JP3125741B2 - 適応ダイバーシティ受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、適応ダイバーシテ
ィ受信機に関し、特にマルチパスフェージングが発生
し、遅延分散が大きい電波伝搬路を介しての通信に使用
される適応ダイバーシティ受信機のキャリア同期回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】適応ダイバーシティ受信機は、電波伝搬
路で発生するフェージング及びマルチパスを経由して到
来することによって生ずる符号間干渉による信号歪みを
除去し、Ｓ／Ｎ比が最大になるように、各ダイバーシテ
ィパスの信号を合成する。

【０００３】図４は従来の適応ダイバーシティ受信機の
構成を示すブロック図であり、説明を簡単にするため、
２重ダイバーシティの例を示す。すなわち、ダイバーシ
ティパスは２パスであって、入力１、入力２の２個の信
号入力点５０１からそれぞれのダイバーシティパスに受
信信号が入力される。入力１、入力２の信号入力点５０
１の両信号は同一の送信信号を受信して生成された信号
であるが、それぞれ異なる電波伝搬路を経由して受信さ
れるため、それぞれ異なる振幅及び位相（周波数）歪み
を受けている。

【０００４】各ダイバーシティパスには、各受信信号の
キャリア周波数を基準周波数に一致させるキャリア同期
回路５１と、キャリア同期した受信信号から進みエコー
波による符号間干渉を除去するための前方適応等化器５
２が設けられ、キャリア同期、シンボル同期のとられた
各受信信号は合成器５０８で合成され、復調回路５３で
判定出力５１７に復調される。

【０００５】この判定出力５１７は、複素乗算器５１４
でキャリア発振器５１６で生成される前記基準周波数で
変調判定信号に再変調され、キャリア同期回路５１に供
給されると共に、遅れエコー波による符号間干渉を補償
するために設けられた後方適応等化器５４を経て合成器
５０８にフィードバックされる。また復調回路５３から
得られる誤差信号、すなわち復調信号と変調判定出力の
差信号が複素乗算器５１５で前記基準周波数で変調され
変調誤差信号として各前方適応等化器５２及び後方適応
等化器５４に供給される。各前方適応等化器５２及び後
方適応等化器５４ではこの誤差信号が最小となるようそ
れぞれの各タップ係数を修正適応させる。

【０００６】以下、各回路の機能、構成について概説す
る。キャリア同期回路５１は各ダイバーシティパスの受
信信号入力を、受信信号振幅にかかわらず一定の振幅に
増幅する自動利得制御増幅器５０３、自動利得制御増幅
器５０３の出力と前記変調判定信号との複素相関を取る
複素相関器５０４、フェージング等による周波数変動に
対して十分に短く、またシンボル周期に対して十分に長
い時定数で複素相関器５０４の出力を時間平均するロー
パスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）５０５、及びＬＰＦ
５０５の出力と受信信号入力とを複素乗算し受信信号入
力をＬＰＦ５０５の出力で変調する複素乗算器５０２を
備えている。なお、受信信号入力は前記変調判定信号と
の比較のため前方適応等化器５２の基準タップ位置等回
路設計上定まる一定時間だけ遅延させた後複素相関器５
０４に供給されるが図示を省略してある。

【０００７】各受信信号入力ｘ１(n) 、ｘ２(n) の角周
波数をω1t、ω2tとする時各受信信号ｘ１(n) 、ｘ２
(n) はそれぞれ、 ｘ１(n) ＝ｕ１(n)exp(jω1t) ・・・（１） ｘ２(n) ＝ｕ２(n)exp(jω2t) ・・・（２） で表される。但し、n はシンボル周期（順位）を示し、
ｕ１(n) 、ｕ２(n) は受信信号の信号成分（振幅及び位
相）である。また全角数字を含む記号はベクトル値（複
素数）を意味する（以下同様）。この時、各自動利得制
御増幅器５０３の出力Ｘ１(n) 、Ｘ２(n) は、 Ｘ１(n) ＝Ｕ１(n)exp(jω1t) ・・・（３） Ｘ２(n) ＝Ｕ２(n)exp(jω2t) ・・・（４） となる。但し、｜Ｕ１(n) ｜＝｜Ｕ２(n) ｜＝一定であ
り信号成分の周波数情報のみを含む。

【０００８】一方、基準（角）周波数をω0t、判定出力
をａ０(n) とするとき、変調判定信号Ｚ０(n) は、 Ｚ０(n) ＝ａ０(n)exp(jω0t) ・・・（５） となる。従って各ＬＰＦ５０５の出力、すなわちＸ１
(n) 、Ｘ２(n) とＺ(n) の相関の時間平均ｗ１(n) 、ｗ
２(n) は、 ｗ１(n) ＝Ｅ〔Ｕ１(n)^*ａ０(n) 〕exp(j(ω0 −ω1)t) ・・・（６） ｗ２(n) ＝Ｅ〔Ｕ２(n)^*ａ０(n) 〕exp(j(ω0 −ω2)t) ・・・（７） となる。ここでＥ〔 〕は時間平均、^* は複素共役を表
す。従って各複素乗算器５０２の出力ｙ１(n) 、ｙ２
(n) は、 ｙ１(n) ＝ｕ１(n) Ｅ〔Ｕ１(n)^*ａ０(n) 〕exp(j ω0t) ・・・（８） ｙ２(n) ＝ｕ２(n) Ｅ〔Ｕ２(n)^*ａ０(n) 〕exp(j ω0t) ・・・（９） となり、一定のシンボル同期がとれている場合、Ｕ１
(n) 、Ｕ２(n) とａ０(n)は共に一定振幅であり互いに
共役関係にあるので（８）、（９）式のそれぞれの時間
平均Ｅ〔 〕は一定値となり、各複素乗算器５０２から
はキャリア発振器５１６の生成する基準周波数をキャリ
ア周波数とし、各受信信号と同一の信号成分を持つ信号
が得られる。このことにより、合成器５０８においてダ
イバーシティ合成が可能となり、また復調回路５３にお
いて基準周波数を用いた同期検波が可能となる。

【０００９】各複素乗算器５０２の出力は前方適応等化
器５２に入力される。前方等化器５２は判定帰還型等化
器であり、タップ間隔τ（＝シンボル長Ｔの整数分の
１）のトランスバーサル構成の前方フィルタ５０６とそ
のタップ係数をＬＭＳ（最少二乗平均）方により修正す
る前方タップ修正器５０７から構成される。図５は、前
方タップ修正器５０７の一例を示すブロック図であり、
前方フィルタの各タップ係数ｃｉ（ｉ＝１〜Ｍ）に対応
してＭ組の複素相関器６０４、積分器６０５及び固定利
得増幅器６０６と、Ｍ−１個の遅延器６０３から構成さ
れている。入力信号６０１（ｙ１(n) 、ｙ２(n) ）は各
遅延器６０３で前方フィルタのタップ間隔τづつ順次遅
延され、それぞれの複素相関器６０４に入力され、端子
６０２に供給される前記変調誤差信号ε(n) との相関が
とられ、この相関を用いて積分器６０５に保持されてい
るそれまでの各タップ係数ｃｉ(n) が下式のように新し
いタップ係数ｃｉ(n+1) に修正される。 ｃｉ(n+1) ＝ｃｉ(n) −με(n) ＊ｒｉ(n) （ｉ＝１〜Ｍ） ・・（１０） ここでμはタップ修正係数、ｒｉ(n) は各複素相関器に
入力される信号であり前方フィルタ５０６の各タップ上
の信号に対応する。また＊は相関演算（畳み込み演算）
を示す。前方適応等化器５２では、このようにして復調
回路５３の出力する誤差信号を最小にするよう前方フィ
ルタ５０６の各タップ係数を順次適応させることによ
り、進みエコー波による符号間干渉が等化され、シンボ
ル同期がとられる。

【００１０】このようにしてキャリア同期、シンボル同
期のとられた各ダイバーシティパスの出力は合成器５０
８で合成され復調回路５３で復調される。復調回路５３
は複素乗算器５１１、データ判定器５１２、及び減算器
５１３を有し、複素乗算器５１１は合成器５０８の出力
にキャリア発振器５１６の生成する基準周波数を複素乗
算しベースバンド信号に変換し、データ判定器５１２は
このベースバンド信号を量子化し判定出力５１７を得
る。減算器５１３はこのベースバンド信号と判定出力５
１７との差を前記誤差信号として出力する。

【００１１】また、前記したように判定出力５１７を複
素乗算器５１４で変調した変調判定信号は、遅れエコー
波による符号間干渉を等化するため、シンボル長Ｔをタ
ップ間隔とするトランスバーサル構成の後方フィルタ５
０９と後方タップ修正器５１０からなる後方適応等化器
５４をへて合成器５０８に帰還される。後方タップ修正
器５１０は、入力信号が後方フィルタのタップ間隔Ｔに
等しい遅延時間の遅延器に逆方向に順次遅延され複素相
関器に供給される点を除き図５の前方タップ修正器５０
７と類似の構成を持ち、各タップ係数ｄｋ（ｋ＝１〜
Ｌ：後方フィルタ５０９のタップ数）は下式に従って順
次適応される。 ｄｋ(n+1) ＝ｄｋ(n) −νε(n) ＊ａ０(n-k) （ｋ＝１〜Ｌ） ・・（１１） 図４の従来の適応ダイバーシティ受信機ではこのように
して各ダイバーシティパスの受信信号を合成し、マルチ
パスフェージングによる符号間干渉を除去している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
適応ダイバーシティ受信機では、各ダイバーシティパス
に設けられたそれぞれのキャリア同期回路５１において
同一の変調判定信号を用いてキャリア同期を行っている
ため、複数のダイバーシティパスの間で伝搬路のインパ
ルス応答の主応答が１シンボル長以上離れる伝搬遅延が
生じた場合、受信信号と変調判定信号との相関が取れな
くなり、例えば前述の（６）、（７）式で表されるキャ
リア同期回路５１のＬＦＰ５０５の出力において相関出
力の時間平均Ｅ〔 〕の値が０となるパスが生じ、これ
が当該パスの受信信号に乗算されるため当該パスの出力
が抑圧され、合成器の出力が減衰してしまう問題点があ
った。

【００１３】特に、抑圧されるパスの受信レベルが複数
のダイバーシティパス中で最も高くＳ／Ｎ比が最も良好
であった場合にも、これがキャリア同期回路５１の複素
乗算器５０２で切り捨てられ、他のＳ／Ｎ比の低いパス
の信号のみが合成器５０８でダイバーシティ合成される
ことになり、結果として通信系の伝送品質が劣化するこ
と問題点があった。

【００１４】本発明は、上述の問題点を解決し、インパ
ルス応答の主応答が１シンボル長以上離れたダイバーシ
ティパスが生じた場合にもダイバーシティ次数を縮退す
ることのない、信頼性の高い適応ダイバーシティ受信機
を提供することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に係る適応ダイバ
ーシティ受信機は、複数のダイバーシティパスを有し、
この複数のダイバーシティパスの受信信号を合成して復
調し、判定出力を得るダイバーシティ受信機であって、
この複数のダイバーシティパスのそれぞれに、前記判定
出力を基準周波数で変調した変調判定信号を参照し、当
該ダイバーシティパスの受信信号のキャリア周波数を前
記基準周波数に同期させるキャリア同期回路と、このキ
ャリア同期回路の出力を前記判定出力の誤差が最小とな
るよう等化する前方適応等化器を備えた適応ダイバーシ
ティ受信機において、前記複数のダイバーシティパスの
それぞれに、当該前方適応等化器のタップ係数を参照し
て、前記判定出力を時間的にシフトさせることにより当
該受信信号とシンボル同期させるデータ切替手段と、こ
の時間的にシフトされた前記判定出力を変調して前記変
調判定信号を生成する変調手段とを備えたことを特徴と
する。

【００１６】従って、各ダイバーシティパスにおいてそ
れぞれシンボル同期された変調判定信号を参照してキャ
リア同期が行われるので、インパルス応答の主応答が１
シンボル長以上他と異なるダイバーシティパスが生じて
も正しくキャリア同期を行うことが出来ダイバーシティ
次数の縮退を防止できる。

【００１７】また、前記データ切替手段は、前記当該前
方適応等化器のタップ係数の最大となるタップ位置を検
出し、そのタップ位置情報を示すデータ切り換え信号を
出力する主応答位置検出手段と、このデータ切り換え信
号に従って前記判定出力を該当時間シフトさせる判定出
力シフト手段とを備えたことを特徴とする。

【００１８】さらに、前記判定出力シフト手段は、前記
判定出力を１段づつシフトし保持出力するシフトレジス
タと、このシフトレジスタの出力の内、前記データ切り
換え信号の示す前記タップ係数の最大となるタップ位置
に最も対応する段の出力を選択するセレクタとを備えた
ことを特徴とする。

【００１９】従って、ベースバンド領域で容易にインパ
ルス応答の主応答位置を検出できるので簡単な回路構成
で各ダイバーシティパスの受信信号のキャリア同期を正
しく行うことができる。

【００２０】なお、前記変調手段は前記データ切替手段
の出力に前記基準周波数を複素乗算することにより前記
変調判定信号を生成し、前記キャリア同期回路は、当該
ダイバーシティパスの受信信号を一定振幅に増幅した受
信信号周波数成分と前記変調判定信号の複素相関の時間
平均を、この受信信号に複素乗算することにより、この
受信信号のキャリア周波数を前記基準周波数に同期させ
ることを特徴とする。

【００２１】従って、この受信信号と変調判定信号のシ
ンボル同期がとれていれば、受信信号を縮退させること
なくキャリア周波数を基準周波数に同期させることがで
きる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面について本発明の一実
施形態を説明する。図１は本発明の一実施形態を示すブ
ロック図であり、図４の従来例と同様に、キャリア同期
回路１１と前方適応等化器１２を備えた複数のダイバー
シティパスと、各ダイバーシティパスの出力を合成する
合成器１０８と、合成器の出力を復調し判定出力１１７
を出力する復調回路１３と、後方適応等化器１４と、復
調回路１３に供給される基準周波数を生成するキャリア
発振器１１６と、判定出力１１７を再度この基準周波数
で変調し、後方適応等化器１４に供給される変調判定信
号を生成する複素乗算器１１４と、復調回路の出力する
誤差信号を上記基準周波数で変調し、各前方適応等化器
１２と後方適応等化器１４に供給される変調誤差信号を
生成する複素乗算器１１５とを備えている。

【００２３】図４の従来の適応ダイバーシティ受信機と
異なる点は、各ダイバーシティパスに、前方適応等化器
のタップ係数の内最もレベルの高いタップ係数のタップ
位置を検出し、復調回路１３の出力する判定出力１１７
をそのタップ位置に該当するシンボル長だけシフトして
出力するデータ切替手段１０６と、図４の従来の適応ダ
イバーシティ受信機でキャリア同期回路５１に供給され
ていた前記変調判定信号に代えて、このシフトされた判
定出力をキャリア発振器１１６の生成する基準周波数で
変調し、キャリア同期回路１１に供給する変調手段１０
７とが設けられている点である。

【００２４】以下、本実施形態の構成と動作について説
明する。キャリア同期回路１１は、基準となる変調信号
と各受信信号との相関値の時間平均を用いて各受信信号
のキャリア周波数の同期を取る回路であれば従来の適当
な回路で良く、また前方適応等化器も最も高いタップ係
数のタップ位置を検出できるものであれば従来の適当な
判定帰還型等化器を用いることができる。ここでは、図
４また図５を用いて説明した従来の適応ダイバーシティ
受信機と同様の構成を持つものとして説明する。また、
合成器１０８、復調回路１３、後方適応等化器１４等そ
の他の構成も当該機能を果たすものであれば良く、例え
ば図４で説明したと同様の構成とすることもできるので
重複した機能の説明は省略する。

【００２５】以下、本実施形態のデータ切替手段１０６
の一実施例について説明する。本実施例は図２のブロッ
ク図に示すＭ個のレベル検出器３０７と最大タップ検出
器３０８からなる主応答位置検出手段と、図３のブロッ
ク図に示すシフトレジスタ４０３及びセレクタ４０４と
からなる判定出力シフト手段で構成される。Ｍ個のレベ
ル検出器３０７のそれぞれは、図５と同様の構成を持つ
前方タップ修正器の各Ｍ個の積分器６０５のそれぞれの
出力端に接続され各積分器６０５の出力レベルを検出
し、最大タップ検出器３０８はＭ個のレベル検出器３０
７の出力を比較して最もレベルの高いタップを検出し、
そのタップ位置情報を示すデータ切り換え信号３１０を
セレクタ４０４に出力する。

【００２６】シフトレジスタ４０３の入力端４０１には
判定出力１１７が入力され、シンボル長毎に１段づづシ
フトされ保持される。セレクタ４０４はデータ切り換え
信号３１０に従って、最もレベルの高いタップ位置に該
当するシフト位置にシフトされた判定出力１１７を選択
してシフト判定出力４０５として変調手段１０７に出力
する。すなわち、例えば前方適応等化器１１のタップ間
隔τ＝Ｔ／Ｎ（Ｎ：整数）でｉ番目のタップ係数が最大
であったとするとｉ／Ｎに最も近いシンボル長だけシフ
トされた段のレジスタ出力をシフト判定出力４０５とし
て選択する。

【００２７】変調手段１０７はこのシフト判定出力４０
５をキャリア発振器１１６の生成する基準周波数で変調
して、変調判定出力としてキャリア同期回路１１に供給
する。キャリア同期回路１１は図４のキャリア同期回路
５１と同様に受信信号の周波数成分とこの変調判定出力
の相関の時間平均を用いて受信信号のキャリア同期を行
う。

【００２８】各ダイバーシティパスの前方適応等化器１
２のタップ係数は、当該受信信号の伝搬路のインパルス
応答の主応答位置で最も高くなるよう適応される。従っ
て、それぞれのダイバーシティパスにおいて、上記のよ
うに、最大タップ位置に対応して判定出力をシフトする
ことにより、他のダイバーシティパスとインパルス応答
の主応答が１シンボル以上離れたパスが生じた場合にも
必ず、受信信号と変調判定信号のシンボル同期をとるこ
とができるため、伝搬路の状態に影響されることなくキ
ャリア同期を行うことが可能となり、ダイバーシティ次
数の縮退を防止し、高品質の伝送特性を維持することが
できる。

【００２９】以上本実施形態のデータ切替手段１０６の
一実施例について説明したが、本発明はこれに限られる
ものではなく、前方適応等化器１２の最大タップ係数の
タップ位置に該当して判定出力１１７をシフトする手段
が構成できれば、従来のどのような回路を組み合わせる
こととしても良い。

【００３０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る適応
ダイバーシティ受信機によれば、マルチパス伝搬の伝搬
路における分散が大きく、複数のダイバーシティパス間
で各インパルス応答の主応答位置が１シンボル長離れた
場合でも、ダイバーシティ次数の縮退を防止し、高品質
の伝送特性を維持することが、簡単にまたほぼ同等の回
路規模で具現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。

【図２】図１のデータ切替手段１０６の一実施例の主応
答位置検出手段を示すブロック図である。

【図３】図１のデータ切替手段１０６の一実施例の判定
出力シフト手段を示すブロック図である。

【図４】従来の適応ダイバーシティ受信機の一例を示す
ブロック図である。

【図５】図４の前方タップ修正器５０７を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１１、５１ キャリア同期回路 １２、５２ 前方適応等化器 １３、５３ 復調回路 １４、５４ 後方適応等化器 １０６ データ切替手段 １０７ 変調手段 １０８、５０８ 合成器 １１４、１１５、５０２、５１１、５１４、５１５ 複
素乗算器 １１６、５１６ キャリア発振器 １１７、５１７ 判定出力 ３０７ レベル検出器 ３０８ 最大タップ検出器 ３１０ データ切り換え信号 ４０３ シフトレジスタ ４０４ セレクタ ４０５ シフト判定出力 ５０４、６０４ 複素相関器 ５０１ 信号入力点 ５０３ 自動利得制御増幅器 ５０５ ＬＰＦ ５０６ 前方フィルタ ５０７ 前方タップ修正器 ５０９ 後方フィルタ ５１０ 後方タップ修正器 ５１２ データ判定器 ５１３ 減算器 ６０１ 入力信号 ６０２ 端子 ６０３ 遅延器 ６０５ 積分器 ６０６ 固定利得増幅器

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/00 - 7/12 H04B 7/24 - 7/26 113 H04L 1/02 - 1/06 H04Q 7/00 - 7/04

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のダイバーシティパスを有し、この
   複数のダイバーシティパスの受信信号を合成して復調
   し、判定出力を得るダイバーシティ受信機であって、こ
   の複数のダイバーシティパスのそれぞれに、前記判定出
   力を基準周波数で変調した変調判定信号を参照し、当該
   ダイバーシティパスの受信信号のキャリア周波数を前記
   基準周波数に同期させるキャリア同期回路と、このキャ
   リア同期回路の出力を前記判定出力の誤差が最小となる
   よう等化する前方適応等化器を備えた適応ダイバーシテ
   ィ受信機において、前記複数のダイバーシティパスのそ
   れぞれに、 当該前方適応等化器のタップ係数を参照して、前記判定
   出力を時間的にシフトさせることにより当該受信信号と
   シンボル同期させるデータ切替手段と、 この時間的にシフトされた前記判定出力を変調して前記
   変調判定信号を生成する変調手段とを備えたことを特徴
   とする適応ダイバーシティ受信機。
2. 【請求項２】 前記データ切替手段は、 前記当該前方適応等化器のタップ係数の最大となるタッ
   プ位置を検出し、そのタップ位置情報を示すデータ切り
   換え信号を出力する主応答位置検出手段と、 このデータ切り換え信号に従って前記判定出力を該当時
   間シフトさせる判定出力シフト手段とを備えたことを特
   徴とする請求項１に記載の適応ダイバーシティ受信機。
3. 【請求項３】 前記判定出力シフト手段は、 前記判定出力を１段づつシフトし保持、出力するシフト
   レジスタと、 このシフトレジスタの出力の内、前記データ切り換え信
   号の示す前記タップ係数の最大となるタップ位置に最も
   対応する段の出力を選択するセレクタとを備えたことを
   特徴とする請求項２に記載の適応ダイバーシティ受信
   機。
4. 【請求項４】 前記変調手段は前記データ切替手段の出
   力に前記基準周波数を複素乗算することにより前記変調
   判定信号を生成し、 前記キャリア同期回路は、当該ダイバーシティパスの受
   信信号を一定振幅に増幅した受信信号周波数成分と前記
   変調判定信号の複素相関の時間平均を、この受信信号に
   複素乗算することにより、この受信信号のキャリア周波
   数を前記基準周波数に同期させることを特徴とする請求
   項１に記載の適応ダイバーシティ受信機。