな時間Δτ₁づつずらしながら繰り返し加算値Ｕ
（τ）を計算し、前記加算値Ｕ（τ）の絶対値が極大を
示す時の時間を、１つの素波の遅延時間τ_nとして検出
すると共に、この時点の加算値Ｕ（τ_n）を求めるよう
にされており、前記相関検出ステップでは、前記基準波
形Ｘ（ｔ）を前記検出された遅延時間τ_n遅らせた波形
Ｘ（ｔ_m−τ_n）を２乗して、時刻ｔ_mについて加算して
求めた基準加算値Ｖ（τ_n）により、前記加算値Ｕ
（τ_n）を除算した値を遅延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ
_nとして求めている。

【００２０】上記目的を達成することのできる本発明の
第２の遅延プロファイル測定における相関検出方法は、
伝搬による損失と遅延時間がともに無い状態で伝搬され
たデジタル信号を１波だけ受信したときの第１基準波形
Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信された受信波形Ｒ
（ｔ）との相関を検出する相関検出方法であって、受信
波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを求める伝
搬遅延時間検出ステップと、該伝搬遅延時間検出ステッ
プにより伝搬遅延時間が求められた素波の振幅係数を相
関値として求める相関検出ステップとからなり、前記伝
搬遅延時間検出ステップは、粗遅延時間検出ステップと
細遅延時間検出ステップからなり、該粗遅延時間検出ス
テップでは、前記受信波形Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mでサンプ
リングしたサンプリング受信波形Ｒ（ｔ_m）と、前記第
１基準波形Ｘ（ｔ）をゼロクロス点でスライスして得ら
れる第２の基準波形Ｙ（ｔ）を時間τ遅延して時刻ｔ_m
でサンプリングした波形Ｙ（ｔ_m−τ）との積Ｙ（ｔ_m−
τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算することにより第
１加算値Ｓ（τ）が求められ、該第１加算値Ｓ（τ）を
求める際に、前記時間τについて前記デジタル信号の１
シンボルと比べて小さな第１ステップ時間Δτ₂づつず
らしながら繰り返し第１加算値Ｓ（τ）を計算し、前記
第１加算値Ｓ（τ）の絶対値が極大を示す時の時間を、
１つの素波の粗い精度の遅延時間ｘ_nとして検出し、前
記細遅延時間検出ステップでは、前記受信波形Ｒ（ｔ）
を時刻ｔ_mでサンプリングしたサンプリング受信波形Ｒ
（ｔ_m）と、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）を時間τ遅延し
て時刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−τ）との積
Ｘ（ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算するこ
とにより第２加算値Ｕ（τ）が求められ、該第２加算値
Ｕ（τ）を求める際に、前記時間τの可変範囲を前記遅
延時間ｘ_n±Δτ₂の範囲に限定して、前記時間τについ
て前記デジタル信号の１シンボルと比べて非常に小さな
第２ステップ時間Δτ₁づつずらしながら繰り返し第２
加算値Ｕ（τ）を計算し、前記第２加算値Ｕ（τ）の絶
対値が極大を示す時の時間を、１つの素波の精度の高い
遅延時間τ_nとして検出すると共に、この時点の第２加
算値Ｕ（τ_n）を求めるようにされており、前記相関検
出ステップでは、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）を前記検出
された遅延時間τ_n遅らせた波形Ｘ（ｔ_m−τ_n）を２乗
して、時刻ｔ_mについて加算して求めた基準加算値Ｖ
（τ_n）により、前記第２加算値Ｕ（τ_n）を除算した値
を遅延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ_nとして求めている。

【００２１】また、上記第１あるいは第２の遅延プロフ
ァイル測定における相関検出方法において、送信側から
デジタル信号を帯域制限フィルタに通して２相ＰＳＫ変
調方式により送信された電波を、雑音除去フィルタを通
して直交検波方式により受信し、このとき同相成分と直
交成分のそれぞれが多重伝搬路を介して受信された受信
波形Ｒ（ｔ）とされ、前記同相成分の相関値と前記直交
成分の相関値の２乗の和を最終的な相関値として求める
ようにしてもよい。

【００２２】さらに、上記目的を達成することのできる
本発明の遅延プロファイル測定における相関検出装置
は、上記した本発明の第１の遅延プロファイル測定にお
ける相関検出方法を実行することのできる相関検出装
置、あるいは、上記した本発明の第２の遅延プロファイ
ル測定における相関検出方法を実行することのできる相
関検出装置とされている。

【００２３】このような本発明によれば、受信したデジ
タル信号の各素波に対する相関値を演算する際に、基準
となる波形をデジタル信号の１シンボルに対して微少ス
テップ時間づつずらしながら素波と基準となる波形との
重なりを検出するようにしたので、素波の遅延時間を正
確に求めることができるようになる。したがって、１シ
ンボル当りのサンプリング数を増やすことなく遅延プロ
ファイルの測定精度を向上することができる。また、本
発明は、各素波に対する相関値を求めるときに、まず基
準となる波形を所定のステップ時間づつずらすことによ
り粗遅延時間検出を行って、素波の遅延時間をある狭い
範囲内に追い込んでから、基準となる波形を微少ステッ
プ時間づつずらすことにより細遅延時間検出を行うよう
にしたので、測定精度を低下させることなく相関計算の
計算速度を高速とすることができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明が適用される遅延プロファ
イル測定系の例を図１ないし図３に示す。ただし、図１
は遅延プロファイル測定系の送信機の構成の第１の例を
示すブロック図であり、図２は遅延プロファイル測定系
の受信機の構成の第２の例を示すブロック図であり、図
３は遅延プロファイル測定系の受信機の構成の他の例を
示すブロック図である。図１に示す送信機において、１
はクロック信号発生器、２はクロック信号発生器１の出
力を受けてＰＮ信号を発生するＰＮ信号発生器である。
３はＰＮ信号発生器２から発生されたＰＮ信号の帯域を
制限する帯域制限フィルタ、４はキャリア信号を発生す
る局部発振器である。また、５は帯域制限フィルタ３か
ら出力されたＰＮ信号を、局部発振器４から発生された
キャリア信号ｆｃ₀により周波数変換するミキサー、６
はミキサー５から出力された送信周波数帯域に変換され
たＰＮ信号の不要波成分を除去する高周波フィルタであ
る。７は高周波フィルタ６から出力された高周波ＰＮ信
号を電力増幅する電力増幅器、８は電力増幅された高周
波ＰＮ信号を電波として発射する送信アンテナである。

【００２５】図１に示す送信機の動作をさらに説明する
と、クロック信号発生器１から所定の周期のクロック信
号を受けてＰＮ信号発生器２は、クロック信号周期のチ
ップ周期を有するＰＮ信号を発生する。この場合、ＰＮ
信号発生器２からは、遅延プロファイルの測定に使われ
るＰＮ信号が矩形波のかたちで出力される。このＰＮ信
号は帯域制限フィルタ３によって帯域制限されて、局部
発振器４より発生されたキャリア信号ｆｃ₀が供給され
ているミキサー５により、送信周波数帯域に周波数変換
される。ミキサー５の出力は、高周波フィルタ６に供給
されて不要波成分が除去され、次いで、電力増幅器７で
所定の電力まで増幅されて、送信アンテナ８から電波と
して発射される。なお、送信アンテナ８は無指向性のア
ンテナとされる。

【００２６】このような送信機から送信された電波を受
信する受信機の第１の例の構成が図２に示されている。
図２において、９は受信アンテナ、１０は受信アンテナ
９で受信された信号を増幅する高周波増幅器、１１は第
１局発信号ｆｃ₁を発振する第１局部発振器である。１
２は高周波増幅器１０から出力される受信信号と、第１
局部発振器１１より供給された第１局発信号ｆｃ₁とを
混合する第１ミキサー、１３は第１ミキサー１２から出
力される信号から中間周波数信号を取り出す中間周波フ
ィルタ、１４は取り出された中間周波信号を増幅する中
間周波増幅器である。１５は第２局発信号ｆｃ₂を発振
する第２局部発振器、１６は中間周波増幅器１４の出力
と、第２局部発振器１５より供給された第２局発信号ｆ
ｃ₂とを混合する第２ミキサー、１７は第２ミキサー１
６の出力からベースバンド信号を取り出すベースバンド
フィルタである。１８はベースバンドフィルタ１７から
出力されるベースバンド信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器、１９はＡ／Ｄ変換器１８によって変換
されたディジタル信号が１シンボル当り数回の割合で記
録されるメモリである。

【００２７】図２に示す受信機の動作を説明すると、受
信アンテナ９で受信された受信信号は高周波増幅器１０
で増幅され、第１ミキサー１２によって第１局部発振器
１１より得られる第１局発信号ｆｃ₁と混合される。混
合された受信信号は、中間周波フィルタ１３によって中
間周波信号だけが取り出され、この中間周波信号は、さ
らに中間周波増幅器１４によって所定のレベルにまで増
幅される。次いで、第２局部発振器１５より得られる第
２局発信号ｆｃ₂と第２ミキサー１６によって混合さ
れ、ベースバンドフィルタ１７によりベースバンド信号
とされて取り出される。このベースバンドフィルタ１７
は、ベースバンド信号を取り出すためだけでなく、雑音
除去フィルタとしても使われる。このベースバンドフィ
ルタ１７の出力は、Ａ／Ｄ変換器１８によってＡ／Ｄ変
換され１シンボル当り数回の割合でメモリ１９へ蓄えら
れる。このメモリ１９の内容は、本発明における相関検
出装置を使ってデータ解析され、遅延プロファイルが求
められるようになる。

【００２８】ところで、図２に示す受信機の第１の例は
構成上比較的単純であるが、中間周波増幅器１４から出
力される中間周波信号と第２局発信号ｆｃ₂の間で位相
がずれるようになると、その分ベースバンドフィルタ１
７の出力の振幅に影響が出て、ベースバンドフィルタ１
７の出力が必ずしも受信信号のレベルと比例関係が成立
しないようになる。例えば、中間周波増幅器１４の出力
を、ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ω_cｔ）として、中間周波発振器
１５の出力をｃｏｓ（ω_cｔ＋θ）とすると、第２ミキ
サー１６の出力は、 ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ω_cｔ）×ｃｏｓ（ω_cｔ＋θ） ＝０．５ｃ（ｔ）｛ｃｏｓθ＋ｃｏｓ（２ω_cｔ＋θ）｝ （１１） となるため、ベースバンドフィルタ１７を通すと、０．
５ｃ（ｔ）ｃｏｓθの成分だけが出力されるようにな
る。

【００２９】すなわち、ベースバンドフィルタ１７の出
力は位相差θの影響を受けるようになるため、正しい振
幅成分だけを取り出すことが困難になる。そこで、位相
差θの影響を受けないようにした、受信機の第２の構成
例を図２に示す。図３に示す受信機の第２の例では直交
検波が採用されており、図３において２０は受信アンテ
ナ、２１は受信アンテナ２０で受信された信号を増幅す
る高周波増幅器、２２は第１局発信号ｆｃ₁を発振する
第１局部発振器である。２３は高周波増幅器２１から出
力される受信信号と、第１局部発振器２２より供給され
た第１局発信号ｆｃ₁とを混合する第１ミキサー、２４
は第１ミキサー２３から出力される信号から中間周波数
信号を取り出す中間周波フィルタ、２５は取り出された
中間周波数信号を増幅する中間周波増幅器である。

【００３０】また、２８は第２局発信号ｆｃ₂を発振す
る第２局部発振器、２９は発振された第２局発信号ｆｃ
₂の位相をπ／２移相するπ／２移相器、２６は中間周
波増幅器２５の出力と、第２局部発振器２８より供給さ
れた第２局発信号ｆｃ₂とを混合する第２ミキサー、２
７は中間周波増幅器２５の出力と、π／２移相された第
２局部発振器２８より供給された第２局部信号ｆｃ₃と
を混合する第３ミキサー、３０は第２ミキサー２６の出
力から第１ベースバンド信号を取り出す第１ベースバン
ドフィルタ、３１は第３ミキサー２７の出力から第２ベ
ースバンド信号を取り出す第２ベースバンドフィルタで
ある。３２はベースバンドフィルタ３０から出力される
第１ベースバンド信号を第１ディジタル信号に変換する
第１Ａ／Ｄ変換器、３３は第２ベースバンドフィルタ３
１から出力される第２ベースバンド信号を第２ディジタ
ル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換器、３４は第１Ａ／Ｄ
変換器３２および第２Ａ／Ｄ変換器３３により変換され
た第１ディジタル信号および第２ディジタル信号が１シ
ンボル当り数回の割合で記録されるメモリである。

【００３１】図３に示す受信機の動作を説明すると、受
信アンテナ２０で受信された受信信号は高周波増幅器２
１で増幅され、第１ミキサー２３によって第１局部発振
器２２より得られる第１局発信号ｆｃ₁と混合される。
混合された受信信号は、中間周波フィルタ２４によって
中間周波信号だけが取り出され、この中間周波信号は、
さらに中間周波増幅器２５によって所定のレベルにまで
増幅される。次いで、第２ミキサー２６、第３ミキサー
２７および第１ベースバンドフィルタ３０，第２ベース
バンド３１によって直交検波される。すなわち、第２局
部発振器２８より得られる第２局発信号ｆｃ₂と第２ミ
キサー２６によって混合され、第１ベースバンドフィル
タ３０により第１ベースバンド信号とされて取り出され
ると共に、π／２移相器２９によりπ／２移相された第
２局発信号ｆｃ₃と第３ミキサー２７によって混合さ
れ、第２ベースバンドフィルタ３１により直交した第２
ベースバンド信号とされて取り出される。

【００３２】この第１ベースバンドフィルタ３０および
第２ベースバンドフィルタ３１は、ベースバンド信号を
取り出すためだけでなく、雑音除去フィルタとしても使
われる。第１ベースバンドフィルタ３０および第２ベー
スバンドフィルタ３１から出力された互いに直交する第
１ベースバンド信号および第２ベースバンド信号は、第
１Ａ／Ｄ変換器３２、および第２Ａ／Ｄ変換器３３によ
ってＡ／Ｄ変換され、それぞれ１シンボル当り数回の割
合でメモリ３４へ蓄えられる。このメモリ３４の内容
は、本発明に係る相関検出装置を使ってデータ解析さ
れ、遅延プロファイルが求められるようになる。

【００３３】ところで、図３の例ではベースバンドフィ
ルタ３０の出力に同相成分（Ｉ−ＣＨ）が得られ、ベー
スバンドフィルタ３１の出力に直交成分（Ｑ−ＣＨ）が
得られる。そこで、ベースバンドフィルタ２８及びベー
スバンドフィルタ２９の出力である同相成分（Ｉ−Ｃ
Ｈ）と直交成分（Ｑ−ＣＨ）とをそれぞれ２乗して加算
すると、この加算結果は直交検波の性質上、受信信号の
位相に対する第２局部発振器２８が発振する第２局発信
号ｆｃ₂の位相差に関係なく、受信信号のレベル（この
場合電力）に比例する関係とすることができる。これに
より、図３に示す受信機の第２の例では、図２に示す受
信機の第１の例の欠点を解消することができる。

【００３４】次に、本発明の遅延プロファイル測定にお
ける相関検出方法を実行することのできる本発明の相関
検出装置の実施の形態におけるハードウェア構成の一例
を示すブロック図を図４に示す。図４において、メイン
制御部としてＣＰＵ（Central Proccessing Unit）４１
が使用され、このＣＰＵ４１の制御の下で遅延プロファ
イル測定における相関検出処理が実行される。同時に、
その他のアプリケーションプログラム等の処理を並列し
て実行するようにしてもよい。ＣＰＵ４１にはＣＰＵバ
ス５１を介してＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）４
２、ＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）４３、パソ
コン用のユーザインターフェースであるカナキー、数字
キー、記号キー等を備えるキーボード（KEY BOARD）４
４、ＣＤ−ＲＯＭ装置（CD-ROM drv）１９、ＨＤＤ（ハ
ード・ディスク装置）４７、インターネット等のネット
ワークとの通信インターフェースであるネットワークイ
ンターフェース（NETWORK I/F）４８、ディスプレイイ
ンターフェース（DISPLAY I/F）４９が接続されてい
る。

【００３５】なお、ＲＯＭ４２には、ＣＰＵ４１が実行
する遅延プロファイル測定における相関検出処理用プロ
グラムが記憶されており、ＲＡＭ４３にはＣＰＵ４１の
ワークメモリ領域等が設定されている。また、表示器５
０とディスプレイインターフェース４９は、ユーザがデ
ータ処理装置と対話するための表示部であり、求められ
た相関値等を表示するようにしてもよい。ＨＤＤ４７に
は、オペレーションシステムＯＳや、解析される遅延プ
ロファイル測定のデータ等のファイルや、その他のアプ
リケーションプログラム等が格納されている。ＣＤ−Ｒ
ＯＭ装置４６には、ＣＤ−ＲＯＭ４５がセットされて、
ＣＤ−ＲＯＭ４５に記録されているアプリケーションプ
ログラムや各種データが読み出される。これらの読み出
されたプログラムやデータはＨＤＤ４７等にインストー
ルされたりコピーされる。この場合、ＣＤ−ＲＯＭ４５
に遅延プロファイル測定における相関検出処理用プログ
ラムが記録されていると、容易に遅延プロファイル測定
における相関検出処理用プログラムのインストールおよ
びバージョンアップ等を行うことができる。

【００３６】ネットワークインターフェース４８は、電
話回線等を介してインターネット等のネットワークに接
続するためのインターフェースであり、ネットワークを
通じて遅延プロファイル測定における相関検出処理用プ
ログラム等のアプリケーションソフトや、解析される遅
延プロファイル測定におけるデータを受け取ることがで
きる。以上の構成はパソコン、ワークステーション等と
同等であり、それらの上で本発明の遅延プロファイル測
定における相関検出装置を実現することができる。

【００３７】次に、図４に示す相関検出装置により、図
１ないし図３で説明した遅延プロファイルの測定系で得
られた結果（メモリ１９又はメモリ３４に得られた内
容）を使ってどのようにデータ解析するかの、本発明の
遅延プロファイル測定における相関検出方法を説明す
る。図５は、図４に示す本発明の相関検出装置が実行す
る相関の計算を行うための第１の相関検出方法を示すフ
ローチャートである。この第１の相関検出方法による計
算を説明するためのＰＮ信号波形と遅延した波形を図６
に示す。図５に示すフローチャートにおいて相関検出処
理がスタートされると、ステップＳ１１にて伝搬による
損失と遅延時間がともに無い状態で１波だけ受信したと
きに前記雑音除去フィルタの出力に生じる基準波形Ｘ
（ｔ）が求められる。この場合の基準波形Ｘ（ｔ）は必
ずしも数値計算を実行して求めておく必要はない。時間
の関数としてどのような波形になるかプログラム上定義
されておれば良い。次いで、ステップＳ１２にてＨＤＤ
４７に格納された受信波形Ｒ（ｔ）がデータとして取り
込まれる。この際に、受信波形Ｒ（ｔ）は時刻ｔ₁、
ｔ₂、・・・、ｔ_m、・・・でサンプリングされた受信波
形Ｒ（ｔ₁）、Ｒ（ｔ₂）、・・・、Ｒ（ｔ_m）、・・・
として取り込まれる。

【００３８】そして、ステップＳ１３にて基準波形Ｘ
（ｔ）と受信波形Ｒ（ｔ₁）、Ｒ（ｔ₂）、・・・、Ｒ
（ｔ_m）、・・・をもとにして、加算値Ｕ（τ）が次式
で計算される。 Ｕ（τ）＝Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ） （１２） 次いで、このステップＳ１３の計算結果Ｕ（τ）が最大
か否かがステップＳ１４にて判定されるが、１回目の計
算では極大であると判定することができないので、ステ
ップＳ１９に分岐される。このステップＳ１９にて時間
τが微少ステップ時間Δτ₁だけ増加され、次いでステ
ップＳ１３に戻り上記（１２）式の計算が再度行われ
る。このように、Ｕ（τ）が極大を示すまで遅延時間τ
を微少ステップ時間Δτ₁づつ増加させて上記（１２）
式の計算は実行される。なお、微少ステップ時間Δτ₁
の値は１シンボルと比べて十分小さな時間に選ばれる。
この値が大きいと、上記（１２）式の計算精度を十分な
値として得ることが出来ない。この事を、図６（ａ）〜
（ｅ）を参照しながら以下に説明する。

【００３９】図６（ｃ）（ｄ）は２つの受信された素波
ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）と素波ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂）を示してい
る。それに対して、図６（ａ）に示す基準波形Ｘ（ｔ）
を遅延時間τずらした図６（ｂ）に示す波形がＸ（ｔ−
τ）である。図６（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示す黒点はそれ
ぞれのサンプリングポイントにおける抽出値を表す。Δ
τ₁のステップが十分小さい時、図６（ｂ）に示すよう
に、波形Ｘ（ｔ−τ）は遅延時間τを少しずつずらして
いく過程において、図６（ｃ）に示す素波ｃ₁Ｘ（ｔ−
τ₁）の波形と重なるようになるため、上記（１２）式
に示す加算値Ｕ（τ）を計算すると、次のようになる。 Ｕ（τ₁）＝Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ₁） ＝Σ_tm｛ｃ₁Ｘ（ｔ_m−τ₁）＋ｃ₂Ｘ（ｔ_m−τ₂）｝Ｘ（ｔ_m−τ₁） ＝ｃ₁Σ_tmＸ²（ｔ_m−τ₁）＋ｃ₂Σ_tmＸ（ｔ_m−τ₁）Ｘ（ｔ_m−τ₂） （１３）

【００４０】ここで、上記（１２）式において遅延時間
τ₁と遅延時間τ₂が１シンボル以上離れていたら、ＰＮ
信号の性質により、 Σ_tmＸ（ｔ_m−τ₁）Ｘ（ｔ_m−τ₂）＝０ （１４） が成立するから、上記（１３）式は、 Ｕ（τ₁）＝ｃ₁Σ_tmＸ²（ｔ_m−τ₁） （１５） となる事が分かる。この計算過程において、波形Ｘ（ｔ
−τ）を遅延時間τについてずらす単位（Δτ₁）が大
きいときには、波形Ｘ（ｔ−τ）は素波ｃ₁Ｘ（ｔ−
τ₁）の波形と重なり合わないため、加算値Ｕ（τ）を
上記（１５）式で表現することは出来ないことになる。
すなわち、微少ステップ時間Δτ₁の値が大きいと十分
な計算精度は得られないのである。

【００４１】図６は基準波形Ｘ（ｔ）を遅延時間τ₁ず
らして素波ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）の波形と重なり合わせた場
合であるが、遅延時間τ₂ずらして素波ｃ₂Ｘ（ｔ−
τ₂）の波形と重なり合わせた場合には同様にして、加
算値Ｕ（τ₂）は、 Ｕ（τ₂）＝ｃ₂Σ_tmＸ²（ｔ_m−τ₂） （１６） となる。各素波における加算値Ｕ（τ）は上記（１５）
式或いは上記（１６）式に示すがごとく、遅延時間τの
値が素波の遅延時間τ₁、遅延時間τ₂と一致する時に、
２乗した関数の和の形として大きな値を示すようにな
る。すなわち、加算値Ｕ（τ）の絶対値が十分大きな極
大を示す時の遅延時間τが各素波の遅延時間を表すので
ある。図５に示すフローチャートに戻ると、加算値Ｕ
（τ）が極大を示すようになると、ステップＳ１４にて
ＹＥＳと判定されてステップＳ１５に進み、その際の遅
延時間τが素波の遅延時間τ_nとされ、そのときの加算
値Ｕ（τ_n）が確保されるようになる。

【００４２】次いで、求められた加算値Ｕ（τ_n）にお
ける素波の振幅係数が求められるが、ステップＳ１６に
て時刻ｔ_mでサンプリングされると共に、当該素波の遅
延時間τ_n遅延された基準波形Ｘ（ｔ）を２乗して、時
間ｔ_mについて加算することにより基準加算値Ｖ（τ_n）
を計算する。そして、ステップＳ１７にて加算値Ｕ（τ
_n）を基準加算値Ｖ（τ_n）で除算することにより当該素
波の振幅係数ｃ_nを得ることが出来る。次いで、ステッ
プＳ１８にて受信された全ての素波の振幅係数が求めら
れたか否かが判定され、全ての素波の振幅係数が求めら
れていない場合は、ステップＳ１３に戻り、ステップＳ
１３ないしステップＳ１７の処理が再度行われて、次の
素波の振幅係数が求められる。このようにして得られた
素波の振幅係数ｃ_nである相関値ρ（τ）を図７に示
す。図７では、遅延時間τ₁，遅延時間τ₂の２波の素波
が受信された例を示しており、この２はの相関値ρ
（τ）はそれぞれ振幅係数ｃ₁，振幅係数ｃ₂とされてい
る。このように相関の計算結果は、素波の遅延時間τｎ
（図７の場合τ₁、τ₂）に対して高い相関値ρ（τ）を
示すようになる。

【００４３】つぎに、図４に示す本発明の相関検出装置
が実行する相関の計算を行うための第２の相関検出方法
を図８に示すフローチャート、および、図９に示す波形
図を参照しながら説明する。第２の相関検出処理がスタ
ートされると、ステップＳ２１にて伝搬による損失と遅
延時間がともに無い状態で１波だけ受信したときに前記
雑音除去フィルタの出力に生じる第１基準波形Ｘ（ｔ）
と、この第１基準波形Ｘ（ｔ）をゼロクロス点でスライ
スして得られる第２基準波形Ｙ（ｔ）とが求められる。
なお、第１基準波形Ｘ（ｔ）は、例えば第２局発信号ｆ
ｃ₂が同位相となるように同期した状態で受信したＰＮ
信号のベースバンドフィルタの出力に相当する。また、
第２基準波形Ｙ（ｔ）は、送信機におけるＰＮ信号発生
器のＰＮ出力と同等のかたちをしている。

【００４４】この場合もそれぞれの第１基準波形Ｘ
（ｔ）と第２基準波形Ｙ（ｔ）は図５に示す相関方法と
同様に必ずしも数値計算を実行する必要はない。時間の
関数としてどの様になるかプログラム上定義されておれ
ば良い。この第１基準波形Ｘ（ｔ）と第２基準波形Ｙ
（ｔ）を図９（ａ）に示す。次いで、ステップＳ２２に
てＨＤＤ４７に格納された受信波形Ｒ（ｔ）がデータと
して取り込まれる。この際に、受信波形Ｒ（ｔ）は時刻
ｔ₁、ｔ₂、・・・、ｔ_m、・・・でサンプリングされた
受信波形Ｒ（ｔ₁）、Ｒ（ｔ₂）、・・・、Ｒ（ｔ_m）、
・・・として取り込まれる。そして、ステップＳ２３に
て基準波形Ｘ（ｔ）と受信波形Ｒ（ｔ₁）、Ｒ（ｔ₂）、
・・・、Ｒ（ｔ_m）、・・・をもとにして、第１加算値
Ｓ（τ）が次式で計算される。 Ｓ（τ）＝Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ） （１７）

【００４５】次いで、このステップＳ２３の計算結果Ｓ
（τ）が極大か否かがステップＳ２４にて判定される
が、１回目の計算では極大と判定することができないの
でステップＳ３３に分岐される。このステップＳ３３に
て時間τがステップ時間Δτ₂だけ増加され、次いでス
テップＳ２３に戻り上記（１７）式の計算が再度行われ
る。このように、Ｓ（τ）が極大となるまで遅延時間τ
をステップ時間Δτ₂づつ増加されて上記（１７）式の
計算は繰り返し実行される。なお、ステップ時間Δτ₂
の値は１シンボルと比べて小さな値に選ばれるが、あま
り小さくする必要はない。例えば１シンボルの１／４位
に選ばれる。この値が小さすぎると第１加算値Ｓ（τ）
の絶対値が極大を示すときの遅延時間τを探す時間が長
くなることになる。

【００４６】図９（ａ）に、第２基準波形Ｙ（ｔ）を遅
延時間τだけ遅延した第２基準波形Ｙ（ｔ−τ）の波形
を示す。この遅延時間τが遅延時間τ₁となると、第２
基準波形Ｙ（ｔ−τ₁）と遅延時間がτ₁とされた素波ｃ
₁Ｘ（ｔ−τ₁）とが完全に重なりあうようになる。この
際に、これら２つの関数は略同じ関数であることから同
じ極性となり、第１基準波形Ｘ（ｔ−τ₁）の絶対値の
和を加算することになるため非常に大きな値になるが、
実際には、第２基準波形Ｙ（ｔ−τ）を遅延時間τにつ
いて変えながらずらしていく時の変化Δτ₂は、１シン
ボルの長さに比べてそれ程小さくはないため、完全に重
なり合うことはない。しかしながら、この場合にも、遅
延時間τが遅延時間τ₁に近接した遅延時間ｘ₁にとされ
た際に、第２基準波形Ｙ（ｔ−ｘ₁）は素波ｃ₁Ｘ（ｔ−
τ₁）と時間的に略重なるため、（１７）式による第１
加算値Ｓ（τ）は大きな値を示すようになる。

【００４７】さらに説明すると、図９では、２つの素波
ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）と素波ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂）が受信された
場合であり、τ＝ｘ₁≒τ₁であれば、 Ｓ（ｘ₁）＝Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｙ（ｔ_m−ｘ₁） ＝Σ_tm｛ｃ₁Ｘ（ｔ_m−τ₁）＋ｃ₂Ｘ（ｔ_m−τ₂）｝Ｙ（ｔ_m−ｘ₁） ＝ｃ₁Σ_tmＸ（ｔ_m−τ₁）Ｙ（ｔ_m−ｘ₁） ＋ｃ₂Σ_tmＸ（ｔ_m−τ₂）Ｙ（ｔ_m−ｘ₁） （１８） となるが、ｘ₁がτ₁に近く、τ₂に１シンボル以上離れ
ている場合、第１加算値Ｓ（ｘ₁）は、 Ｓ（ｘ₁）≒ｃ₁Σ_tmＸ（ｔ_m−τ₁）Ｙ（ｔ_m−ｘ₁） （１９） と表される。

【００４８】したがって、遅延時間τをステップ時間Δ
τ₂づつずらしていく際に、第１加算値Ｓ（τ）がある
遅延時間τ＝ｘ₁で極大を示す時には、遅延時間ｘ₁の付
近に到来波が存在することを意味することになる。図８
に示すフローチャートに戻り、ステップＳ２４にて第１
加算値Ｓ（τ）が極大の場合には、このように到来波が
存在しており、これらのステップＳ２３，ステップＳ２
４，ステップＳ３３の処理により比較的短時間で到来波
の遅延時間がどれくらいかを知ることができる。ただ
し、ステップ時間Δτ₂の関係から、遅延時間の測定精
度としてはかなり粗いものとなる。そこで、この様な方
法で求めた遅延時間ｘ_nに対して、さらに、精度の高い
遅延時間の測定処理を以下のステップで実行する。

【００４９】まず、より正確な遅延時間はｘ_n±Δτ₂の
範囲に追い込まれているので、ステップＳ２５にて遅延
時間τの可変範囲をこの範囲内に設定し、ステップＳ２
６にて以下に示す第２加算値Ｕ（τ）の計算を実行す
る。 Ｕ（τ）＝Σ_tmＲ（ｔ_m）Ｘ（ｔ_m−τ） （２０） 次いで、このステップＳ２６の計算結果Ｕ（τ）が極大
か否かがステップＳ２７にて判定されるが、１回目の計
算では極大であると判定することができないので、ステ
ップＳ３２に分岐される。このステップＳ３２にて時間
τが微少ステップ時間Δτ₁だけ増加され、次いでステ
ップＳ２６に戻り上記（２０）式の計算が再度行われ
る。このように、第２加算値Ｕ（τ）が極大を示すまで
遅延時間τを微少ステップ時間Δτ₁づつ増加させなが
ら上記（２０）式の計算が実行される。なお、微少ステ
ップ時間Δτ₁の値は１シンボルと比べて十分小さな時
間に選ばれる。この値が大きいと、上記（２０）式の計
算精度を十分な値として得ることが出来ない。この理由
は、前述した第１の相関検出方法と同様である。

【００５０】そして、遅延時間τを微少ステップ時間Δ
τ₁だけ変化させていくと、図９（ｃ）に示すように遅
延時間τが遅延時間τ₁とされたときに、第１基準波形
Ｘ（ｔ）と遅延時間τ₁の素波ｃ₁Ｘ（ｔ−τ₁）の波形
とが重なり合うようになる。この時点で計算された第２
加算値Ｕ（τ₁）は極大となるので、ステップＳ２７に
て第２加算値Ｕ（τ）が極大と判定されステップＳ２８
に進むようになる。この第２加算値Ｕ（τ₁）を次式で
示す。 Ｕ（τ₁）＝ｃ₁Σ_tmＸ²（ｔ_m−τ₁） （２１） また、図９（ｄ）に示すように基準波形Ｘ（ｔ）を遅延
時間τ₂ずらした時には素波ｃ₂Ｘ（ｔ−τ₂）の波形と
重なり合うようになるので、この時点で計算された第２
加算値Ｕ（τ₂）も極大を示すようになる。この第２加
算値Ｕ（τ₂）を次式で示す。 Ｕ（τ₂）＝ｃ₂Σ_tmＸ²（ｔ_m−τ₂） （２２）

【００５１】このように、各素波における第２加算値Ｕ
（τ）は上記（２１）式或いは上記（２２）式に示すが
ごとく、遅延時間τの値が素波の遅延時間τ₁、遅延時
間τ₂と一致する時に、２乗した関数の和の形として大
きな値を示すようになる。すなわち、第２加算値Ｕ
（τ）の絶対値が十分大きな極大を示す時の遅延時間τ
が各素波の遅延時間を表す。図８に示すフローチャート
に戻ると、第２加算値Ｕ（τ）が極大を示すようになる
と、ステップＳ２７にてＹＥＳと判定されてステップＳ
２８に進み、その際の遅延時間τが素波の遅延時間τ_n
とされ、そのときの第２加算値Ｕ（τ_n）が確保される
ようになる。

【００５２】次いで、求められた第２加算値Ｕ（τ_n）
における素波の振幅係数が求められるが、ステップＳ２
９にて時刻ｔ_mでサンプリングされると共に、当該素波
の遅延時間τ_n遅延された第１基準波形Ｘ（ｔ）を２乗
して、時間ｔ_mについて加算することにより基準加算値
Ｖ（τ_n）を計算する。そして、ステップＳ３０にて第
２加算値Ｕ（τ_n）を基準加算値Ｖ（τ_n）で除算するこ
とにより当該素波の振幅係数ｃ_nを得ることが出来る。
そして、ステップ３１にて受信された全ての素波の振幅
係数が求められたか否かが判定され、全ての素波の振幅
係数が求められていない場合は、ステップＳ２３に戻
り、ステップＳ２３ないしステップＳ３０の処理が再度
行われて、次の素波の振幅係数が求められる。このよう
にして得られた素波の振幅係数ｃ_nである相関値ρ
（τ）の一例を図１０に示す。図１０では、遅延時間τ
₁，遅延時間τ₂の２波の素波が受信された例を示してお
り、この２波の相関値ρ（τ）はそれぞれ振幅係数
ｃ₁，振幅係数ｃ₂とされている。このように相関の計算
結果は、素波の遅延時間τｎ（図１０の場合τ₁、τ₂）
に対して高い相関値ρ（τ）を示すようになる。

【００５３】このように本発明にかかる第２の相関検出
方法では、まず、素波の遅延時間を粗い精度（ステップ
時間Δτ₂の変化）で遅延時間がｘ₁、ｘ₂として求め
る。この場合、正確な遅延時間τは±Δτ₂の範囲内と
される。次いで、さらに測定精度を上げて（微少ステッ
プ時間Δτ₁の変化）、素波の遅延時間を求める。この
様にして得た素波の遅延時間τ₁、τ₂、・・・をもと
に、それぞれ、振幅係数ｃ₁＝Ｕ（τ₁）／Ｖ（τ₁）、
振幅係数ｃ₂＝Ｕ（τ₂）／Ｖ（τ₂）、・・・を得るこ
とが出来る。この第２の相関検出方法によれば、素波の
遅延時間を粗い精度（ステップ時間Δτ₂の変化）で求
める時間は、ステップ時間Δτ₂がある程度大きいため
短時間となり、測定精度を上げて（微少ステップ時間Δ
τ₁の変化）、素波の遅延時間を求める際には、遅延時
間τは±Δτ₂の範囲内とされるので、総合した相関検
出時間が短時間となり、高速に相関を検出することがで
きるようになる。

【００５４】なお、以上説明した本発明の遅延プロファ
イル測定における２つの相関検出方法は図２及び図３に
示す受信機によりメモリに記録された受信データの解析
に適用可能である。いずれの場合も、Ａ／Ｄ変換器によ
り１シンボル当り１回または複数の割合でサンプルした
結果（これらはメモリ１９またはメモリ３４に格納され
ている）について相関の計算を行うことになる。図２に
示す受信機の方が図３に示す受信機より構成が簡単とな
るが、前述したようにキャリアの同期を取る必要があ
る。また、図２に示す受信機の場合は、Ａ／Ｄ変換器１
８の出力すなわちメモリ１９の内容についてだけ相関計
算を行う事になるが、他方、図３に示す受信機の場合に
は、Ａ／Ｄ変換器３２及びＡ／Ｄ変換器３３の出力につ
いてそれぞれ相関値を求め、それぞれの相関値の２乗の
和を求める事によって受信信号の電力に対する遅延プロ
ファイルを求めるようにする。この場合、直交検波をし
ているので受信信号と受信側の第２局発信号ｆｃ₂は必
ずしも同期させる必要が無く、位相差に関係なく正しい
遅延プロファイルが得られる。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は受信した
デジタル信号の各素波に対する相関値を演算する際に、
基準となる波形をデジタル信号の１シンボルに対して微
少ステップ時間づつずらしながら素波と基準となる波形
との重なりを検出するようにしたので、素波の遅延時間
を正確に求めることができるようになる。したがって、
１シンボル当りのサンプリング数を増やすことなく遅延
プロファイルの測定精度を向上することができる。ま
た、本発明は、各素波に対する相関値を求めるときに、
まず基準となる波形を所定のステップ時間づつずらすこ
とにより粗遅延時間検出を行って、素波の遅延時間をあ
る狭い範囲内に追い込んでから、基準となる波形を微少
ステップ時間づつずらすことにより細遅延時間検出を行
うようにしたので、測定精度を低下させることなく相関
計算の計算速度を高速とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用される遅延プロファイル測定系の
送信機の構成の第１の例を示すブロック図である。

【図２】本発明が適用される遅延プロファイル測定系の
受信機の構成の第１の例を示す図である。

【図３】本発明が適用される遅延プロファイル測定系の
受信機の構成の第２の例を示す図である。

【図４】本発明の遅延プロファイル測定における相関検
出装置の実施の形態の一構成例を示すブロック図であ
る。

【図５】本発明の遅延プロファイル測定における相関検
出装置が実行可能な相関検出方法の第１の例を説明する
ためのフローチャートである。

【図６】図５に示す相関検出方法の第１の例を説明する
ための基準信号波形と遅延して受信された素波を示す図
である。

【図７】図５に示す相関検出方法の第１の例において求
められた相関値の例を示す図である。

【図８】本発明の遅延プロファイル測定における相関検
出装置が実行可能な相関検出方法の第２の例を説明する
ためのフローチャートである。

【図９】図８に示す相関検出方法の第２の例を説明する
ための基準信号波形と遅延して受信された素波を示す図
である。

【図１０】図８に示す相関検出方法の第２の例において
求められた相関値の例を示す図である。

【図１１】遅延プロファイル測定系の概要を示す図であ
る。

【図１２】従来の遅延プロファイル測定における相関検
出方法を説明するためのＰＮ信号波形と遅延して受信さ
れた素波を示す図である。

【図１３】従来の遅延プロファイル測定における相関検
出方法で求められた相関値の例を示す図である。

【図１４】従来の遅延プロファイル測定における相関検
出方法の問題点を説明するための遅延して受信された素
波を示す図である。

【符号の説明】

１ クロック信号発生器、２ ＰＮ信号発生器、３ 帯
域制限フィルタ、４ 高周波発振器、５ ミキサ、６
高周波フィルタ、７ 電力増幅器、８ 送信アンテナ、
９ 受信アンテナ、１０ 高周波増幅器、１１ 高周波
発振器、１２ ミキサ、１３ 中間周波フィルタ、１４
中間周波増幅器、１５ 中間周波発振器、１６ ミキ
サ、１７ ベースバンドフィルタ、１８ Ａ／Ｄ変換
器、１９ メモリ、２０ 受信アンテナ、２１ 高周波
増幅器、２２ 高周波発振器、２３ミキサ、２４ 中間
周波フィルタ、２５ 中間周波増幅器、２６ ミキサ、
２７ミキサ、２８ 中間周波発振器、２９ π／２移相
器、３０ ベースバンドフィルタ、３１ ベースバンド
フィルタ、３２ Ａ／Ｄ変換器、３３ Ａ／Ｄ変換器、
３４ メモリ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 17/00 G01R 29/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝搬による損失と遅延時間がともに無い
   状態で伝搬されたデジタル信号を１波だけ受信したとき
   の基準波形Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信された
   受信波形Ｒ（ｔ）との相関を検出する相関検出方法であ
   って、 受信波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを求め
   る伝搬遅延時間検出ステップと、 該伝搬遅延時間検出ステップにより伝搬遅延時間が求め
   られた素波の振幅係数を相関値として求める相関検出ス
   テップとからなり、 前記伝搬遅延時間検出ステップでは、前記受信波形Ｒ
   （ｔ）を時刻ｔ_mでサンプリングしたサンプリング受信
   波形Ｒ（ｔ_m）と、前記基準波形Ｘ（ｔ）を時間τ遅延
   して時刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−τ）との
   積Ｘ（ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算する
   ことにより加算値Ｕ（τ）を求めるステップを有し、該
   加算値Ｕ（τ）を求めるステップにおいて、前記時間τ
   について前記デジタル信号の１シンボルと比べて非常に
   小さな時間Δτ₁づつずらしながら繰り返し加算値Ｕ
   （τ）を計算し、前記加算値Ｕ（τ）の絶対値が極大を
   示す時の時間を、１つの素波の遅延時間τ_nとして検出
   すると共に、この時点の加算値Ｕ（τ_n）を求めるよう
   にされており、 前記相関検出ステップでは、前記基準波形Ｘ（ｔ）を前
   記検出された遅延時間τ_n遅らせた波形Ｘ（ｔ_m−τ_n）
   を２乗して、時刻ｔ_mについて加算して求めた基準加算
   値Ｖ（τ_n）により、前記加算値Ｕ（τ_n）を除算した値
   を遅延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ_nとして求めることを
   特徴とする遅延プロファイル測定における相関検出方
   法。
2. 【請求項２】 伝搬による損失と遅延時間がともに無い
   状態で伝搬されたデジタル信号を１波だけ受信したとき
   の第１基準波形Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信さ
   れた受信波形Ｒ（ｔ）との相関を検出する相関検出方法
   であって、 受信波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを求め
   る伝搬遅延時間検出ステップと、 該伝搬遅延時間検出ステップにより伝搬遅延時間が求め
   られた素波の振幅係数を相関値として求める相関検出ス
   テップとからなり、 前記伝搬遅延時間検出ステップは、粗遅延時間検出ステ
   ップと細遅延時間検出ステップからなり、該粗遅延時間
   検出ステップでは、前記受信波形Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mで
   サンプリングしたサンプリング受信波形Ｒ（ｔ_m）と、
   前記第１基準波形Ｘ（ｔ）をゼロクロス点でスライスし
   て得られる第２の基準波形Ｙ（ｔ）を時間τ遅延して時
   刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｙ（ｔ_m−τ）との積Ｙ
   （ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算すること
   により第１加算値Ｓ（τ）が求められ、該第１加算値Ｓ
   （τ）を求める際に、前記時間τについて前記デジタル
   信号の１シンボルと比べて小さな第１ステップ時間Δτ
   ₂づつずらしながら繰り返し第１加算値Ｓ（τ）を計算
   し、前記第１加算値Ｓ（τ）の絶対値が極大を示す時の
   時間を、１つの素波の粗い精度の遅延時間ｘ_nとして検
   出し、前記細遅延時間検出ステップでは、前記受信波形
   Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mでサンプリングしたサンプリング受
   信波形Ｒ（ｔ_m）と、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）を時間
   τ遅延して時刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−
   τ）との積Ｘ（ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて
   加算することにより第２加算値Ｕ（τ）が求められ、該
   第２加算値Ｕ（τ）を求める際に、前記時間τの可変範
   囲を前記遅延時間ｘ_n±Δτ₂の範囲に限定して、前記時
   間τについて前記デジタル信号の１シンボルと比べて非
   常に小さな第２ステップ時間Δτ₁づつずらしながら繰
   り返し第２加算値Ｕ（τ）を計算し、前記第２加算値Ｕ
   （τ）の絶対値が極大を示す時の時間を、１つの素波の
   精度の高い遅延時間τ_nとして検出すると共に、この時
   点の第２加算値Ｕ（τ_n）を求めるようにされており、 前記相関検出ステップでは、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）
   を前記検出された遅延時間τ_n遅らせた波形Ｘ（ｔ_m−τ
   _n）を２乗して、時刻ｔ_mについて加算して求めた基準加
   算値Ｖ（τ_n）により、前記第２加算値Ｕ（τ_n）を除算
   した値を遅延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ_nとして求める
   ことを特徴とする遅延プロファイル測定における相関検
   出方法。
3. 【請求項３】 送信側においてデジタル信号を帯域制限
   フィルタに通して２相ＰＳＫ変調方式により送信された
   電波を、雑音除去フィルタを通して直交検波方式により
   受信し、このとき同相成分と直交成分のそれぞれが多重
   伝搬路を介して受信された受信波形Ｒ（ｔ）とされ、前
   記同相成分の相関値と前記直交成分の相関値の２乗の和
   を最終的な相関値として求める事を特徴とする請求項１
   あるいは２記載の遅延プロファイル測定における相関検
   出方法。
4. 【請求項４】 伝搬による損失と遅延時間がともに無い
   状態で伝搬されたデジタル信号を１波だけ受信したとき
   の基準波形Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信された
   受信波形Ｒ（ｔ）との相関を検出する相関検出装置であ
   って、 受信波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを求め
   る伝搬遅延時間検出手段と、 該伝搬遅延時間検出手段により伝搬遅延時間が求められ
   た素波の振幅係数を相関値として求める相関検出手段と
   を備え、 前記伝搬遅延時間検出手段では、前記受信波形Ｒ（ｔ）
   を時刻ｔ_mでサンプリングしたサンプリング受信波形Ｒ
   （ｔ_m）と、前記基準波形Ｘ（ｔ）を時間τ遅延して時
   刻ｔ_mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−τ）との積Ｘ
   （ｔ_m−τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算すること
   により加算値Ｕ（τ）を求める加算手段を有し、該加算
   値Ｕ（τ）を求める加算手段において、前記時間τにつ
   いて前記デジタル信号の１シンボルと比べて非常に小さ
   な時間Δτ₁づつずらしながら繰り返し加算値Ｕ（τ）
   を計算し、前記加算値Ｕ（τ）の絶対値が極大を示す時
   の時間を、１つの素波の遅延時間τ_nとして検出すると
   共に、この時点の加算値Ｕ（τ_n）を求めるようにされ
   ており、 前記相関検出手段では、前記基準波形Ｘ（ｔ）を前記検
   出された遅延時間τ_n遅らせた波形Ｘ（ｔ_m−τ_n）を２
   乗して、時刻ｔ_mについて加算して求めた基準加算値Ｖ
   （τ_n）により、前記加算値Ｕ（τ_n）を除算した値を遅
   延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ_nとして求めることを特徴
   とする遅延プロファイル測定における相関検出装置。
5. 【請求項５】 伝搬による損失と遅延時間がともに無い
   状態で伝搬されたデジタル信号を１波だけ受信したとき
   の第１基準波形Ｘ（ｔ）と、多重伝搬路を介して受信さ
   れた受信波形Ｒ（ｔ）との相関を検出する相関検出装置
   であって、 受信波形Ｒ（ｔ）中の各素波の伝搬遅延時間τ_nを求め
   る伝搬遅延時間検出手段と、 該伝搬遅延時間検出手段により伝搬遅延時間が求められ
   た素波の振幅係数を相関値として求める相関検出手段と
   を備え、 前記伝搬遅延時間検出手段は、粗遅延時間検出手段と細
   遅延時間手段からなり、該粗遅延時間検出手段では、前
   記受信波形Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_mでサンプリングしたサン
   プリング受信波形Ｒ（ｔ_m）と、前記第１基準波形Ｘ
   （ｔ）をゼロクロス点でスライスして得られる第２の基
   準波形Ｙ（ｔ）を時間τ遅延して時刻ｔ_mでサンプリン
   グした波形Ｙ（ｔ_m−τ）との積Ｙ（ｔ_m−τ）Ｒ
   （ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算することにより第１加算
   値Ｓ（τ）が求められ、該第１加算値Ｓ（τ）を求める
   際に、前記時間τについて前記デジタル信号の１シンボ
   ルと比べて小さな第１ステップ時間Δτ₂づつずらしな
   がら繰り返し第１加算値Ｓ（τ）を計算し、前記第１加
   算値Ｓ（τ）の絶対値が極大を示す時の時間を、１つの
   素波の粗い精度の遅延時間ｘ_nとして検出し、前記細遅
   延時間検出手段では、前記受信波形Ｒ（ｔ）を時刻ｔ_m
   でサンプリングしたサンプリング受信波形Ｒ（ｔ_m）
   と、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）を時間τ遅延して時刻ｔ
   _mでサンプリングした波形Ｘ（ｔ_m−τ）との積Ｘ（ｔ_m
   −τ）Ｒ（ｔ_m）を時刻ｔ_mについて加算することにより
   第２加算値Ｕ（τ）が求められ、該第２加算値Ｕ（τ）
   を求める際に、前記時間τの可変範囲を前記遅延時間ｘ
   _n±Δτ₂の範囲に限定して、前記時間τについて前記デ
   ジタル信号の１シンボルと比べて非常に小さな第２ステ
   ップ時間Δτ₁づつずらしながら繰り返し第２加算値Ｕ
   （τ）を計算し、前記第２加算値Ｕ（τ）の絶対値が極
   大を示す時の時間τを、１つの素波の精度の高い遅延時
   間τ_nとして検出すると共に、この時点の第２加算値Ｕ
   （τ_n）を求めるようにされており、 前記相関検出手段では、前記第１基準波形Ｘ（ｔ）を前
   記検出された遅延時間τ_n遅らせた波形Ｘ（ｔ_m−τ_n）
   を２乗して、時刻ｔ_mについて加算して求めた基準加算
   値Ｖ（τ_n）により、前記第２加算値Ｕ（τ_n）を除算し
   た値を遅延時間τ_nの素波の振幅係数ｃ_nとして求めるこ
   とを特徴とする遅延プロファイル測定における相関検出
   装置。
6. 【請求項６】 送信側においてデジタル信号を帯域制限
   フィルタに通して２相ＰＳＫ変調方式により送信された
   電波を、雑音除去フィルタを通して受信する直交検波手
   段を備え、該直交検波手段から出力される同相成分と直
   交成分のそれぞれが多重伝搬路を介して受信された受信
   波形Ｒ（ｔ）とされ、前記同相成分の相関値と前記直交
   成分の相関値の２乗の和を最終的な相関値として求める
   演算手段をさらに備えている事を特徴とする請求項１あ
   るいは２記載の遅延プロファイル測定における相関検出
   装置。