JPH04286246A - 変復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は変復調器に関し、特に直
交信号発生回路からの中間周波帯の互いに直交するロー
カル信号により直交変調及び直交検波する変復調器に関
するものである。

【０００２】無線・衛星通信等では、ＱＰＳＫに代表さ
れるような直交変調方式がよく採用されるが、これを実
現するためには変調器側では直交変調器、復調側で直交
検波器が必要になり、これらの直交変調器及び直交復調
器には互いに直交する二つのローカル信号が必要となる
。

【０００３】

【従来の技術】図７には、従来から良く知られた直交変
調器が示されており、図において１１はシリアルな送信
データを２ビットの並列データに変換する直並列（Ｓ／
Ｐ）変換回路、１２，１３はそれぞれ直並列変換回路１
１の２ビット出力の内の各１ビットに対して帯域制限を
加えるためのローパスフィルタとしてのバイナリー・ト
トランバーサル・フィルタ（以下、ＢＴＦと略称する）
、１４，１５はそれぞれＢＴＦ１２，１３の出力をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、１６，１７はそれぞ
れＤ／Ａ変換器１４，１５の出力中の低周波成分のみを
取り出すためのローパスフィルタ、１８，１９は発振器
４０からの発振信号（ｃｏｓω１ｔ）　を９０°ハイブ
リッド４１で移相して得られる互いに直交した２つのロ
ーカル信号によりフィルタ１６，１７の出力を中間周波
帯（以下、ＩＦ帯と略称する）の信号に変換するための
乗算器、そして、２０はこれら乗算器１８，１９の出力
を加算して変調波信号を発生するための加算器である。

【０００４】また、図８には、従来から良く知られた直
交検波器を含む復調器（この例では準同期型復調器）が
示されており、図において、２１，２２は発振器４２か
らの発振信号（ｃｏｓω２ｔ）　を９０°ハイブリッド
４１で移相して得られる互いに直交した２つのローカル
信号によりＩＦ帯の受信信号をベースバンドの信号に変
換するための乗算器、２３，２４は乗算器２１，２２の
出力の内の低周波成分のみを取り出すためのローパスフ
ィルタ、２５，２６はフィルタ２３，２４の各出力をデ
ィジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器、２７，２
８はＡ／Ｄ変換器２５，２６の各出力中の伝送路ノイズ
等を除去するためのディジタル・トランスバーサル・フ
ィルタ（以下、ＤＴＦと略称する）、ＤＴＦ２７，２８
の両出力から復調データを出力するための搬送波再生回
路（以下、ＣＲと略称する）、そして、３０はＣＲ２９
の復調データによりビット・タイミング信号を生成して
Ａ／Ｄ変換器２５，２６に与えるためのビットタイミン
グ再生回路（以下、ＢＴＲと略称する）である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の変調
器又は復調器においては、乗算器１８，１９又は２１，
２２へのローカル信号を得るために９０°ハイブリッド
４１を用いていたため、９０°ハイブリッド４１の２つ
の出力は厳密には直交していない。これは、個々のハイ
ブリッドの特性のバラツキ、温度特性、信号レベルの変
動等が原因と考えられ、そのズレの大きさは１°〜３°
程度である。

【０００６】即ち、２つのローカル信号の直交性が不完
全であると、ＱＰＳＫの場合、変調器側では、図９（ａ
）　に示すように信号空間において直交すべき単位ベク
トルｉとｑが直交していないため、本来４つ信号点で正
方形　Ｐ１Ｐ２Ｐ３Ｐ４　を形成する筈のものが、矢印
で示すように菱形　Ｐ１’Ｐ２’Ｐ３’Ｐ４’　に変形
してしまう。

【０００７】この場合のＩ−Ｑ直交座標からの変調ズレ
角をεとすると、　Ｐ１’のＩ軸座標ｉ１　はＬ（１＋
ｓｉｎε）　で表され、Ｑ軸座標ｑ１　はＬｃｏｓ　ε
で表される。但し、Ｌは直交性が完全であるときの受信
レベルを表す。

【０００８】一方、復調器側の直交検波におけるローカ
ル信号の直交性の不完全性の影響が図９（ｂ）　に示さ
れており、この図では直交検波の段階で受信信号の搬送
波周波数及び位相と同期していると仮定すると、図９（
ａ）　における　Ｐ１’を受信信号として得られる同図
（ｂ）　のＩ’　，　Ｑ’　各軸のレベルは、 ｉ１’　＝　ｉ１　＝Ｌ（１＋ｓｉｎε）ｑ１’　＝Ａ
ｃｏｓ（π／２−θ−ε’）＝Ａｓｉｎ（θ＋ε’） ＝Ａｓｉｎ　θｃｏｓ　ε’＋Ａｃｏｓ　θｓｉｎ　ε
’＝ｑ１ｃｏｓ　ε’＋ｉ１ｓｉｎ　ε’＝Ｌ｛ｃｏｓ
　εｃｏｓ　ε’　＋（１＋ｓｉｎε）ｓｉｎε’　｝
となる。ここで、ε’　は検波側の直交軸からのズレ角
であり、直交性の不完全性の影響は下記の表１に示すよ
うにε＝±３°、ε’　＝±３°に対して、５％程度受
信レベルが変動することが分かる。

【０００９】

【表１】

【００１０】更に、直交検波が受信信号の搬送波周波数
に同期していなければ、直交検波後の出力を信号空間で
考えると信号点が（周波数のズレに比例する角速度で）
回転しており、この信号を復調すると信号点の信号空間
の位置（位相）によりレベルが変動する。即ち、アイ・
パターンの開口が最大の時点であるデータ判定点のレベ
ルが一定にならず、この部分に一定の太さをもつように
なる。言い換えれば、信号空間において各復調信号点は
一点に集まらないで、円に近い軌跡を持つことになり、
その半径は正しい受信レベルＬの５％程度となる。

【００１１】このような、受信レベルの変動はＳ／Ｎの
変動と等価であり、これがＣＲ２９やＢＴＲ３０に影響
を及ぼすことによってＩ，　Ｑ各チャネルのビット誤り
率（ＢＥＲ）が等しくなかったり、双方ともにビット誤
り率が劣化する等、受信系に対して悪い影響を及ぼすと
いう問題点があった。

【００１２】そこで、本発明は、９０°ハイブリッドを
用いずにローカル信号の直交性を改善した変復調器を実
現することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明に係る変調器においては、９０°ハイブリッ
ドの代わりにディジタル構成の直交信号発生回路からの
中間周波帯の互いに直交するローカル信号によりベース
バンドの送信信号を直交変調するようにしたものである
。

【００１４】即ち、図１に原理的に示すように、該直交
信号発生回路を、発振周波数ωを入力として一定周期の
時間積分値ωｔを演算するディジタル積分器１と、該デ
ィジタル積分器１の出力を瞬時位相情報として該位相に
対する余弦値及び正弦値をそれぞれ出力する位相／振幅
変換テーブル２，３と、各テーブル２，３の出力をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａ変換器４，５と、各Ｄ／Ａ変
換器４，５の出力の内の低周波成分を取り出すフィルタ
６，７と、各フィルタ６，７の出力から該ローカル信号
を発生する周波数変換回路８，９とで構成している。

【００１５】また、本発明では上記のような直交信号発
生回路を復調器において用いることにより、該直交信号
発生回路からのローカル信号により中間周波帯の受信信
号を直交検波することができる。

【００１６】

【作用】図２は図１に示したディジタル積分器１と、位
相／振幅変換テーブル２，３の作用を示したもので、発
振周波数ωは図７や図８の発振器４０，４２の発振周波
数ω１　又は　　ω２　に相当するもので、これがディ
ジタル積分器１に与えられると、ディジタル積分器１は
図２（ａ）　に示したように時間について積分すること
により時間関数ωｔを出力する。但し、この時間関数は
図示のように＋π〜−πの一定周期毎に繰り返すもので
ある。

【００１７】このような時間関数ωｔを共通に受けた位
相／振幅変換テーブル２，３では、同図（ｂ）　に示す
ように時間関数ωｔ、即ち瞬時位相に対応する振幅値を
出力する。この振幅値はテーブル２の場合は余弦値（ｃ
ｏｓ）　、テーブル３の場合は正弦値（ｓｉｎ）　が共
にディジタル信号として出力される。

【００１８】この場合、テーブル２，３からの余弦値デ
ータと正弦値データとは同図（ｂ）　に示すように元々
完全に直交する（９０°位相差を有する）ものであるか
ら上記のような直交性の不完全性を取り除くことができ
る。

【００１９】そして、それぞれＤ／Ａ変換器４，５でア
ナログ信号に変換し、フィルタ６，７で低周波成分のみ
を取り出せばベースバンドの互いに直交したローカル信
号が得られる。そして、これらのローカル信号を、それ
ぞれ周波数変換回路８，９でＩＦ帯に変換して図７に適
用すれば、図３に示すような完全に直交したローカル信
号による直交変調を行うことができる。

【００２０】同様にして、復調器においても同様のディ
ジタル構成の直交信号発生回路からの互いに直交したロ
ーカル信号をＩＦ帯の受信信号に対して直交検波を掛け
て図８に適用すれば、図４に示すような完全に直交した
ローカル信号による直交検波を伴う復調を行うことがで
きる。

【００２１】図５は、図１に示した直交信号発生回路を
同期検波型復調器に適用した復調器を示しており、この
場合には、同期検波が行われるのでＤＴＦ２７，２８か
らは復調データそのものが出力され、該復調データ同士
を位相比較器（ＰＤ）３２で位相比較してその位相差に
応じた周波数制御信号をループフィルタ（ＬＦ）３３か
ら発生させれば、本発明の直交信号発生回路をとり込ん
だ搬送波再生系が構成でき、これを図１の発振周波数ω
の信号として用いることができる。

【００２２】

【実施例】図６（ａ）　は、図１に示したディジタル積
分器１の実施例を示したもので、１Ａは全加算器、１Ｂ
は１サンプル分（Ｔ）の遅延素子を示しており、例えば
全加算器１Ａを４ビットとし、発振周波数ωを「０００
１」とすると、積分器出力ωｔは、サンプル毎に、「０
０００」から「０００１」，　「００１０」，　…，　
「０１１１」，　「１０００」，　「１００１」，　…
，　「１１１１」と増加して行くが、４ビットであるの
で、「１１１１」の次は「００００」に戻ることとなる
。

【００２３】従って、この４ビットの内のＭＳＢが「１
」であるときには負数として２の補数をとるものとする
（即ち、次段のテーブル２，３でのアドレスをそのよう
に設定する）と、上記の「００００」から「０１１１」
までを図２（ａ）　に示した「０」から「π」までとし
、「１０００」から「１１１１」までを同図に示した「
−π」から「０」までとすると、丁度同図のような「＋
π〜−π」の一定周期の時間積分関数ωｔが演算される
こととなる。

【００２４】そして、このような時間積分値ωｔを受け
たテーブル２，３では、同図（ｂ）　に示すように各時
間積分値ωｔに対応する余弦値及び正弦値をそれぞれ出
力することとなる。

【００２５】図６（ｂ）　は、図１に示した直交信号発
生回路における周波数変換回路８，９の一実施例を示し
ており、この実施例では、それぞれＩＦ帯の発振器１０
からの信号　ｃｏｓω’ｔとフィルタ６，７からのベー
スバンドのローカル信号とを乗算する乗算器８１，９１
と、この乗算器８１，９１から出力されるＩＦ帯の直交
する信号の組ｃｏｓ（ω＋ω’）ｔ，　ｓｉｎ（ω＋ω
’）ｔ　とｃｏｓ（ω−ω’）ｔ，　ｓｉｎ（ω−ω’
）ｔ　との内、何れか一方のみを通過させるフィルタ８
２，９２とで構成されている。

【００２６】

【発明の効果】以上のように本発明に係る変復調器によ
れば、ディジタル構成の直交信号発生回路からの中間周
波帯の互いに直交するローカル信号によりベースバンド
の送信信号を直交変調し、或いは該直交信号発生回路か
らのローカル信号により中間周波帯の受信信号を直交検
波するように構成したので、各ローカル信号の直交性を
改善することができ、以て送受信系のビット誤り率の劣
化等の影響を防ぐことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る変復調器における直交信号発生回
路を原理的に示したブロック図である。

【図２】本発明に係る変復調器における直交信号発生回
路におけるディジタル余弦値及び正弦値の生成過程を説
明するためのグラフ図である。

【図３】本発明による直交信号発生回路を含む直交変調
器を示したブロック図である。

【図４】本発明による直交信号発生回路を含む復調器（
準同期型）を示したブロック図である。

【図５】本発明による直交信号発生回路を含む復調器（
同期検波型）を示したブロック図である。

【図６】本発明に係る変復調器における直交信号発生回
路におけるディジタル積分器及び周波数変換回路の実施
例を示したブロック図である。

【図７】従来の直交変調器の構成例を示したブロック図
である。

【図８】従来の直交検波器を含む復調器の構成例を示し
たブロック図である。

【図９】従来例の直交不完全性を説明するためのグラフ
図である。

【符号の説明】

１　　ディジタル積分器 ２，３　　位相／振幅変換テーブル ４，５　　Ｄ／Ａ変換器 ６，７　　フィルタ ８，９　　周波数変換回路 ω　　発振周波数 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　直交信号発生回路からの中間周波帯の
   互いに直交するローカル信号によりベースバンドの送信
   信号を直交変調する変調器において、該直交信号発生回
   路が、発振周波数　（ω）　を入力として一定周期の時
   間積分値（ωｔ）　を演算するディジタル積分器（１）
   　と、該ディジタル積分器（１）　の出力を瞬時位相情
   報として該位相に対する余弦値及び正弦値をそれぞれ出
   力する位相／振幅変換テーブル（２，３）　と、各テー
   ブル（２，３）　の出力をアナログ信号に変換するＤ／
   Ａ変換器（４，５）　と、各Ｄ／Ａ変換器（４，５）　
   の出力の内の低周波成分を取り出すフィルタ（６，７）
   　と、各フィルタ（６，７）　の出力から該ローカル信
   号を発生する周波数変換回路（８，９）と、を備えたこ
   とを特徴とする変調器。
2. 【請求項２】　　該直交信号発生回路からのローカル信
   号により中間周波帯の受信信号を直交検波することを特
   徴とした請求項１記載の復調器。