JPH07108000B2

JPH07108000B2 - ４相位相復調器

Info

Publication number: JPH07108000B2
Application number: JP61185045A
Authority: JP
Inventors: 富幸久米
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1986-08-08
Filing date: 1986-08-08
Publication date: 1995-11-15
Anticipated expiration: 2010-11-15
Also published as: JPS6342253A

Description

【発明の詳細な説明】〔概要〕位相検波出力信号をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル処理により電圧制御発振器の制御電圧を形成し、入力
４相位相変調信号の搬送波位相に位相同期化させると共
に、位相誤差成分を抑圧した搬送波を再生し、４相位相
変調信号の安定な復調を行わせるものである。

〔産業上の利用分野〕本発明は、位相誤差を抑圧した搬送を再生して４相位相
変調信号を復調する４相位相復調器に関する。

４相位相復調器は、受信した４相位相変調信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する再生搬送波を用いて受信
４相位相変調信号を位相検波するものであり、その再生
搬送波を得る為の構成は既に種々提案されている。その
場合、受信４相位相変調信号の搬送波成分周波数と同一
の周波数で、且つ所定の位相の搬送波を得る必要があ
り、簡単な構成で搬送波を再生して復調できるようにす
ることが要望されている。

〔従来の技術〕

従来の４相位相復調器の一例を第４図に示す。同図に於
いて、31はハイブリッド回路、32,33は位相検波器、34,
35は位相差成分を２逓倍にする絶対値回路、36は微分回
路（d/dt）、37はミキサ、38,39は低域フィルタ、40は
電圧制御発振器、41はπ/2の移相を行う移相器である。

入力信号の４相位相変調信号は、ハイブリッド回路31に
より分岐されて位相検波器32,33に加えられ、又電圧制
御発振器40からの再生搬送波信号が移相器41により90°
移相され、位相検波器32,33には直交した再生搬送波信
号が加えられることになり、４相位相変調信号の位相検
波が行われる。この位相検波器32,33は、例えば、二重
平衡変調器と同様の構成とすることができるものであ
り、４相位相変調信号をω_iとし、電圧制御発振器40の
出力の再生搬送波信号をω_oとすると、周波数差成分
は、ω_i−ω_o＝Δωとなり、θ＝Δωｔとすると、位相
検波器32からsinθ，−sinθ成分信号が出力され、位相
検波器33からcosθ，−cosθ成分信号が出力される。

これらの位相検波出力信号は、絶対値回路34によって周
波数成分（位相差成分）が２逓倍され、sin2θ，−sin2
θ,cos2θ，−cos2θ成分信号となり、次の絶対値回路3
5により更に２逓倍されて、sin4θ，−sin4θ,cos4θ，
−cos4θ成分信号となる。sin4θ成分信号を低域フィル
タ39を介して電圧制御発振器40に位相制御信号として加
える。又sin4θ成分信号を微分回路36により微分してミ
キサ37に加え、このミキサ37に於いてcos4θ成分信号と
混合し、低域フィルタ38を介して電圧制御発振器40に周
波数制御信号として加える。

この場合、sin4θ＝sin4Δωｔの信号は、微分回路36に
より微分されるから、 ∂sin4Δωt/∂ｔ＝４Δωcos4Δωｔ …（１）となる。又ミキサ37によりcos4θ成分信号と混合され
て、４Δωcos4Δωｔ・cos4Δωｔ＝−２Δω（１−cos8Δωｔ） …（２）の信号が出力される。

この２Δωの成分が低域フィルタ38により抽出されて電
圧制御発振器40に加えられる。即ち、周波数差Δωの成
分の制御信号が電圧制御発振器40に加えられるので、入
力された４相位相変調信号の周波数に追従した発振周波
数に制御できることになり、搬送波再生の引込範囲を拡
大することができる。

第５図は絶対値回路34,35の概略構成を示すものであ
り、D1〜D4はダイオード、Q1〜Q4はトランジスタ、R1〜
R24は抵抗で、トランジスタQ1,Q2により一方の差動増幅
器を構成し、トランジスタQ3,Q4により他方の差動増幅
器を構成している。又ダイオードD1〜D4は、半波整流を
行って周波数成分を等価的に自乗するもので、全波整流
回路とした場合も同様に等価的な自乗回路を構成するこ
とができる。又抵抗R21,R22及びR23,R24により加算回路
を構成している。

絶対値回路34の場合は、位相検波出力信号のsinθ,cos
θ，−cosθ成分信号が加えられる。なお、−sinθ成分
信号も用いるものであるが、動作説明上省略することが
できるので、図示を省略している。sinθ成分信号とcos
θ成分信号とはそれぞれダイオードD1,D2により自乗さ
れてトランジスタQ1,Q2のベースに加えられ、例えば、
トランジスタQ2のコレクタからは、（cos²θ−sin²θ）＝cos2θ …（３）の信号が出力される。即ち、周波数成分は２逓倍される
ことになる。同様に、トランジスタQ1のコレットから
は、−cos2θ成分信号が出力される。

又抵抗R21,R22を介してsinθ成分信号とcosθ成分信号
とが加算され（sinθ＋cosθ）の信号は、ダイオードD3
により自乗されてトランジスタQ3のベースに加えられ
る。又抵抗R23,R24を介してsinθ成分信号と−cosθ成
分信号とが加算され、（sinθ−cosθ）の信号はダイオ
ードD4により自乗されてトランジスタQ4のベースに加え
られる。従って、トランジスタQ4のコレクタから、（sinθ＋cosθ）²−（sinθ−cosθ）²＝4sinθcosθ
＝2sin2θ …（４）の信号が出力され、係数２を消去すると、sin2θとな
る。即ち、周波数成分は２逓倍されることになる。同様
に、トランジスタQ3のコレクタから−sin2θ成分信号が
出力される。

絶対値回路35も同様な構成により、絶対値回路34から出
力されたsin2θ，−sin2θ,cos2θ，−cos2θ成分信号
の周波数成分を２逓倍するから、sin4θ，−sin4θ,cos
4θ，−cos4θ成分が出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述の従来の４相位相復調器は、再生搬送波の位相誤差
信号及び周波数誤差信号をベースバンド信号の処理によ
って得るものであるが、絶対値回路34,35は、アナログ
信号処理によるものであり、それぞれ振幅レベル等を合
わせる為の複数個所の調整が必要となるから、調整時間
が長くなる欠点がある。このように調整個所が多いこと
は、経時変化により再調整の必要が生じる可能性が大き
い問題がある。

又入力４相位相変調信号の搬送波周波数と電圧制御発振
器40のフリーラン周波数ととの差が大きい場合、位相誤
差が生じて固定劣化が増加する欠点がある。又位相同期
ループの帯域幅を広くして同期引込範囲を広くしている
為に、残留位相誤差が生じるので、固定劣化が大きくな
る欠点がある。

本発明は、位相誤差を抑圧した搬送波を再生して、入力
４相変調信号を復調することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の４相位相復調器は、第１図を参照して説明する
と、４相位相変調の入力信号を再生搬送波によって位相
検波する位相検波部１と、この位相検波部１に加える再
生搬送波を出力する電圧制御発振器（VOC）２と、位相
検波部１のI,Qチャネルの検波出力信号をディジタル信
号に変換するA/D変換器３と、このA/D変換器３のI,Qチ
ャネルの出力信号の極性を基に、I,Qチャネルの出力信
号が第１象限〜第４象限の何れの象限に位置するかを判
定し、I,Qチャネルの出力信号を第１象限〜第４象限の
中の一つを特定象限とし、その特定象限に置換して、同
一位相変調状態に変換する象限決定部４と、この象限決
定部４の特定象限に置換した象限決定決定出力信号に相
互に比較する比較部５と、この比較部５の出力信号を平
均化して電圧制御発振器２の位相誤差制御用の制御電圧
とする平均化部６と、象限決定部４の出力信号を電圧制
御発振器２の位相制御用の制御電圧に変換するD/A変換
器７とを備えている。

〔作用〕

象限決定部４は、A/D変換器３のI,Qチャネルのディジタ
ル信号の極性が両方共正極性の時は第１象限、両方共負
極性の時は第３象限、Ｉチャネルのディジタル信号が負
極性でＱチャネルのディジタル信号が正極性の時は第２
象限、Ｉチャネルのディジタル信号が正極性でＱチャネ
ルのディジタル信号が負極性の時は第４象限と判定す
る。そして、例えば、第１象限を特定象限とすると、第
１象限と判定した場合はそのまま出力し、第３象限と判
定した場合は極性を反転して出力する。又第２象限と判
定した場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性を反
転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャネ
ルのディジタル信号の極性をそのままとしてＩチャネル
のディジタル信号として出力する。又第４象限と判定し
た場合は、Ｉチャネルのディジタル信号の極性をそのま
まとしてＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱチャ
ネルのディジタル信号の極性を反転してＩチャネルのデ
ィジタル信号として出力する。

従って、象限決定部４からの出力信号は、第１象限等の
特定象限に置換されるから、同一位相変調状態となる。
即ち、４相位相変調信号を４逓倍して無変調信号とした
場合と等価なディジタル信号を得ることができる。

又D/A変換器７は、象限決定部４からの特定象限に置換
されたディジタル信号を、例えば、変換基準点を用いて
アナログ信号に変換することにより、再生搬送波信号の
位相誤差に相当する信号とすることができるから、その
アナログ信号を電圧制御発振器２の制御電圧として位相
制御を行うものである。ここで、位相制御とは、位相同
期化を行うことを意味するものである。

又比較部５は、象限決定部４により特定象限に置換され
たI,Qチャネルの信号を比較する。比較一致の場合は位
相誤差は零であるが、比較不一致の場合は、その差に対
応した位相誤差が存在していることになる。即ち、位相
同期ループの定数等に従った位相誤差成分を含む状態で
位相同期が確立される場合が多いもので、このような位
相誤差成分を含む場合において、比較部５により位相誤
差成分を求め、平均化部６により時間平均をとって、電
圧制御発振器２の位相誤差抑制用の制御電圧とし、位相
誤差を零とするとように制御するものである。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、11はハイ
ブリッド回路、12,13は位相検波器、14,15はA/D変換
器、16は象限決定回路、17,18はフリップフロップ群（F
F）、19は比較回路、20はカウンタ、21はD/A変換器、22
は電圧制御発振器、23はD/A変換器、24はπ/2の移相を
行う移相器、25は保持回路である。

ハイブリッド回路11と位相検波器12,13と移相器24とに
より、第１図の位相検波部１が構成され、A/D変換器14,
15により第１図のA/D変換器３が構成され、象限決定回
路16が第１図の象限決定部４に対応し、フリップフロッ
プ群17,18と比較回路19とにより、第１図の比較部５が
構成され、保持回路25とカウンタ20とD/A変換器21とに
より、第１図の平均化部６が構成され、D/A変換器23が
第１図のD/A変換器７に対応し、電圧制御発振器22が第
１図の電圧制御発振器２に対応する。

４相位相変調信号は、ハイブリッド回路11により分岐さ
れて位相検波器12,13に加えられ、電圧制御発振器22か
らの再生搬送波信号が移相器24により90°移相されるこ
とにより、直交した再生搬送波信号が形成されて位相検
波器12,13に加えられる。従って、位相検波器12,13によ
り４相位相変調信号は位相検波され、Ｉ（同相）チャネ
ルとＱ（直交相）チャネルとの位相検波出力信号が得ら
れる。

位相検波出力信号は、A/D変換器14,15により複数ビット
構成の例えば３ビットのディジタル信号に変換されて象
限決定回路16に加えられる。象限決定回路16は、入力さ
れたディジタル信号の象限位置を判定して、第１象限〜
第４象限の中の一つの特定象限、例えば、第１象限に置
換する。

第３図は象限決定説明図であり、（Ａ）に示すように、
各象限に於けるＩチャネル信号とＱチャネル信号との極
性についてみると、第１象限ではＩ＞0,Q＞０、第２象
限ではＩ＜0,Q＞０、第３象限ではＩ＜0,Q＜０、第４象
限ではＩ＞0,Q＜０の関係となる。従って、象限決定回
路16は、A/D変換器14,15の出力のディジタル信号の極性
から象限位置を判定することができる。

又第１象限を特定象限とすると、この第１象限に他の象
限の信号を置換するものであり、第１象限〜第４象限の
信号ベクトルa,b,c,dについて、第２象限の信号ベクト
ルｂを時計方向に90°回転させると、第１象限の信号ベ
クトルａとなる。又第４象限の信号ベクトルｄを反時計
方向に90°回転させると、第１象限の信号ベクトルａと
なる。又第３象限の信号ベクトルｃを180°回転させる
と、或いは点対称に反転させると、第１象限の信号ベク
トルａとなる。従って、第１象限のＩチャネル信号をΔ
ｘ、Ｑチャネルの信号をΔｙとすると、第２象限〜第４
象限の信号を第１象限に置換する為に、次の表の変換を
行うことになる。

象限決定回路16は、前述のように、A/D変換器14,15のI,
Qチャネルの出力ディジタル信号Δx,Δｙの極性を基に
象限判別を行うものであり、＋Δx,＋Δｙの場合は第１
象限と判別し、−Δx,−Δｙの場合は第３象限と判別す
る。又−Δx,＋Δｙの場合は第２象限、＋Δx,−Δｙの
場合は第４象限と判別する。

そして、判別された象限から特定象限の例えば第１象限
に置換する場合、表に示すような置換処理を行うもので
あり、判別された象限が第１象限の場合はそのまま出力
し、第３象限の場合は極性を反転して出力する。又第２
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号−Δｘの極
性を反転してＱチャネルのディジタル信号とし、且つＱ
チャネルのディジタル信号＋Δｙの極性をそのままとし
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。又第４
象限の場合は、Ｉチャネルのディジタル信号＋Δｘの極
性をそのままとしてＱチャネルのディジタル信号とし、
且つＱチャネルのディジタル信号−Δｙの極性を反転し
てＩチャネルのディジタル信号として出力する。このよ
うなI,Qチャネルのディジタル信号の極性を基に象限を
判別し、特定象限に置換する為の極性反転やI,Qチャネ
ルのディジタル信号の交換の処理は、論理回路或いはプ
ログラム制御によるプロセッサによって実現することが
できる。

又象限決定回路16により、特定象限の例えば第１象限に
置換することによって、各種の位相変調状態を同一位相
変調状態に変換したことになる。即ち、４相位相変調信
号を４逓倍して無変調信号を得る場合と同様な位相変調
成分を無くしたものとなり、第４図に示す従来例に於け
る２個の絶対値回路により４逓倍する場合と等価とな
る。従って、象限決定回路16の出力信号をD/A変換器23
によりアナログ信号に変換して、位相制御用の制御電圧
とすることができ、この制御電圧によって電圧制御発振
器22を制御する位相同期ループが形成されていることに
なる。

この場合、第３図の（Ｂ）に示すように、特定象限の例
えば第１象限のＰ点が正規の信号点位置とすると、I,Q
チャネルのディジタル信号はΔx,Δｙで表示され、Δｘ
＝Δｙとなる。しかし、再生搬送波位相のずれにより、
この正規の信号点Ｐからずれた信号点Ａとなると、I,Q
チャネルのディジタル信号Δｘ′，Δｙ′は、Δｘ′＜
Δｙ′の関係となり、又信号点Ｂとなると、I,Qチャネ
ルのディジタル信号Δｘ″，Δｙ″は、Δｘ″＞Δｙ″
の関係となる。

従って、Δｘ＝Δｙとなるように、即ち、正規の信号点
ＰへＡ点から、又はＢ点からそれぞれ矢印で示すよう
に、電圧制御発振器22の出力信号位相を制御すれば良い
ことになり、その為のΔｘ−Δｘ′，Δｙ−Δｙ′或い
はΔｘ−Δｘ″，Δｙ−Δｙ″に相当する値を得ること
は容易である。例えば、D/A変換器23に於けるディジタ
ル信号からアナログ信号への変換の基準点をＰ点の値
（Δx,Δｙ）を用い、象限決定回路16からの特定象限に
置換したディジタル信号をアナログ信号に変換すると、
位相差に対応する信号成分を得ることができる。即ち、
前述の位相誤差制御用の制御電圧とすることができる。
なお、ループフィルタ等は必要に応じて接続することが
できるものであり、簡略化の為に図示を省略している。

象限決定回路16からのI,Qチャネルの象限決定出力信号
は、フリップフロップ群17,18にラッチされ、同一タイ
ミングで比較回路19に加えられて比較される。即ち、第
３図（Ａ）に於いて、第１象限に置換されたI,Qチャネ
ルの信号Δx,Δｙを比較することにより、位相誤差Δθ
を求めることができる。位相同期ループが同期引込状態
となったとしても、圧縮できない位相誤差Δθが生じる
ものであるが、この位相誤差Δθを求めて、電圧制御発
振器22を制御することにより、位相誤差Δθを抑圧する
ことができる。

又比較回路19の出力信号をラッチ回路等からなる保持回
路25に一時的に保持し、それをカウンタ20により所定時
間カウントして時間平均をとり、その結果をD/A変換器2
1によりアナログ信号に変換して、電圧制御発振器22の
位相誤差制御用の制御電圧とする。従って、比較回路19
の出力信号を比較的長時間にわたって平均化した制御電
圧は、位相誤差成分に対応するから、この制御電圧を用
いて位相誤差を抑圧する。

即ち、D/A変換器23により変換した制御電圧を位相同期
用とする位相同期ループと、D/A変換器21により変換し
た制御電圧を位相誤差制御用とする制御ループとの二重
ループが形成され、位相同期ループにより位相同期が確
立された時に、その位相同期ループの回路定数等による
位相誤差成分が残存する場合が一般的であるが、この位
相誤差成分を、位相誤差制御用の制御ループによって、
抑圧することができる。

前述のように、象限決定回路16によりＩチャネルとＱチ
ャネルとの信号を特定象限に置換し、その象限決定出力
信号を比較し、時間平均をとることにより位相誤差成分
を求め、この位相誤差成分が零となるように電圧制御発
振器22を制御することにより、等価的に電圧制御発振器
22のフリーラン周波数を、入力４相位相変調信号の搬送
波周波数に合わせることになる。又この位相誤差成分が
低い周波数で変化する場合は、比較回路19に於けるI,Q
チャネルの象限決定出力信号を比較制御による制御ルプ
の応答速度が、位相誤差成分の変化速度より速ければ、
位相誤差が零となるように電圧制御発振器22を制御でき
ることになる。従って、搬送波を副信号で周波数変調す
る複合変調方式を適用した場合の過変調による同期外れ
等の問題を軽減することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、入力４相位相変調信号
を位相検波し、その位相検波出力信号をディジタル信号
に変換し、象限決定部４に於いて第１象限等の特定象限
に置換する象限決定を行い、４相位相変調信号を４逓倍
した場合と等価な象限決定信号を得ることができる。従
って、従来例に於ける２個の絶対値回路を用いる場合に
比較して、構成か簡単で且つ殆ど無調整で所望の信号を
得ることができる。

この象限決定部４からの象限決定出力信号をD/A変換器
７により制御電圧に変換して電圧制御発振器２を制御す
ることにより、位相同期引込みを行うことができ、又象
限決定出力信号を比較部５に於いて比較し、平均化部６
により平均化することにより、位相誤差成分を抑圧する
制御電圧を得ることができる。従って、この制御電圧発
振器２の位相同期引込状態に於ける残存位相誤差成分
を、平均化部６を介した制御電圧によって抑圧すること
ができる。

前述の電圧制御発振器２の制御電圧を得るまでディジタ
ル処理により行うことができるから、殆ど無調整で済む
利点があり、安定な搬送波再生を行って入力４相位相変
調信号の復調を行わせることができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は象限決定説明図、第４図は
従来例の４相位相復調器のブロック図、第５図は絶対値
回路を示す。１は位相検波部、２は電圧制御発振器（VCO）、３はA/D
変換器（A/D）、４は象限決定部、５は比較部、６は平
均化部、７はD/A変換器（D/A）、11はハイブリッド回
路、12,13は位相検波器、14,15はA/D変換器、16は象限
決定回路、17,18はフリップフロップ群（FF）、19は比
較回路、20はカウンタ、21はD/A変換器、24は移相器
（π/2）、25は保持回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】４相位相変調の入力信号を再生搬送波によ
って位相検波する位相検波部（１）と、該位相検波部（１）に加える前記再生搬送波を出力する
電圧制御発振器（２）と、前記位相検波部（１）のI,Qチャネルの検波出力信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換器（３）と、該A/D変換器（３）のI,Qチャネルの出力信号の極性を基
に、該I,Qチャネルの出力信号が第１象限〜第４象限の
何れの象限に位置するかを判定し、該I,Qチャネルの出
力信号を特定象限に置換して、同一位相変調状態に変換
する象限決定部（４）と、該象限決定部（４）の特定現象に置換した象限決定出力
信号のＩチャネル成分とＱチャネル成分とを相互に比較
する比較部（５）と、該比較部（５）の出力信号を平均化して前記電圧制御発
振器（２）の位相誤差制御用の制御電圧とする平均化部
（６）と、前記象限決定部（４）の出力信号を前記電圧制御発振器
（２）の位相制御用の制御電圧に変換するD/A変換器
（７）とを備えたことを特徴とする４相位相復調器。