JP2019021963A - 復調器及び復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の復調器及び復調方法を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る復調器及び復調方法は、全てのデータ変調に対して、相互に共通する特定時間だけ遅延して出力する各々のマッチドフィルタを用意することとした。本発明のように多数のマッチドフィルタを用いて復調する場合、受信端末局に到達する時刻差が、帯域幅の逆数（帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚならば８μｓ）以上あれば、マッチドフィルタの出力相関ピークを分離することが可能となる。【選択図】図７

Description

本開示は、ＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調されている信号を復調する復調器及び復調方法に関する。

ＬＰＷＡ（ＬｏｗＰｏｗｅｒＷｉｄｅＡｒｅａ）は、消費電力を抑えながら遠距離通信を確保する無線通信方式として、ＩｏＴ（ＩｎｔｅｒｎｅｔｏｆＴｈｉｎｇｓ）の分野他で注目されている（例えば、非特許文献１を参照。）。ＬＰＷＡには、携帯電話関係の標準化団体３ＧＰＰで標準化されているＣａｔ．Ｍ１、Ｃａｔ．ＮＢ１（例えば、非特許文献２を参照。）の他、自動検針システム等で導入されているＷｉ−ＳＵＮ（非特許文献３を参照。）、さらにＩｏＴを考慮した通信方式としてＳｉｇｆｏｘ（例えば、非特許文献４を参照。）やＬｏＲａ（例えば、非特許文献５を参照。）等がある。

この中で、非特許文献６によれば、ＬｏＲａは、ＣＳＳ変調と多値ＦＭデータ変調（Ｍ−ａｒｙ）が用いられているとされる。その概要を非特許文献７と８等から検討する。

ｃｈｉｒｐ信号自体は、受信時マッチドフィルタを用いることにより、圧縮利得を利用して高雑音下で良好な信号検出が可能で、レーダー等で実績がある（例えば、非特許文献９と１０を参照。）。また、ｃｈｉｒｐ信号を用いた通信分野に関してもＣＳＳ方式として検討されている（例えば、非特許文献１１〜１３を参照。）。

一方、ＬＰＷＡは消費電力を抑えながら遠距離通信を行うのであれば、マルチホップ通信は有効な手段となる（例えば、非特許文献１を参照。）。ＩｏＴ分野において、マルチホップ通信ながらルーティング機能を除去しつつ、簡易にネットワークが構成できる同時送信フラッディング方式のマルチホップネットワークは有効な手段が提案されている（例えば、非特許文献１４を参照。）。

［ＣＳＳ変調方式］
ＣＳＳのデータ変調に関して説明する。
ｃｈｉｒｐ信号は、時間とともに瞬時周波数が変化（一般に単調増加もしくは単調減少）するＦＭ信号の一種である。通信に利用した例として、データ変調をｕｐもしくはｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ信号の差異により識別するＳＳＫ（Ｓｌｏｐｅ−ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）があり（例えば、非特許文献１１を参照。）、ｃｈｉｒｐ信号毎に位相変調（ＰＳＫ）をかけ、復調時に帯域幅の一部（サブバンド）を受信し復調するＰＳＫ方式が示された例がある（例えば、非特許文献１２を参照。）。また、ｃｈｉｒｐ信号の２周期分のマッチドフィルタで相関を取ることにより２値差同位相符号化（ＤＢＰＳＫ）の復調を行う復調方式が発明者らにより提案された（例えば、非特許文献１３を参照。）。

また、近年において、ＬＰＷＡ用途でＣＳＳデータ変調を行っている例がある。図１はＬｏＲａモジュールの出力信号をサンプリングオシロスコープで測定し、瞬時周波数を求めたものである。図１に示す様に、瞬時周波数が時間と伴に変化するｃｈｉｒｐ信号を用いており、モジュールにてデータ変調及び復調が可能となっている（例えば、非特許文献６を参照。）。非特許文献７及び８によれば、図１において、帯域幅Ｂは１２５ｋＨｚ、ｃｈｉｒｐ信号の時間幅（シンボル長）Ｔは１／Ｂ×４０９６となっている。時間幅Ｔが１／Ｂの４０９６倍あるため、帯域幅Ｂの１／４０９６の周波数差は弁別可能である。他に、シンボル長Ｔは１／Ｂの２^ＳＦ（ＳＦ＝７，８，９，１０，１１，１２）倍の長さが選択可能で、ここでは、ＳＦ＝１２（２^ＳＦ＝４０９６）の場合について記述する。

まず、図２を用いてデータ変調方式について概説する。Ｃｈｉｒｐ信号の初期瞬時周波数ｆ（ｔ＝０）とすると、
（数１）
ｆ（ｔ＝０）＝ｆｏ＋Ｂ×ｎ／４０９６ （１）
ここで、ｔ＝０は１シンボルの開始時間、ｆｏは帯域下端の周波数、ｎ＝０〜４０９５とする。

各々の信号はシンボル長が１／Ｂの４０９６倍あることにより周波数上は帯域幅Ｂの１／４０９６の周波数分解能で弁別可能で、弁別可能な周波数差をデータ変調として用いる（Ｍ−Ａｒｙ方式）。このとき（１）式のｎ＝０〜４０９５の対応関係で、１２ビットのデータが１シンボル長（１ｃｈｉｒｐ信号長）で送受信が可能となる。

デジタル信号処理で、サンプリング周波数Ｂｓを帯域幅Ｂに等しい１２５ｋＨｚでＩ／Ｑ複素サンプリングすると、帯域幅の上下端外側の信号はアンダーサンプリングとなるため、Ｂｓ帯域内の信号として扱える。また、送信ｃｈｉｒｐ信号を同様に帯域Ｂ内で巡回的に利用すれば、全てＢｓ帯域内の信号の送受として扱える。ｃｈｉｒｐ信号の周波数波形をＳ（ｆ）、時間波形をｓ（ｔ）とすると、
（数２）
Ｓ（ｆ＋Ｂ）＝Ｓ（ｆ−Ｂ）＝Ｓ（ｆ） （２）
（数３）
ｓ（ｔ＋Ｔ_０）＝ｓ（ｔ−Ｔ_０）＝ｓ（ｔ） （３）
となる。ここで、Ｔ_０はシンボル時間長である。

続いてプリアンブルについて説明する。
ＬｏＲａの信号測定（図１）から、プリアンブルとされるシンボル列でパケットは開始される。ｕｐ ｃｈｉｒｐ（時間とともに瞬時周波数が増加するｃｈｉｒｐ信号）が複数と、ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ（時間とともに瞬時周波数が減少するｃｈｉｒｐ信号）が２回と１／４シンボル送られる。ｕｐ ｃｈｉｒｐ、ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐとも周波数オフセットの無い信号（ｎ＝０）が用いられる。ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐでは、ｆｏは帯域上端の周波数とする。

ＬＰＷＡの用途自体、ＩｏＴ等低消費電力、低価格の無線端末局を想定すれば、端末局の周波数精度には限りがある。９２０ＭＨｚ帯の特定小電力を想定すれば、端末局の周波数精度に関して、あまり高精度は期待できない。周波数精度を３０ｐｐｍ程度と想定すれば、２７．６ｋＨｚの周波数ずれとなり、帯域幅１２５ｋＨｚ、チャネル間隔２００ｋＨｚに比較して無視できない。従って、プリアンブルとして送られてくる初期周波数をｎ＝０として受信局側で同定する必要が生じる。

ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ信号は後述する様にｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ信号に対するマッチドフィルタで検出できる。ｕｐ ｃｈｉｒｐ信号のｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐのマッチドフィルタ（相互相関）は図５の様になる。自己相関との比では平均して３６ｄＢがあり、ｕｐ／ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ信号相互の信号の影響は小さい。

［ＣＳＳ復調方式］
マッチドフィルタによるＣＳＳ復調に関して説明する。
ＣＳＳ変調された信号は、マッチドフィルタを用いることにより復調が可能である （図３）（例えば、非特許文献１１及び１３を参照。）。また、相関ピーク（パルス幅）は、ほぼ帯域Ｂの逆数となる（上記検討条件では８μｓ）ため、この時間精度はシンボル長（３２．７６８ｍｓ）と比較して充分短い。ＩｏＴで特にセンサネットワーク等、サンプリング時刻を重視する場合、マッチドフィルタによるＣＳＳ復調は有効な特徴となる。

非特許文献１１及び１３が行う復調はマッチドフィルタを１つ使用している。
ｃｈｉｒｐ信号の初期瞬時周波数を、データ値により、
（数４）
ｆｎ＝ｆｏ＋Ｂ×ｎ／４０９６ （４）
とすると、帯域幅内で巡回的に周波数掃引されることから、ｎの異なる相互相関特性は特徴的である。その特徴からｆｏのマッチドフィルタでｎ＝０〜４０９５に対する相関検出も可能である。（４）式のどのｃｈｉｒｐ信号が来るかは、ｎ＝０の相関パルス時刻に対して、相関パルスの時間シフト量で検出される（パルス位置変調に変換される）。時刻原点はプリアンブルのマッチドフィルタ出力時刻によって決まる。装置実装上生じる送受無線局間の周波数偏差は、プリアンブルではｎ＝０のｃｈｉｒｐ信号を複数回送られることから同定され校正可能である。図３に示す様に、ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ信号のマッチドフィルタ出力も併せて用いれば送受信機間の周波数差に関しても検出可能である。

マッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調の構成例を図４に示す。マッチドフィルタ１個利用の場合の相関ピークの発生時刻は、データ変調値ｎ＝０〜４０９５で異なり、信号の瞬時周波数成分によりｎ≠０の時、２カ所の相関出力を持つ（図６参照）。この２つの相関ピークはそのシフト時間関係が既知のため、プリアンブルで相関ピークの時間原点（ｎ＝０の時のピーク時刻）を決めれば、その時間原点からのシフト量でデータ復調（ｎ＝０〜４０９５の判別）が可能である。

Ｕ．Ｒａｚａ， Ｐ．Ｋｕｌｋａｒｎｉ ａｎｄ Ｍ．Ｓｏｏｒｉｙａｂａｎｄａｒａ，"Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ Ｗｉｄｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ： Ａｎ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ"， ＩＥＥＥ ＣＯＭＭＵＮ ＳＵＲＶ， ｖｏｌ．１９，ｎｏ．２ ，２ｎｄ Ｑｕａｒｔ． ２０１７． ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＤｙｎａＲｅｐｏｒｔ／３６−ｓｅｒｉｅｓ．ｈｔｍ ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｓｕｎ．ｏｒｇ／ｉｎｄｅｘ．ｐｈｐ／ｅｎ／ ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｓｉｇｆｏｘ．ｃｏｍ／ｅｎ ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｌｏｒａ−ａｌｌｉａｎｃｅ．ｏｒｇ／ ＳＥＭＴＥＣＨ， "ＡＮ１２００．２２ ＬｏＲａｔｍ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｂａｓｉｃｓ"， Ｍａｙ ２０１５． "Ｗｈａｔ ｉｓ Ｌｏｒａ？"， ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｌｉｎｋ−ｌａｂｓ．ｃｏｍ／ｂｌｏｇ／ｗｈａｔ−ｉｓ−ｌｏｒａ Ｍ． Ｋｎｉｇｈｔ ａｎｄ Ｂ． Ｓｅｅｂｅｒ， "Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ＬｏＲａ： Ｒｅａｌｉｚｉｎｇ ａ Ｍｏｄｅｒｎ ＬＰＷＡＮ ｗｉｔｈ ＳＤＲ"， Ｐｒｏｃ． Ｔｈｅ ＧＮＵ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｖｏｌ．１ ，ｎｏ．１ ， Ｓｅｐ． ２０１６． Ｊ． Ｒ． Ｋｌａｕｄｅｒ， Ａ． Ｃ． Ｐｒｉｃｅ， Ｓ． Ｄａｒｌｉｎｇｔｏｎ， Ｗ． Ｊ． Ａｌｂｅｆｓｈｅｉｍ，"Ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｃｈｉｒｐ ｒａｄａｒｓ"， Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ． Ｔｅｃｈ． １，ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．４，ｐｐ．７４５−８０８， Ｊｕｌ． １９６０． Ｇ． Ｇａｌａｔｉ，Ｇ． Ｐａｖａｎ ａｎｄ Ｆ．Ｄｅ Ｐａｌｏ，"Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ｍｏｄｅｒｎ ｒａｄａｒ： Ｔｈｅ ｃｈｉｒｐ ｓｉｇｎａｌ Ｆｉｆｔｙ ＋ ｙｅａｒｓ ｌａｔｅｒ"，２０１４ １１ ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｒａｄａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｐｐ．１３ −１６ ， ２０１４． Ｄ． Ｓ． Ｄａｙｔｏｎ，"ＦＭ "Ｃｈｉｒｐ" Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ： Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ｔｏ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌｓ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎ．Ｃｏｍｐａｔ．，ｖｏｌ．ＥＭＣ−１０ Ｉｓｓｕｅ：２， ｐｐ．２９６−２９７， １９６８． Ｈ． Ｔａｋａｉ，Ｙ． Ｕｒａｂｅ ａｎｄ Ｈ． Ｙａｍａｓａｋｉ，"Ａｎｔｉ−ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ａｎｄ ａｎｔｉ−ｊ ａｍｍｉｎｇ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ／ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ＳＲ−ｃｈｉｒｐ ＰＳＫ ｆｏｒ ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｄａｔａ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｉｎ ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ ｗｉｔｈ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ"， Ｐｒｏｃ． １９９４ ＩＥＥＥ ＶＴＣ， ｐｐ．１３５５ −１３５９ ， Ｊｕｎ． １９９４． Ｙ． Ｔａｋｅｕｃｈｉ ａｎｄ Ｋ． Ｙａｍａｎｏｕｃｈｉ，"Ａ ｃｈｉｒｐ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ＤＰＳＫ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ａｎｄ ｄｅｍｏｄｕｌａ−ｔｏｒ ｆｏｒ ａ ｔｉｍｅ ｓｈｉｆｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｂｙ ｕｓｉｎｇ ＳＡＷ ｄｅｖｉｃｅｓ"， １９９８ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ＩＭＳ Ｄｉｇ． ， ｖｏｌ．２ ， ｐｐ．５０７−５１０， Ｊｕｎ． １９９８． Ｆ． Ｆｅｒｒａｒｉ， ｅｔ ａｌ． ，"Ｅｆｆｉｃｉ ｅｎｔ ｎｅｔｗｏｒｋ ｆｌｏｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｔｉｍｅ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｇｌｏｓｓｙ"， Ｐｒｏｃ． ＡＣＭ／ＩＥＥＥ ＩＰＳＮ’１１ ， ｐｐ．７３−８４， Ａｐｒ． ２０１１． 鈴木誠， 森川博之， 「Ｃｈｏｃｏ ：無線センサネットワーク向け多目的プラットフォーム」，信学技報 ＭｏＮＡ２０１４−２４， Ｊｕｌ． ２０１４． Ｃ． Ｈ． Ｌｉａｏ， Ｇ． Ｚｈｕ， Ｄ． Ｋｕｗａｂａｒａ， Ｓ． Ｏｈａｒａ ａｎｄ Ｍ． Ｓｕｚｕｋｉ ａｎｄ Ｈ．Ｍｏｒｉｋａｗａ，"Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｓｕｂ−ＧＨｚ ＬｏＲａ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｕｎｄｅｒ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ｐａｃｋｅｔ Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎｓ"，信学技報 ＲＣＳ２０１７−２７，Ａｐｒ． ２０１７．

ここで、図１０に非特許文献１６に記載されるＣＳＳ変調方式の送信側の機能ブロック図（Ａ）と受信側の機能ブロック図（Ｂ）を示す。受信側入力のｃｈｉｒｐ信号は、逆のスロープを持つ（ｕｐ ｃｈｉｒｐならｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐ、ｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐならｕｐ ｃｈｉｒｐ）の信号を掛けることにより、各シンボルで周波数の異なるＣＷ信号となり、通常の多値ＦＭ変調信号となる。このときの最大Ｓ／Ｎを得るマッチドフィルタは各多値ＦＭ狭帯域信号に対応する狭帯域フィルタ（周波数フィルタ）となり、１シンボル毎の再生が必要なことから、ほぼ１シンボル以内の時定数が必要であり、その帯域幅は１シンボル時間の逆数に対応する。また狭帯域フィルタ（周波数フィルタ）の時定数から、シンボルの時刻同期はシンボル時間長程度の精度となる。

このようなＣＳＳ変調方式を非特許文献１４のようなマルチホップネットワークに適用した場合、多くの端末から出力された同一信号が着目する１つの端末に到達することがあり、図４のような構成の精度ではこれらを分離することが難しい。つまり、図４のようなＣＳＳ変調の復調構成では多重された信号の分離が困難という課題があった。そこで、本発明は、このような課題を解決するために、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の復調器及び復調方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る復調器及び復調方法は、全てのデータ変調（全てのシンボル種類）に対して、各々のマッチドフィルタを用意することとした。

具体的には、本発明に係る復調器は、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を復調する復調器であって、
それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタと、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置（所定遅延量）に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する演算部と、
を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る復調方法は、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を復調する復調方法であって、
それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ手順と、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する演算手順と、
を行うことを特徴とする。

全てのデータ変調に対して、対応するマッチドフィルタの出力は同一時刻に相関ピークをもち、且つその相関ピークのレベルは各々一定である。つまり、全てのデータ変調（例えば、１２ビット全てのデータ）に対応するマッチドフィルタを用意しておき、その出力のなかからピークが１つであるマッチドフィルタを探し出すことで、変調したデータを知ることができる。

１個のマッチドフィルタを使用した構成の場合、データは時間原点からの時間差により検出されるため、マッチドフィルタは１個で良いものの、多数の時刻（１２ビットであれば４０９６点）での相関演算が必要である。一方、多数（１２ビットであれば４０９６個）のマッチドフィルタを用いる場合は、相関計算は相関ピークの時刻１点のみで、演算量としてはマッチドフィルタ１個利用の場合と差異は無い。

さらに、本発明のように多数のマッチドフィルタを用いて復調する場合、受信端末局に到達する時刻差が、帯域幅の逆数（帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚならば８μｓ）以上あれば、マッチドフィルタの出力相関ピークを分離することが可能となる。従って、本発明は、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の復調器及び復調方法を提供することができる。

前述のように、ＬＰＷＡの用途自体、ＩｏＴ等低消費電力、低価格の無線端末局を想定すれば、端末局の周波数精度には限りがあり、受信する変調信号の中心周波数が変動する可能性がある。本発明に係る復調器及び復調方法は、プリアンブル部を利用して次のように周波数変動が発生していることを認知することとした。

（判断手法１）
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする。

（判断手法２）
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置（所定遅延量）にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする。

本発明は、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の復調器及び復調方法を提供することができる。

ＣＳＳ変調方式の時間と瞬時周波数の関係を説明する図である。 ＣＳＳにおけるデータ変調を説明する図である。 チャープ信号に対するマッチドフィルタの出力を説明する図である。 マッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調器の構成を説明する図である。 ｄｏｗｎ−ｃｈｉｒｐマッチドフィルタのＵｐ／Ｄｏｗｎ−ｃｈｉｒｐ信号に対する相関出力を説明する図である。 ｎ＝０のマッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調器のマッチドフィルタが出力する信号を説明する図である。 （Ａ）は本発明に係る復調器を説明する構成図である。（Ｂ）は本発明に係る復調器のマッチドフィルタの動作を説明する図である。 本発明に係る復調器の各マッチドフィルタの出力について時系列変化を説明する図である。 本発明に係る復調器の各マッチドフィルタの出力についての振幅値を説明する図である。（Ａ）は１シンボル目での比較、（Ｂ）は２シンボル目（Ｂ）での比較である。 ＣＳＳ変調方式の送信側の機能を説明するブロック図（Ａ）と受信側の機能を説明するブロック図（Ｂ）である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

図７（Ａ）は、本実施形態の復調器を説明する構成図である。本復調器は、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調でＣＳＳ変調された変調信号を復調する復調器であって、
前記変調信号を受信するアンテナ１１と、
受信された前記変調信号を増幅する増幅器１２と、
増幅された前記変調信号の周波数を変換するコンバータ１３と、
周波数を変換した前記変調信号に対して、周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ１４と、
ＢＴ個のマッチドフィルタ１４が出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する演算部１５と、
を備えることを特徴とする。

本実施形態では、例として帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚ、シンボル長Ｔが１／Ｂの２^１２倍の３２．７６８ｍｓｅｃのＣＳＳ変調信号で説明する。このＣＳＳ変調信号は図１のようにプリアンブル部とデータ部で構成される。プリアンブル部はｕｐ ｃｈｉｒｐが１０シンボルとｄｏｗｎ ｃｈｉｒｐが２シンボルと１／４シンボルで構成される。データ部は、１シンボル毎にｕｐ ｃｈｉｒｐが１２ビットのデータで変調される。具体的には、１２ビットのデータによりｕｐ ｃｈｉｒｐ開始時の周波数をΔｆ（＝１／Ｔ＝３０．５Ｈｚ）づつ変化させる。

図７（Ｂ）は、マッチドフィルタ１４の動作を説明する図である。図７Ｂ（ａ）はマッチドフィルタ１４（＃０）の動作、図７Ｂ（ｂ）はマッチドフィルタ１４（＃１０２４）の動作である。なお、マッチドフィルタ１４（＃０）には
データ〔０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０〕が割り当てられ、
マッチドフィルタ１４（＃１０２４）には
データ〔０，１，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０〕が割り当てられている。

具体的に変調信号（＃０）と変調信号（＃１０２４）を受信した例で説明する。（ｉ）は変調信号（＃０）と変調信号（＃１０２４）の波形を説明している。（ｉｉ）はそれぞれのマッチドフィルタ１４に設定された遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃０）は、周波数軸上では対応する信号の周波数応答の複素共役に固定遅延特性を持ち、時間軸上では周波数が高くなるにつれて遅延時間が減少する遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃０）は、変調信号（＃０）が入力した時には（ｉｉｉ）のように全ての周波数を同じ時間ｔ_０に出力する。つまり、全ての周波数の信号強度が積算され、マッチドフィルタ１４（＃０）の出力は（ｉｖ）のように時間ｔ_０に１つのピークが現れる信号となる。

一方、マッチドフィルタ１４（＃０）は、変調信号（＃１０２４）が入力した時にはマッチドフィルタ１４（＃０）の遅延特性と変調信号（＃１０２４）とが整合しないので（ｉｉｉ）のように周波数によって出力する時間が分離してしまう。つまり、分離出力された周波数の信号強度がそれぞれ積算され、マッチドフィルタ１４（＃０）の出力は（ｉｖ）のように２つのピークが現れる信号となる。

マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃１０２４）に整合する遅延特性を持つ。すなわち、周波数遅延時間応答は、（ｉｉ）のように周波数が高くなるにつれて初期遅延時間が減少し、ある周波数を超えると巡回的に最大遅延時間となり、そこから初期遅延時間に向かって遅延時間が減少する遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃０）が入力した時にはマッチドフィルタ１４（＃１０２４）の遅延特性と変調信号（＃０）とが整合しないので（ｉｉｉ）のように周波数によって出力する時間が分離してしまう。つまり、分離出力された周波数の信号強度がそれぞれ積算され、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）の出力は（ｉｖ）のように２つのピークが現れる信号となる。

一方、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃１０２４）が入力した時には（ｉｉｉ）のように全ての周波数を同じ時間ｔ_０に出力する。つまり、全ての周波数の信号強度が積算され、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）の出力は（ｉｖ）のように時間ｔ_０に１つのピークが現れる信号となる。

演算部１５は、それぞれのマッチドフィルタ１４の出力を確認し、１つのピークのみが現れている出力のマッチドフィルタ１４を検出する。演算部１５は、１つのピークのみが現れている出力のマッチドフィルタ１４に割り当てられているデータを当該シンボルのデータとして出力する。このように、本復調器は、受信したＣＳＳ変調信号を復調することができる。

続いて、本復調器の利点を説明する。
非特許文献１１及び１３のようにマッチドフィルタを１個利用した場合、データによって２つの相関ピークが現れ、そのピークレベルを線形加算した場合、すべてのデータ変調に対して同一になるが、データ判定が煩雑となる。

本実施形態の復調器のように全てのデータ変調（４０９６通り）に対して、各々のマッチドフィルタを用意すれば、全てのデータ変調に対して、対応するマッチドフィルタの出力は同一時刻に相関ピークをもち、且つその相関ピークのレベルは各々一定である。

データの情報は相関ピークの検出時刻にのみに含まれる。４０９６通りのマッチドフィルタを用意する必要はあるものの、データ判定のための演算は１シンボル当たり相関ピークの時刻１点（図７Ｂのｔ_０）のみの計算で良い。データに対する相関ピークは全ての相関器の内１個のみに現れる。また、４０９６通りの相関計算は、同一の入力信号に対して行われるため、データ復調は相関器出力間のレベル差による最尤推定が可能である。

非特許文献１１及び１３のように１個のマッチドフィルタを使用した構成例の場合、データは時間原点からの時間差により検出されるため、マッチドフィルタは１個で良いものの、４０９６ポイントの時刻での相関演算が必要である。一方、本復調器のように４０９６個のマッチドフィルタを用いる場合は、相関計算は相関ピークの時刻１点のみで、演算量としてはマッチドフィルタ１個利用の場合と差異は無い。

図８に１シンボル目はｎ＝０、２シンボル目はｎ＝１０２３を送信した場合の時間（シンボル長を１単位）に対する各マッチドフィルタの出力値（ピークを０ｄＢとした相対値）を全ての時刻で計算した結果を示す。データ判定点である時刻０及び、時刻１において、各マッチドフィルタ番号を横軸、縦軸を相対出力値（ピークを０ｄＢとして規格化）したものを図９に示す。ｎ＝０、及びｎ＝１０２３のマッチドフィルタに相関ピークを持つ。

プリアンブル部で正確にシンボル同期でき、プリアンブル信号がｎ＝０のｃｈｉｒｐ信号として同定できればデータ部の復調も可能となる。このときの所要精度は、１パケット２ｓｅｃとすると、相関ピークの幅は１／Ｂ＝８μｓであるので、通常規格では１パケット２ｓｅｃ以内のため、４ｐｐｍ以下の偏差精度が必要となる。端末局間の個別のクロック精度は、プリアンブルでのデータ同定時にオフセットとすれば、端末局（送信端末）の周波数源における、秒程度の時間幅での周波数短期安定度が、移動時のドプラー周波数変移を含めて数ｐｐｍ以下（通常のＬＰＷＡ利用では問題無い所要周波数安定度）であれば復調可能である。

また、送信端末の周波数が大きく（例えば３０ｐｐｍ、２７．６ｋＨｚ）ずれた場合、本復調器はプリアンブル部を利用して周波数ずれを判断する。例えば、プリアンブル部が持つ１０シンボルが変調信号（＃０）であれば、変調信号の中心周波数がずれていなければ、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが１つである信号が出力される。一方、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが２つである信号が出力され、他のマッチドフィルタ１４（＃Ｘ）から振幅のピークが１つである信号が出力された場合、演算部１５は変調信号の中心周波数がずれていると判断できる。また、演算部１５はマッチドフィルタ１４（＃Ｘ）から変調信号の中心周波数のずれ量も判断できる。このため、演算部１５は、データ部の復調時に変調信号の中心周波数のずれ量を考慮してデータ出力をする。

また、変調信号の中心周波数がずれたときに、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが１つである信号が出力された場合、ピークの位置が所定位置（図７Ｂのｔ_０）からずれるため、このずれからも演算部１５は変調信号の中心周波数がずれていると判断できる。

（他の実施形態）
上記説明では、物理的にマッチドフィルタ１４を複数用意することを説明したが、ソフトウエア的に処理してもよい。つまり、受信した変調信号をコンピュータでマッチドフィルタ１４（＃０〜＃４０９５）に相当する演算処理を行い、全ての周波数で遅延時間が一定（ピークがひとつ）となる遅延特性を見出し、その遅延特性に割り当てられているデータを出力してもよい。

１１：アンテナ
１２：増幅器
１３：コンバータ
１４：マッチドフィルタ
１５：演算部

Claims (6)

1. 帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を復調する復調器であって、
   それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタと、
   前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置（所定遅延量）に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する演算部と、
   を備えることを特徴とする復調器。
2. 前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
   前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項１に記載の復調器。
3. 前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
   前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項１に記載の復調器。
4. 帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を復調する復調方法であって、
   それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬時周波数に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ手順と、
   前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する演算手順と、
   を行うことを特徴とする復調方法。
5. 前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
   前記演算手順では、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項４に記載の復調方法。
6. 前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
   前記演算手順では、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置（所定遅延量）にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項４に記載の復調方法。