JP2001136223A - 復調装置及び方法 - Google Patents
復調装置及び方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 信号点の収束度の向上、制御の安定化、正常
化を図り、偏波間干渉補償器の劣化防止を図る。 【解決手段】 受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調装置に、アナログの前記受信信
号のミキシング、高周波成分の除去を行って２系列のベ
ースバンド信号を形成するアナログ部２１、２２、４
１、４２、３１、３２と、アナログ部の２系列のベース
バンド信号が変換されたディジタル信号から位相回転を
除去するディジタル位相回転除去回路８０と、アナログ
部とディジタル位相回転除去回路の間にディジタル信号
に変換された２系列のベースバンド信号の平均電力差を
０にする第１の自動利得制御回路１７０とを備える。
化を図り、偏波間干渉補償器の劣化防止を図る。 【解決手段】 受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調装置に、アナログの前記受信信
号のミキシング、高周波成分の除去を行って２系列のベ
ースバンド信号を形成するアナログ部２１、２２、４
１、４２、３１、３２と、アナログ部の２系列のベース
バンド信号が変換されたディジタル信号から位相回転を
除去するディジタル位相回転除去回路８０と、アナログ
部とディジタル位相回転除去回路の間にディジタル信号
に変換された２系列のベースバンド信号の平均電力差を
０にする第１の自動利得制御回路１７０とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は準同期検波方式の復調装
置に関する。特に、本発明は、信号点の収束度の向上、
制御安定性等の向上、偏波間干渉補償器の劣化防止を可
能にする復調装置及び方法に関する。
置に関する。特に、本発明は、信号点の収束度の向上、
制御安定性等の向上、偏波間干渉補償器の劣化防止を可
能にする復調装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、準同期検波方式の復調装置は、主
要部分がディジタル回路で構成されるため、高集積化、
高精度化が可能であるため、広く使用されるようになっ
た。多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔ
ｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に関する自動利得制御
（ＡＧＣ）について、特開平１０−３４１２６７号公報
に記載されている。
要部分がディジタル回路で構成されるため、高集積化、
高精度化が可能であるため、広く使用されるようになっ
た。多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔ
ｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に関する自動利得制御
（ＡＧＣ）について、特開平１０−３４１２６７号公報
に記載されている。
【０００３】以下に準同期検波方式の復調装置について
詳細に説明を行う。図５は本発明の前提となる復調装置
の概略構成を示すブロック図である。なお、全図を通し
て同一の構成要素には同一の符号、番号を付して説明を
行う。本図に示すように、復調装置にはミキサ２１、２
２が設けられ、ミキサ２１、２２は、入力された変調波
ＱＡＭのＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ）信号が分岐された後に分岐された信号を入力
する。
詳細に説明を行う。図５は本発明の前提となる復調装置
の概略構成を示すブロック図である。なお、全図を通し
て同一の構成要素には同一の符号、番号を付して説明を
行う。本図に示すように、復調装置にはミキサ２１、２
２が設けられ、ミキサ２１、２２は、入力された変調波
ＱＡＭのＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ）信号が分岐された後に分岐された信号を入力
する。
【０００４】ミキサ２１の入力には、π／２移相器４２
を介して、局所発振器（ＬＯ）４１がさらに接続され、
ミキサ２２の入力には局所発振器４１がさらに接続さ
れ、ミキサ２１、２２では各々の分岐入力信号と互いに
直交する正弦波信号との乗算が行われる。ここに、局所
発振器４１の周波数は、変調波の搬送波周波数と非常に
近いが、非同期である。
を介して、局所発振器（ＬＯ）４１がさらに接続され、
ミキサ２２の入力には局所発振器４１がさらに接続さ
れ、ミキサ２１、２２では各々の分岐入力信号と互いに
直交する正弦波信号との乗算が行われる。ここに、局所
発振器４１の周波数は、変調波の搬送波周波数と非常に
近いが、非同期である。
【０００５】ミキサ２１、２２の出力には低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）３１、３２がそれぞれ接続され、低域通
過フィルタ３１、３２はミキサ２１、２２の出力に含ま
れる不要な高周波成分を除去し、２系列のベースバンド
（ＢＢ）信号を形成する。このベースバンド信号には、
局所発振器４１が非同期であるため、わずかに位相回転
が残っている。
ルタ（ＬＰＦ）３１、３２がそれぞれ接続され、低域通
過フィルタ３１、３２はミキサ２１、２２の出力に含ま
れる不要な高周波成分を除去し、２系列のベースバンド
（ＢＢ）信号を形成する。このベースバンド信号には、
局所発振器４１が非同期であるため、わずかに位相回転
が残っている。
【０００６】また、ミキサ２１、２２、低域通過フィル
タ３１、３２などは、アナログ回路であるから、ベース
バンドの信号のゲインにはばらつき、温度変化が存在す
る。このため、同相成分のＰｃｈ、直交成分のＱｃｈの
ベースバンド信号はそれぞれレベルが完全に同じではな
い。
タ３１、３２などは、アナログ回路であるから、ベース
バンドの信号のゲインにはばらつき、温度変化が存在す
る。このため、同相成分のＰｃｈ、直交成分のＱｃｈの
ベースバンド信号はそれぞれレベルが完全に同じではな
い。
【０００７】ＬＰＦ３１、３２の出力にはアナログ／デ
ィジタル（Ａ／Ｄ）変換器６１、６２が接続され、Ａ／
Ｄ変換器６１、６２はＬＰＦ３１、３２の出力信号をア
ナログ信号からディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換
器６１、６２の出力には位相回転除去回路（ＥＰＳ；Ｅ
ｎｄｌｅｓｓ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）８０が接
続され、アナログ／ディジタル変換器６１とディジタル
位相回転除去回路８０との間には第１の自動利得制御回
路（ＡＧＣ）７０の出力が接続される。
ィジタル（Ａ／Ｄ）変換器６１、６２が接続され、Ａ／
Ｄ変換器６１、６２はＬＰＦ３１、３２の出力信号をア
ナログ信号からディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換
器６１、６２の出力には位相回転除去回路（ＥＰＳ；Ｅ
ｎｄｌｅｓｓ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）８０が接
続され、アナログ／ディジタル変換器６１とディジタル
位相回転除去回路８０との間には第１の自動利得制御回
路（ＡＧＣ）７０の出力が接続される。
【０００８】ディジタル位相回転除去回路８０は、ＮＣ
Ｏ（数値制御発振器）を有し、ディジタル回路により構
成され、ＬＰＦ３１、３２の出力であるベースバンド信
号の位相回転を除去する。ディジタル位相回転除去回路
８０の入力信号を（Ｐ、Ｑ）とし、出力信号（Ｐ’、
Ｑ’）とすると、
Ｏ（数値制御発振器）を有し、ディジタル回路により構
成され、ＬＰＦ３１、３２の出力であるベースバンド信
号の位相回転を除去する。ディジタル位相回転除去回路
８０の入力信号を（Ｐ、Ｑ）とし、出力信号（Ｐ’、
Ｑ’）とすると、
【０００９】Ｐ’＝Ｐ＊ｃｏｓθ−Ｑ＊ｓｉｎθ Ｑ’＝Ｐ＊ｓｉｎθ＋Ｑ＊ｃｏｓθ ここで、θは、ディジタル位相回転除去回路８０で搬送
波同期がとれるように制御された値である。すなわち、
ディジタル位相回転除去回路８０の入力信号の位相回転
がθ（ｔ）であるとき、ディジタル位相回転除去回路８
０で形成される位相は−θ（ｔ）となる。
波同期がとれるように制御された値である。すなわち、
ディジタル位相回転除去回路８０の入力信号の位相回転
がθ（ｔ）であるとき、ディジタル位相回転除去回路８
０で形成される位相は−θ（ｔ）となる。
【００１０】ディジタル位相回転除去回路８０の出力に
は第２の自動利得制御回路９１、９２がそれぞれ設けら
れ、第２の自動利得制御回路９１、９２は、ディジタル
位相回転除去回路８０で位相回転を除去後に、変調装置
側のベースバンド信号のゲイン差を補正し、Ｐｃｈ、Ｑ
ｃｈの復調信号を出力する。
は第２の自動利得制御回路９１、９２がそれぞれ設けら
れ、第２の自動利得制御回路９１、９２は、ディジタル
位相回転除去回路８０で位相回転を除去後に、変調装置
側のベースバンド信号のゲイン差を補正し、Ｐｃｈ、Ｑ
ｃｈの復調信号を出力する。
【００１１】多値ＱＡＭの場合、ディジタル位相回転除
去回路８０の出力の振幅は既定値に一致しなければなら
ないが、この既定値とのずれは、ディジタル位相回転除
去回路８０の後段の各チャンネルにおける第２の自動利
得制御回路９１、９２の働きにより補正される。第２の
自動利得制御回路９１、９２の制御信号は第２の自動利
得制御回路９１、９２の出力の誤差信号、極性信号から
生成される。
去回路８０の出力の振幅は既定値に一致しなければなら
ないが、この既定値とのずれは、ディジタル位相回転除
去回路８０の後段の各チャンネルにおける第２の自動利
得制御回路９１、９２の働きにより補正される。第２の
自動利得制御回路９１、９２の制御信号は第２の自動利
得制御回路９１、９２の出力の誤差信号、極性信号から
生成される。
【００１２】上記の変調装置側におけるベースバンド信
号のゲイン差は、変調装置側のアナログ回路部分に起因
して発生する。なお、ディジタル位相回転除去回路８０
の前段ではベースバンド信号が変調装置に同期していな
いので、この変調装置側のベースバンド信号のゲイン差
は回転により平均化されて検出されない。
号のゲイン差は、変調装置側のアナログ回路部分に起因
して発生する。なお、ディジタル位相回転除去回路８０
の前段ではベースバンド信号が変調装置に同期していな
いので、この変調装置側のベースバンド信号のゲイン差
は回転により平均化されて検出されない。
【００１３】第２の自動利得制御回路９１、９２にはそ
れらの出力を分岐して前述した第１の自動利得制御回路
７０の入力が接続され、第１の自動利得制御回路７０の
出力は、前述のアナログ／ディジタル変換器６１とディ
ジタル位相回転除去回路８０の間に接続され、ディジタ
ル位相回転除去回路８０から位相回転角度θの情報を入
力して誤差信号を形成する。第１の自動利得制御回路７
０にはＡＧＣ制御部７８が設けられ、ＡＧＣ制御部７８
では、第２の自動利得制御回路９１、９２の出力が分岐
し入力され、ディジタル位相回転除去回路８０の出力
後、復調装置で発生するベースバンド信号のゲイン差が
回転しているので、位相回転角度θの情報を加味して、
ベースバンド信号のゲイン差が誤差信号として求められ
る。
れらの出力を分岐して前述した第１の自動利得制御回路
７０の入力が接続され、第１の自動利得制御回路７０の
出力は、前述のアナログ／ディジタル変換器６１とディ
ジタル位相回転除去回路８０の間に接続され、ディジタ
ル位相回転除去回路８０から位相回転角度θの情報を入
力して誤差信号を形成する。第１の自動利得制御回路７
０にはＡＧＣ制御部７８が設けられ、ＡＧＣ制御部７８
では、第２の自動利得制御回路９１、９２の出力が分岐
し入力され、ディジタル位相回転除去回路８０の出力
後、復調装置で発生するベースバンド信号のゲイン差が
回転しているので、位相回転角度θの情報を加味して、
ベースバンド信号のゲイン差が誤差信号として求められ
る。
【００１４】ＡＧＣ制御部７８は第２の自動利得制御回
路９１、９２の出力信号を分岐して入力しＡＧＣ制御回
路７８には積分回路７６が接続され、積分回路７６はＡ
ＧＣ制御回路７８で求められた誤差信号を積分する積分
動作を行い、乗算器７７に出力される。乗算器７７は、
アナログ／ディジタル変換器６１とディジタル位相回転
除去回路８０の間に接続され、アナログ／ディジタル変
換器６１の出力に、積分された誤差信号を乗算して、乗
算された結果をディジタル位相回転除去回路８０に出力
する。
路９１、９２の出力信号を分岐して入力しＡＧＣ制御回
路７８には積分回路７６が接続され、積分回路７６はＡ
ＧＣ制御回路７８で求められた誤差信号を積分する積分
動作を行い、乗算器７７に出力される。乗算器７７は、
アナログ／ディジタル変換器６１とディジタル位相回転
除去回路８０の間に接続され、アナログ／ディジタル変
換器６１の出力に、積分された誤差信号を乗算して、乗
算された結果をディジタル位相回転除去回路８０に出力
する。
【００１５】このように、積分された誤差信号は、ディ
ジタル位相回転除去回路８０の前で、復調装置で発生し
たベースバンド信号のゲイン差を除去するための制御信
号として使用される。回転によってＰｃｈの信号だった
ものがＱｃｈになった場合には、制御信号源である第２
の自動利得制御回路９１、９２の分岐出力信号を入替え
ればよく、制御信号の極性（大きいか又は小さいか）自
体の変化は起こらない（参考文献：１９９３年電子情報
通信学会秋季大会Ｂ−３０１「多値ＱＡＭ用準同期検波
復調装置の開発」、１９９５年電子情報通信学会総合大
会Ｂ−５３９「ＤＳＰ型復調器における制御系の検
討」）。
ジタル位相回転除去回路８０の前で、復調装置で発生し
たベースバンド信号のゲイン差を除去するための制御信
号として使用される。回転によってＰｃｈの信号だった
ものがＱｃｈになった場合には、制御信号源である第２
の自動利得制御回路９１、９２の分岐出力信号を入替え
ればよく、制御信号の極性（大きいか又は小さいか）自
体の変化は起こらない（参考文献：１９９３年電子情報
通信学会秋季大会Ｂ−３０１「多値ＱＡＭ用準同期検波
復調装置の開発」、１９９５年電子情報通信学会総合大
会Ｂ−５３９「ＤＳＰ型復調器における制御系の検
討」）。
【００１６】
【発明が解決しょうとする課題】ところで、上記復調装
置では、中間周波信号を２分岐してＡ／Ｄ変換するまで
の部分は依然としてアナログ回路で構成されており、２
チャンネル間のゲイン差を０にすることは困難である。
図６は１６ＱＡＭの場合の収速度が劣化した復調信号点
を示す模式図である。本図に示すように、このゲイン差
は第１の自動利得制御回路７０では完全に除去できない
ので、信号点の収束度の劣化として現れるという問題が
ある。
置では、中間周波信号を２分岐してＡ／Ｄ変換するまで
の部分は依然としてアナログ回路で構成されており、２
チャンネル間のゲイン差を０にすることは困難である。
図６は１６ＱＡＭの場合の収速度が劣化した復調信号点
を示す模式図である。本図に示すように、このゲイン差
は第１の自動利得制御回路７０では完全に除去できない
ので、信号点の収束度の劣化として現れるという問題が
ある。
【００１７】その結果、ビット誤り率（ＢＥＲ）特性が
劣化することになる。さらに、変調側のベースバンドの
ゲイン差を復調装置側で補正するために、第２の自動利
得制御回路９１、９２がディジタル位相回転除去回路８
０の後段に設けられるが、位相回転速度が非常に低速
（極端な場合には０）になった場合、第１の自動利得制
御回路７０と第２の自動利得制御回路９１、９２とが同
じ制御信号で動作することになる。
劣化することになる。さらに、変調側のベースバンドの
ゲイン差を復調装置側で補正するために、第２の自動利
得制御回路９１、９２がディジタル位相回転除去回路８
０の後段に設けられるが、位相回転速度が非常に低速
（極端な場合には０）になった場合、第１の自動利得制
御回路７０と第２の自動利得制御回路９１、９２とが同
じ制御信号で動作することになる。
【００１８】第１の自動利得制御回路７０と第２の自動
利得制御回路９１、９２の双方の時定数が同じ程度であ
れば、片方が大きくした結果によって他方が小さくな
る。その結果又はその反対の制御になるというような動
作モードに入り、制御が安定しない場合がある。
利得制御回路９１、９２の双方の時定数が同じ程度であ
れば、片方が大きくした結果によって他方が小さくな
る。その結果又はその反対の制御になるというような動
作モードに入り、制御が安定しない場合がある。
【００１９】また、第１の自動利得制御回路７０の方に
関する時定数が大きい場合、復調装置のベースバンド信
号のゲイン差を第２の自動利得制御回路９１、９２だけ
で補正し、正常な制御が行えないという問題がある。こ
の状態から再び位相回転速度が上がったとき、正常な制
御に戻るまでの間にエラーが発生する場合があるためで
ある。
関する時定数が大きい場合、復調装置のベースバンド信
号のゲイン差を第２の自動利得制御回路９１、９２だけ
で補正し、正常な制御が行えないという問題がある。こ
の状態から再び位相回転速度が上がったとき、正常な制
御に戻るまでの間にエラーが発生する場合があるためで
ある。
【００２０】次に、準同期検波方式を用い、直交する偏
波、同一周波数で２つの信号を受信するシステムで用い
られる偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）を有する復調装置
にも、前述と同様の問題が発生し、このため偏波間干渉
補償器の劣化が発生するという問題がある。したがっ
て、本発明は上記問題点に鑑みて、信号点の収束度の向
上、制御の安定化、正常化を図り、偏波間干渉補償器の
劣化防止を図ることを可能にする復調装置及び方法を提
供することを目的とする。
波、同一周波数で２つの信号を受信するシステムで用い
られる偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）を有する復調装置
にも、前述と同様の問題が発生し、このため偏波間干渉
補償器の劣化が発生するという問題がある。したがっ
て、本発明は上記問題点に鑑みて、信号点の収束度の向
上、制御の安定化、正常化を図り、偏波間干渉補償器の
劣化防止を図ることを可能にする復調装置及び方法を提
供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調装置において、アナログの前記
受信信号のミキシング、高周波成分の除去を行って２系
列のベースバンド信号を形成するアナログ部と、前記ア
ナログ部で形成された２系列のベースバンド信号が変換
されたディジタル信号から位相回転を除去するディジタ
ル位相回転除去回路と、前記アナログ部とディジタル位
相回転除去回路の間に位置し、ディジタル信号に変換さ
れた２系列のベースバンド信号の平均電力差を０にする
第１の自動利得制御回路とを備えることを特徴とする復
調装置を提供する。
決するために、受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調装置において、アナログの前記
受信信号のミキシング、高周波成分の除去を行って２系
列のベースバンド信号を形成するアナログ部と、前記ア
ナログ部で形成された２系列のベースバンド信号が変換
されたディジタル信号から位相回転を除去するディジタ
ル位相回転除去回路と、前記アナログ部とディジタル位
相回転除去回路の間に位置し、ディジタル信号に変換さ
れた２系列のベースバンド信号の平均電力差を０にする
第１の自動利得制御回路とを備えることを特徴とする復
調装置を提供する。
【００２２】この手段により、従来のように復調後に発
生するベースバンド信号のゲイン差の回転が無い状態で
ゲイン差を０としたので、信号点の収束度の向上が可能
になる。好ましくは、前記ディジタル位相回転除去回路
の後段に第２の自動利得制御回路が設けられ、前記第２
の自動利得制御回路は、位相回転が除去された２系列の
ベースバンド信号について各々の振幅が既定値になるよ
うに制御を行う。
生するベースバンド信号のゲイン差の回転が無い状態で
ゲイン差を０としたので、信号点の収束度の向上が可能
になる。好ましくは、前記ディジタル位相回転除去回路
の後段に第２の自動利得制御回路が設けられ、前記第２
の自動利得制御回路は、位相回転が除去された２系列の
ベースバンド信号について各々の振幅が既定値になるよ
うに制御を行う。
【００２３】この手段により、第１の自動利得制御回路
と第２の自動利得制御回路とを独立にしたので、すなわ
ち、制御ループが重ならないようにしたので、位相回転
速度が非常に低い場合にも、制御の安定化、正常化を図
ることができる。
と第２の自動利得制御回路とを独立にしたので、すなわ
ち、制御ループが重ならないようにしたので、位相回転
速度が非常に低い場合にも、制御の安定化、正常化を図
ることができる。
【００２４】好ましくは、前記第１の自動利得制御回路
はディジタル信号に変換された２系列のベースバンド信
号の各々を絶対値化し、絶対値化された２系列のベース
バンドを平均化し、平均化された２系列のベースバンド
信号の差を取り、差を積分し積分した差を一方の系列に
戻して、２系列のベースバンド信号の平均電力差を０に
する。さらに、好ましくは、前記第１の自動利得制御回
路はディジタル信号に変換された２系列のベースバンド
信号の各々を絶対値化し、絶対値化された２系列のベー
スバンドを平均化し、平均化された一方の系列のベース
バンド信号で他方の系列のベースバンド信号で割り算を
行って、割り算の結果を一方の系列に戻して、２系列の
ベースバンド信号の平均電力差を０にする。
はディジタル信号に変換された２系列のベースバンド信
号の各々を絶対値化し、絶対値化された２系列のベース
バンドを平均化し、平均化された２系列のベースバンド
信号の差を取り、差を積分し積分した差を一方の系列に
戻して、２系列のベースバンド信号の平均電力差を０に
する。さらに、好ましくは、前記第１の自動利得制御回
路はディジタル信号に変換された２系列のベースバンド
信号の各々を絶対値化し、絶対値化された２系列のベー
スバンドを平均化し、平均化された一方の系列のベース
バンド信号で他方の系列のベースバンド信号で割り算を
行って、割り算の結果を一方の系列に戻して、２系列の
ベースバンド信号の平均電力差を０にする。
【００２５】この手段により、復調により発生する２系
列のベースバンドの信号に関するゲイン差が回転の無い
状態で、２系列のベースバンドの振幅を一致させること
が可能になる。好ましくは、前記復調装置をＤＳＰで構
成する場合には、第１の自動利得制御回路もＤＳＰで構
成する。この手段により、全体的に高速動作が可能にな
る。
列のベースバンドの信号に関するゲイン差が回転の無い
状態で、２系列のベースバンドの振幅を一致させること
が可能になる。好ましくは、前記復調装置をＤＳＰで構
成する場合には、第１の自動利得制御回路もＤＳＰで構
成する。この手段により、全体的に高速動作が可能にな
る。
【００２６】好ましくは、前記第１の自動利得制御回路
をハードウエアで構成する場合には、前記ベースバンド
信号の割り算処理では、比較器、積分回路、乗算器によ
り、分母に係数をかけたものと分数を比較した結果が等
しくなるときの係数が割り算結果となる。さらに、好ま
しくは、前記第１の自動利得制御回路をハードウエアで
構成する場合には、前記ベースバンド信号の割り算処理
では、比較器、積分回路、乗算器により、分母、分子に
同じ係数をかけて分母が１になったときの係数が割り算
結果となる。
をハードウエアで構成する場合には、前記ベースバンド
信号の割り算処理では、比較器、積分回路、乗算器によ
り、分母に係数をかけたものと分数を比較した結果が等
しくなるときの係数が割り算結果となる。さらに、好ま
しくは、前記第１の自動利得制御回路をハードウエアで
構成する場合には、前記ベースバンド信号の割り算処理
では、比較器、積分回路、乗算器により、分母、分子に
同じ係数をかけて分母が１になったときの係数が割り算
結果となる。
【００２７】この手段によりハードウエアの回路規模が
大きくならないようにして、第１の自動利得制御回路が
実現可能になる。好ましくは、直交する偏波、同一周波
数で２つの信号を受信する場合には、自偏波側、異偏波
側に前記復調装置がそれぞれ設けられ、且つ自偏波側の
前記復調装置には偏波間干渉補償器が設けられ、異偏波
側の前記復調装置では干渉信号が求められ、前記偏波間
干渉補償器では、自偏波側の前記復調装置で求められた
主信号から異偏波側の前記復調装置で求められた干渉信
号が差し引かれる。
大きくならないようにして、第１の自動利得制御回路が
実現可能になる。好ましくは、直交する偏波、同一周波
数で２つの信号を受信する場合には、自偏波側、異偏波
側に前記復調装置がそれぞれ設けられ、且つ自偏波側の
前記復調装置には偏波間干渉補償器が設けられ、異偏波
側の前記復調装置では干渉信号が求められ、前記偏波間
干渉補償器では、自偏波側の前記復調装置で求められた
主信号から異偏波側の前記復調装置で求められた干渉信
号が差し引かれる。
【００２８】この手段により、直交する偏波、同一周波
数で２つの信号を受信する場合には、偏波間干渉補償器
の劣化防止にも本発明の適用が可能である。さらに、本
発明は、受信信号を同相成分、直交成分の２系列に準同
期検波を行う復調方法において、アナログの前記受信信
号のミキシング、高周波成分の除去を行ってアナログの
２系列のベースバンド信号を形成する工程と、前記アナ
ログで形成された２系列のベースバンド信号が変換され
たディジタル信号から位相回転を除去する工程と、位相
回転除去の処理を行う前でディジタルに変換された２系
列のベースバンド信号の平均電力差を０にする工程とを
備えることを特徴とする復調方法を提供する。
数で２つの信号を受信する場合には、偏波間干渉補償器
の劣化防止にも本発明の適用が可能である。さらに、本
発明は、受信信号を同相成分、直交成分の２系列に準同
期検波を行う復調方法において、アナログの前記受信信
号のミキシング、高周波成分の除去を行ってアナログの
２系列のベースバンド信号を形成する工程と、前記アナ
ログで形成された２系列のベースバンド信号が変換され
たディジタル信号から位相回転を除去する工程と、位相
回転除去の処理を行う前でディジタルに変換された２系
列のベースバンド信号の平均電力差を０にする工程とを
備えることを特徴とする復調方法を提供する。
【００２９】この手段により、上記発明と同様に、従来
のように復調後に発生するベースバンド信号のゲイン差
の回転が無い状態でゲイン差を０としたので、信号点の
収束度の向上が可能になる。
のように復調後に発生するベースバンド信号のゲイン差
の回転が無い状態でゲイン差を０としたので、信号点の
収束度の向上が可能になる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係る復調装
置の概略構成を示すブロック図である。本図に示すよう
に、図６と比較し、第１の自動利得制御回路７０に代わ
り、第１の自動利得制御回路１７０が設けられる。
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係る復調装
置の概略構成を示すブロック図である。本図に示すよう
に、図６と比較し、第１の自動利得制御回路７０に代わ
り、第１の自動利得制御回路１７０が設けられる。
【００３１】第１の自動利得制御回路１７０はアナログ
／ディジタル変換器６１、６２の後段でディジタル位相
回転除去回路８０の前段に設けられる。第１の自動利得
制御回路１７０には乗算器１７７が設けられ、乗算器１
７７はアナログ／ディジタル変換器６１とディジタル位
相回転除去回路８０の間に設けられる。
／ディジタル変換器６１、６２の後段でディジタル位相
回転除去回路８０の前段に設けられる。第１の自動利得
制御回路１７０には乗算器１７７が設けられ、乗算器１
７７はアナログ／ディジタル変換器６１とディジタル位
相回転除去回路８０の間に設けられる。
【００３２】さらに、第１の自動利得制御回路１７０に
は絶対値回路１７１、１７２が設けられ、絶対値回路１
７１は乗算器１７７とディジタル位相回転除去回路８０
の間で分岐して接続され、絶対値回路１７２はアナログ
／ディジタル変換器６２とディジタル位相回転除去回路
８０の間で分岐して接続される。絶対値回路１７１、１
７２は分岐入力信号の振幅絶対値をそれぞれ出力する。
は絶対値回路１７１、１７２が設けられ、絶対値回路１
７１は乗算器１７７とディジタル位相回転除去回路８０
の間で分岐して接続され、絶対値回路１７２はアナログ
／ディジタル変換器６２とディジタル位相回転除去回路
８０の間で分岐して接続される。絶対値回路１７１、１
７２は分岐入力信号の振幅絶対値をそれぞれ出力する。
【００３３】絶対値回路１７１、１７２の出力には第
１、第２積分回路１７３、１７４がそれぞれ接続され、
第１、第２積分回路１７３、１７４は絶対値回路１７
１、１７２の振幅の絶対値を一定数だけ加算し、その数
で割って平均値をそれぞれ出力する。第１、第２積分回
路１７３、１７４の出力には減算器１７５が接続され、
減算器１７５はＰｃｈ、Ｑｃｈの振幅の平均値を比較
し、比較した結果を１ビット出力する。
１、第２積分回路１７３、１７４がそれぞれ接続され、
第１、第２積分回路１７３、１７４は絶対値回路１７
１、１７２の振幅の絶対値を一定数だけ加算し、その数
で割って平均値をそれぞれ出力する。第１、第２積分回
路１７３、１７４の出力には減算器１７５が接続され、
減算器１７５はＰｃｈ、Ｑｃｈの振幅の平均値を比較
し、比較した結果を１ビット出力する。
【００３４】減算器１７５には第３積分回路１７６が接
続され、第３積分回路１７６は上記比較結果を積分して
乗算器１７７に出力する。つまり、第３積分回路１７６
は、Ｐｃｈが大きければマイナス側に、Ｐｃｈが小さけ
ればプラス側に加算していくものとする。ＰｃｈがＱｃ
ｈより大きければ、積分出力は１以下となり、反対にＰ
ｃｈがＱｃｈよりも小さければ、積分出力は１以上とな
る。
続され、第３積分回路１７６は上記比較結果を積分して
乗算器１７７に出力する。つまり、第３積分回路１７６
は、Ｐｃｈが大きければマイナス側に、Ｐｃｈが小さけ
ればプラス側に加算していくものとする。ＰｃｈがＱｃ
ｈより大きければ、積分出力は１以下となり、反対にＰ
ｃｈがＱｃｈよりも小さければ、積分出力は１以上とな
る。
【００３５】第３積分回路１７６の出力がＡＧＣ制御値
となり、乗算器１７７に入力され、Ｐｃｈの信号との乗
算が行われる。この結果、常にＰｃｈの振幅はＱｃｈと
一致するように制御される。したがって、本発明によれ
ば、ディジタル位相回転除去回路８０の出力での信号点
の収速度は、アナログ部でのＰｃｈ、Ｑｃｈのゲイン差
によらず一定となり、ビット誤り率（ＢＥＲ）劣化は抑
えられることになる。
となり、乗算器１７７に入力され、Ｐｃｈの信号との乗
算が行われる。この結果、常にＰｃｈの振幅はＱｃｈと
一致するように制御される。したがって、本発明によれ
ば、ディジタル位相回転除去回路８０の出力での信号点
の収速度は、アナログ部でのＰｃｈ、Ｑｃｈのゲイン差
によらず一定となり、ビット誤り率（ＢＥＲ）劣化は抑
えられることになる。
【００３６】また、第１の自動利得制御回路１７０は、
従来のように、第２の自動利得制御回路９１、９２と制
御ループが重なっていないため、第２の自動利得制御回
路９１、９２とは、それぞれ独立に動作することが可能
になる。制御ループの独立により、制御安定化、正常化
が図られるので、制御ループ内の遅延量、時定数は、そ
れぞれの最適値に設定すればよいことになる。
従来のように、第２の自動利得制御回路９１、９２と制
御ループが重なっていないため、第２の自動利得制御回
路９１、９２とは、それぞれ独立に動作することが可能
になる。制御ループの独立により、制御安定化、正常化
が図られるので、制御ループ内の遅延量、時定数は、そ
れぞれの最適値に設定すればよいことになる。
【００３７】また、ディジタル位相回転除去回路８０の
後段の信号は変調器側に同期しているため、変調器側の
ベースバンド信号のゲイン差は、ディジタル位相回転除
去回路８０の後段の信号に固定的に現れるので、このず
れはディジタル位相回転除去回路８０の後段における第
２の自動利得制御回路９１、９２で補正できることにな
る。
後段の信号は変調器側に同期しているため、変調器側の
ベースバンド信号のゲイン差は、ディジタル位相回転除
去回路８０の後段の信号に固定的に現れるので、このず
れはディジタル位相回転除去回路８０の後段における第
２の自動利得制御回路９１、９２で補正できることにな
る。
【００３８】図２は図１の変形例を示す図である。本図
に示すように、図１と比較して、第１の自動利得制御回
路１７０の減算器１７５、第３積分回路１７６に代わ
り、第１、第２積分回路１７３、１７４の出力に割り算
器１７９が接続され、割り算器１７９の出力は乗算器１
７７に接続される。Ｐｃｈ、Ｑｃｈの振幅の絶対値に関
する平均の比は、Ｐｃｈ、Ｑｃｈのゲイン差そのもので
ある。このため、Ｐｃｈの振幅平均値をＱｃｈの振幅平
均値で割った結果をＡＧＣ制御値として直接乗算器１７
７に入力すればよい。
に示すように、図１と比較して、第１の自動利得制御回
路１７０の減算器１７５、第３積分回路１７６に代わ
り、第１、第２積分回路１７３、１７４の出力に割り算
器１７９が接続され、割り算器１７９の出力は乗算器１
７７に接続される。Ｐｃｈ、Ｑｃｈの振幅の絶対値に関
する平均の比は、Ｐｃｈ、Ｑｃｈのゲイン差そのもので
ある。このため、Ｐｃｈの振幅平均値をＱｃｈの振幅平
均値で割った結果をＡＧＣ制御値として直接乗算器１７
７に入力すればよい。
【００３９】復調装置をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成した場合には、
この構成が可能である。ただし、ハードウエアの場合、
直接に高速動作する割り算器は、下記のように、実現す
る。図３は図１の割り算器１７９の例を示す図である。
本図（ａ）に示すように、割り算器１７９は、第１積分
回路１７３の出力に接続され、Ａを入力する比較器（Ｃ
ＯＭＰ）１０１と、比較器１０１の出力に接続され、Ｃ
を出力する積分回路１０２と、積分回路１０２の出力、
第２積分回路１７４の出力に接続され、Ｂ、Ｃをそれぞ
れ入力し出力が比較器１０１の入力に接続される乗算器
１０３とを有する。
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成した場合には、
この構成が可能である。ただし、ハードウエアの場合、
直接に高速動作する割り算器は、下記のように、実現す
る。図３は図１の割り算器１７９の例を示す図である。
本図（ａ）に示すように、割り算器１７９は、第１積分
回路１７３の出力に接続され、Ａを入力する比較器（Ｃ
ＯＭＰ）１０１と、比較器１０１の出力に接続され、Ｃ
を出力する積分回路１０２と、積分回路１０２の出力、
第２積分回路１７４の出力に接続され、Ｂ、Ｃをそれぞ
れ入力し出力が比較器１０１の入力に接続される乗算器
１０３とを有する。
【００４０】本図（ａ）に示す割り算器１７９はＡ／Ｂ
の商Ｃを求める回路である。この回路では、分母に係数
を掛けたものと分子を比較した結果が等しくなるときの
係数が割り算結果であることを利用したものである。本
図（ｂ）に示すように、割り算器１７９は、第１積分回
路１７３に接続され、Ａを入力しＣを出力する乗算器１
０４と、第２積分回路１７４に接続され、Ｂを入力する
乗算器１０５と、乗算器１０５の出力、１を入力する比
較器１０６と、比較器１０６の出力に接続され、積分結
果を乗算器１０４、１０５の入力に接続される積分回路
１０７とを有する。
の商Ｃを求める回路である。この回路では、分母に係数
を掛けたものと分子を比較した結果が等しくなるときの
係数が割り算結果であることを利用したものである。本
図（ｂ）に示すように、割り算器１７９は、第１積分回
路１７３に接続され、Ａを入力しＣを出力する乗算器１
０４と、第２積分回路１７４に接続され、Ｂを入力する
乗算器１０５と、乗算器１０５の出力、１を入力する比
較器１０６と、比較器１０６の出力に接続され、積分結
果を乗算器１０４、１０５の入力に接続される積分回路
１０７とを有する。
【００４１】本図（ｂ）に示す割り算器１７９は割り算
の分母、分子に同じ係数をかけて分母が１となったとき
の係数が割り算結果であることを利用するものである。
この２つの方法では、割り算結果を得るのにどちらも比
較器、積分回路を１つ必要とする。その結果、本発明の
実施例の図１と回路規模としては、ほぼ同じになる。
の分母、分子に同じ係数をかけて分母が１となったとき
の係数が割り算結果であることを利用するものである。
この２つの方法では、割り算結果を得るのにどちらも比
較器、積分回路を１つ必要とする。その結果、本発明の
実施例の図１と回路規模としては、ほぼ同じになる。
【００４２】次に、直交する偏波、同一周波数で２つの
信号を受信する受信システムにおいて、復調装置への本
発明の適用を説明する。図４は偏波間干渉補償器を有す
る復調装置を示す図である。本図に示すように、上記受
信システムには自偏波側、異偏波側の復調装置が設けら
れる。自偏波側の復調装置には、図１の構成と比較し
て、第２の自動利得制御回路９１、９２の後段に偏波間
干渉補償器（ＸＰＩＣ）２００が追加して接続される。
信号を受信する受信システムにおいて、復調装置への本
発明の適用を説明する。図４は偏波間干渉補償器を有す
る復調装置を示す図である。本図に示すように、上記受
信システムには自偏波側、異偏波側の復調装置が設けら
れる。自偏波側の復調装置には、図１の構成と比較し
て、第２の自動利得制御回路９１、９２の後段に偏波間
干渉補償器（ＸＰＩＣ）２００が追加して接続される。
【００４３】偏波間干渉補償器２００は自偏波側の主信
号Ｐｃｈ、Ｑｃｈから異偏波側の干渉信号Ｐｘｃｈ、Ｑ
ｘｃｈを差し引いてＰｃｈ’、Ｑｃｈ’の出力信号を形
成する。自偏波側、異偏波側の２つの信号間で相互の干
渉があると、特性が劣化してしまうので、干渉成分のレ
プリカを生成して、それを、干渉を受けた自偏波の信号
から差し引くことにより、干渉を抑圧するためである。
号Ｐｃｈ、Ｑｃｈから異偏波側の干渉信号Ｐｘｃｈ、Ｑ
ｘｃｈを差し引いてＰｃｈ’、Ｑｃｈ’の出力信号を形
成する。自偏波側、異偏波側の２つの信号間で相互の干
渉があると、特性が劣化してしまうので、干渉成分のレ
プリカを生成して、それを、干渉を受けた自偏波の信号
から差し引くことにより、干渉を抑圧するためである。
【００４４】異偏波側の復調装置は、復調装置にはミキ
サ２２１、２２２が設けられ、ミキサ２２１、２２２
は、入力された変調波ＱＡＭのＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄ
ｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が分岐された後に
分岐された信号を入力する。ミキサ２２１の出力には、
π／２移相器２４２を介して、自偏波側の局所発振器
（ＬＯ）４１がさらに接続され、ミキサ２２２の出力に
は自偏波側の局所発振器４１がさらに接続され、ミキサ
２２１、２２２では各々の分岐入力信号と互いに直交す
る正弦波信号との乗算が行われる。
サ２２１、２２２が設けられ、ミキサ２２１、２２２
は、入力された変調波ＱＡＭのＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄ
ｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が分岐された後に
分岐された信号を入力する。ミキサ２２１の出力には、
π／２移相器２４２を介して、自偏波側の局所発振器
（ＬＯ）４１がさらに接続され、ミキサ２２２の出力に
は自偏波側の局所発振器４１がさらに接続され、ミキサ
２２１、２２２では各々の分岐入力信号と互いに直交す
る正弦波信号との乗算が行われる。
【００４５】ここに、局所発振器４１の周波数は、変調
波の搬送波周波数と非常に近いが、非同期である。この
ように、異偏波側の復調装置では、局所発振器４１は自
偏波側と共通に使用される。ミキサ２２１、２２２の出
力には低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２３１、２３２がそ
れぞれ接続され、低域通過フィルタ２３１、２３２はミ
キサ２２１、２２２の出力に含まれる不要な高周波成分
を除去し、２系列のベースバンド（ＢＢ）信号を形成す
る。
波の搬送波周波数と非常に近いが、非同期である。この
ように、異偏波側の復調装置では、局所発振器４１は自
偏波側と共通に使用される。ミキサ２２１、２２２の出
力には低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２３１、２３２がそ
れぞれ接続され、低域通過フィルタ２３１、２３２はミ
キサ２２１、２２２の出力に含まれる不要な高周波成分
を除去し、２系列のベースバンド（ＢＢ）信号を形成す
る。
【００４６】このベースバンド信号には、局所発振器２
４１が非同期であるため、わずかに位相回転が残ってい
る。また、ミキサ２２１、２２２、低域通過フィルタ２
３１、２３２などは、アナログ回路であるから、ベース
バンドの信号のゲインにはばらつき、温度変化が存在す
る。
４１が非同期であるため、わずかに位相回転が残ってい
る。また、ミキサ２２１、２２２、低域通過フィルタ２
３１、２３２などは、アナログ回路であるから、ベース
バンドの信号のゲインにはばらつき、温度変化が存在す
る。
【００４７】このため、同相成分のＰｃｈ、直交成分の
Ｑｃｈのベースバンド信号はそれぞれレベルが完全に同
じではない。ＬＰＦ２３１、２３２の出力にはアナログ
／ディジタル変換器２６１、２６２が接続され、Ａ／Ｄ
変換器２６１、２６２はＬＰＦ２３１、２３２の出力信
号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。
Ｑｃｈのベースバンド信号はそれぞれレベルが完全に同
じではない。ＬＰＦ２３１、２３２の出力にはアナログ
／ディジタル変換器２６１、２６２が接続され、Ａ／Ｄ
変換器２６１、２６２はＬＰＦ２３１、２３２の出力信
号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。
【００４８】Ａ／Ｄ変換器２６１、２６２の出力には位
相回転除去回路２８１が接続され、アナログ／ディジタ
ル変換器２６１とディジタル位相回転除去回路２８０と
の間には第１の自動利得制御回路（ＡＧＣ）２７０の出
力が接続される。ディジタル位相回転除去回路２８０
は、ディジタル回路により構成され、ＬＰＦ２３１、２
３２の出力であるベースバンド信号の位相回転を除去す
る。
相回転除去回路２８１が接続され、アナログ／ディジタ
ル変換器２６１とディジタル位相回転除去回路２８０と
の間には第１の自動利得制御回路（ＡＧＣ）２７０の出
力が接続される。ディジタル位相回転除去回路２８０
は、ディジタル回路により構成され、ＬＰＦ２３１、２
３２の出力であるベースバンド信号の位相回転を除去す
る。
【００４９】ディジタル位相回転除去回路２８０の入力
信号を（Ｐｘ、Ｑｘ）とし、出力信号（Ｐ’ｘ、Ｑ’
ｘ）とすると、 Ｐ’ｘ＝Ｐｘ＊ｃｏｓθ−Ｑｘ＊ｓｉｎθ Ｑ’ｘ＝Ｐｘ＊ｓｉｎθ＋Ｑｘ＊ｃｏｓθ ここで、θは、ディジタル位相回転除去回路８０で搬送
波同期がとれるように制御された値である。
信号を（Ｐｘ、Ｑｘ）とし、出力信号（Ｐ’ｘ、Ｑ’
ｘ）とすると、 Ｐ’ｘ＝Ｐｘ＊ｃｏｓθ−Ｑｘ＊ｓｉｎθ Ｑ’ｘ＝Ｐｘ＊ｓｉｎθ＋Ｑｘ＊ｃｏｓθ ここで、θは、ディジタル位相回転除去回路８０で搬送
波同期がとれるように制御された値である。
【００５０】すなわち、ディジタル位相回転除去回路８
０の入力信号の位相回転がθ（ｔ）であるとき、ディジ
タル位相回転除去回路８０で形成される位相は−θ
（ｔ）となる。異偏波側のディジタル位相回転除去回路
２８０はＮＣＯ（数値制御発振器）を含まず自偏波側の
ディジタル位相回転除去回路８０からディジタル搬送波
信号の供給を受ける。
０の入力信号の位相回転がθ（ｔ）であるとき、ディジ
タル位相回転除去回路８０で形成される位相は−θ
（ｔ）となる。異偏波側のディジタル位相回転除去回路
２８０はＮＣＯ（数値制御発振器）を含まず自偏波側の
ディジタル位相回転除去回路８０からディジタル搬送波
信号の供給を受ける。
【００５１】ディジタル位相回転除去回路２８０の出力
には第２の自動利得制御回路２９１、２９２がそれぞれ
設けられ、第２の自動利得制御回路２９１、２９２は、
ディジタル位相回転除去回路２８０で位相回転を除去後
に、変調装置側のベースバンド信号のゲイン差を補正
し、Ｐｘｃｈ、Ｑｘｃｈの復調干渉信号を出力する。
には第２の自動利得制御回路２９１、２９２がそれぞれ
設けられ、第２の自動利得制御回路２９１、２９２は、
ディジタル位相回転除去回路２８０で位相回転を除去後
に、変調装置側のベースバンド信号のゲイン差を補正
し、Ｐｘｃｈ、Ｑｘｃｈの復調干渉信号を出力する。
【００５２】多値ＱＡＭの場合、ディジタル位相回転除
去回路２８０の出力の振幅は既定値に一致しなければな
らないが、この既定値とのずれは、ディジタル位相回転
除去回路２８０の後段の各チャンネルにおける第２の自
動利得制御回路２９１、２９２の働きにより補正され
る。第２の自動利得制御回路２９１、２９２の制御信号
は第２の自動利得制御回路２９１、２９２の出力の誤差
信号、極性信号から生成される。
去回路２８０の出力の振幅は既定値に一致しなければな
らないが、この既定値とのずれは、ディジタル位相回転
除去回路２８０の後段の各チャンネルにおける第２の自
動利得制御回路２９１、２９２の働きにより補正され
る。第２の自動利得制御回路２９１、２９２の制御信号
は第２の自動利得制御回路２９１、２９２の出力の誤差
信号、極性信号から生成される。
【００５３】したがって、本発明によれば、従来の異偏
波側の復調装置にディジタル位相回転除去回路２８０を
設け、自偏波側と同様に、異偏波側にも第１の自動利得
制御回路２７０の適用が可能になった。
波側の復調装置にディジタル位相回転除去回路２８０を
設け、自偏波側と同様に、異偏波側にも第１の自動利得
制御回路２７０の適用が可能になった。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ディジタル位相回転除去回路の前段に第３の自動利得制
御回路を設けたので、２系列のベースバンド信号の平均
電力差が０にり、収束度の向上が図れる。このため、ビ
ット誤り率が向上する。さらに、位相回転除去後に第２
の自動利得制御回路を独立に設けたので、従来のように
制御ループが重ならないようにしたので、位相回転速度
が非常に低い場合にも、制御の安定化、正常化を図るこ
とができる。
ディジタル位相回転除去回路の前段に第３の自動利得制
御回路を設けたので、２系列のベースバンド信号の平均
電力差が０にり、収束度の向上が図れる。このため、ビ
ット誤り率が向上する。さらに、位相回転除去後に第２
の自動利得制御回路を独立に設けたので、従来のように
制御ループが重ならないようにしたので、位相回転速度
が非常に低い場合にも、制御の安定化、正常化を図るこ
とができる。
【００５５】さらに、直交する偏波、同一周波数で２つ
の信号を受信する場合には、偏波間干渉補償器の劣化防
止にも本発明の適用が可能である。
の信号を受信する場合には、偏波間干渉補償器の劣化防
止にも本発明の適用が可能である。
【図１】本発明に係る復調装置の概略構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１の変形例を示す図である。
【図３】図１の割り算器１７９の例を示す図である。
【図４】偏波間干渉補償器を有する復調装置を示す図で
ある。
ある。
【図５】本発明の前提となる復調装置の概略構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】１６ＱＡＭの場合の収速度が劣化した復調信号
点を示す模式図である。
点を示す模式図である。
【符号の説明】 ２１、２２、２２１、２２２…ミキサ ３１、３２、２３１、２３２…低域通過フィルタ ４１…局所発振器 ４２、２４２…π／２移相器 ６１、６２、２６１、２６２…アナログ／ディジタル変
換器 ８０、２８０…ディジタル位相回転除去回路 ９１、９２、２９１、２９２…第２の自動利得制御回路 １０１、１０６…比較器 １７０、２７０…第１の自動利得制御回路 １７１、１７２…絶対値回路 １０２、１０７、１７３、１７４、１７６…積分回路 １７５…減算器 １０３、１０４、１０５、１７７…乗算器 １７９…割り算器 ２００…偏波間干渉補償器
換器 ８０、２８０…ディジタル位相回転除去回路 ９１、９２、２９１、２９２…第２の自動利得制御回路 １０１、１０６…比較器 １７０、２７０…第１の自動利得制御回路 １７１、１７２…絶対値回路 １０２、１０７、１７３、１７４、１７６…積分回路 １７５…減算器 １０３、１０４、１０５、１７７…乗算器 １７９…割り算器 ２００…偏波間干渉補償器
Claims (9)
- 【請求項１】 受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調装置において、 アナログの前記受信信号のミキシング、高周波成分の除
去を行って２系列のベースバンド信号を形成するアナロ
グ部と、 前記アナログ部で形成された２系列のベースバンド信号
が変換されたディジタル信号から位相回転を除去するデ
ィジタル位相回転除去回路と、 前記アナログ部とディジタル位相回転除去回路の間に位
置しディジタル信号に変換された２系列のベースバンド
信号の平均電力差を０にする第１の自動利得制御回路と
を備えることを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 前記ディジタル位相回転除去回路の後段
に第２の自動利得制御回路が設けられ、前記第２の自動
利得制御回路は、位相回転が除去された２系列のベース
バンド信号について各々の振幅が既定値になるように制
御を行うことを特徴とする、請求項１に記載の復調装
置。 - 【請求項３】 前記第１の自動利得制御回路はディジタ
ル信号に変換された２系列のベースバンド信号の各々を
絶対値化し、絶対値化された２系列のベースバンドを平
均化し、平均化された２系列のベースバンド信号の差を
取り、差を積分し積分した差を一方の系列に戻して、２
系列のベースバンド信号の平均電力差を０にする請求項
１に記載の復調装置。 - 【請求項４】 前記第１の自動利得制御回路はディジタ
ル信号に変換された２系列のベースバンド信号の各々を
絶対値化し、絶対値化された２系列のベースバンドを平
均化し、平均化された一方の系列のベースバンド信号で
他方の系列のベースバンド信号で割り算を行って、割り
算の結果を一方の系列に戻して、２系列のベースバンド
信号の平均電力差を０にする請求項１に記載の復調装
置。 - 【請求項５】 前記復調装置をＤＳＰで構成する場合に
は、第１の自動利得制御回路もＤＳＰで構成することを
特徴とする、請求項１に記載の復調装置。 - 【請求項６】 前記第１の自動利得制御回路をハードウ
エアで構成する場合には、前記ベースバンド信号の割り
算処理では、比較器、積分回路、乗算器により、分母に
係数をかけたものと分数を比較した結果が等しくなると
きの係数が割り算結果となることを特徴とする、請求項
４に記載の復調装置。 - 【請求項７】 前記第１の自動利得制御回路をハード
ウエアで構成する場合には、前記ベースバンド信号の割
り算処理では、比較器、積分回路、乗算器により、分
母、分子に同じ係数をかけて分母が１になったときの係
数が割り算結果となることを特徴とする、請求項４に記
載の復調装置。 - 【請求項８】 直交する偏波、同一周波数で２つの信号
を受信する場合には、自偏波側、異偏波側に前記復調装
置がそれぞれ設けられ、且つ自偏波側の前記復調装置に
は偏波間干渉補償器が設けられ、異偏波側の前記復調装
置では干渉信号が求められ、前記偏波間干渉補償器で
は、自偏波側の前記復調装置で求められた主信号から異
偏波側の前記復調装置で求められた干渉信号が差し引か
れることを特徴とする、請求項１に記載の復調装置。 - 【請求項９】 受信信号を同相成分、直交成分の２系列
に準同期検波を行う復調方法において、 アナログの前記受信信号のミキシング、高周波成分の除
去を行ってアナログの２系列のベースバンド信号を形成
する工程と、 前記アナログで形成される２系列のベースバンド信号が
変換されたディジタル信号から位相回転を除去する工程
と、 位相回転除去の処理を行う前でディジタルに変換された
２系列のベースバンド信号の平均電力差を０にする工程
とを備えることを特徴とする復調方法。
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| JPH11331291A (ja) | 1998-05-20 | 1999-11-30 | Nec Corp | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 |
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-
1999
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-
2000
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| JPWO2010046957A1 (ja) * | 2008-10-24 | 2012-03-15 | 株式会社アドバンテスト | 直交振幅復調器、復調方法およびそれらを利用した半導体装置および試験装置 |
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