JP2669235B2 - 交差偏波干渉補償装置 - Google Patents
交差偏波干渉補償装置Info
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- JP2669235B2 JP2669235B2 JP3319499A JP31949991A JP2669235B2 JP 2669235 B2 JP2669235 B2 JP 2669235B2 JP 3319499 A JP3319499 A JP 3319499A JP 31949991 A JP31949991 A JP 31949991A JP 2669235 B2 JP2669235 B2 JP 2669235B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交差偏波伝送によるディ
ジタル無線通信に適用する交差偏波干渉補償装置に関
し、特に直交振幅変調または多相位相変調方式における
全ディジタルトランスバーサル・フィルタを用いた交差
偏波干渉補償装置に関する。
ジタル無線通信に適用する交差偏波干渉補償装置に関
し、特に直交振幅変調または多相位相変調方式における
全ディジタルトランスバーサル・フィルタを用いた交差
偏波干渉補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信においては、周波数
を有効利用するために、互いに直交する２つの偏波、す
なわち水平偏波（Ｈ偏波）および垂直偏波（Ｖ偏波）を
用いて同一周波数により独立した２つの信号を伝送して
いる。
を有効利用するために、互いに直交する２つの偏波、す
なわち水平偏波（Ｈ偏波）および垂直偏波（Ｖ偏波）を
用いて同一周波数により独立した２つの信号を伝送して
いる。
【０００３】ところで、この交差偏波伝送を直交振幅変
調または多相位相変調方式に適用する場合、伝送路のフ
ェージングやアンテナの交差偏波識別度の劣化等によ
り、交差偏波間干渉が発生する。このため、受信側にお
いて交差偏波干渉補償装置を使用して干渉信号を除去し
ている。
調または多相位相変調方式に適用する場合、伝送路のフ
ェージングやアンテナの交差偏波識別度の劣化等によ
り、交差偏波間干渉が発生する。このため、受信側にお
いて交差偏波干渉補償装置を使用して干渉信号を除去し
ている。
【０００４】図２は、従来の交差偏波干渉補償装置を適
用したディジタル無線通信システムの一例を示すブロッ
ク図であり、Ｈ偏波を受信する受信装置１２に、Ｖ偏波
が干渉する場合、すなわち、Ｈ偏波を主偏波側、Ｖ偏波
を異偏波側とする場合を示している。
用したディジタル無線通信システムの一例を示すブロッ
ク図であり、Ｈ偏波を受信する受信装置１２に、Ｖ偏波
が干渉する場合、すなわち、Ｈ偏波を主偏波側、Ｖ偏波
を異偏波側とする場合を示している。
【０００５】ここで、送信側では、データ信号Ｄ１およ
び送信クロック信号Ｃ１（周波数ｆ１）を受けて直交振
幅変調または多相位相変調を行い、アンテナからＨ偏波
のマイクロ波として送出する送信装置１１と、データ信
号Ｄ２および送信クロック信号Ｃ２（周波数ｆ２）を受
けて直交振幅変調または多相位相変調を行い、アンテナ
からＶ偏波のマイクロ波として送出する送信装置２１と
備えている。
び送信クロック信号Ｃ１（周波数ｆ１）を受けて直交振
幅変調または多相位相変調を行い、アンテナからＨ偏波
のマイクロ波として送出する送信装置１１と、データ信
号Ｄ２および送信クロック信号Ｃ２（周波数ｆ２）を受
けて直交振幅変調または多相位相変調を行い、アンテナ
からＶ偏波のマイクロ波として送出する送信装置２１と
備えている。
【０００６】一方、受信側では、送信側から送出された
Ｈ偏波およびＶ偏波のマイクロ波をそれぞれ受信しベー
スバンド信号Ｄ３およびＤ４を復調して出力する受信装
置１２および２２と、Ｖ偏波側からＨ偏波側へ交差干渉
した信号成分を除去する交差偏波干渉補償装置とを備え
ている。
Ｈ偏波およびＶ偏波のマイクロ波をそれぞれ受信しベー
スバンド信号Ｄ３およびＤ４を復調して出力する受信装
置１２および２２と、Ｖ偏波側からＨ偏波側へ交差干渉
した信号成分を除去する交差偏波干渉補償装置とを備え
ている。
【０００７】次に交差偏波干渉補償装置について説明す
る。
る。
【０００８】Ｈ偏波を受信する受信装置１２には、Ｖ偏
波側からの交差干渉波が入力するので、受信装置１２が
出力するベースバンド信号Ｄ３にはＨ偏波信号成分の他
に、Ｖ偏波干渉信号成分が含まれている。このベースバ
ンド信号Ｄ３は、Ａ−Ｄ変換器５１によってディジタル
化された後、遅延回路５２を経て減算器５３へ送出され
る。ここで、クロック再生器５７は、ベースバンド信号
Ｄ３から送信クロック信号Ｃ１に位相同期した再生クロ
ック信号Ｃ３（周波数ｆ１）を生成する。
波側からの交差干渉波が入力するので、受信装置１２が
出力するベースバンド信号Ｄ３にはＨ偏波信号成分の他
に、Ｖ偏波干渉信号成分が含まれている。このベースバ
ンド信号Ｄ３は、Ａ−Ｄ変換器５１によってディジタル
化された後、遅延回路５２を経て減算器５３へ送出され
る。ここで、クロック再生器５７は、ベースバンド信号
Ｄ３から送信クロック信号Ｃ１に位相同期した再生クロ
ック信号Ｃ３（周波数ｆ１）を生成する。
【０００９】さて、Ｖ偏波信号成分を含むベースバンド
信号Ｄ４は、Ａ−Ｄ変換器５５，５６によってそれぞれ
ディジタル化された後、Ａ−Ｄ変換器５５の出力ディジ
タル信号はトランスバーサル・フィルタ６０へ送出さ
れ、また、Ａ−Ｄ変換器５６の出力ディジタル信号はＶ
偏波出力データ信号Ｄｏｖとして送出される。
信号Ｄ４は、Ａ−Ｄ変換器５５，５６によってそれぞれ
ディジタル化された後、Ａ−Ｄ変換器５５の出力ディジ
タル信号はトランスバーサル・フィルタ６０へ送出さ
れ、また、Ａ−Ｄ変換器５６の出力ディジタル信号はＶ
偏波出力データ信号Ｄｏｖとして送出される。
【００１０】トランスバーサル・フィルタ６０は、Ｈ偏
波側に漏れ込んだＶ偏波干渉信号成分と同一の周波数特
性且つ等振幅の補償信号Ｓｈを生成して減算器５３へ送
出する。減算器５３は、Ｈ偏波信号成分に含まれたＶ偏
波干渉信号成分を補償信号Ｓｈによって減算し除去す
る。なお、遅延回路５２は、補償信号Ｓｈが生成される
までの時間、Ａ−Ｄ変換器５１からの出力ディジタル信
号を遅延させる。
波側に漏れ込んだＶ偏波干渉信号成分と同一の周波数特
性且つ等振幅の補償信号Ｓｈを生成して減算器５３へ送
出する。減算器５３は、Ｈ偏波信号成分に含まれたＶ偏
波干渉信号成分を補償信号Ｓｈによって減算し除去す
る。なお、遅延回路５２は、補償信号Ｓｈが生成される
までの時間、Ａ−Ｄ変換器５１からの出力ディジタル信
号を遅延させる。
【００１１】減算器５３からの出力ディジタル信号は、
フリップフロップ回路５４に供給され、クロック信号Ｃ
３に応じてＴ周期の情報が抽出され、Ｖ偏波干渉信号成
分が除去されたＨ偏波出力データ信号Ｄｏｈとして送出
される。
フリップフロップ回路５４に供給され、クロック信号Ｃ
３に応じてＴ周期の情報が抽出され、Ｖ偏波干渉信号成
分が除去されたＨ偏波出力データ信号Ｄｏｈとして送出
される。
【００１２】ところで、一般に、送信側のＶ偏波アンテ
ナから受信側のＨ偏波アンテナまでの伝搬時間と、送信
側のＶ偏波アンテナから受信側のＶ偏波アンテナまでの
伝搬時間とは、伝搬路で生じるフェージングや伝搬路の
ルート変化等により経時的に変化する。このように、Ｈ
偏波信号とＶ偏波信号との相対伝達時間差に変動があっ
ても補償特性が劣化しないようにするため、再生クロッ
ク周期Ｔの１／Ｎ（Ｎは２以上の数）の間隔のタップを
有する分数間隔型トランスバーサル・フィルタを使用し
ている。なお分数間隔型トランスバーサル・フィルタに
ついては、例えば、特開平１−３００７２９に記載され
ている。
ナから受信側のＨ偏波アンテナまでの伝搬時間と、送信
側のＶ偏波アンテナから受信側のＶ偏波アンテナまでの
伝搬時間とは、伝搬路で生じるフェージングや伝搬路の
ルート変化等により経時的に変化する。このように、Ｈ
偏波信号とＶ偏波信号との相対伝達時間差に変動があっ
ても補償特性が劣化しないようにするため、再生クロッ
ク周期Ｔの１／Ｎ（Ｎは２以上の数）の間隔のタップを
有する分数間隔型トランスバーサル・フィルタを使用し
ている。なお分数間隔型トランスバーサル・フィルタに
ついては、例えば、特開平１−３００７２９に記載され
ている。
【００１３】ここで、図２に示したトランスバーサル・
フィルタ６０としては、再生クロック周期Ｔの１／２間
隔の３タップを有するＴ／２間隔形トランスバーサル・
フィルタを使用している。このＴ／２間隔形トランスバ
ーサル・フィルタの場合、Ｈ偏波信号とＶ偏波信号との
相対伝達時間差が±Ｔ／２以内ならば補償でき、実用上
支障はない。このため、再生クロック信号Ｃ３（周波数
ｆ１＝１／Ｔ）を２逓倍回路５８に入力し、周波数が２
ｆ１のクロック信号Ｃ７を生成し、このクロック信号Ｃ
７をＡ−Ｄ変換器５１，５５へそれぞれ供給し、Ｔ／２
周期で標本量子化してディジタル化している。
フィルタ６０としては、再生クロック周期Ｔの１／２間
隔の３タップを有するＴ／２間隔形トランスバーサル・
フィルタを使用している。このＴ／２間隔形トランスバ
ーサル・フィルタの場合、Ｈ偏波信号とＶ偏波信号との
相対伝達時間差が±Ｔ／２以内ならば補償でき、実用上
支障はない。このため、再生クロック信号Ｃ３（周波数
ｆ１＝１／Ｔ）を２逓倍回路５８に入力し、周波数が２
ｆ１のクロック信号Ｃ７を生成し、このクロック信号Ｃ
７をＡ−Ｄ変換器５１，５５へそれぞれ供給し、Ｔ／２
周期で標本量子化してディジタル化している。
【００１４】さて、Ｔ／２間隔形トランスバーサル・フ
ィルタ６０は、Ａ−Ｄ変換器５５からのディジタル信号
の最上位ビット（極性信号）および、Ｈ偏波出力データ
信号Ｄｏｈの誤差を示すビット（誤差信号）との相関を
とる相関検出回路６１〜６３と、この相関検出回路の出
力に応じ誤差成分が最小となるように各タップの重み係
数を制御する重み付け回路６４〜６６と、Ｔ／２の遅延
を与えるシフトレジスタ６７，６８と、重み付け回路の
出力を加算して補償信号Ｓｈを生成する加算回路６９と
から構成されている。この制御アルゴリズムについて
は、例えば、電子通信学会編「ディジタル信号処理」，
第１１章に詳述されている。
ィルタ６０は、Ａ−Ｄ変換器５５からのディジタル信号
の最上位ビット（極性信号）および、Ｈ偏波出力データ
信号Ｄｏｈの誤差を示すビット（誤差信号）との相関を
とる相関検出回路６１〜６３と、この相関検出回路の出
力に応じ誤差成分が最小となるように各タップの重み係
数を制御する重み付け回路６４〜６６と、Ｔ／２の遅延
を与えるシフトレジスタ６７，６８と、重み付け回路の
出力を加算して補償信号Ｓｈを生成する加算回路６９と
から構成されている。この制御アルゴリズムについて
は、例えば、電子通信学会編「ディジタル信号処理」，
第１１章に詳述されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の交差偏
波干渉補償装置では、フェージング等によって伝搬路間
の伝達時間が変化し、Ｈ偏波側およびＶ偏波側の信号間
に相対伝達時間差が生じても補償できるようにするため
に、分数間隔型トランスバーサル・フィルタを使用し
て、送信クロック周波数の２倍以上の周波数で動作させ
る必要がある。このため、装置の回路素子として高速用
のものを使用しなければならず、コスト高になるという
問題点がある。
波干渉補償装置では、フェージング等によって伝搬路間
の伝達時間が変化し、Ｈ偏波側およびＶ偏波側の信号間
に相対伝達時間差が生じても補償できるようにするため
に、分数間隔型トランスバーサル・フィルタを使用し
て、送信クロック周波数の２倍以上の周波数で動作させ
る必要がある。このため、装置の回路素子として高速用
のものを使用しなければならず、コスト高になるという
問題点がある。
【００１６】本発明の目的は、トランスバーサル・フィ
ルタを使用して、送信クロック周波数で動作可能な交差
偏波干渉補償装置を提供することにある。
ルタを使用して、送信クロック周波数で動作可能な交差
偏波干渉補償装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の交差偏波干渉補
償装置は、それぞれの送信クロック信号に同期して互い
に直交する偏波により送信された主偏波信号および異偏
波信号を受信する際に、異偏波側から主偏波側へ交差干
渉した異偏波信号成分を除去する交差偏波干渉補償装置
であって、前記主偏波信号を復調して得られた第１のベ
ースバンド信号から前記主偏波信号の送信クロック信号
に同期した第１の再生クロック信号を生成する手段と、
前記異偏波信号を復調して得られた第２のベースバンド
信号から前記異偏波信号の送信クロック信号に同期した
第２の再生クロック信号を生成する手段と、前記第１の
ベースバンド信号から前記交差干渉した異偏波信号成分
の送信クロック信号に同期した第３の再生クロック信号
を生成する手段と、前記第２および第３の再生クロック
信号の位相差を検出しこの位相差に応じて前記第１の再
生クロック信号の位相を制御して第４の再生クロック信
号として送出する手段と、前記第１の再生クロック信号
により前記第１のベースバンド信号をサンプリングして
第１のディジタル信号を生成する手段と、前記第４の再
生クロック信号により前記第２のベースバンド信号をサ
ンプリングして第２のディジタル信号を生成する手段
と、前記第２のディジタル信号を基に前記交差干渉した
異偏波信号成分と同一周波数特性且つ等振幅の補償信号
を生成するトランスバーサル・フィルタと、このトラン
スバーサル・フィルタが前記補償信号を生成するに要す
る時間だけ前記第１のディジタル信号を遅延させる遅延
手段と、この遅延手段により遅延された前記第１のディ
ジタル信号と前記補償信号との減算を行って前記交差干
渉した異偏波信号成分を除去する手段とを備えて構成さ
れている。
償装置は、それぞれの送信クロック信号に同期して互い
に直交する偏波により送信された主偏波信号および異偏
波信号を受信する際に、異偏波側から主偏波側へ交差干
渉した異偏波信号成分を除去する交差偏波干渉補償装置
であって、前記主偏波信号を復調して得られた第１のベ
ースバンド信号から前記主偏波信号の送信クロック信号
に同期した第１の再生クロック信号を生成する手段と、
前記異偏波信号を復調して得られた第２のベースバンド
信号から前記異偏波信号の送信クロック信号に同期した
第２の再生クロック信号を生成する手段と、前記第１の
ベースバンド信号から前記交差干渉した異偏波信号成分
の送信クロック信号に同期した第３の再生クロック信号
を生成する手段と、前記第２および第３の再生クロック
信号の位相差を検出しこの位相差に応じて前記第１の再
生クロック信号の位相を制御して第４の再生クロック信
号として送出する手段と、前記第１の再生クロック信号
により前記第１のベースバンド信号をサンプリングして
第１のディジタル信号を生成する手段と、前記第４の再
生クロック信号により前記第２のベースバンド信号をサ
ンプリングして第２のディジタル信号を生成する手段
と、前記第２のディジタル信号を基に前記交差干渉した
異偏波信号成分と同一周波数特性且つ等振幅の補償信号
を生成するトランスバーサル・フィルタと、このトラン
スバーサル・フィルタが前記補償信号を生成するに要す
る時間だけ前記第１のディジタル信号を遅延させる遅延
手段と、この遅延手段により遅延された前記第１のディ
ジタル信号と前記補償信号との減算を行って前記交差干
渉した異偏波信号成分を除去する手段とを備えて構成さ
れている。
【００１８】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１９】図１は本発明の一実施例を示すブロック図
であり、Ｈ偏波のマイクロ波を受信する受信装置１２
に、Ｖ偏波のマイクロ波が干渉する場合、すなわち、Ｈ
偏波を主偏波側、Ｖ偏波を異偏波側とする場合を示して
いる。
であり、Ｈ偏波のマイクロ波を受信する受信装置１２
に、Ｖ偏波のマイクロ波が干渉する場合、すなわち、Ｈ
偏波を主偏波側、Ｖ偏波を異偏波側とする場合を示して
いる。
【００２０】ここで、Ｈ偏波のマイクロ波とは、図２に
示したように、データ信号Ｄ１および送信クロック信号
Ｃ１（周波数ｆ１）が直交振幅変調または多相位相変調
されて、Ｈ偏波のマイクロ波として送出された電波であ
り、また、Ｖ偏波のマイクロ波とは、データ信号Ｄ２お
よび送信クロック信号Ｃ２（周波数ｆ２）が直交振幅変
調または多相位相変調されて、Ｖ偏波のマイクロ波とし
て送出された電波である。
示したように、データ信号Ｄ１および送信クロック信号
Ｃ１（周波数ｆ１）が直交振幅変調または多相位相変調
されて、Ｈ偏波のマイクロ波として送出された電波であ
り、また、Ｖ偏波のマイクロ波とは、データ信号Ｄ２お
よび送信クロック信号Ｃ２（周波数ｆ２）が直交振幅変
調または多相位相変調されて、Ｖ偏波のマイクロ波とし
て送出された電波である。
【００２１】受信側は、送信側から送出されたＨ偏波お
よびＶ偏波のマイクロ波をそれぞれ受信してベースバン
ド信号Ｄ３およびＤ４を復調して出力する受信装置１２
および２２と、Ｖ偏波側からＨ偏波側へ交差干渉した信
号成分を除去する交差偏波干渉補償装置とを備えてい
る。
よびＶ偏波のマイクロ波をそれぞれ受信してベースバン
ド信号Ｄ３およびＤ４を復調して出力する受信装置１２
および２２と、Ｖ偏波側からＨ偏波側へ交差干渉した信
号成分を除去する交差偏波干渉補償装置とを備えてい
る。
【００２２】Ｈ偏波を受信する受信装置１２には、Ｖ偏
波側からの交差干渉波が入力するので、受信装置１２が
出力するベースバンド信号Ｄ３にはＨ偏波信号成分の他
に、交差干渉したＶ偏波信号成分が含まれている。クロ
ック再生器３４および３５は、ベースバンド信号Ｄ３お
よびＤ４から送信クロック信号Ｃ１およびＣ２に位相同
期した再生クロック信号Ｃ３（周波数ｆ１＝１／Ｔ）お
よびＣ４（周波数ｆ２）をそれぞれ生成する。クロック
再生器３６は、ベースバンド信号Ｄ３に含まれている交
差干渉したＶ偏波信号の送信クロック成分を抽出して、
このＶ偏波信号の送信クロック成分に同期したクロック
信号Ｃ５を生成する。なお、クロック再生器は、位相同
期ループで構成している。
波側からの交差干渉波が入力するので、受信装置１２が
出力するベースバンド信号Ｄ３にはＨ偏波信号成分の他
に、交差干渉したＶ偏波信号成分が含まれている。クロ
ック再生器３４および３５は、ベースバンド信号Ｄ３お
よびＤ４から送信クロック信号Ｃ１およびＣ２に位相同
期した再生クロック信号Ｃ３（周波数ｆ１＝１／Ｔ）お
よびＣ４（周波数ｆ２）をそれぞれ生成する。クロック
再生器３６は、ベースバンド信号Ｄ３に含まれている交
差干渉したＶ偏波信号の送信クロック成分を抽出して、
このＶ偏波信号の送信クロック成分に同期したクロック
信号Ｃ５を生成する。なお、クロック再生器は、位相同
期ループで構成している。
【００２３】またベースバンド信号Ｄ３は、Ａ−Ｄ変換
器３１において再生クロック信号Ｃ３（周期Ｔ）により
サンプリングされてディジタル信号に変換された後、遅
延回路３２を経て減算器３３へ送出される。
器３１において再生クロック信号Ｃ３（周期Ｔ）により
サンプリングされてディジタル信号に変換された後、遅
延回路３２を経て減算器３３へ送出される。
【００２４】一方、Ｖ偏波側のベースバンド信号Ｄ４
は、Ａ−Ｄ変換器３８，３９によってそれぞれディジタ
ル化される。この場合、Ａ−Ｄ変換器３８へ入力したベ
ースバンド信号Ｄ４は、後述する位相制御回路３７から
の周期Ｔのクロック信号Ｃ６によりサンプリングされて
ディジタル信号に変換された後、Ｔ間隔形トランスバー
サル・フィルタ４０へ送出される。また、Ａ−Ｄ変換器
３９へ入力したベースバンド信号Ｄ４は、クロック信号
Ｃ４によりサンプリングされてディジタル信号に変換さ
れた後、Ｖ偏波出力データ信号Ｄｏｖとして送出され
る。
は、Ａ−Ｄ変換器３８，３９によってそれぞれディジタ
ル化される。この場合、Ａ−Ｄ変換器３８へ入力したベ
ースバンド信号Ｄ４は、後述する位相制御回路３７から
の周期Ｔのクロック信号Ｃ６によりサンプリングされて
ディジタル信号に変換された後、Ｔ間隔形トランスバー
サル・フィルタ４０へ送出される。また、Ａ−Ｄ変換器
３９へ入力したベースバンド信号Ｄ４は、クロック信号
Ｃ４によりサンプリングされてディジタル信号に変換さ
れた後、Ｖ偏波出力データ信号Ｄｏｖとして送出され
る。
【００２５】Ｔ間隔形トランスバーサル・フィルタ４０
は、Ｈ偏波側に漏れ込んだＶ偏波信号成分と同一の周波
数特性且つ等振幅の補償信号Ｓを生成して減算器３３へ
送出する。減算器３３は、Ｈ偏波信号成分に含まれたＶ
偏波信号成分を補償信号Ｓによって減算して除去し、Ｈ
偏波出力データ信号Ｄｏｈとして送出する。なお、遅延
回路３２は、補償信号Ｓが生成されるまでの時間、Ａ−
Ｄ変換器３１からの出力ディジタル信号を遅延させる。
は、Ｈ偏波側に漏れ込んだＶ偏波信号成分と同一の周波
数特性且つ等振幅の補償信号Ｓを生成して減算器３３へ
送出する。減算器３３は、Ｈ偏波信号成分に含まれたＶ
偏波信号成分を補償信号Ｓによって減算して除去し、Ｈ
偏波出力データ信号Ｄｏｈとして送出する。なお、遅延
回路３２は、補償信号Ｓが生成されるまでの時間、Ａ−
Ｄ変換器３１からの出力ディジタル信号を遅延させる。
【００２６】ここで、Ｔ間隔形トランスバーサル・フィ
ルタ４０は、Ａ−Ｄ変換器３８からのディジタル信号の
最上位ビット（極性信号）および、Ｈ偏波出力データ信
号Ｄｏｈの誤差を示すビット（誤差信号）との相関をと
る相関検出回路４１〜４３と、この相関検出回路の出力
に応じ誤差成分が最小となるように各タップの重み係数
を制御する重み付け回路４４〜４６と、Ｔ時間の遅延を
与えるシフトレジスタ４７，４８と、重み付け回路の出
力を加算してＴ時間周期で補償信号Ｓを送出する加算回
路４９とから構成されている。
ルタ４０は、Ａ−Ｄ変換器３８からのディジタル信号の
最上位ビット（極性信号）および、Ｈ偏波出力データ信
号Ｄｏｈの誤差を示すビット（誤差信号）との相関をと
る相関検出回路４１〜４３と、この相関検出回路の出力
に応じ誤差成分が最小となるように各タップの重み係数
を制御する重み付け回路４４〜４６と、Ｔ時間の遅延を
与えるシフトレジスタ４７，４８と、重み付け回路の出
力を加算してＴ時間周期で補償信号Ｓを送出する加算回
路４９とから構成されている。
【００２７】ところで、位相制御回路３７は、クロック
再生器３５からの周波数ｆ２のクロック信号Ｃ４、およ
びクロック再生器３６からの周波数ｆ２のクロック信号
Ｃ５とをそれぞれ受け、両クロック信号の位相差Δθを
検出しており、この位相差Δθに応じて、クロック再生
器３４からの再生クロック信号Ｃ３（周波数ｆ１＝１／
Ｔ）を遅延させてクロック信号Ｃ６としてＡ−Ｄ変換器
３８へ送出する。つまり、平常時における位相差がΔθ
１であり、伝搬路にフェージング等が発生したときの位
相差がΔθ２であれば、位相差の変化に対する時間変化
Δｔ＝（Δθ２−Δθ１）／２π・ｆ２ だけ遅延させ
て送出する。
再生器３５からの周波数ｆ２のクロック信号Ｃ４、およ
びクロック再生器３６からの周波数ｆ２のクロック信号
Ｃ５とをそれぞれ受け、両クロック信号の位相差Δθを
検出しており、この位相差Δθに応じて、クロック再生
器３４からの再生クロック信号Ｃ３（周波数ｆ１＝１／
Ｔ）を遅延させてクロック信号Ｃ６としてＡ−Ｄ変換器
３８へ送出する。つまり、平常時における位相差がΔθ
１であり、伝搬路にフェージング等が発生したときの位
相差がΔθ２であれば、位相差の変化に対する時間変化
Δｔ＝（Δθ２−Δθ１）／２π・ｆ２ だけ遅延させ
て送出する。
【００２８】いま、例えば、伝搬路にフェージングが生
じてＶ偏波側にｔ秒の遅延が生じたとき、Ｖ偏波側から
の交差干渉波もｔ秒遅れるので、位相制御回路３７はこ
れを検出し、再生クロック信号Ｃ３をｔ秒遅延させてＡ
−Ｄ変換器３８へ送出し、Ｖ偏波側のベースバンド信号
をサンプリングさせてディジタル信号に変換させ、Ｔ間
隔形トランスバーサル・フィルタ４０へ送出させる。こ
の結果、Ｔ間隔形トランスバーサル・フィルタ４０から
の補償信号Ｓと、Ｈ偏波に含まれる交差干渉した信号成
分とが一致し、交差干渉した信号成分を最適状態で除去
できる。
じてＶ偏波側にｔ秒の遅延が生じたとき、Ｖ偏波側から
の交差干渉波もｔ秒遅れるので、位相制御回路３７はこ
れを検出し、再生クロック信号Ｃ３をｔ秒遅延させてＡ
−Ｄ変換器３８へ送出し、Ｖ偏波側のベースバンド信号
をサンプリングさせてディジタル信号に変換させ、Ｔ間
隔形トランスバーサル・フィルタ４０へ送出させる。こ
の結果、Ｔ間隔形トランスバーサル・フィルタ４０から
の補償信号Ｓと、Ｈ偏波に含まれる交差干渉した信号成
分とが一致し、交差干渉した信号成分を最適状態で除去
できる。
【００２９】つまり、フェージング等によって伝搬路間
の伝達時間が変化して、主偏波側（Ｈ偏波側）および異
偏波側（Ｖ偏波側）の信号間に相対伝達時間差が生じて
も、主偏波側から異偏波側へ漏れ込んだ信号成分に対し
て最適な補償効果を与えることができる。
の伝達時間が変化して、主偏波側（Ｈ偏波側）および異
偏波側（Ｖ偏波側）の信号間に相対伝達時間差が生じて
も、主偏波側から異偏波側へ漏れ込んだ信号成分に対し
て最適な補償効果を与えることができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、フ
ェージング等によって変化する主偏波信号と異偏波信号
との相対伝達時間差を検出し、この相対伝達時間差に応
じて、交差干渉した異偏波信号成分を相殺する補償信号
の進み遅れを制御することができるので、最適な補償効
果を得ることができる。また、Ａ−Ｄ変換器やトランス
バーサルフィルタは、送信クロック周波数で動作するの
で、従来のように、高速用の高価な回路素子を使用する
は必要はなく、コスト低減が可能となる。
ェージング等によって変化する主偏波信号と異偏波信号
との相対伝達時間差を検出し、この相対伝達時間差に応
じて、交差干渉した異偏波信号成分を相殺する補償信号
の進み遅れを制御することができるので、最適な補償効
果を得ることができる。また、Ａ−Ｄ変換器やトランス
バーサルフィルタは、送信クロック周波数で動作するの
で、従来のように、高速用の高価な回路素子を使用する
は必要はなく、コスト低減が可能となる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】従来の交差偏波干渉補償装置を適用したディジ
タル無線通信システムの一例を示すブロック図である。
タル無線通信システムの一例を示すブロック図である。
３４，３５，３６ クロック再生器 ３１，３８，３９ Ａ−Ｄ変換器３６ ３２ 遅延回路 ３３ 減算器 ３７ 位相制御回路 ４０ トランスバーサル・フィルタ Ｄ３，Ｄ４ ベースバンド信号 Ｃ３〜Ｃ６ クロック信号 Ｓ 補償信号
Claims (1)
- 【請求項１】 それぞれの送信クロック信号に同期して
互いに直交する偏波により送信された主偏波信号および
異偏波信号を受信する際に、異偏波側から主偏波側へ交
差干渉した異偏波信号成分を除去する交差偏波干渉補償
装置であって、前記主偏波信号を復調して得られた第１
のベースバンド信号から前記主偏波信号の送信クロック
信号に同期した第１の再生クロック信号を生成する手段
と、前記異偏波信号を復調して得られた第２のベースバ
ンド信号から前記異偏波信号の送信クロック信号に同期
した第２の再生クロック信号を生成する手段と、前記第
１のベースバンド信号から前記交差干渉した異偏波信号
成分の送信クロック信号に同期した第３の再生クロック
信号を生成する手段と、前記第２および第３の再生クロ
ック信号の位相差を検出しこの位相差に応じて前記第１
の再生クロック信号の位相を制御して第４の再生クロッ
ク信号として送出する手段と、前記第１の再生クロック
信号により前記第１のベースバンド信号をサンプリング
して第１のディジタル信号を生成する手段と、前記第４
の再生クロック信号により前記第２のベースバンド信号
をサンプリングして第２のディジタル信号を生成する手
段と、前記第２のディジタル信号を基に前記交差干渉し
た異偏波信号成分と同一周波数特性且つ等振幅の補償信
号を生成するトランスバーサル・フィルタと、このトラ
ンスバーサル・フィルタが前記補償信号を生成するに要
する時間だけ前記第１のディジタル信号を遅延させる遅
延手段と、この遅延手段により遅延された前記第１のデ
ィジタル信号と前記補償信号との減算を行って前記交差
干渉した異偏波信号成分を除去する手段とを備えること
を特徴とする交差偏波干渉補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3319499A JP2669235B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 交差偏波干渉補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3319499A JP2669235B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 交差偏波干渉補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211493A JPH05211493A (ja) | 1993-08-20 |
| JP2669235B2 true JP2669235B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=18110907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3319499A Expired - Lifetime JP2669235B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 交差偏波干渉補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2669235B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7016438B2 (en) | 2000-11-17 | 2006-03-21 | Nec Corporation | Cross polarization interference canceller and method of canceling cross polarization interference |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05260014A (ja) * | 1992-01-31 | 1993-10-08 | Nec Corp | 交差偏波間干渉補償システム |
| JP3386114B2 (ja) | 1999-11-05 | 2003-03-17 | 日本電気株式会社 | 復調装置及び方法 |
-
1991
- 1991-12-04 JP JP3319499A patent/JP2669235B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7016438B2 (en) | 2000-11-17 | 2006-03-21 | Nec Corporation | Cross polarization interference canceller and method of canceling cross polarization interference |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05211493A (ja) | 1993-08-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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