JPH0744446B2 - 周波数情報検出方法 - Google Patents
周波数情報検出方法Info
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- JPH0744446B2 JPH0744446B2 JP59216894A JP21689484A JPH0744446B2 JP H0744446 B2 JPH0744446 B2 JP H0744446B2 JP 59216894 A JP59216894 A JP 59216894A JP 21689484 A JP21689484 A JP 21689484A JP H0744446 B2 JPH0744446 B2 JP H0744446B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- signal
- phase
- circuit
- data
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は周波数情報検出方法に関し、例えば自動周波数
制御装置（AFC）に適用して好適なものである。
制御装置（AFC）に適用して好適なものである。
従来、PSK（位相シフトキーイング変調）通信システム
や、FM（周波数変調）通信システムなどにおいては、受
信復調装置において、局部発振器から発生された周波数
信号を受信信号のキヤリア周波数に追従させるため、AF
C回路が設けられている。
や、FM（周波数変調）通信システムなどにおいては、受
信復調装置において、局部発振器から発生された周波数
信号を受信信号のキヤリア周波数に追従させるため、AF
C回路が設けられている。
ところで受信信号のキヤリア周波数は例えばドツプラー
効果などの影響によつて周波数が変動したり、復調装置
の局部発振器の発振周波数がずれたりすることを避け得
ないため、受信装置の自動周波数制御機能として、引込
範囲を広げて周波数変動が大きくなつても周波数ロツク
状態に引込むことができるようにすると共に、一旦ロツ
ク状態に引込んだ後は、等価雑音帯域幅を狭くして受信
信号の信号レベルをできるだけ高くする必要があると考
えられている。
効果などの影響によつて周波数が変動したり、復調装置
の局部発振器の発振周波数がずれたりすることを避け得
ないため、受信装置の自動周波数制御機能として、引込
範囲を広げて周波数変動が大きくなつても周波数ロツク
状態に引込むことができるようにすると共に、一旦ロツ
ク状態に引込んだ後は、等価雑音帯域幅を狭くして受信
信号の信号レベルをできるだけ高くする必要があると考
えられている。
しかし十分に広い引込範囲を設定すれば、C/Nが劣化し
た場合ノイズのために正しい同期動作をすることができ
なくなるおそれがある。この問題に対処するため、局部
発振周波数を受信信号に引込む際に、周波数比較回路に
よつて周波数エラーを検出し、この周波数エラーに基づ
いて局部発振周波数を制御することによつて比較的短い
時間で確実に同期が取れる状態に引込むようにする方法
が考えられている。
た場合ノイズのために正しい同期動作をすることができ
なくなるおそれがある。この問題に対処するため、局部
発振周波数を受信信号に引込む際に、周波数比較回路に
よつて周波数エラーを検出し、この周波数エラーに基づ
いて局部発振周波数を制御することによつて比較的短い
時間で確実に同期が取れる状態に引込むようにする方法
が考えられている。
この周波数比較回路は、従来受信信号のゼロクロス点を
カウントして当該カウント値の偏差に基づいて周波数差
を検出する方法が用いられているが、この方法によると
C/Nが劣化すると誤差が無視し得ない程度に大きくなる
欠点がある。
カウントして当該カウント値の偏差に基づいて周波数差
を検出する方法が用いられているが、この方法によると
C/Nが劣化すると誤差が無視し得ない程度に大きくなる
欠点がある。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、比較的簡
易な構成によつて、入力周波数信号の各時点における周
波数を確実に検出し得るようにした周波数情報検出方法
を提案しようとするものである。
易な構成によつて、入力周波数信号の各時点における周
波数を確実に検出し得るようにした周波数情報検出方法
を提案しようとするものである。
かかる問題点を解決するため本発明においては、入力信
号SINのキャリアのπ/2の位相差に相当する時間間隔を
有する一対のサンプリング時点において入力信号SINの
瞬時値を順次サンプルリングし、当該１回のサンプリン
グ処理によつて得られる一対のサンプル値SQ及びSIに基
づいて位相値を求め、順次続くサンプリング処理におい
て得られた第１の位相値ΦＫ及び第２の位相値ΦK-1の
差を求めることによつて近似微分値ΦＫ−ΦK-1/Δｔを
得、この近似微分値を周波数情報検出出力として送出す
る。
号SINのキャリアのπ/2の位相差に相当する時間間隔を
有する一対のサンプリング時点において入力信号SINの
瞬時値を順次サンプルリングし、当該１回のサンプリン
グ処理によつて得られる一対のサンプル値SQ及びSIに基
づいて位相値を求め、順次続くサンプリング処理におい
て得られた第１の位相値ΦＫ及び第２の位相値ΦK-1の
差を求めることによつて近似微分値ΦＫ−ΦK-1/Δｔを
得、この近似微分値を周波数情報検出出力として送出す
る。
このようにして入力信号の瞬時値についてのサンプルデ
ータを用いて、各時点における瞬時周波数を検出するこ
とができ、かくするにつき入力信号のC/Nが悪い場合に
も比較的高い精度で周波数を検出し得る。
ータを用いて、各時点における瞬時周波数を検出するこ
とができ、かくするにつき入力信号のC/Nが悪い場合に
も比較的高い精度で周波数を検出し得る。
以下図面について本発明の一実施例を詳述する。第４図
において、１は全体として自動周波数制御装置（AFC）
を示し、入力周波数信号SINを周波数比較回路２におい
て比較信号SCOMと比較し、その周波数差に応じたエラー
出力SERを制御電圧発生回路３に与える。制御電圧発生
回路３はエラー出力SERに応じた直流レベルの制御信号S
CTを局部発振回路としての電圧制御型発振回路（VCO）
４に制御信号として与える。かくしてVCO4はエラー出力
SERが０になるような比較周波数信号SCOMを周波数比較
回路２に送出すると共に、周波数出力SOUTとして送出す
る。
において、１は全体として自動周波数制御装置（AFC）
を示し、入力周波数信号SINを周波数比較回路２におい
て比較信号SCOMと比較し、その周波数差に応じたエラー
出力SERを制御電圧発生回路３に与える。制御電圧発生
回路３はエラー出力SERに応じた直流レベルの制御信号S
CTを局部発振回路としての電圧制御型発振回路（VCO）
４に制御信号として与える。かくしてVCO4はエラー出力
SERが０になるような比較周波数信号SCOMを周波数比較
回路２に送出すると共に、周波数出力SOUTとして送出す
る。
周波数比較回路２は第１図に示すように、入力周波数信
号SINをアナログ−デイジタル変換回路11においてデイ
ジタルデータS2に変換される。ここでデイジタルデータ
S2は第２図に示すように正弦波キヤリアでなる入力周波
数信号SINを所定のサンプリング周波数に設定されたク
ロツク信号CL1によつてデイジタルデータS2に変換して
得られる。
号SINをアナログ−デイジタル変換回路11においてデイ
ジタルデータS2に変換される。ここでデイジタルデータ
S2は第２図に示すように正弦波キヤリアでなる入力周波
数信号SINを所定のサンプリング周波数に設定されたク
ロツク信号CL1によつてデイジタルデータS2に変換して
得られる。
このデイジタルデータS2はＩアームラツチ回路121及び
Ｑアームラツチ回路12Qに入力される。Ｑアームラツチ
回路12Qはサンプリング周波数に選定されたクロツク信
号CL2がラツチ指令信号として与えられ、これにより入
力周波数信号SINがアナログ−デイジタル変換回路11に
おいてサンプリングされてデイジタルデータに変換され
たとき、その瞬時値が順次Ｑアームラツチ回路12Qにラ
ツチされて行く。これによりＱアームラツチ回路12Qに
は、第２図において○印で示すサンプリング時点の瞬時
値のデータがラツチされることになる。
Ｑアームラツチ回路12Qに入力される。Ｑアームラツチ
回路12Qはサンプリング周波数に選定されたクロツク信
号CL2がラツチ指令信号として与えられ、これにより入
力周波数信号SINがアナログ−デイジタル変換回路11に
おいてサンプリングされてデイジタルデータに変換され
たとき、その瞬時値が順次Ｑアームラツチ回路12Qにラ
ツチされて行く。これによりＱアームラツチ回路12Qに
は、第２図において○印で示すサンプリング時点の瞬時
値のデータがラツチされることになる。
クロツク信号CL2はπ/2遅延回路13において遅延されて
Ｉアームラツチ回路12Iにラツチ指令信号として与えら
れる。従つてＩアームラツチ回路12IにはＱアームラツ
チ回路12Qにデータが取込まれた後π/2だけ遅れた時点
においてアナログ−デイジタル変換回路11から送出され
て来るデイジタルデータS2をラツチする。これによりＩ
アームラツチ回路12Iには、第２図において×印で示す
ように、入力周波数信号SINのうち、Ｑアームラツチ回
路12Qにラツチされた瞬時値に対してπ/2だけ位相がず
れた時点における瞬時値のデータがラツチされることに
なる。
Ｉアームラツチ回路12Iにラツチ指令信号として与えら
れる。従つてＩアームラツチ回路12IにはＱアームラツ
チ回路12Qにデータが取込まれた後π/2だけ遅れた時点
においてアナログ−デイジタル変換回路11から送出され
て来るデイジタルデータS2をラツチする。これによりＩ
アームラツチ回路12Iには、第２図において×印で示す
ように、入力周波数信号SINのうち、Ｑアームラツチ回
路12Qにラツチされた瞬時値に対してπ/2だけ位相がず
れた時点における瞬時値のデータがラツチされることに
なる。
このようにして入力周波数信号SINから互いにπ/2（90
゜）の位相差をもつ時点における瞬時値がラツチ回路12
Q及び12Iに順次サンプリングラツチされて行くのに対し
て、ラツチ回路12Q及び12Iはこれら互いにπ/2の位相差
をもつデータを同じタイミングで読出して一対のサンプ
ルデータSQ及びSIを例えばROM構成のtan-1変換回路14に
入力する。従つて実質上、tan-1変換回路14には第３図
に示すように正弦波sinΦで表し得るＱアーム側サンプ
ルデータSQと、余弦波cosΦで表し得るＩアーム側サン
プルデータSIとが同時に入力されることになる。
゜）の位相差をもつ時点における瞬時値がラツチ回路12
Q及び12Iに順次サンプリングラツチされて行くのに対し
て、ラツチ回路12Q及び12Iはこれら互いにπ/2の位相差
をもつデータを同じタイミングで読出して一対のサンプ
ルデータSQ及びSIを例えばROM構成のtan-1変換回路14に
入力する。従つて実質上、tan-1変換回路14には第３図
に示すように正弦波sinΦで表し得るＱアーム側サンプ
ルデータSQと、余弦波cosΦで表し得るＩアーム側サン
プルデータSIとが同時に入力されることになる。
ここでＱアーム側サンプルデータSQを次式、 SQ＝Asin（ωCt＋φ） ＝AsinΦ ……（１） で表し得る値とすると、Ｉアーム側サンプルデータSIは
次式、 SI＝Asin〔ωＣ（ｔ＋ΔtX）＋φ〕 ……（２） で表されるようにπ/2遅延回路13における遅延時間ΔtX
だけＱアーム側サンプルデータSQに対して遅延した時点
の値を表す。ただしＡは振幅、ωＣは入力周波数信号S
INのキヤリア信号の周波数、φは初期位相ずれをそれぞ
れ表す。ここでΔtXは で表されるように入力周波数信号SINのキヤリアの中心
角周波数ωＣに対して位相π/2に相当する時間遅れをも
つようにπ/2遅延回路13において予め設定されているか
ら、この値を（２）式に代入すると、 で表される。従つてサンプリングデータSIは、位相Φの
ときの瞬時値を意味することになる。
次式、 SI＝Asin〔ωＣ（ｔ＋ΔtX）＋φ〕 ……（２） で表されるようにπ/2遅延回路13における遅延時間ΔtX
だけＱアーム側サンプルデータSQに対して遅延した時点
の値を表す。ただしＡは振幅、ωＣは入力周波数信号S
INのキヤリア信号の周波数、φは初期位相ずれをそれぞ
れ表す。ここでΔtXは で表されるように入力周波数信号SINのキヤリアの中心
角周波数ωＣに対して位相π/2に相当する時間遅れをも
つようにπ/2遅延回路13において予め設定されているか
ら、この値を（２）式に代入すると、 で表される。従つてサンプリングデータSIは、位相Φの
ときの瞬時値を意味することになる。
tan-1変換回路14は、（１）式及び（４）式で表される
サンプルデータSQ及びSIに基づいて入力周波数信号SIN
からサンプリングされた各値を位相Φで表す位相信号Φ
を得るもので、予めROMに次式、 の変換値をルツクアツプテーブルとして記憶しておき、
当該記憶データをサンプルデータSQ及びSIによつて読出
すようになされている。かくしてtan-1変換回路はサン
プルデータSQ及びSIに基づいて位相を検出する位相検出
回路を構成する。
サンプルデータSQ及びSIに基づいて入力周波数信号SIN
からサンプリングされた各値を位相Φで表す位相信号Φ
を得るもので、予めROMに次式、 の変換値をルツクアツプテーブルとして記憶しておき、
当該記憶データをサンプルデータSQ及びSIによつて読出
すようになされている。かくしてtan-1変換回路はサン
プルデータSQ及びSIに基づいて位相を検出する位相検出
回路を構成する。
この位相信号Φは位相比較回路15に入力され、第４図に
ついて上述した比較周波数信号SCOMと比較される。位相
比較回路15は減算回路でなり、位相信号Φのデータ値か
ら比較周波数信号SCOMのデータ値を減算して位相エラー
データΦｋを得てこれを近似微分回路16に第１の入力と
して供給される。またこの位相エラーデータΦｋは、サ
ンプリング時間に同期したクロツク信号CL3によつて駆
動される１サンプル時間遅延回路17において１サンプリ
ング時間だけ遅延され、その遅延データΦk-1が近似微
分回路16に第２の入力として供給される。
ついて上述した比較周波数信号SCOMと比較される。位相
比較回路15は減算回路でなり、位相信号Φのデータ値か
ら比較周波数信号SCOMのデータ値を減算して位相エラー
データΦｋを得てこれを近似微分回路16に第１の入力と
して供給される。またこの位相エラーデータΦｋは、サ
ンプリング時間に同期したクロツク信号CL3によつて駆
動される１サンプル時間遅延回路17において１サンプリ
ング時間だけ遅延され、その遅延データΦk-1が近似微
分回路16に第２の入力として供給される。
近似微分回路16は位相エラーデータΦｋ及び遅延エラー
データΦk-1に基づいて次式、 で表されるエラー出力SERを得る。ここでΔtSはサンプ
リング時間間隔、Δωｋはエラー角周波数であり、この
エラー角周波数ΔωＫから次式、 Δωｋ＝２πΔｆ ……（７） に基づいてエラー周波数Δｆに対応するエラー出力SER
を得ることができる。
データΦk-1に基づいて次式、 で表されるエラー出力SERを得る。ここでΔtSはサンプ
リング時間間隔、Δωｋはエラー角周波数であり、この
エラー角周波数ΔωＫから次式、 Δωｋ＝２πΔｆ ……（７） に基づいてエラー周波数Δｆに対応するエラー出力SER
を得ることができる。
（６）式においてサンプリング時間間隔ΔtSは実際上十
分小さい値であるので、エラー出力SERは実用上VCO4
（第４図）の発振周波数と、入力周波数信号SINの周波
数との偏差を表しており、この偏差が０になるようにVC
O4の発振周波数を制御することによつて、VCO4の発振周
波数を入力周波数信号SINに追従ロツクさせることがで
きる。
分小さい値であるので、エラー出力SERは実用上VCO4
（第４図）の発振周波数と、入力周波数信号SINの周波
数との偏差を表しており、この偏差が０になるようにVC
O4の発振周波数を制御することによつて、VCO4の発振周
波数を入力周波数信号SINに追従ロツクさせることがで
きる。
第１図の構成において、ラツチ回路12Q及び12Iにおいて
サンプリングした情報信号の周波数帯域をＢとした場
合、2B以上の周波数で標本化することによつてサンプル
データSQ及びSIを得るようにすれば、各サンプルごとの
位相の変化は−π〜＋πの範囲に生じることになり、こ
れにより瞬時周波数を求めることができる。かくして求
めた瞬時周波数は帯域Ｂを越えることはないから、たと
え雑音が混入しても、フイルタリングによつて除去する
ことができる。従つてたとえC/Nが低い入力周波数信号S
INが到来しても、その誤差をフイルタリングにおいて用
いたフイルタの帯域以下に制限できることにより、周波
数に関する情報を確実に検出することができる。
サンプリングした情報信号の周波数帯域をＢとした場
合、2B以上の周波数で標本化することによつてサンプル
データSQ及びSIを得るようにすれば、各サンプルごとの
位相の変化は−π〜＋πの範囲に生じることになり、こ
れにより瞬時周波数を求めることができる。かくして求
めた瞬時周波数は帯域Ｂを越えることはないから、たと
え雑音が混入しても、フイルタリングによつて除去する
ことができる。従つてたとえC/Nが低い入力周波数信号S
INが到来しても、その誤差をフイルタリングにおいて用
いたフイルタの帯域以下に制限できることにより、周波
数に関する情報を確実に検出することができる。
また第１図の構成において、入力周波数信号SINとして
周波数変調（FM）信号が到来した場合には、入力周波数
信号SINの周波数が変調されている情報信号の最大偏移
の範囲で変動するのに対して、ラツチ回路12Q及び12Iに
対してデータをラツチするサンプリング周波数はクロツ
ク信号CL2によつて固定されているが、そのために生ず
る誤差は、実用上十分無視し得る。
周波数変調（FM）信号が到来した場合には、入力周波数
信号SINの周波数が変調されている情報信号の最大偏移
の範囲で変動するのに対して、ラツチ回路12Q及び12Iに
対してデータをラツチするサンプリング周波数はクロツ
ク信号CL2によつて固定されているが、そのために生ず
る誤差は、実用上十分無視し得る。
すなわち入力周波数信号SINのキヤリアの周波数が、中
心角周波数ωＣからΔωだけ偏移した場合を考えると、
ラツチ回路12Qから得られるサンプルデータSQは次式、 SQ＝Asin〔（ωＣ＋Δω）ｔ＋φ〕 ……（８） になるのに対して、ラツチ回路12IのサンプルデータSI
は で表される。（９）式において、角周波数偏移Δωは実
用上キヤリアの中心角周波数ωＣに対して十分小さな値
に選定すれば（例えばキヤリアの中心周波数が10〔MH
z〕のとき、角周波数偏移を数〔kHz〕程度に選定す
る）、（Δω／ωＣ）・（π/2）の値を実用上無視し得
る。その結果ラツチ回路12IのサンプルデータSIは SI＝Acos〔（ωＣ＋Δω）ｔ＋φ〕 ……（10） で表し得、従つてＱアーム側サンプルデータSQに対して
π/2だけ位相がずれたサンプルデータSIを実用上誤差な
く得ることができる。
心角周波数ωＣからΔωだけ偏移した場合を考えると、
ラツチ回路12Qから得られるサンプルデータSQは次式、 SQ＝Asin〔（ωＣ＋Δω）ｔ＋φ〕 ……（８） になるのに対して、ラツチ回路12IのサンプルデータSI
は で表される。（９）式において、角周波数偏移Δωは実
用上キヤリアの中心角周波数ωＣに対して十分小さな値
に選定すれば（例えばキヤリアの中心周波数が10〔MH
z〕のとき、角周波数偏移を数〔kHz〕程度に選定す
る）、（Δω／ωＣ）・（π/2）の値を実用上無視し得
る。その結果ラツチ回路12IのサンプルデータSIは SI＝Acos〔（ωＣ＋Δω）ｔ＋φ〕 ……（10） で表し得、従つてＱアーム側サンプルデータSQに対して
π/2だけ位相がずれたサンプルデータSIを実用上誤差な
く得ることができる。
第５図は本発明の他の実施例を示すもので、この場合は
入力周波数信号SINの周波数を表す周波数検出出力FOUT
を得るものである。
入力周波数信号SINの周波数を表す周波数検出出力FOUT
を得るものである。
第５図において、第２図との対応部分に同一符号を付し
て示すように、tan-1変換回路14の位相出力Φが直接近
似微分回路16に対して第１の入力ΦＫとして供給される
と共に、位相出力Φを１サンプル時間遅延回路17におい
て１サンプル時間だけ遅延させて得られる遅延データΦ
K-1を近似微分回路16に第２の入力として与える。かく
して近似微分回路16の出力端には、（６）式について上
述したと同様にして位相データΦを近似微分することに
よつて角周波数出力ΔωＫを得ることができる。この角
周波数出力ΔωＫは、積分回路21において積分されるこ
とによつてフイルタリング処理された後、入力周波数信
号SINの周波数を表す周波数検出信号FOUTとして送出さ
れる。
て示すように、tan-1変換回路14の位相出力Φが直接近
似微分回路16に対して第１の入力ΦＫとして供給される
と共に、位相出力Φを１サンプル時間遅延回路17におい
て１サンプル時間だけ遅延させて得られる遅延データΦ
K-1を近似微分回路16に第２の入力として与える。かく
して近似微分回路16の出力端には、（６）式について上
述したと同様にして位相データΦを近似微分することに
よつて角周波数出力ΔωＫを得ることができる。この角
周波数出力ΔωＫは、積分回路21において積分されるこ
とによつてフイルタリング処理された後、入力周波数信
号SINの周波数を表す周波数検出信号FOUTとして送出さ
れる。
ここでラツチ回路12Q及び12Iにサンプリングされるサン
プリングデータSQ及びSIは、入力周波数信号SINのキヤ
リアに変調されている情報信号の周波数帯域Ｂの２倍の
周波数2Bで標本化されているので、これらのサンプリン
グデータSQ及びSIに基づいて得た周波数出力ΔωＫの周
波数は、FM変調信号を受信する場合入力周波数信号SIN
に含まれている情報信号成分を表し、またPSK変調信号
を受信する場合ドツプラー成分局部発振周波数のキヤリ
ア信号に対する偏差を表すことになる。
プリングデータSQ及びSIは、入力周波数信号SINのキヤ
リアに変調されている情報信号の周波数帯域Ｂの２倍の
周波数2Bで標本化されているので、これらのサンプリン
グデータSQ及びSIに基づいて得た周波数出力ΔωＫの周
波数は、FM変調信号を受信する場合入力周波数信号SIN
に含まれている情報信号成分を表し、またPSK変調信号
を受信する場合ドツプラー成分局部発振周波数のキヤリ
ア信号に対する偏差を表すことになる。
第５図のように構成した場合にも、第２図について上述
したと同様にして、簡易な構成において実用上誤差を無
視し得る周波数情報を確実に得ることが出来る。
したと同様にして、簡易な構成において実用上誤差を無
視し得る周波数情報を確実に得ることが出来る。
なお上述の実施例においては、近似微分回路16に入力す
る位相データΦＫ及びΦK-1として、現在サンプリング
しているデータと１つ前のサンプリング時点においてサ
ンプリングされたデータとを用いるようにしたが、これ
に代え、現在のサンプリングしているデータと１つ後の
サンプリング時点において得られたデータとを用いるよ
うにしても良い。また２つの位相データのサンプリング
時間間隔も、１サンプリング時間に限らず、複数サンプ
リング時間に選定しても良い。
る位相データΦＫ及びΦK-1として、現在サンプリング
しているデータと１つ前のサンプリング時点においてサ
ンプリングされたデータとを用いるようにしたが、これ
に代え、現在のサンプリングしているデータと１つ後の
サンプリング時点において得られたデータとを用いるよ
うにしても良い。また２つの位相データのサンプリング
時間間隔も、１サンプリング時間に限らず、複数サンプ
リング時間に選定しても良い。
また上述の実施例においては、キヤリアのπ/2の位相差
に相当する時間間隔を有する一対のサンプル時点におけ
る入力信号の瞬時値をtan-1変換して位相信号Φを得る
ようにしたが、これに代え、時間間隔をπ/2以外の値に
設定しても良く、またtan-1変換をする際にROMを用いず
演算によつて求めるようにしても良い。
に相当する時間間隔を有する一対のサンプル時点におけ
る入力信号の瞬時値をtan-1変換して位相信号Φを得る
ようにしたが、これに代え、時間間隔をπ/2以外の値に
設定しても良く、またtan-1変換をする際にROMを用いず
演算によつて求めるようにしても良い。
以上のように本発明によれば、S/Nが悪い入力周波数信
号が到来した場合にも実用上十分な精度の周波数情報を
得ることができる簡易な構成の周波数情報検出回路を、
容易に実現し得る。
号が到来した場合にも実用上十分な精度の周波数情報を
得ることができる簡易な構成の周波数情報検出回路を、
容易に実現し得る。
第１図は本発明による周波数情報検出回路の一実施例を
示すブロツク図、第２図及び第３図はそのラツチ回路12
Q及び12Iの動作の説明に供する信号波形図、第４図は第
１図の構成を適用するAFCを示すブロツク図、第５図は
本発明の他の実施例を示すブロツク図である。 １……AFC、２……周波数比較回路、11……アナログ−
デイジタル変換回路、12I、12Q……ラツチ回路、14……
tan-1変換回路、15……位相比較回路、16……近似微分
回路、17……１サンプル時間遅延回路、21……積分回
路。
示すブロツク図、第２図及び第３図はそのラツチ回路12
Q及び12Iの動作の説明に供する信号波形図、第４図は第
１図の構成を適用するAFCを示すブロツク図、第５図は
本発明の他の実施例を示すブロツク図である。 １……AFC、２……周波数比較回路、11……アナログ−
デイジタル変換回路、12I、12Q……ラツチ回路、14……
tan-1変換回路、15……位相比較回路、16……近似微分
回路、17……１サンプル時間遅延回路、21……積分回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のキヤリアのπ/2の位相差に相当
する時間間隔を有する一対のサンプリング時点において
上記入力信号の瞬時値を順次サンプリングし、当該１回
のサンプリング処理によつて得られる一対のサンプル値
に基づいて上記入力信号の位相値を求め、この入力信号
の位相値に基づいた第１の位相値と該第１の位相値を遅
延した第２の位相値との差を求めてサンプリング時間で
除算することによつて近似微分値を得、この近似微分値
を周波数情報検出出力として送出することを特徴とする
周波数情報検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59216894A JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59216894A JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6195602A JPS6195602A (ja) | 1986-05-14 |
| JPH0744446B2 true JPH0744446B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=16695579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59216894A Expired - Lifetime JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744446B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016051438A1 (ja) * | 2014-10-03 | 2016-04-07 | 三菱電機株式会社 | 信号生成回路 |
Families Citing this family (9)
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|---|---|---|---|---|
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-
1984
- 1984-10-16 JP JP59216894A patent/JPH0744446B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016051438A1 (ja) * | 2014-10-03 | 2016-04-07 | 三菱電機株式会社 | 信号生成回路 |
| JPWO2016051438A1 (ja) * | 2014-10-03 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 信号生成回路 |
| CN106796288A (zh) * | 2014-10-03 | 2017-05-31 | 三菱电机株式会社 | 信号生成电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6195602A (ja) | 1986-05-14 |
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