JPS6313552A - ４相位相復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 位相検波出力信号をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル処理により位相同期回路及び自動周波数制御回路を構
成する電圧制御発振器の制御電圧を形成し、電圧制御発
振器の出力信号を再生搬送波信号として４相位相変調信
号を復調するものであり、殆ど無調整で搬送波を再生で
きるようにしたものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、所定位相の搬送波を再生して、４相位相変調
信号を復調する４相位相復調器に関するものである。

４相位相復調器は、受信した４相位相変調信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既に種々提案されζいる。その
場合、受信４相位相変調信号の搬送波成分周波数と同一
の周波数で、且つ所定の位相の再生搬送波を得る必要が
あり、簡単な構成で搬送波を再生して復稠できるように
することが要でされている。

〔従来の技術〕

従来の４相位相復制器の一例を第５図に示す。

同図に於いて、３Ｉばハイブリッド回路、３２゜３３は
位相検波器、３４．３５はそれぞれ位相差成分を２倍に
する絶対値回路、３６は微分回路（ａ／ｄｔ）、３７は
掛算器としてのミキサ、３８．３９は低域フィルタ、４
０は電圧制御発振器、４１はπ／２の移相を行う移相器
である。

入力信号の４相位相変６）旧バ号は、ハイブリッド回路
３１により分岐され゛Ｃ位相検波器３２．３３に加えら
れ、又電圧制御発振器４０からの再生搬送波信号が移相
器４１により９０°移相されるので、位相検波器３２．
３３には直交した再生搬送波信号が加えられるごとにな
り、４相位相変調信号の位相検波が行われる。この位相
検波器３２゜３３は、例えば、二重平衡変調器構成を有
するもので、４相位相変調信号をω、とじ、電圧制御発
振器４０の出力の再生搬送波信号をω。とすると、周波
数差成分は、ω８−ω０−Δωとなり、θ−Δωｔとす
ると、位相検波器３２からｓｉｎθ、−５ｉｎθ成分信
号が出力され、又位相検波器３３からｃｏｓθ、−ｃｏ
ｓθ成分信号が出力される。

これらの位相検波出力信号は、絶対値回路３４によって
、周波数成分（位相差成分）が２逓倍され、ｓ　ｉｎ２
θ、−５ｉｎ２θ、ＣＯ３２θ、−ＣＯ３２θ成分信号
となり、次の絶対値回路３５により周波数成分が、更に
２逓倍されて、５ｉｎ４θ、−５ｉｎ４θ、ｃｏｓ４θ
、　　−ｃｏｓ４θ成分信号となる。この５ｉｎ４θ成
分信号を低域フィルタ３９を介して電圧制御発振器４０
に、位相制御信号として加える。又５ｉｎ４θ成分信号
を微分回路３６により微分してミキサ３７に加え、この
ミキサ３７に於いてｃｏｓ４θ成分信号と混合し、低域
フィルタ３８を介して電圧制御発振器４０に周波数制御
信号として加える。

この場合、ｓ　ｉ　ｎ　４θ−５ｌｎ４Δωｔの信号は
、微分回路３６により、 となり、ミキサ３７により混合されて、４Δωｃｏｓ４
Δω（・ｃｏｓ４Δωを一−２Δω（１−ｃ　ｏ　ｓ　
８Δωｔ）の信号が出力される。この２Δωの成分が低
域フィルタ３８により抽出され”Ｃ電圧制御発振器４０
に加えられる。即ち、周波数差Δωの成分の制御信号が
電圧制御発振器４０に加えられるので、入力された４相
位相変調信号の周波数に追従した発振周波数に制御でき
るから、搬送波再生の引込範囲を拡大することができる
。

第６図は絶対値回路３４．３５の概略構成を示すもので
あり、Ｉ）　１−１）　４はダイオード、Ｑ１〜Ｑ４は
トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ２４は抵抗で、トランジスタＱ
１．Ｑ２により一方の差動増幅器を構成し、１−ランジ
スタＱ３．Ｑ４により他方の差動増幅器を構成している
。又ダイオードＤ１〜Ｄ４は、半波整流を行って周波数
成分を等価的に自乗するもので、全波整流回路とした場
合も同様に等価的な自乗回路を構成することができる。

又抵抗Ｒ２１，Ｒ２２及びＲ２３，Ｒ２４により加算回
路を構成している。

絶対値回路３４の場合は、位相検波出力信号のｓｉｎθ
、ｃｏｃθ、　−ｃｏｓθ成分信号が加えられる。なお
−５ｉｎθ成分信号も用いるものであるが、動作説明上
省略することができるので図示を省略している。ｓｉｎ
θ成分信号とｃｏｓθ成分信号とはそれぞれダイオード
Ｄ１．Ｄ２により自乗されて、トランジスタＱｌ、Ｑ２
のベースに加えられ、例えば、トランジスタＱ２のコレ
クタからは、（ｃ　ｏ　ｓ”　θ−５ｉｎ２　θ）−ｃ
ｏｓ２θの信号が出力される。即ち、周波数成分は２逓
倍されることになる。同様にトランジスタＱ１のコレク
タからは、ｃｏｓ２θ成分信号が出力される。

又抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介してｓｉｎθ成分信号とｃｏ
ｓθ成分１δ号とが加算され、（ｓｉｎｅ十ｃｏｓθ）
の信号は夕°イオーＩ″Ｄ３により自乗されてトランジ
スタＱ３のヘースに加えられる。

又抵抗Ｒ２３，１？２４を介してｓｉｎθ成分信号と−
ｃｏｓθ成分信号とが加算され、（ｓｉｎθ−ｃｏｓθ
）の信号はダイオードＤ４により自乗されてトランジス
タＱ４のヘースに加えられる。

従って、トランジスタＱ４のコレクタからは、〔（ｓｉ
ｎθ十ｃｏｓθ）”−（ｓｉｎθ−ｃｏｓθ）”）＝４
ｓｉｎθｃｏｓθ＝２ｓ　ｉｎ２θの信号が出力され、
係数の２を消去すると、５ｉｎ２θとなり、周波数成分
は２逓倍されることになる。同様に、トランジスタＱ３
のコレクタから−ｓ　ｉｎ２θ成分（＝１が出力される
。

絶対値回路３５も同様な構成により、絶対値回路３４か
ら出力されたｓ　ｉ　ｎ　２θ、−５ｉｎ２θ、ｃｏｓ
２θ、　　−ｃｏｓ２θ成分信号の周波数成分を２逓倍
するから、５ｉｎ４θ、　　−５ｉｎ２θ、ｃｏｓ２θ
、−ｃｏｓ’ｌＯ成分信号が出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述の従来の４相位相復調器は、再生搬送波の位相誤差
信号及び周波数誤差信号をベースバンド信号の処理によ
って得るものであるが、絶対値回路３４．３５は、アナ
ログ信号処理によるものであり、それぞれ振幅レベル等
を合わせる為の複数個所の調整が必要となるから、調整
時間が長くなる欠点がある。このように調整個所が多い
ことは、経時変化により再調整の必要が生じる欠点があ
る。又部品点数が多いことから、大型化する欠点がある
。

本発明は、殆ど無調整で所望の搬送波を再生して復調す
ることを目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の４相位相復調器は、位相検波出力信号をディジ
タル信号に変換し、ディジタル処理により位相誤差信号
及び周波数誤差信号を得て、所望の搬送波を再生して復
調するものであり、第１図を参照して説明する。

４相位相変調信号を再生搬送波によって位相検波する位
相検波部ｌと、この位相検波部１に再生搬送波を加える
為の電圧１ｔｄｌ　ｉｎ発振器（ＶＣＯ）２と、位相検
波部１に於い“ζ４相位相変調信号を直交する再生搬送
波によっ°Ｃ位相検波した検波出力信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器３と、このＡ／Ｄ変換器３の
出力信号のベクトル位置の象限を判定して、第１象限等
の特定の象限に置換する象限決定部４と、この象限決定
部４によって特定象限にｉｆ　Ｉｌｌ！された象限決定
出力信号と、これより１サンプル前の象限決定出力信号
とを比較するデータ比較部５と、このデータ比較部５の
出力信号を平均化して電圧制御発振器２の発振周波数を
制御する制御電圧とする平均化部６と、象限決定部４の
出力データを電圧制御発振器２の位相制御用の制御電圧
に変換するＤ／Ａ変換器７とを備えたものである。

〔作用〕

象限決定部４により位相検波出力信号のベクトル位置を
特定の象限に置換することにより、４相位相変調信号を
４１Ｍ１倍して無変調信号としたものと等価なディジタ
ル信号を得ることができ、このディジタル信号をＤ／Ａ
変換器７によりアナログ信号に変換して電圧制御発振器
２の位相制御を行うことができる。又この象限決定部４
からの象限決定出力と、１サンプル前の象限決定出力信
号とを比較することにより、微分したことに相当した出
力信号が得られ、その出力信号を平均化部６により平均
化してアナログ信号とすることにより、電圧制御発振器
２の周波数制御用の制御電圧として、人力された４相位
相変調信号の搬送波周波数と同一の発振周波数となるよ
うに制御し、所望の搬送波を再生して、４相位相変調信
号の復調を行うことができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、１１はハ
イブリッド回路、１２．１３は位相検波器、１４．１５
はＡ／Ｄ変換器、１６は象限決定回路、１７はフリップ
フロップ群（ＦＦ）、１８はデータ比較回路、１９はデ
ータ保持回路、２０はカウンタ、２１はＩ）　／　Ａ変
換器、２２は電圧制御発振器、２３はｌ）／Δ変換器、
２４はπ／２の移相を行う移相器である。ハイブリッド
回路１１と位相検波器１２．１３と移相器２４とにより
第１図の位相検波部ｌが構成され、又Ａ／Ｄ変換器１４
．１５にまりＡ／Ｄ変換器３が構成され、象限決定回路
Ｉ６が象限決定部４に相当し、フリップフロップ群１７
とデータ比１咬回路１８とによりデータ比較部５が構成
され、データ保持回路１９とカウンタ２０と１）／Ａ変
換器２１とにより、平均化部６が構成され、Ｄ／Ａ変換
器２３がＤ／Ａ変換器７に相当し、電圧制御１１発振器
２２が電圧制御発振器２に相当する。

４相位相変調（バ号番、１ハイゾリソド回路１１により
分岐されて位相検波器１２．１３に加えられ、電圧制御
発振器２２からの再生搬送波信号が移相器２４により９
０″移相されることにより、直交した再生搬送波信号が
形成されて位相検波器１２．１３に加えられる。従って
、位相検波器１２゜１３により４相位相変調信号は位相
検波される。

位相検波出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１４．１５により複
数ビット構成のディジタル信号に変換されて象限決定回
路Ｉ６に加えられる。象限決定回路１６では、入力され
たディジタル信号の象限位置を判定して、特定象限、例
えば、第１象限の信号として取り扱うように置換するも
のである。

第３図は象限決定説明図であり、各象限に於けるｌチャ
ネル信号とＱチャネル信号との極性についてみると、第
１象限ではＩ＞０．Ｑ＞０、第２象限ではｌ＜Ｑ、Ｑ＞
Ｏ１第３象限ではＩ〈０゜Ｑ＜０、第４象限ではＩ＞Ｏ
，Ｑ＜Ｏの関係となる。従って、象限決定回路１６に於
いては、Ａ／Ｄ変換器１４．１５の出力のディジタル信
号の極性から象限位置を判別することができる。

又第１象限を特定象限とすると、この第１象限に他の象
限の信号を第１象限に置換するものであり、信号ベクト
ルａ、　　ｂ、　　ｃ、　　ｄについて、第２象限の信
号ベクトルｂを時計方向に９０°回転させると、第１象
限の信号ベクトルａとなり、又第４象限の信号ヘクｉ・
ルｄを反時計方向に９０’回転させると、第１象限の信
号ベクトルａとなる。

又第３象限の信号ベクトルＣを１８０６回転させると、
又は点対象に反転さ−ｌると、第１象限の信号ベクトル
ａとなる。従って、第１象限の１チャネル信号をΔｘ、
Ｑチャネル信号をΔｙとすると、他の象限の信号を第１
象限に置換する為に、次の表の変換を行・）ことになる
。

表 象限決定回路１６は、前述のように、象限判別を■チャ
ネル及びＱチャネルのディジタル信号を基に行い、判別
された象限から第１象限に置換する為に、前記表のよう
に、ｌチャネル信号とＱチャネル信号との交換或いは極
性反転等の処理を行うもので、論理回路或いはプログラ
ム制御によるプロセッサによって実現することができる
。

又象限決定回路１６により、特定の象限に置換すると、
同一位相状態に変換して位相変調成分をなくすことに相
当し、従来例の２個の絶対値回路により４逓倍する場合
と等価となる。従って、象限決定回路１６の出力信号を
Ｄ／Ａ変換器２３によりアナログ信号に変換して、位相
制御用の制御電圧として電圧制御発振器２２に加え、位
相同期ループを形成することができる。

又象限決定回路１６の出力信号は、フリップフロップ群
１７とデータ比較回路１８とに加えられる。フリップフ
ロップ群１７は象限決定出力信号を１サンプル時間保持
するものであるから、データ比較回路１８では、象限決
定出力信号と、それより１サンプル前の象限決定出力信
号とを比較することになる。比較結果は、象限決定出力
信号の傾き方向を示すものとなり、従来例に於ける４逓
倍した周波数成分信号を微分する処理に相当するするも
のとなる。

データ比較回路１８の出力信号は、サンプル周期のもの
であるから、これを直ちに電圧制御発振器２２の制御型
）１三としても、電圧制御ｎ発振器２２の発振周波数は
追従して制御されないので、ラッチ回路等からなるデー
タ保持回路１９により一時的に保持し、その出力信号を
カウンタ２０で所定時間カウントして時間平均をとり、
その結果をＤ／Ａ変換器２１によりアナログ信号に変換
して、電圧制御発振器２２の周波数制御用の制御電圧と
し、自動周波数制御回路を形成する。

第４図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａｌは
４相位相変調信号の周波数ω轟に対して電圧制御発振器
２２の発振周波数ω。が高い場合を示し、■チャネル信
号１ｃｈに対してＱチャネル信号Ｑｃｈが遅れる状態と
なる。（ｂｌは特定象限を第１象限として他の象限の信
号を第１象限に置換した状態をアナログ的に示すもので
あり、象限決定出力信号に相当する。（Ｃ１はサンプリ
ングクロック信号を示し、このサンプリングクロック信
号に基づいてＡ／Ｄ変換が行われ、又データ比較が行わ
れるものであり、データ比較によって（ｂｌに示す象限
決定出力信号の傾きが判ることになる。従って、ａｌ〈
ω。の場合は、データ比較により正の傾きの比較出力信
号が得られ、カウンタ２０により平均化され、この傾き
に対応した周波数制御用の制御電圧がＤ／Ａ変換器２１
から電圧制御発振器２２に加えられて、ω、−ω。とな
るように制御される。

又（ｄ）は、４相位相変調信号の周波数ω１に対して電
圧制御発振器２２の発振周波数ω。が低い場合を示し、
■チャネル信号１ｃｈに対してＱチャネル信号Ｑｃｈが
進む状態となる。又（ｅｌは特定象限を第１象限として
他の象限の信号を第１象限に置換した状態をアナログ的
に示し、（ｂ）の場合と反対となる。又（ｆｌはサンプ
リングクロック信号を示す。このように、ω正〉ω。の
場合は、データ比較によって負の傾きの比較出力信号が
得られ、カウンタ２０により平均化され、この傾きに対
応した周波数制御用の制御電圧がＤ／Ａ変換器２１から
電圧制御発振器２２に加えられて、ω正−ω。

となるように制御される。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、４相位相変調信号を位
相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号に変
換し、そのディジタル信号を用いて特定象限にＷｌ、ｌ
ｌｌ１する象限決定を行うことにより、周波数成分を４
逓倍した信号と等価な象限決定出力信号を得ることがで
きる。又この象限決定出力信号を１ザンプル前と比較す
ることにより、微分したと等価なデータ比較出力信号を
得ることができ、４相位相変ｗＡ信号の周波数と電圧制
御発振器の発振周波数との大小関係が判るので、電圧制
御発振器の周波数制御用の制御電圧を形成することがで
きる。従って、ディジタル信号処理により殆ど無調整で
電圧制御発振器の周波数制御用並びに位相制御用の制御
電圧を形成することができるから、同期引込範囲を拡大
し、且つ安定な搬送波を再生して復１１１することがで
きる利点がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は象限決定説明図、第４図は
本発明の実施例の動作説明図、第５図は従来例のブロッ
ク図、第６図は絶対値回路を示す。 ｌは位相検波部、２は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３は
Ａ／Ｄ変換器、４は象限決定部、５はデータ比較部、６
は平均化部、７はＤ／Ａ変換器、１１はハイブリッド回
路、１２．１３は位相検波器、１４．１５はＡ／Ｄ変換
器、１６は象限決定回路、１７はフリップフロップ群（
ＦＦ）、１Ｂはデータ比較回路、１９はデータ保持回路
、２０はカウンタ、２１はＤ／Ａ変換器、２２は電圧制
御発振器、２３はＤ／Ａ変換器、２４はπ／２の移相を
行う移相器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ４相位相変調の入力信号を再生搬送波によって位相検波
   する位相検波部（１）と、 該位相検波部（１）に加える前記再生搬送波を出力する
   電圧制御発振器（２）と、 前記位相検波部（１）の検波出力信号をディジタル信号
   に変換するＡ／Ｄ変換器（３）と、該Ａ／Ｄ変換器（３
   ）の出力信号のベクトル位置の象限を判定して特定象限
   に置換する象限決定部（４）と、 該象限決定部（４）の出力信号と、該象限決定部（４）
   の１サンプル前の出力信号とを比較するデータ比較部（
   ５）と、 該データ比較部（５）の出力信号を平均化して前記電圧
   制御発振器（２）の発振周波数を制御する制御電圧とす
   る平均化部（６）と、 前記象限決定部（４）の出力データを前記電圧制御発振
   器（２）の位相制御用の制御電圧に変換するＤ／Ａ変換
   器（７）とを備えた ことを特徴とする４相位相復調器。