JPH05103027A - 遅延検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】先行位相に対する相対位相差を情報とする多値
の送信信号で位相変調された入力ディジタル位相変調波
を復調する遅延検波回路において、乗算器の相対精度、
低消費電力、受信波形整形フィルタの完全性を同時に満
足することができる、多値位相変調信号に対する遅延検
波回路を提供する。 【構成】先行位相に対する相対位相差を情報とする多値
の送信信号で位相変調された入力ディジタル位相変調波
を当該入力変調波の中心周波数にほぼ等しい局部発振周
波数により直交復調して当該入力変調信号をベースバン
ド信号に変換し、波形整形を行った後、前記ベースバン
ド信号を任意の局部発振信号により中間周波数帯に周波
数変換し、局部発振信号の位相に比例した振幅信号を、
前記周波数変換した信号の１周期に同期して発生するサ
ンプリング信号によってサンプルし・ホールドされた信
号と、１データシンボル遅延する前記サンプル・ホール
ドされた信号との差を位相差情報として多値検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、多値位相変調信号に対
する遅延検波回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】多値位相変調信号の検波方式は、同期検
波方式と遅延検波方式の２方式があるが、移動通信用と
しては、フェージング時の特性に優れた遅延検波方式が
有望である。

【０００３】図１１は、従来の（π／４）シフトＱＰＳ
Ｋ変調波に対する遅延検波回路の構成ブロック図であ
る。入力端子１００から入力される中間周波数の位相変
調波は二分され、ミキサ１１１，１１２に入力される。
一方、局部発振器１１４から発生する局部発振波は、π
／２位相差分波器１１３に入力され、π／２シフトされ
た局部発振波がそれぞれミキサ１１１及びミキサ１１２
に入力され、前記位相変調波は、直交復調される。直交
復調された信号は、低域通過フィルタ１１５，１１６を
通り、それぞれ直交成分に分離されたベースバンド信号
となり、以後ベースバンド帯で信号処理される。低域通
過フィルタ１１５を通るベースバンド信号をＩ軸成分と
し、低域通過フィルタ１１６を通るベースバンド信号を
Ｉ軸に直交するＱ軸成分とすると、Ｉ成分の信号と遅延
回路１２０で１シンボル分遅延したＩ成分の信号を乗算
器１２２で乗じたものと、Ｑ成分の信号と遅延回路１２
１で１シンボル分遅延したＱ成分の信号を乗算器１２４
で乗じたものを、加算器１２６で加算し、極性判定回路
１２９で極性を判定する。同様に、低域通過フィルタ１
１６を通るベースバンド信号のＱ成分と遅延回路１２０
で１シンボル分遅延したＩ成分の信号を乗算器１２５で
乗じたものと、Ｉ成分の信号と遅延回路１２１で１シン
ボル分遅延したＱ成分の信号を乗算器１２３で乗じたも
のを、減算器１２７で減算し、極性判定器１２８で極性
を判定する。極性判定器１２８，１２９から出力される
判定結果により、変調入力信号の前後する相対位相差を
検出することができる。

【０００４】しかし、この構成は、低域通過フィルタ１
１５，１１６通過後の信号処理は、乗算器を４つ使用す
るため（１２２〜１２５）、乗算器相互の利得特性等の
ばらつきの影響を受け易く、検波出力のビット誤り率の
劣化が生じ易いという問題点がある。

【０００５】図１２は、前記遅延検波回路の低域通過フ
ィルタ後をディジタル信号処理した従来の構成ブロック
図である。図１２の構成は、低域通過フィルタ２１５，
２１６通過までは、図１１と同様である。低域通過フィ
ルタ２１５，２１６通過後は、Ａ／Ｄ変換器２２１，２
２２によりディジタル信号に変換された後、ディジタル
信号処理回路２２３により乗算等の演算がなされ、再び
Ｄ／Ａ変換器２２４，２２５によりアナログ信号に変換
される。さらに、低域通過フィルタ２２６，２２７を通
り、変調入力信号の前後相対位相差情報が復号器２２８
に入力され、変調入力信号が復号される。

【０００６】これにより、図１１で示した遅延検波回路
の問題点であった乗算器相互のばらつきによるビット誤
り率の劣化は、ディジタル信号処理により避けることが
できる。

【０００７】しかし、図１２の構成では、Ａ／Ｄ変換
器、ディジタル乗算器、Ｄ／Ａ変換器等を使用するた
め、消費される電力が大きいという問題点がある。この
ため、低消費電力が要求される移動通信機器への適用は
困難である。

【０００８】そこで、Ａ／Ｄ変換器、ディジタル乗算
器、Ｄ／Ａ変換器を使用しない構成が考えられ、その一
例を図１３に示す。図１３は、従来のディジタル信号処
理による遅延検波回路の構成ブロック図である。まず、
入力端子３００から入力された中間周波数帯の入力変調
信号は、ＩＦフィルタ３０１により帯域制限及び波形整
形が行われる。ＩＦフィルタ３０１を通った変調信号
は、ＬＯＧアンプ３０２で増幅された後、ゼロクロス識
別器３０３によって中間周波数のゼロクロス信号を発生
する。一方、ＬＯＧアンプ３０２から出力された変調信
号は位相同期ループ回路３０４に入力され、変調信号の
位相変換点を検出する。検出された位相変換点は、サン
プラに入力され、入力される最も近いゼロクロス信号が
サンプル点として選択され、出力される。前記サンプル
点において、中間周波数のＮ倍のクロック発生器３０６
による１／Ｎカウンタ３０７の位相カウンタ出力を、ラ
ッチ３０８でサンプルし、相対的位相計測を行い、その
値をホールドして、デコーダ３０９により複号される。

【０００９】このような構成は、Ａ／Ｄ変換器、ディジ
タル乗算器、Ｄ／Ａ変換器を使用しないため、低消費電
力で集積回路化に適している。

【００１０】しかし、データ伝送で重要な波形条件を満
足させるフィルタを構成させるのが困難な中間周波数帯
において受信波形整形フィルタリングを行っているた
め、このＩＦフィルタの不完全性によりビット誤り率が
劣化するという問題点がある。なお、図１３の従来例に
おいては、ディジタル処理を行うため、位相判定に際し
中間周波数のＮ倍のクロックを発生する発振器が必要と
なる。特に、量子化誤差を減少するためにはＮの値を非
常に大きくとる必要があるため、周波数が高くなり、消
費電力がかかるという問題点もある。

【００１１】以上まとめると、従来の多値位相変調信号
に対する遅延検波方式は、フェージング時の特性が優れ
ている等、ディジタル移動通信に対し原理的に最適であ
るが、乗算器の相対精度、低消費電力、受信波形整形フ
ィルタ特性を同時に満足させるものはなく、ビット誤り
率の劣化あるいは消費電力の増大等の問題点を有してい
た。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】前述したように、従来
の多値位相変調信号に対する遅延検波回路は、乗算器の
相対精度、低消費電力、受信波形整形フィルタの完全性
を同時に満足させるものはなかった。

【００１３】そこで、本発明は、上記問題点を除去し、
乗算器の相対精度、低消費電力、受信波形整形フィルタ
の完全性を同時に満足することができる、多値位相変調
信号に対する遅延検波回路を提供することを目的とす
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、先行位相に対
する相対位相差を情報とする多値の送信信号で位相変調
された入力ディジタル位相変調波を復調する遅延検波回
路において、前記位相変調された入力ディジタル位相変
調波を当該入力変調波の中心周波数にほぼ等しい局部発
振周波数により直交復調して当該入力変調信号をベース
バンド信号に変換する周波数変換手段と、前記周波数変
換されたベースバンド信号を波形整形する波形整形手段
と、前記波形整形されたベースバンド信号を任意の局部
発振信号により直交変調して中間周波数帯に周波数変換
する周波数変換手段と、前記周波数変換された直交成分
を合成する合成手段と、前記局部発振信号の位相に比例
した振幅信号を、前記周波数変換した信号に同期して発
生するサンプリング信号によってサンプル・ホールドす
る信号処理手段と、前記サンプル・ホールドされた信号
と１データシンボル遅延した前記サンプル・ホールドさ
れた信号との差を位相差情報として多値検出する多値検
出手段とを具備することを特徴とする。

【００１５】

【作用】本発明は、先行位相に対する相対位相差を情報
とする多値の送信信号で位相変調された入力ディジタル
位相変調波を復調する遅延検波回路において、前記位相
変調された入力ディジタル位相変調波を当該入力変調波
の中心周波数にほぼ等しい局部発振周波数により直交復
調して当該入力変調信号をベースバンド信号に変換し、
波形整形を行う。この後、前記ベースバンド信号を任意
の局部発振信号により中間周波数帯に周波数変換した
後、局部発振信号の位相に比例した振幅信号を、前記周
波数変換した信号の１周期に同期して発生するサンプリ
ング信号によってサンプル・ホールドされた信号と、１
データシンボル遅延した前記サンプル・ホールドされた
信号との差を位相差情報として多値検出する。

【００１６】

【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す（π／４）
シフトＱＰＳＫ信号に対する遅延検波回路の構成ブロッ
ク図である。

【００１７】まず、図１により、本実施例の動作概要に
ついて述べる。

【００１８】入力端子１０に入力された（π／４）シフ
トＱＰＳＫ変調波は、周波数変換器１１および周波数変
換器１２に入力される。ここで、局部発振器１４から供
給される局部発振信号は、π／２位相差分波器１３によ
り、π／２の位相差をもってそれぞれ周波数変換器１１
及び周波数変換器１２に入力され、入力変調波をベース
バンドに周波数変換、すなわち直交復調される。周波数
変換されたベースバンド信号は受信波形整形用低域通過
フィルタ１５，１６に入力され、波形整形がなされる。
ベースバンドに周波数変換され波形整形がなされた後、
周波数変換器１７，１８、π／２位相差分波器１９及び
加算器２１より構成される、いわゆる直交変調器によっ
て、再び中間周波数に変換される。すなわち、周波数が
任意の局部発振器２０から供給される局部発振周波数
は、π／２位相差分波器２０により、π／２の位相差を
もってそれぞれ周波数変換器１７及び周波数変換器１８
に入力され、低域通過フィルタ１５，１６から出力され
るベースバンド信号を中間周波数に周波数変換する。さ
らに、周波数変換された信号は加算器２１によって再合
成される。ここで、この中間周波数に変換された（π／
４）シフトＱＰＳＫ信号の中心周波数は、局部発振器２
０の出力周波数に等しい。さて、局部発振器２０の出力
信号は、位相信号発生回路４０に入力される。位相信号
発生回路４０は、局部発振器２０の出力信号の位相に比
例した振幅をもつ、のこぎり波状の位相信号４２を発生
する。一方、直交変調器出力の中間周波数信号３１は、
サンプリング信号発生回路３０に入力される。サンプリ
ング信号発生回路３０は、入力された中間周波数信号３
１の１周期に同期したサンプリングパルス３２を発生す
る。サンプリング／ホールド回路５０はサンプリングパ
ルス３２が入力される毎に、位相信号４２をサンプリン
グし、次のサンプリングパルスが来るまでの間、ホール
ドする。その後、サンプル／ホールドされた信号６２
と、遅延回路６１で１データシンボルだけ遅延された信
号との差が、減算器６０から出力される。減算器６０の
出力信号は、多値判定回路７０においてレベル判定され
る。この判定結果が、伝送されたデータを示す検波出力
となる。

【００１９】次に、本実施例の遅延検波原理について述
べる。

【００２０】図２は（π／４）シフトＱＰＳＫ変調波の
コンスタレーション図である。図２において、搬送波の
位相は○印で示した点のいずれかと、×印で示した点の
いずれかを交互にとる。○印及び×印の４つの位相のう
ちどれが選択されるかは、送信される４値の送信信号に
よって決まる。このとき、相続くシンボル時刻における
位相変化は±（π／４）あるいは±（３／４）πのうち
いずれかであり、遅延検波とは、この位相量の変化量を
検出することである。

【００２１】位相変調波Ｓｏ（ｔ）は、一般に次の
（１）式のように表される。

【００２２】 Ｓｏ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωc ・ｔ＋φ（ｔ）） （１） ここで、Ａ（ｔ）は振幅であり、Ａ（ｔ）は負ではな
い。ωc は変調波の中心角周波数、φ（ｔ）は変調入力
信号によって決まる位相である。

【００２３】図１の低域通過フィルタ１５，１６の出力
信号は、一般的にそれぞれ次の（２）式、（３）式のよ
うに表すことができる。なお、図１の低域通過フィルタ
１５から出力される信号をＩ信号、低域通過フィルタ１
６から出力される信号をＩ信号に直交するＱ信号とす
る。

【００２４】 Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）Ｂｃｏｓ（φ（ｔ）＋Δθ（ｔ）） （２） Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）Ｂｓｉｎ（φ（ｔ）＋Δθ（ｔ）） （３） ここで、Ｂは定数であり、Δθ（ｔ）は変調波の中心周
波数と局部発振器１４の局部発振周波数がずれることに
よって、ゆっくり変化する位相項である。

【００２５】いま、局部発振器２０の出力信号をｓｉｎ
（ω・ｔ）、π／２位相差分波器１９から出力され、周
波数変換器１７，１８に入力される局部発振信号をそれ
ぞれｓｉｎ（ω・ｔ＋α）、ｃｏｓ（ω・ｔ＋α）とす
ると、加算器２１の出力信号Ｓ（ｔ）は次の（４）式の
ようになる。但し、振幅係数は省略する。

【００２６】 Ｓ（ｔ）＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋α）・ｃｏｓ（φ（ｔ）＋Δθ（ｔ）） ＋ ｃｏｓ（ω・ｔ＋α）・ｓｉｎ（φ（ｔ）＋Δθ（ｔ）） ＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋φ（ｔ）＋α＋Δθ（ｔ）） （４） 一方、位相信号発生回路４０は、局部発振器２０の出力
ｓｉｎ（ω・ｔ）からその１周期の間の位相に比例した
振幅をもつ、位相信号Ｐ（ｔ）を発生する。すなわち、
位相信号Ｐ（ｔ）は、次の（５）式のように表せる。

【００２７】 Ｐ（ｔ）＝Ｋωｔ （５） 但し、Ｋは定数であり、Ｐ（ｔ）は、ｎを整数としたと
き、ωｔ＝２πｎとなった瞬間に０にリセットされる、
のこぎり波状の信号とする。

【００２８】ここで、Ｓ（ｔ）の動きを図３の複素振幅
平面上で説明する。図３は、加算器２１の出力信号Ｓ
（ｔ）の動きを示す複素振幅平面図である。ωｔ＝２π
ｎとなった瞬間のＳ（ｔ）はＩ軸を基準にφ（ｔ）＋α
＋Δθ（ｔ）回転したところにある（３−ａ）。なお、
Ｓ（ｔ）は、この位相点のＱ軸上への投影である。ｔの
増加につれてＳ（ｔ）の位相はωの角速度で複素振幅平
面上を原点を中心に回転し、Ｓ（ｔ）が負から正に変わ
るゼロクロス点までの位相変化量は２π−（φ（ｔ）＋
α＋Δθ（ｔ））で表される。

【００２９】一方、Ｐ（ｔ）は、ωｔ＝２πｎとなった
とき、０であり、これを起点としてωｔに比例して増加
しているから、前記Ｓ（ｔ）の負から正へのゼロクロス
の瞬間にＰ（ｔ）をサンプルした値、Ｐso（ｔ）は、次
の（６）式のようになる。

【００３０】 Ｐso（ｔ）＝Ｋ・（２π−（φ（ｔ）＋α＋Δθ（ｔ））） （６） これは、ωｔ＝２πｎのときのＳ（ｔ）の位相を間接的
に表現している。Ｐso（ｔ）の値を次のＳ（ｔ）の負か
ら正へのゼロクロスまでホールドし、さらにサンプルと
ホールドを繰り返す。このときの値をＰsh（ｔ）とする
と、Ｐsh（ｔ）は、次の（７）式のようになる。

【００３１】 Ｐsh（ｔ）＝Ｋ・（２π−（φ（ｔ）＋α＋Δθ（ｔ））） （７） そこで、Ｐsh（ｔ）とＰsh（ｔ）を遅延回路を通して１
データシンボル間隔Ｔだけ遅延させたＰsh（ｔ−Ｔ）と
の差をとると、次の（８）のようになる。

【００３２】 Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ） ＝−Ｋ（φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）＋（Δθ（ｔ）−Δθ（ｔ−Ｔ））） （８） ここで、入力端子１０に入力された変調周波数と局部発
振器１４の発振周波数がほぼ等しいとき、（Δθ（ｔ）
−Δθ（ｔ−Ｔ））は、ほぼ無視できる。

【００３３】このとき、 Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ） −Ｋ（φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）） （９） となり、シンボル間隔における位相の変化量を検出でき
る。

【００３４】次に、具体的検出動作について述べる。

【００３５】図４は、複素振幅平面における一連のデー
タシンボル例の位相関係を示した図である。図４の複素
振幅平面上に表現した数字は、ある一連のランダムなデ
ータシンボル例に対応する位相点の順番を示している。
但し、図４は、位相のみに注目し、振幅は便宜的にずら
して表現している。

【００３６】図５は図４に示したデータシンボル例のシ
ンボル間、シンボル間の本来の変調時位相差と、計測位
相変化量Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ）の値の関係を示し
た図である。例えば、第１と第２のシンボルの変調時位
相差は−（３／４）πであり、本実施例による遅延検波
の位相変化量Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ）は、−（５／
４）πＫとなる。

【００３７】ここで、図６は前記計測位相変化量Ｐsh
（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ）と変調時位相差との判定基準を
示した図である。図６の８値判定基準に従えば、逆に、
計測位相変化量から、本来の変調時位相差を検出するこ
とができる。

【００３８】次に、細部の回路構成について述べる。

【００３９】図７は、サンプリング信号発生回路３０の
詳細構成ブロック図である。図１の加算器２１から出力
された信号３１は、サンプリング信号発生回路３０の増
幅回路３０−１で所定のレベルまで増幅される。増幅さ
れた入力信号は、入力の立ち上がりに同期して短いパル
スを発生するワンショットマルチバイブレータ３０−２
に入力され、その出力がサンプリングパルス３２とな
る。このときのサンプリング信号発生回路の入出力信号
の波形を図８に示す。図８の（ａ）は入力信号であり、
（ｂ）は出力信号すなわち、サンプリングパルス３２の
波形である。

【００４０】図９は、図１における位相信号発生回路４
０の詳細構成ブロック図である。図１の局部発振器２０
が供給する局部発振信号４１は位相信号発生回路４０の
増幅回路４０−１、ワンショットマルチバイブレータ４
０−２により入力の立ち上がりに同期して短いパルスを
発生する。この生成されたパルスは、２つに分岐され、
一方は、インバータ４０−３で反転され、アナログスイ
ッチ４０−５の制御入力に入力され、他方は、そのまま
アナログスイッチ４０−６の制御入力に入力される。ア
ナログスイッチ４０−５，４０−６は、制御入力に’
Ｈ’レベルが入力されたとき、導通状態となり、’Ｌ’
レベルが入力されたとき、断の状態になるものである。
アナログスイッチ４０−５が導通状態の間、定電流源４
０−４からコンデンサ４０−７に充電される。コンデン
サ４０−７の充電電圧Ｖｃは、定電流源４０−４の出力
電流をＩ、コンデンサ４０−７の容量をＣとすれば、Ｖ
ｃ＝（Ｉ／Ｃ）ｔとなり、時間ｔに比例する。また、ア
ナログスイッチ４０−６によって入力信号の１周期毎に
放電されるので、充電電圧Ｖｃは、入力信号の１周期に
おける位相を表していることになる。この充電電圧Ｖｃ
は、オペアンプ４０−８により増幅され、位相信号４２
として出力される。このときの入出力信号及びアナログ
スイッチの出力信号の波形を図１０に示している。図１
０において、（ａ）は入力信号、（ｂ）はアナログスイ
ッチ４０−５の出力信号、（ｃ）はアナログスイッチ４
０−６の出力信号、（ｄ）は出力信号である位相信号を
示している。これにより、図１の局部発振器２０の出力
信号の位相に比例した振幅をもつ位相信号を発生してい
ることがわかる。

【００４１】このように、サンプリング信号発生回路３
０および位相信号発生回路４０は構成され、集積回路化
が容易に実現できる。さらに、サンプル／ホールド回路
５０、遅延回路６１、減算器６０、多値判定回路７０も
同様に集積回路化が実現可能である。付言すれば、サン
プル／ホールド回路、遅延回路の実現は、スイッチト・
キャパシタ回路の構成により容易となり、特にＭＯＳプ
ロセスが好適である。なお、本実施例において、位相信
号４２をサンプルするタイミングを加算器２１の出力信
号３１の負から正のゼロクロス時としたが、このサンプ
ルタイミングは、負から正に限定されるものではない。
例えば、正から負へのゼロクロスでもよい。また、加算
器２１を減算器に変えてもよい。

【００４２】さらに、集積回路化が容易なため、サンプ
リング信号発生回路、サンプル／ホールド回路、遅延回
路、減算器を別に構成し、上述した実施例の構成によっ
て得られる出力情報と前記別構成による出力情報を並列
的に利用することにより、検波の信頼性を向上させるこ
とができる。

【００４３】また、本実施例はアナログ信号処理を前提
として説明したが、本実施例をディジタル的な信号処理
で行ってもよい。

【００４４】なお、本実施例では（π／４）シフトＱＰ
ＳＫ信号の遅延検波について説明したが、一般に位相変
調された信号であれば、多値判定回路を変更することに
より、同様に検波することができる。

【００４５】

【発明の効果】上述したように、本発明は、先行位相に
対する相対位相差を情報とする多値の送信信号で位相変
調された入力ディジタル位相変調波を復調する遅延検波
回路において、前記位相変調された入力ディジタル位相
変調波を当該入力変調波の中心周波数にほぼ等しい局部
発振周波数により直交復調して当該入力変調信号をベー
スバンド信号に変換し、波形整形を行うことにしている
ので、スイッチト・キャパシタフィルタやジャイレータ
フィルタ等のＩＣ化フィルタにより、正確な受信波形整
形フィルタを構成することができ、中間周波数帯での波
形整形フィルタを使用した場合のようなフィルタ特性の
不完全性に起因するビット誤り率の劣化を防ぐことがで
きる利点を有する。

【００４６】また、前記ベースバンド信号を任意の局部
発振周波数を供給する局部発振波により、中間周波数帯
に周波数変換した後、局部発振信号の位相に比例した振
幅信号を、前記周波数変換した信号の１周期に同期して
発生するサンプリング信号によってサンプル・ホールド
された信号と、１データシンボル遅延した前記サンプル
・ホールドされた信号との差を位相差情報として多値検
出する、直交復調後の信号処理において、周波数変換
器、すなわち乗算器を２個しか使用していないので、乗
算器相互の特性のバラツキによるビット誤り率の劣化を
最小限にすることができる利点を有している。

【００４７】また、前記信号処理は、ディジタル的な処
理を行わなくてもよいので、Ａ／Ｄ変換器、ディジタル
乗算器、Ｄ／Ａ変換器が不要となり、低消費電力化が図
れる利点を有し、特に低消費電力が要求される移動通信
方式に最適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による遅延検波回路の一実施例を示す構
成ブロック図。

【図２】（π／４）シフトＱＰＳＫ変調波のコンスタレ
ーション図。

【図３】加算器１１の出力信号Ｓ（ｔ）の動きを示す複
素振幅平面図。

【図４】一連のデータシンボル例の位相関係を示した
図。

【図５】前記データシンボル例のシンボル間、変調時位
相差及び計測位相変化量Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−Ｔ）の
関係を示す図。

【図６】前記計測位相変化量Ｐsh（ｔ）−Ｐsh（ｔ−
Ｔ）と変調時位相差との判定基準を示す図。

【図７】図１におけるサンプリング信号発生回路３０の
詳細構成ブロック図。

【図８】前記サンプリング信号発生回路の入力信号と出
力信号の波形を示す図。

【図９】図１における位相信号発生回路４０の詳細構成
ブロック図。

【図１０】前記位相信号発生回路の入出力信号及びアナ
ログスイッチの出力信号の波形を示す図。

【図１１】従来の（π／４）シフトＱＰＳＫ変調波に対
する遅延検波回路の構成ブロック図。

【図１２】前記遅延検波回路の低域通過フィルタ後をデ
ィジタル信号処理した従来の構成ブロック図。

【図１３】従来のディジタル信号処理による遅延検波回
路の構成ブロック図。

【符号の説明】

１０ 入力端子 １１，１２，１７，１８ 周波数変換器 １３，１９ π／２位相差分波器 １４，２０ 局部発振器 １５，１６ 低域通過フィルタ ２１ 加算器 ３０ サンプリング信号発生回路 ３０−１ 増幅回路 ３０−２ ワンショットマルチバイブレータ ３１ 加算器２１の出力信号 ３２ サンプリング信号発生回路３０の出力信号 ４０ 位相信号発生回路 ４０−１ 増幅回路 ４０−２ ワンショットマルチバイブレータ ４０−３ インバータ ４０−４ 定電流源 ４０−５，４０−６ アナログスイッチ ４０−７ コンデンサ ４０−８ オペアンプ ４１ 局部発振器２０の出力信号 ４２ 位相信号発生回路４０の出力信号 ５０ サンプル／ホールド回路 ６０ 減算器 ６１ 遅延回路 ６２ サンプル／ホールド回路の出力信号 ７０ 多値判定回路 １００，２００，３００ 入力端子 １１１，１１２，２１１，２１２ ミキサ １１３，２１３ π／２位相差分波器 １１４，２１４ 局部発振器 １１５，１１６，２１５，２１６，２２６，２２７ 低
域通過フィルタ １２０，１２１ 遅延回路 １２２，１２３，１２４，１２５ 乗算器 １２６ 加算器 １２７ 減算器 １２８，１２９ 極性判定回路 ２２１，２２２ Ａ／Ｄ変換器 ２２３ ディジタル信号処理回路 ２２４，２２５ Ｄ／Ａ変換器 ２２８ 複号器 ３０１ ＩＦフィルタ ３０２ ＬＯＧアンプ ３０３ ゼロクロス識別器 ３０４ 位相同期ループ回路（ＰＬＬ） ３０５ サンプラ ３０６ クロック発生器 ３０７ カウンタ ３０８ ラッチ ３０９ デコーダ ３１０ データ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】先行位相に対する相対位相差を情報とする
   多値の送信信号で位相変調された入力ディジタル位相変
   調波を復調する遅延検波回路において、 前記位相変調された入力ディジタル位相変調波を当該入
   力変調波の中心周波数にほぼ等しい局部発振周波数によ
   り直交復調して当該入力変調信号をベースバンド信号に
   変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換されたベースバンド信号を波形整形する
   波形整形手段と、 前記波形整形されたベースバンド信号を任意の局部発振
   信号により直交変調して中間周波数帯に周波数変換する
   周波数変換手段と、 前記周波数変換された直交成分を合成する合成手段と、 前記局部発振信号の位相に比例した振幅信号を、前記周
   波数変換した信号に同期して発生するサンプリング信号
   によってサンプル・ホールドする信号処理手段と、 前記サンプル・ホールドされた信号と１データシンボル
   遅延した前記サンプル・ホールドされた信号との差を位
   相差情報として多値検出する多値検出手段とを具備する
   ことを特徴とする遅延検波回路。