CN107250838B - Fm-cw雷达以及fm-cw信号的生成方法 - Google Patents

Abstract

FM‑CW雷达构成为包括：高频电路(13)，该高频电路(13)接收来自目标物体的反射波；以及信号处理部(14)，该信号处理部(14)将高频电路(13)所生成的模拟信号转换为数字信号，并至少对到目标物体为止的距离及目标物体的速度进行检测。高频电路(13)中设置有VCO(4)，该VCO(4)接收来自信号处理部(14)的调制电压并产生频率调制后高频信号。信号处理部(14)中设置有LUT(9)，该LUT(9)存储调制控制数据的初始值。信号处理部(14)根据VCO(4)的输出的相位信息计算频率信息，并以使用计算结果而生成的校正数据对存储于LUT(9)的数据进行更新。

Description

FM-CW雷达以及FM-CW信号的生成方法

技术领域

本发明涉及利用FM-CW(Frequency Modulated Continuous Waves：调频连续波)方式的频率调制的FM-CW雷达以及FM-CW雷达所发送的FM-CW信号的生成方法。

背景技术

FM-CW雷达的结构较为简单、在基带中进行处理的频带为较低的频带，使得信号处理变得比较容易等，因此近年来，在以低成本化为目标的毫米波频带的防撞雷达等中被广泛使用。

FM-CW方式中，使用使发送频率从低频向高频变化的上线性调频信号(Up chirpsignal)、以及使发送频率从高频向低频变化的下线性调频信号(DOWN chirp signal)，并基于从各线性调频信号得到的差拍信号的峰值频率之和以及峰值频率之差，来计算与目标物体的距离以及相对速度。

另一方面，在构成FM-CW雷达的收发模块中，由于压控振荡器(Voltage ControlOscillator：以下记为“VCO”)的个体差异的偏差、及温度特性，因而需要在出货检查工序中进行调整操作，不利于削减量产时的检查时间。此外，由于出货后没有反馈控制，因此无法对应因历时老化等导致的VCO的特性变动也成为问题。

另外，上述专利文献1中公开有以下结构，该结构包括：对振荡频率根据模拟的控制电压而变化的VCO的输出信号以分频数N进行分频的分频器；从分频器的输出信号检测出相位信息并输出数字相位信息的数字相位检测器；以及对数字相位检测器所输出的数字相位信息进行微分并转换为数字频率信息的微分器。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2013－47617号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

上述专利文献1中，如上所述，基于VCO输出的相位信息来求出频率信息，然而并没有公开关于VCO输出的具体的生成方法。因此，在现有技术中，无法恰当地对应因历时老化等导致的VCO的特性变动。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于获得一种能恰当地对应因历时老化等导致的VCO的特性变动的FM-CW雷达以及FM-CW信号的生成方法。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述问题，达成目的，本发明是利用FM-CW方式的频率调制的FM-CW雷达，所述FM-CW雷达构成为包括：高频电路，该高频电路接收来自目标物体的反射波；以及信号处理部，该信号处理部将所述高频电路所生成的模拟信号转换为数字信号，并至少对到所述目标物体为止的距离及所述目标物体的速度进行检测，所述高频电路中设置有压控振荡器，该压控振荡器接收来自所述信号处理部的调制电压并产生频率调制后高频信号，所述信号处理部中设置有查找表，该查找表存储调制控制数据的初始值，所述信号处理部根据所述压控振荡器的输出的相位信息计算频率信息，并以使用计算结果而生成的校正数据对存储于所述查找表的数据进行更新。

发明效果

根据本发明，起到能恰当地对应因历时老化等导致的VCO的特性变动的效果。

附图说明

图1是示出实施方式1所涉及的FM-CW雷达的结构的框图。

图2是示出省略了一部分结构要素的实施方式1所涉及的FM-CW雷达的结构的框图。

图3是用于说明构成存储于LUT的调制控制数据的各参数的图。

图4是示出微机中的频率信息的计算处理的流程的流程图。

图5是示出以专用的处理器进行图4所示的处理时的计算处理的流程的框图。

图6是示出利用多项式近似的校正处理的流程的流程图。

图7是用于说明LUT的更新以及更新后的发送处理的时序图。

图8是示出利用微机中的时间误差计算的校正处理的流程的流程图。

图9是用于说明利用时间误差计算的校正处理的概念的图。

图10是以表格形式示出存储于微机的非易失性存储器的存储数据的示意的图。

图11是示出实施方式3所涉及的警报处理的流程的流程图。

图12是示出实施方式3所涉及的异常判定处理的流程的流程图。

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的实施方式所涉及的FM-CW雷达以及FM-CW信号的生成方法进行详细说明。此外，本发明并不局限于以下所示的实施方式。

实施方式1.

图1是示出实施方式1所涉及的FM-CW雷达的结构的框图。实施方式1所涉及的FM-CW雷达是利用FM-CW方式的频率调制的FM-CW雷达，如图1所示，其构成为主要包括以下结构要素，即：高频电路13，该高频电路13以发送信号为电波经由发送天线1(Tx)向空间进行辐射，并经由接收天线2(Rx)对所发送的电波的来自目标物体的反射波进行接收；信号处理部14，该信号处理部14将从高频电路13输出的模拟信号转换为数字信号，并对到目标物体为止的距离及目标物体的速度进行检测，如有需要则对目标物体的方位进行检测；以及控制电路12，该控制电路12对提供至高频电路13的各种控制电压进行控制。

作为基本要素，高频电路13包括：VCO4，该VCO4从信号处理部14接收三角波电压信号即VCO调制电压来作为发送指令，并产生频率调制后的高频信号；功率分配器3，该功率分配器3将VCO4输出的高频信号的大部分提供至发送天线1，并将剩余部分作为本地信号来进行提供；以及混合器5，该混合器5被提供有本地信号，并利用本地信号对接收天线2的接收信号进行频率转换，具体而言，进行下变频(down-convert)。另外，高频电路13的各要素由MMIC(Microwave Monolithic IC：单片微波集成电路)构成。

在高频电路13与信号处理部14之间设置有基带放大电路6、预分频器15、混合器17以及基准频率发生器18。上述各结构部的功能将在后文阐述。另外，以上所说明的发送天线1、接收天线2、基带放大电路6、控制电路12、高频电路13、信号处理部14、预分频器15、混合器17以及基准频率发生器18构成毫米波收发模块。

信号处理部14包括：微机10，该微机10为主要进行FM-CW雷达中的发送处理与测量处理的主电路部；数模转换器(以下，适当记为“DAC”)7，该数模转换器7将来自微机10的发送指令即三角波电压信号转换为模拟信号并提供至高频电路13的VCO4；模数转换器(以下，适当记为“ADC”)8，该模数转换器8将来自基带放大电路6的接收信号转换为数字信号并提供至微机10；以及ADC16，该ADC16的详细的功能将在后文阐述。另外，微机10具有查找表(look-up table)(以下，适当记为“LUT”)9，该查找表9对提供至VCO4的三角波电压信号数据进行存储。此外，FM-CW雷达构成为设置有对周围温度进行监视的周围温度监视器11，并将周围温度监视器11的检测值输入微机10。

控制电路12在微机10的控制下，对提供至高频电路13内的各MMIC的各种控制电压进行控制。微机10设置有非易失性存储器19。此处，高频电路13内的各MMIC因制造批次不同而存在偏差。因此，在微机10内的非易失性存储器19中预先存储对每个毫米波收发模块的产品进行单独调整并决定的控制电压值。实际运用时，由微机10从非易失性存储器19读取控制电压值，并经由控制电路12提供至高频电路13内的各MMIC。

VCO4从信号处理部14接收三角波电压信号即VCO调制电压，并产生高频信号即FM-CW信号，该FM-CW信号包含频率在一定期间内上升的上升调制信号、以及频率在一定期间内下降的下降调制信号。所产生的FM-CW信号的大部分从功率分配器3被提供至发送天线1，并由发送天线1向目标物体照射毫米波电波。此外，将剩余的FM-CW信号、即未被提供至发送天线1的部分作为本地信号提供至混合器5。

将接收天线2所捕捉到的目标物体中的反射波作为接收信号输入至混合器5。混合器5对来自接收天线2的接收信号与来自功率分配器3的本地信号进行混合，从而输出频率中具有两者的频率差的差拍信号。该差拍信号在基带放大电路6中被放大至适当电平，并经由ADC8输入至微机10。微机10基于所输入的差拍信号中的上升调制期间的频率与下降调制期间的频率，来求出到目标物体为止的距离以及相对速度，此外，如有需要则求出目标物体的方位。

此处，用预分频器15使VCO4的分频信号降低至某一整数分之一的频率，并输入至混合器17。混合器17对来自预分频器15的输出信号与来自基准频率发生器18的本地信号进行混合，从而输出频率中具有两者的频率差的信号。混合器17的输出信号经由ADC16输入至微机10，并用于位于LUT9内的三角波电压信号数据的更新。

另外，在图1的结构中，也可以构成为不使用混合器17及基准频率发生器18，在图2中示出该结构。图2的结构中，输入至ADC16的信号的频带成为预分频器15输出的信号的频带。因此，虽然需要比图1中所使用的ADC16更高的处理时钟，但具有不使用混合器17及基准频率发生器18的优点，在毫米波收发模块的成本降低、可靠性提高上较为有效。

接着，参照图1、图3至图7，对实施方式1所涉及的FM-CW雷达的主要部分进行说明。图3是用于说明构成存储于LUT9的调制控制数据的各参数的图。图4是示出微机10中的频率信息的计算处理的流程的流程图。图5是示出以专用的处理器进行图4所示的处理时的计算处理的流程的框图。图6是示出利用多项式近似的校正处理的流程的流程图。图7是用于说明LUT的更新以及更新后的发送处理的时序图。

首先，参照图3，对存储于LUT9的调制控制数据进行说明。调制控制数据由电压阶跃(Voltage step)DV、开始电压BV、时间增量DC、及时间数据数DN构成。图3中，取横轴为时间，纵轴表示电压值。时间增量DC及时间数据数DN的参数是时间轴上的参数，开始电压BV及电压阶跃DV是电压轴上的参数。更详细的说明如下所述。

(电压阶跃DV)

电压阶跃DV以DAC7中的电压分辨率的整数倍来进行设定，基本上是固定值。例如，在DAC7的参考电压：5V、分辨率：10比特的情况下，电压分辨率成为5/1024≈0.00488V。

(开始电压BV)

开始电压BV是调制控制数据的开始电压，与电压阶跃DV相同地，以DAC7的电压分辨率的整数倍来进行设定。

(时间增量DC)

时间增量DC是某个电压值中的维持时间，设定为微机10的最小时间分辨率的整数倍。基本上，由该时间增量DC来控制波形的形状。另外，作为初始值存储于LUT9的默认线性调频数据将时间增量DC设为固定值。

(时间数据数DN)

时间数据数DN是任意一个区间中的时间增量DC的累计值，意味着该一个区间中的数据数。

另外，为了校正的高精度化，本实施方式中，通过将电压阶跃DV设为固定、并使时间增量DC变化，从而形成所希望的波形。另外，当然也可以将电压阶跃DV设为可变而非固定。

接着，参照图4及图5，对频率信息的计算处理进行说明。

(正交解调处理)

图4的步骤S101的处理、以及图5中的余弦函数及正弦函数发生器31、乘法器32a、32b中的处理与其相对应。具体而言，利用正交检波将由ADC16采样而得的数据分离为I(In-phase，同相)分量以及Q(Quadrature，正交)分量这2个信号。上述I分量以及Q分量的信号由下式表示。

【数学式1】

x(n)：采样而得的数字数据

k:采样数

Δt:采样间隔

ω＝2πf_Lo(f_Lo：正交解调用的Lo频率)

(滤波处理)

图4的步骤S102的处理、以及图5中的低通滤波器(Low Pass Filter：以下记为“LPF”)33a、33b中的处理与其相对应。另外，本实施方式中，设为以下处理，即：对于在步骤S101的正交解调处理中所得到的I信号及Q信号，分别乘以FIR(Finite Impulse Response：有限脉冲响应)滤波器的加权系数。该FIR滤波处理能由下式表示。另外，滤波处理并不限于使用FIR滤波器，也可以使用IIR(Infinite Impulse Response：无限脉冲响应)滤波器。

【数学式2】

(相位计算)

图4的步骤S103的处理、以及图5中的反正切函数计算器34中的处理与其相对应。步骤S103的处理中，生成下式所示的瞬时相位θ(n)。

【数学式3】

(频率的计算)

图4的步骤S104的处理、以及图5中的频率计算器35中的处理与其相对应。步骤S104的处理中，生成下式所示的瞬时频率f”(n)。

【数学式4】

通过上述计算，得到时间与频率的关系。利用下式所示的转换式，将所得到的频率转换为76至77GHz频带的数值。

【数学式5】

f′(n)＝{f″(n)+f_xo}·N·4…(5)

f_xo：局部振荡频率(由基准频率发生器来生成)

N：预分频器中的分频数

另外，上述式(5)是基准频率发生器18的局部振动信号频率f_xo为19GHz时、即在19GHz频带中对VCO4的分频信号进行监视时的计算式。

(滤波器导致的延迟时间的考虑)

图4的步骤S105的处理与其相对应。步骤S105的处理中，对于从步骤S101至步骤S104的处理中所得到的时间与频率的关系，考虑因FIR滤波器而产生的延迟时间，进行使频率数据偏移的处理。具体而言，步骤S105中，进行下式所示的偏移处理。

【数学式6】

f(n)＝f′(n+t_d1)…(6)

接着，对利用多项式近似的校正处理进行说明。首先，将利用图4所示的“频率信息的计算处理”的流程计算出的频率信息存储于微机10的非易失性存储器19，以作为与时间相对的频率数据。此外，将参照图3进行说明的调制控制数据存储于微机10的LUT9，以作为与时间相对的电压数据。此处所说明的利用多项式近似的校正处理参照“与时间相对的频率数据”和“与时间相对的电压数据”，利用多项式来进行使电压与频率的关系近似的处理。另外，基于由多项式进行近似而得的近似函数生成为了得到频率的线性度所需的调制数据，并作为输出至下一个周期的调制控制数据并应用于LUT9。即，利用由多项式进行近似而得的近似函数，来对存储于LUT9的调制控制数据进行更新。

接着，参照图6，对利用多项式近似的校正处理的一个示例进行说明。另外，作为图6的示例的前提，将DAC7的比特数设为10比特，并使用2次函数作为多项式近似的函数。

(电压范围的决定)

图6的步骤S201的处理与其相对应。具体而言，如下式所示，以电压的2次函数表示频率，求出与中心电压Vc相对应的中心频率fc，并根据所需的调制宽度Δf设定相应的开始频率fmin与开始电压Vmin。

【数学式7】

(电压增量的设定)

图6的步骤S202的处理与其相对应。具体而言，以固定值来对电压阶跃DV进行设定。

(初始电压以及初始频率的设定)

图6的步骤S203的处理与其相对应。具体而言，初始电压V_O是将上述式(7)中所求出的开始电压Vmin在每个电压增量中取整为DAC7所能具有的值后的电压值，该电压值成为开始电压BV。此外，初始频率f_O是与V_O相对应的频率。可由下式来求出。

【数学式8】

(时间增量数据的计算)

图6的步骤S204的处理与其相对应。作为目标的频率数据能表示为下式。另外，α是根据调制宽度与规定时间求出的频率的理论斜率。

【数学式9】

f＝αt+f₀…(9)

基于上述式(9)与上述式(7)中的2次函数的近似式(第1式)，时间计算式能表示为下式。

【数学式10】

t＝(aV²+bV+c-f₀)/α…(10)

另外，对于电压，以V₀为初始电压，使电压增量每次变化1个阶跃。对于所求出的时间，以微机10的最小时间分辨率进行量子化来表示。

(最终电压的计算)

图6的步骤S205的处理与其相对应。具体而言，进行计算直到步骤S204中所计算的时间增量数据的累积时间不超过规定时间。所得到的时间增量DC的个数成为时间数据数DN。另外，对于初始电压V₀，最终电压Ve能如下式那样进行计算。

【数学式11】

Ve＝Vo+DV×DN…(11)

接着，关于实施方式1所涉及的LUT的更新处理以及更新后的发送处理，使用图7的时序图来进行说明。图7中，取横轴为时间，纵轴中，从上部侧起，示出了模块电源的接通状态、三角波调制信号、发送频率、VCO控制电压以及发送系统控制电压。

LUT9中存储有预先确定的数据，以作为调制控制数据的初始值。该预先确定的数据被称为默认线性调频数据。在图7中，以三角波调制信号中的波形K1示出默认线性调频数据。在VCO4的特性没有发生变动的情况下，从发送天线1发送来的FM-CW信号的频率的波形成为如波形K4所示那样的具有线性度的波形。另一方面，因历时老化等在VCO4中发生了特性变动的情况下，从发送天线1发送来的FM-CW信号的频率的波形成为如波形K2所示那样的不具有线性度的波形。因此，实施方式1中，将VCO4的分频信号转换为数字信号来定期进行监视，并根据VCO4的分频信号中的相位信息计算频率信息(图4的处理流程)。此外，使用计算结果来进行校正处理，并计算确保发送频率的线性度所需的电压数据(图6的处理流程)。进行了图6的处理之后，LUT9的数据更新为波形K3所示那样的数据，若对于波形K2使用波形K3来生成FM-CW信号，则生成如波形K4所示那样的具有线性度的波形。

另外，在计算第一次的频率信息、并进行校正处理来对LUT9进行更新之前，不进行FM-CW信号的发送。该处理如图7所示，在接通模块电源之后接通VCO控制电压来进行频率的计算处理以及校正处理，然而若预先断开发送系统控制电压，则能抑制FM-CW信号的发送。此外，若与LUT9的更新同步地接通发送系统控制电压，则在LUT9的更新后能快速地进行FM-CW信号的发送。

如上述所说明那样，实施方式1中，根据VCO4的分频信号的相位信息计算频率信息，并以使用计算结果而生成的校正数据对存储于LUT9的数据进行更新，因此能准确地对应因历时老化等导致的VCO的特性变动。此外，由于能准确地对应VCO的特性变动，因此能削减出货检查工序中的检查时间，并能构建出货后的反馈控制的结构，从而能实现高精度的VCO校正。

实施方式2

实施方式1中，对并用利用相位计算的频率的计算处理、以及利用多项式近似的校正处理来进行LUT9的更新处理的实施方式进行了说明，然而实施方式2中，对以利用时间误差计算的校正处理来替代LUT9的第2次以后的更新处理的实施方式进行说明。另外，基本结构与图1或图2所示的实施方式1的结构相同或等同，省略与具体结构有关的说明。

接着，参照图8及图9，对实施方式2所涉及的FM-CW雷达的主要部分进行说明。图8是示出微机10中的利用时间误差计算的校正处理的流程的流程图。图9是用于说明“利用时间误差计算的校正处理”的概念的图。

(来自理想频率直线的误差的计算)

图8的步骤S301的处理与其相对应。具体而言，首先，根据图4所示的“频率信息的计算处理”的流程来计算“与时间相对的频率数据”。接着，基于下式计算“与时间相对的频率数据”与理想频率直线的误差δt(i)。

【数学式12】

在上述式(12)中，f_ideal是理想频率直线，f_detect是图4的流程中计算出的频率数据。此外，α是根据调制宽度与规定时间求出的频率的理论上的斜率值(以下称为“理论斜率值”)。计算的示意如图9所示，成为以下处理，即：对以实线波形示出的频率数据的波形f_detect、与理想频率直线的波形f_ideal之间的箭头的分量，即时间轴方向上的差分值进行计算，以作为误差。

(时间增量数据的校正)

图8的步骤S302的处理与其相对应。具体而言，利用上述式(12)中计算出的来自理想频率直线的误差，来对时间增量DC进行校正。若将数据范围的起始设为第k个，则能用下式求出校正后的时间增量DC。

【数学式13】

第k个的计算：DC′(k)＝DC(k)+δt(k)…(13)

第k+1个以后的计算：DC′(k+1)＝DC(k+1)+δt(k+1)-δt(k)

在上述式(13)中，DC(k)是第k个中的校正前数据，δt(k)是使用DC(k)求出的误差分量，DC'(k)是第k个中的校正后的数据。同样地，DC(k+1)是第k+1个中的校正前数据，δt(k+1)是使用DC(k+1)求出的误差分量，DC'(k+1)是第k+1个中的校正后的数据。

使用图8的流程时，实施方式2所涉及的LUT9的更新成为以下处理。首先，在LUT9的第一次更新中，对与默认线性调频数据相对的频率特性进行多项式近似(上述示例中为2次函数近似)，并根据该结果计算确保线性度所需的电压表。另一方面，在LUT9的第2次以后的更新中，不使用多项式近似，而按照图8的流程，计算与理想频率直线相对的时间误差，并使用该时间误差来进行各时间数据的校正。

如上所述，实施方式2中，对计算出的频率信息的数据、与理想频率直线的波形数据之间的时间轴方向上的差分进行计算，以作为误差，并以计算出的误差进行时间轴方向上的校正，因此，能获得与实施方式1相同的效果。

实施方式3

实施方式3中，增加了以下功能：掌握因周围温度的变动导致的VCO的特性变动的前兆，对FM-CW雷达中的发送频率的异常进行检测，并输出警报及错误。另外，基本结构与图1或图2所示的实施方式1的结构相同或等同，省略与具体结构有关的说明。

接着，参照图10至图12，对实施方式3所涉及的FM-CW雷达的主要部分进行说明。图10是以表格形式示出存储于微机10的非易失性存储器19的存储数据的示意的图。图11是示出实施方式3所涉及的“警报处理”的流程的流程图。图12是示出实施方式3所涉及的“异常判定处理”的流程的流程图。

利用周围温度监视器11定期地对收发模块的周围温度进行监视。周围温度监视11所监视到的温度数据与FM-CW信号中的发送信号的频率即发送频率一起存储于非易失性存储器19。

图11所示的警报处理的流程中，首先，对发送频率是否在预先设定的公差内进行判定(步骤S401)，若发送频率偏离了预先设定的公差(步骤S401，否)，则作出存在劣化前兆的判定，向上位的控制部输出警报(步骤S402)。若发送频率在预先设定的公差内(步骤S401，是)，则不输出警报。

通过将周围温度的数据与发送频率的信息一起存储于非易失性存储器19，从而能确定发送频率是否从规定值发生了偏移，简而言之，能向上位控制部输出警报。

另外，由于能存储的数据数存在限制，因此以预先确定的温度间隔保持数据，在没有符合的温度的数据的情况下，可以利用线性近似来求出符合的温度的值。

图11的处理流程是对发送信号的频率是否在公差内进行判定的判定处理，然而作为是否遵守无线电法的判定处理，也可以执行图12的处理流程。另外，图11的处理流程与图12的处理流程可以并存。

实施图12的处理流程时，如图10所示，将无线电法所规定的发送频率的上限值即发送频率Max、发送频率的下限值即发送频率Min、及发送雷达信号的调制宽度与周围温度监视器11所监视到的温度数据一起预先存储于非易失性存储器19。

图12所示的异常判定处理的流程中，首先，对发送频率是否在上限值与下限值之间的范围内进行判定(步骤S501)，若不在上限值与下限值之间的范围内(步骤S501，否)，则作为产生了异常，向上位控制部输出错误(步骤S503)。此外，在发送频率在上限值与下限值的范围内的情况下(步骤S501，是)，也进一步判定FM-CW信号的调制带宽是否在上限值的范围内(步骤S502)，若调制带宽不在上限值的范围内(步骤S502，否)，则向上位控制部输出错误(步骤S503)。

另外，在向上位控制部输出了错误的情况下，当然要进行发送输出停止等处置。

如上述所说明那样，实施方式3中，通过对包含高频电路13在内的收发模块的周围温度进行监视，并将所监视到的温度数据与FM-CW信号中的发送频率一起存储于非易失性存储器19，从而在实施方式1的效果的基础上，还得到能进行警报处理以及异常判定处理的效果。

另外，以上的实施方式所示的结构示出本发明内容的一个示例，可以与其他公知的技术进行组合，在不脱离本发明要点的范围内，也可以省略、变更结构的一部分。

例如，也可以组合实施方式1的处理、与实施方式2的处理来实施。此外，可以组合实施方式1的处理、与实施方式3的处理，也可以组合实施方式2的处理、与实施方式3的处理。此外，也可以组合从实施方式1到实施方式3为止的所有的处理。

标号说明

1发送天线(Tx)，2接收天线(Rx)，3功率分配器，5、17混合器，6基带放大电路，7DAC(数模转换器)，8、16ADC(模数转换器)，9LUT(查找表)，10微机，11周围温度监视器，12控制电路，13高频电路，14信号处理部，15预分频器，18基准频率发生器，19非易失性存储器，31余弦函数及正弦函数发生器，32a、32b乘法器，34反正切函数计算器，35频率计算器。

Claims (7)

1.一种FM-CW雷达，

其为利用FM-CW方式的频率调制的FM-CW雷达，其特征在于，

所述FM-CW雷达构成为包括：

高频电路，该高频电路接收来自目标物体的反射波；以及

信号处理部，该信号处理部将所述高频电路所生成的模拟信号转换为数字信号，并至少对到所述目标物体为止的距离及所述目标物体的速度进行检测，

所述高频电路中设置有压控振荡器，该压控振荡器接收来自所述信号处理部的调制电压并产生频率调制后的高频信号，

所述信号处理部中设置有查找表，该查找表存储调制控制数据的初始值，

所述信号处理部对于根据所述压控振荡器的输出的相位信息计算出的频率信息，利用多项式近似进行校正，并以将电压增量设为固定、且使时间增量变化而生成的校正数据对存储于所述查找表的数据进行更新，

利用所述多项式近似的校正处理中，参照与时间相对的频率数据和与时间相对的电压数据，进行利用多项式对电压与频率的关系进行近似的处理，

所述与时间相对的频率数据是计算出的所述频率信息，所述与时间相对的电压数据是所述调制控制数据。

2.如权利要求1所述的FM-CW雷达，其特征在于，

在计算第一次的频率信息、并进行校正处理来对所述查找表进行更新之前，不进行FM-CW信号的发送。

3.如权利要求1所述的FM-CW雷达，其特征在于，

所述信号处理部对计算出的所述频率信息的数据、与理想频率直线的波形数据之间的时间轴方向上的差分进行计算，以作为误差，并使用计算出的所述误差，对设定为所述信号处理部的最小时间分辨率的整数倍的所述时间增量进行变更来进行时间轴方向上的校正。

4.如权利要求2所述的FM-CW雷达，其特征在于，

所述信号处理部中设置有非易失性存储器，

所述信号处理部对包含所述高频电路在内的收发模块的周围温度进行监视，并将所监视到的温度数据与所述FM-CW信号中的发送频率一起存储于所述非易失性存储器。

5.如权利要求4所述的FM-CW雷达，其特征在于，

所述信号处理部使用存储于所述非易失性存储器的所述温度数据来对所述发送频率是否在预先设定的公差内进行判定，在所述发送频率偏离了所述公差的情况下，向上位控制部输出警报。

6.如权利要求4所述的FM-CW雷达，其特征在于，

所述信号处理部使用存储于所述非易失性存储器的所述温度数据来对所述发送频率是否在上限值与下限值之间的范围内进行判定，或对所述FM-CW信号的调制频带宽度是否在上限值的范围内进行判定，若所述发送频率不在所述上限值与所述下限值之间的范围内，或所述调制频带宽度不在上限值的范围内，则向上位控制部输出错误。

7.一种FM-CW信号的生成方法，

该FM-CW信号由FM-CW雷达进行发送，该FM-CW雷达包括：高频电路，该高频电路具备产生频率调制后的高频信号的压控振荡器；以及信号处理部，该信号处理部将所述高频电路所生成的模拟信号转换为数字信号，并至少对到目标物体为止的距离及所述目标物体的速度进行检测，

所述FM-CW信号的生成方法的特征在于，所述信号处理部中设置有查找表，该查找表存储调制控制数据的初始值，

所述FM-CW雷达执行以下处理来生成所述FM-CW信号，该处理包含：

第1步骤，该第1步骤中，根据所述压控振荡器的分频信号中的相位信息计算频率信息；

第2步骤，该第2步骤中，对于所述第1步骤的计算结果，利用多项式近似进行校正，来进行将电压增量设为固定、且使时间增量变化的校正处理，并计算为了确保发送频率的线性度所需的电压数据；以及

第3步骤，该第3步骤中，使用所述第2步骤中计算出的电压数据，来对存储于所述查找表的值进行更新，

利用所述多项式近似的校正处理中，参照与时间相对的频率数据和与时间相对的电压数据，进行利用多项式对电压与频率的关系进行近似的处理，

所述与时间相对的频率数据是所述第1步骤中计算出的所述频率信息，所述与时间相对的电压数据是所述调制控制数据。

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