JPS6195602A - 周波数情報検出方法 - Google Patents
周波数情報検出方法Info
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- JPS6195602A JPS6195602A JP59216894A JP21689484A JPS6195602A JP S6195602 A JPS6195602 A JP S6195602A JP 59216894 A JP59216894 A JP 59216894A JP 21689484 A JP21689484 A JP 21689484A JP S6195602 A JPS6195602 A JP S6195602A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- circuit
- phase
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数検出ｉｔに関し、例えば自動周波数制御
装置（ＡＦＣ）に適用して好適なものである。
装置（ＡＦＣ）に適用して好適なものである。
従来、ＰＳＫ （位相シフトキーイング変調）通信シス
テムや、ＦＭ（周波数変調）通信システムなどにおいて
は、受信復調装置において、局部発振器から発生された
周波数信号を受信信号のキャリア周波数に追従させるた
め、ＡＦＣ回路が設けられている。
テムや、ＦＭ（周波数変調）通信システムなどにおいて
は、受信復調装置において、局部発振器から発生された
周波数信号を受信信号のキャリア周波数に追従させるた
め、ＡＦＣ回路が設けられている。
ところで受信信号のキャリア周波数は例えばドツプラー
効果などの影響によって周波数が変動したり、復調装置
の局部発振器の発振周波数がずれたりすることを避は得
ないため、受信装置の自動周波数制御機能として、引込
範囲を広げて周波数変動が大きくなっても周波数ロック
状態に引込むことができるようにすると共に、一旦ロツ
ク状態に引込んだ後は、等価雑音帯域幅を狭くして受信
信号の信号レベルをできるだけ高くする必要があると考
えられている。
効果などの影響によって周波数が変動したり、復調装置
の局部発振器の発振周波数がずれたりすることを避は得
ないため、受信装置の自動周波数制御機能として、引込
範囲を広げて周波数変動が大きくなっても周波数ロック
状態に引込むことができるようにすると共に、一旦ロツ
ク状態に引込んだ後は、等価雑音帯域幅を狭くして受信
信号の信号レベルをできるだけ高くする必要があると考
えられている。
しかし十分に広い引込範囲を設定すれば、Ｃ／Ｎが劣化
した場合ノイズのために正しい同期動作をすることがで
きなくなるおそれがある。この問題に対処するため、局
部発振周波数を受信信号に引込む際に、周波数比較回路
によって周波数エラーを検出し、この周波数エラーに基
づいて局部発振周波数を制御することによって比較的短
い時間で確実に同期が取れる状態に引込むようにする方
法が考えられている。
した場合ノイズのために正しい同期動作をすることがで
きなくなるおそれがある。この問題に対処するため、局
部発振周波数を受信信号に引込む際に、周波数比較回路
によって周波数エラーを検出し、この周波数エラーに基
づいて局部発振周波数を制御することによって比較的短
い時間で確実に同期が取れる状態に引込むようにする方
法が考えられている。
この周波数比較回路は、従来受信信号のゼロクロス点を
カウントして当該カウント値の偏差に基づいて周波数差
を検出する方法が用いられているが、この方法によると
Ｃ／Ｎが劣化すると誤差が無視し得ない程度に大きくな
る欠点がある。
カウントして当該カウント値の偏差に基づいて周波数差
を検出する方法が用いられているが、この方法によると
Ｃ／Ｎが劣化すると誤差が無視し得ない程度に大きくな
る欠点がある。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、比較的簡
易な構成によって、入力周波数信号の各時点における周
波数を確実に検出し得るようにし； た周波数
検出回路を提案しようとするものである。
易な構成によって、入力周波数信号の各時点における周
波数を確実に検出し得るようにし； た周波数
検出回路を提案しようとするものである。
かかる問題点を解決するため本発明においては、入力信
号ＳＩＮのキャリアのπ／２の位相差に相当する時間間
隔を有する一対のサンプリング時点において入力信号Ｓ
ＩＮの瞬時値を順次サンプルリングし、当該１回のサン
プリング処理によって得られる一対のサンプル値ＳＱ及
びＳ、に基づいて位相値を求め、順次続くサンプリング
処理において得られた第１の位相値Φ、及び第２の位相
値Φに−１の差を求めることによって近似微分値Φニー
Φｌ［−１／Δｔを得、この近似微分値を周波数情報検
出出力として送出する。
号ＳＩＮのキャリアのπ／２の位相差に相当する時間間
隔を有する一対のサンプリング時点において入力信号Ｓ
ＩＮの瞬時値を順次サンプルリングし、当該１回のサン
プリング処理によって得られる一対のサンプル値ＳＱ及
びＳ、に基づいて位相値を求め、順次続くサンプリング
処理において得られた第１の位相値Φ、及び第２の位相
値Φに−１の差を求めることによって近似微分値Φニー
Φｌ［−１／Δｔを得、この近似微分値を周波数情報検
出出力として送出する。
このようにして入力信号の瞬時値についてのサンプルデ
ータを用いて、各時点における瞬時周波数を検出するこ
とができ、かくするにつき入力信号のＣ／Ｎが悪い場合
にも比較的高い精度で周波数を検出し得る。
ータを用いて、各時点における瞬時周波数を検出するこ
とができ、かくするにつき入力信号のＣ／Ｎが悪い場合
にも比較的高い精度で周波数を検出し得る。
以下図面について本発明の一実施例を詳述する。
第４図において、１は全体として自動周波数制御装置（
Ａ Ｆ Ｃ）を示し、入力周波数信号ＳＩＮを周波数比
較回路２において比較信号Ｓ、。イと比較し、その周波
数差に応じたエラー出力Ｓ□を制御電圧発生回路３に与
える。制御電圧発生回路３はエラー出力ＳＥＷに応じた
直流レベルの制御信号ＳＣＴを局部発振回路としての電
圧制御型発振回路（ＶＣＯ）４に制御信号として与える
。かくしてＶＣＯ４はエラー出力Ｓ□が０になるような
比較周波数信号Ｓ ＣｏＨを周波数比較回路２に送出す
ると共に、周波数出力Ｓ。、Ｔとして送出する。
Ａ Ｆ Ｃ）を示し、入力周波数信号ＳＩＮを周波数比
較回路２において比較信号Ｓ、。イと比較し、その周波
数差に応じたエラー出力Ｓ□を制御電圧発生回路３に与
える。制御電圧発生回路３はエラー出力ＳＥＷに応じた
直流レベルの制御信号ＳＣＴを局部発振回路としての電
圧制御型発振回路（ＶＣＯ）４に制御信号として与える
。かくしてＶＣＯ４はエラー出力Ｓ□が０になるような
比較周波数信号Ｓ ＣｏＨを周波数比較回路２に送出す
ると共に、周波数出力Ｓ。、Ｔとして送出する。
周波数比較回路２は第１図に示すように、入力周波数信
号ＳＩＮをアナログ−ディジタル変換回路１１において
ディジタルデータＳ２に変換される。
号ＳＩＮをアナログ−ディジタル変換回路１１において
ディジタルデータＳ２に変換される。
ここでディジタルデータＳ２は第２図に示すように正弦
波キャリアでなる入力周波数信号ＳＩＮを所定のサンプ
リング周波数に設定されたクロック信号ＣＬ、によって
ディジタルデータＳ２に変換して得られる。
波キャリアでなる入力周波数信号ＳＩＮを所定のサンプ
リング周波数に設定されたクロック信号ＣＬ、によって
ディジタルデータＳ２に変換して得られる。
このディジタルデータＳ２は■アームラッチ回路１２１
及びＱアームラッチ回路１２Ｑに入力される。Ｑアーム
ラッチ回路１２Ｑはサンプリング周波数に選定されたク
ロック信号ＣＬ、がラッチ指令信号として与えられ、こ
れにより入力周波数信号ＳＩＮがアナログ−ディジタル
変換回路１１においてサンプリングされてディジタルデ
ータに変換されたとき、その瞬時値が順次Ｑアームラッ
チ回路１２Ｑにラッチされて行（。これによりＱアーム
ラッチ回路１２Ｑには、第２図において○印で示すサン
プリング時点の瞬時値のデータがラッチされることにな
る。
及びＱアームラッチ回路１２Ｑに入力される。Ｑアーム
ラッチ回路１２Ｑはサンプリング周波数に選定されたク
ロック信号ＣＬ、がラッチ指令信号として与えられ、こ
れにより入力周波数信号ＳＩＮがアナログ−ディジタル
変換回路１１においてサンプリングされてディジタルデ
ータに変換されたとき、その瞬時値が順次Ｑアームラッ
チ回路１２Ｑにラッチされて行（。これによりＱアーム
ラッチ回路１２Ｑには、第２図において○印で示すサン
プリング時点の瞬時値のデータがラッチされることにな
る。
クロック信号ＣＬ！はπ／２遅延回路１３において遅延
されてＩアームラッチ回路１２１にラッチ指令信号とし
て与えられる。従って■アームラッチ回路１２ＩにはＱ
アームラッチ回路１２Ｑにデータが取込まれた後π／２
だけ遅れた時点においてアナログ−ディジタル変換回路
１１から送出されて来るディジタルデータＳ２をラッチ
する。
されてＩアームラッチ回路１２１にラッチ指令信号とし
て与えられる。従って■アームラッチ回路１２ＩにはＱ
アームラッチ回路１２Ｑにデータが取込まれた後π／２
だけ遅れた時点においてアナログ−ディジタル変換回路
１１から送出されて来るディジタルデータＳ２をラッチ
する。
これによりＩアームラッチ回路１２１には、第２図にお
いて×印で示すように、 入力周波数信号ＳＩＮのうち
、Ｑアームラッチ回路１２Ｑにラッチされた瞬時値に対
してπ／２だけ位相がずれた時点における瞬時値のデー
タがラッチされることになる。
いて×印で示すように、 入力周波数信号ＳＩＮのうち
、Ｑアームラッチ回路１２Ｑにラッチされた瞬時値に対
してπ／２だけ位相がずれた時点における瞬時値のデー
タがラッチされることになる。
このようにして入力周波数信号ＳＩＮから互いにπ／２
（９０°）の位相差をもつ時点における瞬時値がラッチ
回路１２Ｑ及び１２１に順次サンプリングラッチされて
行くのに対して、ラッチ回路１２Ｑ及び１２１はこれら
互いにπ／２の位相差をもつデータを同じタイミングで
読出して一対のサンプルデータＳ９及びＳｌを例えばＲ
ＯＭ構成のｊａｎ”’変換回路１４に入力する。従って
実質上、ｔａｎ−’変換回路１４には第３図に示すよう
に正弦波ｓｉｎΦで表し得るＱアーム側すンプルデータ
Ｓ。
（９０°）の位相差をもつ時点における瞬時値がラッチ
回路１２Ｑ及び１２１に順次サンプリングラッチされて
行くのに対して、ラッチ回路１２Ｑ及び１２１はこれら
互いにπ／２の位相差をもつデータを同じタイミングで
読出して一対のサンプルデータＳ９及びＳｌを例えばＲ
ＯＭ構成のｊａｎ”’変換回路１４に入力する。従って
実質上、ｔａｎ−’変換回路１４には第３図に示すよう
に正弦波ｓｉｎΦで表し得るＱアーム側すンプルデータ
Ｓ。
と、余弦波ｃｏｓΦで表し得る■アーム側すンプルデー
タＳＩとが同時に入力されることになる。
タＳＩとが同時に入力されることになる。
ここでＱアーム側サンプルデータＳ０を次式、Ｓｏ ＝
Ａ ｓｉｎ （ａ＋、 ｔ＋φ）＝ＡｓｉｎΦ
・・・・・・（１）で表し得る値とすると、
■アーム側すンプルデータＳＩは次式、 Ｓｔ −Ａ ｓｉｎ （ωｃ 、（ｔ＋Δｔｘ）十φ〕
・・・・・・（２） で表されるようにπ／２遅延回路１３における遅延時間
Δ１ｘだけＱアーム側サンプルデータＳ０に対して遅延
した時点の値を表す、ただしＡは振幅、ωＣは入力周波
数信号ＳＩＮのキャリア信号の周波数、φは初期位相ず
れをそれぞれ表す、ここでΔｔ８は ωｃ２ で表されるように入力周波数信号Ｓ工のキャリアの中心
角周波数ω。に対して位相π／２に相当する時間遅れを
もつようにπ／２遅延回路１３において予め設定されて
いるから、この値を（２）弐に代入すると、 ±Ａｃｏｓ （ωｃ ｔ＋φ） ＝Ａｃｏｓ Φ ・・・・・・（４）で
表される。従ってサンプリングデータＳ、は、位相Φの
ときの瞬時値を意味することになる。
Ａ ｓｉｎ （ａ＋、 ｔ＋φ）＝ＡｓｉｎΦ
・・・・・・（１）で表し得る値とすると、
■アーム側すンプルデータＳＩは次式、 Ｓｔ −Ａ ｓｉｎ （ωｃ 、（ｔ＋Δｔｘ）十φ〕
・・・・・・（２） で表されるようにπ／２遅延回路１３における遅延時間
Δ１ｘだけＱアーム側サンプルデータＳ０に対して遅延
した時点の値を表す、ただしＡは振幅、ωＣは入力周波
数信号ＳＩＮのキャリア信号の周波数、φは初期位相ず
れをそれぞれ表す、ここでΔｔ８は ωｃ２ で表されるように入力周波数信号Ｓ工のキャリアの中心
角周波数ω。に対して位相π／２に相当する時間遅れを
もつようにπ／２遅延回路１３において予め設定されて
いるから、この値を（２）弐に代入すると、 ±Ａｃｏｓ （ωｃ ｔ＋φ） ＝Ａｃｏｓ Φ ・・・・・・（４）で
表される。従ってサンプリングデータＳ、は、位相Φの
ときの瞬時値を意味することになる。
ｊａｎ−’変換回路１４は、（１）式及び（４）式で表
されるサンプルデータＳ０及びＳｌに基づいて入力周波
数信号ＳＩＮからサンプリングされた各値を位相Φで表
す位相信号Φを得るもので、予めＲＯＭに次式、 Ｓｌ の変換値をルックアップテーブルとして記憶しておき、
当該記憶データをサンプルデータＳ０及びＳＩによって
読出すようになされている。かくしてｔａｎ−’変換回
路はサンプルデータＳ、及びＳ。
されるサンプルデータＳ０及びＳｌに基づいて入力周波
数信号ＳＩＮからサンプリングされた各値を位相Φで表
す位相信号Φを得るもので、予めＲＯＭに次式、 Ｓｌ の変換値をルックアップテーブルとして記憶しておき、
当該記憶データをサンプルデータＳ０及びＳＩによって
読出すようになされている。かくしてｔａｎ−’変換回
路はサンプルデータＳ、及びＳ。
に基づいて位相を検出する位相検出回路を構成する。
この位相信号Φは位相比較回路１５に入力され、第４図
について上述した比較周波数信号Ｓ、。９と比較される
。位相比較回路１５は減算回路でなり、位相信号Φのデ
ータ値から比較周波数信号Ｓ Ｃ（ＩＮのデータ値を減
算して位相エラーデータΦｋを得てこれを近似微分回路
１６に第１の入力として供給される。またこの位相エラ
ーデータΦうは、サンプリング時間に同期したクロック
信号ＣＬ、によって駆動される１サンプル時間遅延回路
１７において１サンプリング時間だけ遅延され、その遅
延データΦに−１が近（）２微分回路１６に第２の入力
として供給される。
について上述した比較周波数信号Ｓ、。９と比較される
。位相比較回路１５は減算回路でなり、位相信号Φのデ
ータ値から比較周波数信号Ｓ Ｃ（ＩＮのデータ値を減
算して位相エラーデータΦｋを得てこれを近似微分回路
１６に第１の入力として供給される。またこの位相エラ
ーデータΦうは、サンプリング時間に同期したクロック
信号ＣＬ、によって駆動される１サンプル時間遅延回路
１７において１サンプリング時間だけ遅延され、その遅
延データΦに−１が近（）２微分回路１６に第２の入力
として供給される。
近似微分回路１６は位相エラーデータφ６及び遅延エラ
ーデータΦに−１に基づいて次式、で表されるエラー出
力ＳＥＷを得る。ここでΔｔ。
ーデータΦに−１に基づいて次式、で表されるエラー出
力ＳＥＷを得る。ここでΔｔ。
はサンプリング時間間隔、Δω、はエラー角周波数であ
り、このエラー角周波数Δωヶから次式、Δω８＝２π
Δｆ ・・・・・・（７）に基づいてエ
ラー周波数Δｆに対応するエラー出力５Ｅ１１を得るこ
とができる。
り、このエラー角周波数Δωヶから次式、Δω８＝２π
Δｆ ・・・・・・（７）に基づいてエ
ラー周波数Δｆに対応するエラー出力５Ｅ１１を得るこ
とができる。
（６）弐においてサンプリング時間間隔Δｔ。
は実際上十分小さい値であるので、 エラー出力５Ｅ１
１は実用上ＶＣＯ４（第４図）の発振周波数と、入力周
波数信号ＳＩＮの周波数との偏差を表しておリ、この偏
差がＯになるようにＶＣＯ４の発振周波数を制御するこ
とによって、ＶＣＯ４の発振周波数を人力周波数信号Ｓ
ＩＮに追従ロックさせることができる。
１は実用上ＶＣＯ４（第４図）の発振周波数と、入力周
波数信号ＳＩＮの周波数との偏差を表しておリ、この偏
差がＯになるようにＶＣＯ４の発振周波数を制御するこ
とによって、ＶＣＯ４の発振周波数を人力周波数信号Ｓ
ＩＮに追従ロックさせることができる。
第１図の構成において、ラッチ回路１２Ｑ及び１２１に
おいてサンプリングした情報信号の周波数帯域をＢとし
た場合、２Ｂ以上の周波数で標本化することによってサ
ンプルデータＳＱ及びＳｌを得るようにすれば、各サン
プルごとの位相の変化は一π〜＋πの範囲に生じること
になり、これにより瞬時周波数を求めることができる。
おいてサンプリングした情報信号の周波数帯域をＢとし
た場合、２Ｂ以上の周波数で標本化することによってサ
ンプルデータＳＱ及びＳｌを得るようにすれば、各サン
プルごとの位相の変化は一π〜＋πの範囲に生じること
になり、これにより瞬時周波数を求めることができる。
かくして求めた瞬時周波数は帯域Ｂを越えることはない
から、たとえ雑音が混入しても、フィルタリングによっ
て除去することができる。従ってたとえＣ／Ｎが低い入
力周波数信号ＳＩＮが到来しても、その誤差をフィルタ
リングにおいて用いたフィルタｉ の帯域以
下に制限できることにより、周波数に関する情報を確実
に検出することができる。
から、たとえ雑音が混入しても、フィルタリングによっ
て除去することができる。従ってたとえＣ／Ｎが低い入
力周波数信号ＳＩＮが到来しても、その誤差をフィルタ
リングにおいて用いたフィルタｉ の帯域以
下に制限できることにより、周波数に関する情報を確実
に検出することができる。
また第１図の構成において、 入力周波数信号ＳＩＮと
して周波数変調（ＦＭ）信号が到来した場合には、入力
周波数信号ＳＩＮの周波数が変調されている情報信号の
置火偏移の範囲で変動するのに対して、ラッチ回路１２
Ｑ及び１２１に対してデータをラッチするサンプリング
周波数はクロック信号ＣＬ！によって固定されているが
、そのために生ずる誤差は、実用上十分無視し得る。
して周波数変調（ＦＭ）信号が到来した場合には、入力
周波数信号ＳＩＮの周波数が変調されている情報信号の
置火偏移の範囲で変動するのに対して、ラッチ回路１２
Ｑ及び１２１に対してデータをラッチするサンプリング
周波数はクロック信号ＣＬ！によって固定されているが
、そのために生ずる誤差は、実用上十分無視し得る。
すなわち入力周波数信号ＳＩＮのキャリアの周波数が、
中心角周波数ω。からΔωだけ偏移した場合を考えると
、ラッチ回路１２Ｑから得られるサンプルデータＳ、は
次式、 ＳＯ＝Ａ ｓｉｎ （（ω（＋Δ（７７） ｔ＋φ〕
・・・・・・（８） になるのに対して、ラッチ回路１２Ｉのサンプルデータ
Ｓｌは Ｓｌ ＝Ａ ｓｉｎ （（ωｅ＋Δω）（ｔ＋Δｔ）＋
φ〕＝Ａ ｓｉｎ （（ω。＋Δω）ｔ＋φ＋ｗＡ
ｃｏｓ （（ωゎ ＋Δω） ｔ＋φ＋ωは実用上キャ
リアの中心角周波数ωＧに対して十分小さな値に選定す
れば（例えばキャリアの中心周波数が１０ （ＭＢ２
）のとき、角周波数偏移を数（ｋＨｚ ３程度に選定す
る）、（Δω／ω、）・ （π／２）の値を実用上無視
し得る。その結果ラッチ回路１２１のサンプルデータＳ
１は Ｓ、 ＝Ａ ｃｏｓ （（ωε＋Δω）ｔ＋φ〕・・・
・・・（１０） で表し得、従ってＱアーム側サンプルデータＳ０に対し
てπ／２だけ位相がずれたサンプルデータＳ１を実用上
誤差なく得ることができる。
中心角周波数ω。からΔωだけ偏移した場合を考えると
、ラッチ回路１２Ｑから得られるサンプルデータＳ、は
次式、 ＳＯ＝Ａ ｓｉｎ （（ω（＋Δ（７７） ｔ＋φ〕
・・・・・・（８） になるのに対して、ラッチ回路１２Ｉのサンプルデータ
Ｓｌは Ｓｌ ＝Ａ ｓｉｎ （（ωｅ＋Δω）（ｔ＋Δｔ）＋
φ〕＝Ａ ｓｉｎ （（ω。＋Δω）ｔ＋φ＋ｗＡ
ｃｏｓ （（ωゎ ＋Δω） ｔ＋φ＋ωは実用上キャ
リアの中心角周波数ωＧに対して十分小さな値に選定す
れば（例えばキャリアの中心周波数が１０ （ＭＢ２
）のとき、角周波数偏移を数（ｋＨｚ ３程度に選定す
る）、（Δω／ω、）・ （π／２）の値を実用上無視
し得る。その結果ラッチ回路１２１のサンプルデータＳ
１は Ｓ、 ＝Ａ ｃｏｓ （（ωε＋Δω）ｔ＋φ〕・・・
・・・（１０） で表し得、従ってＱアーム側サンプルデータＳ０に対し
てπ／２だけ位相がずれたサンプルデータＳ１を実用上
誤差なく得ることができる。
第５図は本発明の他の実施例を示すもので、この場合は
入力周波数信号３１．４の周波数を表す周波数検出出力
Ｆ。ＬＩＴを得るものである。
入力周波数信号３１．４の周波数を表す周波数検出出力
Ｆ。ＬＩＴを得るものである。
第５図において、第２図との対応部分に同一符号を付し
て示すように、ｊａｎ−’変換回路１４の位相出力Φが
直接近似微分回路１６に対して第１の入力Φ、として供
給されると共に、位相出力Φを１サンプル時間遅延回路
１７において１サンプル時間だけ遅延させて得られる遅
延データΦウー、を近似微分回路１６に第２の入力とし
て与える。かくして近似微分回路１６の出力端には、（
６）式について上述したと同様にして位相データφを近
似微分することによって角周波数出力Δω、を得゛るこ
とができる。この角周波数出力Δωヤは、積分回路２１
において積分されることによってフィルタリング処理さ
れた後、入力周波数信号ＳＩＮの周波数を表す周波数検
出信号Ｆ。ＬＩＴとして送出される。
て示すように、ｊａｎ−’変換回路１４の位相出力Φが
直接近似微分回路１６に対して第１の入力Φ、として供
給されると共に、位相出力Φを１サンプル時間遅延回路
１７において１サンプル時間だけ遅延させて得られる遅
延データΦウー、を近似微分回路１６に第２の入力とし
て与える。かくして近似微分回路１６の出力端には、（
６）式について上述したと同様にして位相データφを近
似微分することによって角周波数出力Δω、を得゛るこ
とができる。この角周波数出力Δωヤは、積分回路２１
において積分されることによってフィルタリング処理さ
れた後、入力周波数信号ＳＩＮの周波数を表す周波数検
出信号Ｆ。ＬＩＴとして送出される。
ここでラッチ回路１２Ｑ及び１２１にサンプリングされ
るサンプリングデータＳ、及びＳ、は、入力周波数信号
ＳＩＮのキャリアに変調されている情報信号の周波数帯
域Ｂの２倍の周波数２Ｂで標本化されているので、これ
らのサンプリングデータＳ９及びＳ、に基づいて得た周
波数出力Δω１の周波数は、ＦＭ変調信号を受信する場
合入力周波数信号ＳＩＮに含まれている情報信号成分を
表し、またＰＳＫ変調信号を受信する場合ドツプラー成
分局部発振周波数のキャリア信号に対する偏差を表すこ
とになる。
るサンプリングデータＳ、及びＳ、は、入力周波数信号
ＳＩＮのキャリアに変調されている情報信号の周波数帯
域Ｂの２倍の周波数２Ｂで標本化されているので、これ
らのサンプリングデータＳ９及びＳ、に基づいて得た周
波数出力Δω１の周波数は、ＦＭ変調信号を受信する場
合入力周波数信号ＳＩＮに含まれている情報信号成分を
表し、またＰＳＫ変調信号を受信する場合ドツプラー成
分局部発振周波数のキャリア信号に対する偏差を表すこ
とになる。
第５図のように構成した場合にも、第２図について上述
したと同様にして、簡易な構成において実用上誤差を無
視し得る周波数情報を確実に得ることが出来る。
したと同様にして、簡易な構成において実用上誤差を無
視し得る周波数情報を確実に得ることが出来る。
なお上述の実施例においては、近似微分回路１６に入力
する位相データΦ、及びΦに−１として、現在サンプリ
ングしているデータと１つ前のサンプリング時点におい
てサンプリングされたデータとを用いるようにしたが、
これに代え、現在のサンプリングしているデータと１つ
後のサンプリング時点において得られたデータとを用い
るようにしても良い、また２つの位相データのサンプリ
ング時間間隔も、１サンプリング時間に限らず、複数サ
ンプリング時間に選定しても良い。
する位相データΦ、及びΦに−１として、現在サンプリ
ングしているデータと１つ前のサンプリング時点におい
てサンプリングされたデータとを用いるようにしたが、
これに代え、現在のサンプリングしているデータと１つ
後のサンプリング時点において得られたデータとを用い
るようにしても良い、また２つの位相データのサンプリ
ング時間間隔も、１サンプリング時間に限らず、複数サ
ンプリング時間に選定しても良い。
また上述の実施例においては、キャリアのπ／２の位相
差に相当する時間間隔を有する一対のサンプル時点にお
ける入力信号の瞬時値をｊａｎ −’変換して位相信号
Φを得るようにしたが、これに代え、時間間隔をπ／２
以外の値に選定しても良く、またｔａｎ−’変換をする
際にＲＯＭを用いず演算によって求めるようにしても良
い。
差に相当する時間間隔を有する一対のサンプル時点にお
ける入力信号の瞬時値をｊａｎ −’変換して位相信号
Φを得るようにしたが、これに代え、時間間隔をπ／２
以外の値に選定しても良く、またｔａｎ−’変換をする
際にＲＯＭを用いず演算によって求めるようにしても良
い。
以上のように本発明によれば、Ｓ／Ｎが悪い入力周波数
信号が到来した場合にも実用上十分な精度の周波数情報
を得ることができる簡易な構成の周波数情報検出回路を
、容易に実現し得る。
信号が到来した場合にも実用上十分な精度の周波数情報
を得ることができる簡易な構成の周波数情報検出回路を
、容易に実現し得る。
第１図は本発明による周波数情報検出回路の一実施例を
示すブロック図、第２図及び第３図はそのラッチ回路１
２Ｑ及び１２１の動作の説明に供する信号波形図、第４
図は第１図の構成を適用するＡＦＣを示すブロック図、
第５図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 ■・・・・・・ＡＦＣ，２・・・・・・周波数比較回路
、１１・・・・・・アナログ−ディジタル変換回路、１
２１．１２Ｑ・・・・・・ラッチ回路、１４・・・・・
・ｔａｎ−’変換回路、１５・・・・・・位相比較回路
、１６・・・・・・近似微分回路、１７・・・・・・１
サンプル時間遅延回路、２１・・・・・・積分回路。
示すブロック図、第２図及び第３図はそのラッチ回路１
２Ｑ及び１２１の動作の説明に供する信号波形図、第４
図は第１図の構成を適用するＡＦＣを示すブロック図、
第５図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 ■・・・・・・ＡＦＣ，２・・・・・・周波数比較回路
、１１・・・・・・アナログ−ディジタル変換回路、１
２１．１２Ｑ・・・・・・ラッチ回路、１４・・・・・
・ｔａｎ−’変換回路、１５・・・・・・位相比較回路
、１６・・・・・・近似微分回路、１７・・・・・・１
サンプル時間遅延回路、２１・・・・・・積分回路。
Claims (1)
- 入力信号のキャリアの所定位相差に相当する時間間隔を
有する一対のサンプリング時点において上記入力信号の
瞬時値を順次サンプリングし、当該１回のサンプリング
処理によつて得られる一対のサンプル値に基づいて位相
値を求め、順次続くサンプリング処理において得られた
第１の位相値及び第２の位相値の差を求めることによつ
て近似微分値を得、この近似微分値を周波数情報検出出
力として送出することを特徴とする周波数情報検出装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59216894A JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59216894A JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6195602A true JPS6195602A (ja) | 1986-05-14 |
| JPH0744446B2 JPH0744446B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=16695579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59216894A Expired - Lifetime JPH0744446B2 (ja) | 1984-10-16 | 1984-10-16 | 周波数情報検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744446B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63285771A (ja) * | 1987-05-18 | 1988-11-22 | Pioneer Electronic Corp | Ｔａｎ形式ｆｍ復調回路 |
| JPS63288503A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-25 | Mitsubishi Electric Corp | Ｆｍ復調器 |
| JPS647705A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-11 | Pioneer Electronic Corp | Fm detecting device |
| JPS6448504A (en) * | 1987-08-18 | 1989-02-23 | Mitsubishi Electric Corp | Fm demodulator |
| JPH01115250A (ja) * | 1987-10-29 | 1989-05-08 | Yagi Antenna Co Ltd | 復調搬送波生成方式 |
| KR100847148B1 (ko) | 2006-12-01 | 2008-07-18 | 한국전자통신연구원 | 주파수 센싱 장치 |
| JP2008531386A (ja) * | 2005-02-28 | 2008-08-14 | べーベーエス モータースポーツ ウント エンジニアリング ゲーエムベーハー | リム・フランジ用保護リングを備えたホイール |
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| CN106796288A (zh) * | 2014-10-03 | 2017-05-31 | 三菱电机株式会社 | 信号生成电路 |
-
1984
- 1984-10-16 JP JP59216894A patent/JPH0744446B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US8467732B2 (en) | 2009-09-02 | 2013-06-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wireless communication apparatus |
| CN106796288A (zh) * | 2014-10-03 | 2017-05-31 | 三菱电机株式会社 | 信号生成电路 |
| EP3203260A4 (en) * | 2014-10-03 | 2018-06-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Signal-generating circuit |
| US10585169B2 (en) | 2014-10-03 | 2020-03-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Signal generating circuit |
| WO2016132520A1 (ja) * | 2015-02-19 | 2016-08-25 | 三菱電機株式会社 | Ｆｍ－ｃｗレーダおよびｆｍ－ｃｗ信号の生成方法 |
| JPWO2016132520A1 (ja) * | 2015-02-19 | 2017-07-13 | 三菱電機株式会社 | Ｆｍ−ｃｗレーダおよびｆｍ−ｃｗ信号の生成方法 |
| US10520596B2 (en) | 2015-02-19 | 2019-12-31 | Mitsubishi Electric Corporation | FM-CW radar and method of generating FM-CW signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0744446B2 (ja) | 1995-05-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |