JP5199484B2 - マルチブランチ受信機のためのシンボルタイミング回復技術 - Google Patents

Description

本発明は、マルチブランチ受信機のためのシンボルタイミング回復技術に関する。

ロングホール無線送信システムなどの無線送信システムはチャネルフェージング現象を被る可能性がある。例えば、天候に関連する光の反射や屈折は激しい信号歪み及び受信パワーの顕著なロスを伴うマルチパス受信を引き起こす。また、このようなフェージング現象は「ディープフェージング」と呼ばれる場合もある。

ディープフェージングに対する１つの周知の対策としてダイバーシティ受信があり、このダイバーシティ受信では、異なるポジションを持つ２つのアンテナの受信信号、すなわち２つの受信ブランチから得られる信号が合成される。アンテナポジションの注意深い選択は双方の受信ブランチ上におけるディープフェージングを同時に低減するのに役立てることができる。

ダイバーシティ受信方式によっては、２つの受信ブランチから得られるアナログ信号を中間周波数帯域内で合成するものもある。均等な送信遅延を持つ信号のみが合成されるため、信号が合成される前に遅延補償が達成される。この遅延等化は、アナログ領域内において遅延補償ケーブルを用いて個別に特別に調整された長さにより実行されてもよい。しかし、このケースでは、すべての無線局用として個別の遅延補償ケーブルを構成し、かつ、装着する必要があり、この構成及び装着は時間と費用のかかるものとなる。

別のダイバーシティ受信方式ではデジタルコンバイナが使用される。このケースでは、デジタル信号に対する完全自動遅延等化方式が利用可能である。一般的なデジタルダイバーシティコンバイナでは、各受信ブランチの中に１つの適応フィルタの形で２つの適応フィルタが使用される。この適応フィルタは、非ダイバーシティ受信機用として使用されるような適応チャネル等化器に類似している。デジタルコンバイナを使用する場合、チャネル等化及び信号合成の信号処理タスクは一体に結合され、決して分離して行われることはない。

デジタルで実現されたダイバーシティ受信機において、シンボルタイミングの回復はあらゆるアナログデジタル変換のために必要である。基本的に２つの選択肢が存在する。第１の選択肢は「同期」サンプリング方式である。この選択肢では、シンボルのタイミングポジションにおいて入力信号をサンプルすることを目的として物理クロックの制御が行われる。第２の選択肢は「非同期」サンプリング方式である。この選択肢では、物理クロックと入力信号のサンプリングは自走式になっている。後者のケースでは、これらのシンボルは補間フィルタを用いて入力サンプルから再計算されてもよい。

第１の選択肢では、位相制御ループを用いて物理クロックを制御することが可能であり、この制御ループではタイミングエラー検出器がデジタルであり、かつ、アナログ電圧制御発振器が使用される。従って、第１の選択肢では、位相制御ループは部分的にデジタルであり、部分的にアナログある。第２の選択肢では、シンボルタイミング回復は完全にデジタルで、かつ、ＡＳＩＣ（「特定用途向け集積回路」）において実現されてもよい。

同期あるいは非同期サンプリングの選択に関りなく、異なるフェージングがダイバーシティ受信機の２つの受信ブランチ上で生じ得るという理由のために、２つの受信信号の各々に対応する個別のタイミング回復機能の提供が知られている。

しかし、各受信ブランチに対するデジタル合成及び個別のシンボルタイミング回復を伴うこのようなダイバーシティ受信機内において、特別のフェージング現象に起因する問題が生じる可能性が依然として存在する。回復したシンボルタイミングの回復時にこれらのフェージング現象によりサイクルスリップが生成される。

サイクルスリップとは回復エラーである。このエラーは、回復済みクロック信号と、クロック信号が回復されるべき回復元の信号である入力信号との間において一時的に同期が失われたことに起因して生じるエラーであり、回復済みクロック信号と、フルサイクルで過剰状態になった入力信号との間における位相エラーに起因して生じるものである。換言すれば、クロック回復方法は、一般に、専らシンボル持続時間の整数倍の曖昧さによって受信信号のサンプリングタイムを推定する。ディープフェージングイベントが生じた後、回復したサンプリングタイムは、ディープフェージングイベントが生じる前のサンプリングタイムと比較すると１シンボル持続時間分だけシフトしている可能性がある。この時このシフトしたサンプリングタイムは「サイクルスリップ」と呼ばれる。デジタルダイバーシティ受信機において、サイクルスリップは、受信信号の合成のために用いられる適応フィルタの共通動作に悪影響を与える。

サイクルスリップは信号経路において追加導入された遅延と理解される。サイクルスリップには、適応フィルタによりこれらの遅延が解消されるように仕向ける傾向がある。これは望ましいことではない。なぜなら、適応フィルタは、その有限の長さにより、有限の数のサイクルスリップを単に補償することができるようにするものだからである。さらに、サイクルスリップが生じた後適応フィルタのパフォーマンスは著しく低下する。サイクルスリップが生じることは滅多にないが、サイクルスリップの発生はどれもリンクの送信品質に対して深刻な結果をもたらすものとなる。

従って、マルチブランチ受信機におけるシンボルタイミングの回復のための改良された技術に対する要望が存在する。

本発明の実施形態によれば、データの受信方法が提供される。本方法は第１の受信信号として第１のアンテナを介して送信信号を受信するステップと、第２の受信信号として第２のアンテナを介して送信信号を受信するステップとを有する。合成信号が第１の受信信号と第２の受信信号とに基づいて生成され、かつ、共通タイミングエラー信号が合成信号に基づいて生成される。第１の受信信号に対応する第１のデジタルシンボルタイミングと、第２の受信信号に対応する第２のデジタルシンボルタイミングとが共通タイミングエラー信号に基づいて回復される。

本発明のさらなる実施形態によれば受信機装置が提供される。受信機装置は、第１の受信信号に対応する第１の受信ブランチと、第２の受信信号に対応する第２の受信ブランチとを備える。さらに、この受信機装置には、第１の受信ブランチ及び第２の受信ブランチと結合された信号コンバイナであって、第１の受信信号及び第２の受信信号に基づいて合成信号を生成するように構成された信号コンバイナが提供される。さらに共通タイミングエラー検出器が提供される。この共通タイミングエラー検出器は、信号コンバイナと結合され、かつ、上記合成信号に基づいて共通タイミングエラー信号を生成するように構成される。受信機装置の第１のタイミング回復機能が第１の受信信号に対応する第１のデジタルシンボルタイミングを共通タイミングエラー信号に基づいて回復するように構成され、かつ、受信機装置の第２のタイミング回復機能が第２の受信信号に対応する第２のデジタルシンボルタイミングを共通タイミングエラー信号に基づいて回復するように構成される。

本発明の実施形態に係るダイバーシティ無線受信機を備えた通信システムを概略的に示す図である。 ダイバーシティ受信機のタイミング回復機能ブロックを概略的に示す図である。

以下において、ダイバーシティ無線受信機として構成されるマルチブランチ受信機におけるシンボルタイミング回復のための装置及び方法に関する実施形態例を参照することによって本発明についてさらに詳細に説明する。それでもなお、以下説明コンセプトは、別のタイプのマルチブランチ受信機内においても適用可能であることが理解されるべきである。

以下説明するようなこれらのコンセプトによれば、双方のダイバーシティ無線受信機の受信ブランチ内における受信信号のサンプリングは、唯一の共通タイミング位相の利用に基づいて行われる。共通のタイミング位相を評価するために双方の受信信号が考慮される。これらの受信信号は重み係数により重み付けられてもよく、該重み係数は双方の送信チャネルの実際のチャネル歪みに依存する。この目的のためにチャネル歪み検出器は双方の受信ブランチ内のチャネル歪みを分析することができる。

図１は通信システム１００を概略的に示す図である。通信システム１００は送信機２００と受信機３００とを備える。受信機３００はデジタルで実現されるダイバーシティ無線受信機として構成され、従ってこの受信機はデジタルダイバーシティ受信機と呼ばれる場合もある。

送信機２００は送信アンテナ２１０と結合される。受信機３００は第１の受信アンテナ３１０及び第２の受信アンテナ３２０と結合される。点線矢印によって示されているように、送信機２００から送信された送信信号は、異なる信号経路又はチャネルを介して受信機３００において受信され、一方は第１の受信アンテナ３１０を備え、他方は第２の受信アンテナ３２０を備える。

受信機３００において、第１の受信アンテナ３１０を介して受信された信号は第１の受信ブランチ３３０へ供給される。第２の受信アンテナ３２０を介して受信された信号は第２の受信ブランチ３４０へ供給される。第１と第２の受信ブランチ３３０、３４０は同調器、増幅器等のような受信回路を備えてもよい。第１の受信ブランチ３３０は第１の受信信号１０を提供し、かつ、第２の受信ブランチ３４０は第２の受信信号２０を提供する。さらに、第１と第２の受信ブランチ３３０、３４０は、受信機３００において信号処理の基礎として使用される共通の物理クロック信号（図示せず）も生成することができる。

第１と第２の受信信号１０、２０は、受信信号１０、２０の双方のためにシンボルタイミング回復を達成する共通タイミング回復機能ブロック４００へ供給される。すなわち、共通タイミング回復機能ブロックは、第１の受信信号１０のために第１のデジタルシンボルタイミングを回復するための第１のタイミング回復機能と、第２の受信信号２０のために第２のデジタルシンボルタイミングを回復するための第２のタイミング回復機能とを提供する。この回復済みのシンボルタイミングの場合、第１と第２の受信信号は、それぞれの適応フィルタ５１０、５２０を介してデジタルコンバイナ５５０へ供給される。回復済みのシンボルタイミングは、デジタルシンボルのためのサンプリング位相を受信信号１０、２０の中に含む。図１の構造において、回復済みのシンボルタイミングは、第１の受信ブランチ３３０のための第１の個別のホールド信号ＩＨ１と、第２の受信ブランチ３４０のための第２の個別のホールド信号ＩＨ２と、共通ホールド信号ＣＨとを含む。共通ホールド信号ＣＨは適応フィルタ５１０、５２０及びコンバイナ５５０へ供給されて、該適応フィルタの入力信号のシンボルタイミングを示すようになる。個別のホールド信号ＩＨ１、ＩＨ２及び共通ホールド信号ＣＨについて以下さらに説明する。

図２は、デジタルダイバーシティ受信機３００におけるタイミング回復機能ブロック４００の構造及び動作を概略的に示す図である。

タイミング回復機能４００は第１の受信ブランチ３３０に対応する第１のブランチを備える。第１のブランチは、第１の補間回路４１０−１、第１の伸縮バッファ格納部４２０−１、第１の整合受信（ＲＸ）フィルタ４３０−１、及び第１の遅延線４４０−１を備える。第１の受信信号１０は第１の補間回路４１０−１において受信されて、第１の入力位相Ｐ１及び第１の個別のホールド信号ＩＨ１に基づいてサンプルされ、かつ、補間されるようになる。サンプルされ、かつ、補間済みの第１の受信信号１０は第１の補間回路４１０−１から第１の伸縮バッファ格納部４２０−１へ供給されて、共通ホールド信号ＣＨに基づいて再サンプルされることができるようにする。この再サンプルされた第１の受信信号１０は第１の伸縮バッファ格納部４２０−１から第１の受信フィルタ４３０−１へ供給される。フィルタ済みの第１の受信信号１０は第１の受信フィルタ４３０−１から第１の遅延線４４０−１へ供給される。遅延した第１の受信信号１０は第１の遅延線４４０−１から第１の適応フィルタ５１０へ出力される（図１）。

さらに、タイミング回復機能４００は第２の受信ブランチ３４０に対応する第２のブランチを備える。第２のブランチは、第２の補間回路４１０−２、第２の伸縮バッファ格納部４２０−２、第２の整合受信（ＲＸ）フィルタ４３０−２、及び第２の遅延線４４０−２を備える。第２の受信信号２０は第２の補間回路４１０−２において受信されて、第２の入力位相Ｐ２及び第２の個別のホールド信号ＩＨ２に基づいてサンプルされ、かつ、補間されるようになる。サンプルされ、かつ、補間済みの第２の受信信号２０は第２の補間回路４１０−２から第２の伸縮バッファ格納部４２０−２へ供給されて、共通ホールド信号ＣＨに基づいて再サンプルされ得るようにする。この再サンプル済みの第２の受信信号２０は第２の伸縮バッファ格納部４２０−２から第２の受信フィルタ４３０−２へ供給される。フィルタ済みの第２の受信信号２０は第２の受信フィルタ４３０−２から第２の遅延線４４０−２へ供給される。遅延した第２の受信信号２０は第２の遅延線４４０−２から第２の適応フィルタ５２０（図１）へ出力される。

ダイバーシティ受信機３００の各受信ブランチ内の受信信号１０、２０に対応する入力位相Ｐ１、Ｐ２（すなわち第１の入力位相Ｐ１及び第２の入力位相Ｐ２）は共通部分と個別の部分の合計である。

上記共通部分は、強いフェージングチャネルから時間情報を抑制することを目的として、双方の受信信号１０、２０の重み付けられた合成Ｃから共通タイミング回復ループにより生成される。共通タイミング回復ループは、第１の重み付けノード４６０−１、第２の重み付けノード４６０−２、加算ノード４６５、共通タイミングエラー検出器４７０Ｃ、及び共通ループフィルタ４８０Ｃを備える。

第１の重み付けノード４６０−１には第１の受信フィルタ４３０−１の出力信号が供給される。第１の重み付けノード４６０−１において、第１の受信信号は重み係数αによって重み付けられる。第２の重み付けノード４６０−２には第２の受信フィルタ４３０−２の出力信号が供給される。第２の重み付けノード４６０−２において、第２の受信信号は重み係数（１−α）によって重み付けが行われる。加算ノード４６５には第１の重み付けノード４６０−１の出力信号と、第２の重み付けノード４６０−２の出力信号とが供給される。加算ノード４６５において、重み付けノード４６０−１、４６０−２の出力信号は合計されて、受信信号１０、２０の重み付けられた合成Ｃを生成する。共通タイミングエラー検出器４７０Ｃには、加算ノード４６５の出力信号、すなわち、第１及び第２の受信信号１０、２０の重み付けられた合成Ｃが供給される。共通タイミングエラー検出器４７０Ｃは、共通タイミングエラー信号ＴＥＣを生成する。共通タイミングエラー信号ＴＥＣは、共通位相値ＣＰを出力する共通ループフィルタ４８０Ｃへ供給される。この構造では、共通タイミングエラー検出器４７０は、合成信号、すなわち第１と第２の受信信号１０、２０の重み付けられた合成Ｃに基づいて共通タイミングエラー信号ＴＥＣを生成する。

個別の部分は、第１の受信信号１０と第２の受信信号２０とからのみそれぞれ得られる、第１の個別のタイミング回復ループと第２の個別のタイミング回復ループとによって生成されるが、この生成は、例えば、異なる長さのアンテナフィーダに起因して生じる２つの受信ブランチにおける静的な遅延差の等化を目的とするものである。

第１の個別のタイミング回復ループは第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１、第１の個別のループフィルタ４８０−１及び第１のループ加算ノード４８５−１を備える。第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１には、第１の受信フィルタ４３０−１の出力信号、すなわちフィルタ済みの第１の受信信号１０が供給される。第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１は、第１の個別のループフィルタ４８０−１へ供給される第１の個別のタイミングエラー信号ＴＥ１を生成する。第１の個別のループフィルタ４８０−１の出力は第１の個別の位相値ＩＰ１である。第１のループ加算ノード４８５−１において、第１の個別の位相値ＩＰ１及び共通位相値ＣＰは合計されて、第１の補間回路４１０−１に対応する入力位相Ｐ１を生成できるようになる。

第２の個別のタイミング回復ループは、第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２、第２の個別のループフィルタ４８０−２及び第２のループ加算ノード４８５−２を備える。第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２には第２の受信フィルタ４３０−２の出力信号、すなわちフィルタ済みの第２の受信信号２０が供給される。第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２は、第２の個別のループフィルタ４８０−２へ供給される第２の個別のタイミングエラー信号を生成する。第１の個別のループフィルタ４８０−２の出力は第２の個別の位相値ＩＰ２である。第２のループ加算ノード４８５−２において、第２の個別の位相値ＩＰ２及び共通位相値ＣＰは合計されて、第２の補間回路４１０−２に対応する入力位相Ｐ２を生成することができるようになる。

さらに、タイミング回復機能部はフリップフロップブロック４０５及び歪み検出器４５０を備える。

フリップフロップブロック４０５は交番値「０」及び「１」のデジタルビットシーケンスＢＳを恣意的な開始と共に生成する。ビットシーケンスＢＳは、（例えば値「０」によって）シンボルサンプルと、（例えば値「１」によって）中間に在るシンボルサンプルとを示すものとして仮定される。この表示は、回復済みのシンボルタイミングを有する受信信号１０、２０が供給される供給先である適応フィルタ５１０、５２０により用いられる。また、ビットシーケンスＢＳも、共通タイミングエラー検出器４７０Ｃ、第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１、及び、第２の個別タイミングエラー検出器４７０−２へ供給される。これらの検出器はシンボルサンプルと中間に在るシンボルサンプルとの表示が正しいものであることに注意をする。すなわち、共通タイミング回復ループ及び個別のタイミング回復ループは、上記シーケンスがシンボルサンプル及び中間に在るシンボルサンプルを正しく示すように回復済みのシンボルタイミングを制御する。

歪み検出器４５０には、第１の受信信号１０内の第１の歪みレベルを検出できるように、かつ、第２の受信フィルタ４３０−２の出力信号の場合には、第２の受信信号２０内の第２の歪みレベルを検出できるように、第１の受信フィルタ４３０−１の出力信号が供給される。振幅歪みと位相歪みの少なくともいずれかとして歪みレベルの検出を行うことも可能である。歪み検出器４５０は、第１の重み付けノード４６０−１に対応する重み係数αと、第２の重み付けノード４６０−２に対応する重み係数（１−α）とを検出済みの第１の歪みレベル及び検出済みの第２の歪みレベルに基づいて生成する。歪み検出器４５０は、重み係数α及び（１−α）を生成するように構成され、それによって、受信ブランチのうちの１つのブランチにおけるサイクルスリップの場合などに、別の非フェージング受信ブランチから出された信号のみがタイミング誤差検出用として用いられることを保証できるようにする。すなわち、ハイレベルの歪みが受信信号のうちの１つに対して検出された場合、対応する重み係数は減少するのに対して、別の重み係数は増大することになる。このようにして、受信信号１０、２０のうちの一方の中に高い歪みレベルが存在し、かつ、別の受信信号１０、２０の中に低い歪みレベルが存在する場合、弱い方の歪みレベルを持つ受信信号１０、２０の重み係数の方が大きくなり、それによって、歪められたタイミング回復プロセスに対する受信信号１０、２０の影響を低減することになる。

サイクルスリップが透過スペクトルセンタにおいて非常に深いノッチに対応するという理由によって、歪み検出器４５０は透過スペクトルセンタにおいてノッチ検出を行うように適合することができる。帯域内ノッチが通常スペクトル勾配に従い、かつ、該ノッチの後にスペクトル勾配が後続するので、歪み検出器４５０はハイパスフィルタ、ローパスフィルタ及びスロープ検出装置の組み合わせとしても構成することが可能である。歪み検出器４５０は、透過スペクトルにおいてノッチを検出するようにさらに最適化されてもよい。

帯域内ノッチの性質に起因して、帯域内ノッチは、通常タイミングエラー検出器がその情報の取得源である透過スペクトルエッジの相対電力を強めることになる。従って、対抗手段がないため不要なタイミングエラー情報の方が一般に所望の情報よりも強くなる。従って、ダイバーシティ受信機は不要な情報をアクティブに抑制する手段も備えることが可能である。

シンボルタイミングの回復がモジュロ１のシンボル持続時間を動作させると仮定すると、第１と第２の個別のタイミング回復ループを用いて、＋／−１／２のシンボル持続時間までの静的な遅延等化を行うことも可能である。大きな遅延差を等化するために、固定設定値によってプログラムすることが可能な遅延線４４０−１、４４０−２を補間フィルタ４１０−１、４１０−２の後に在る信号経路の中へ挿入してもよい。遅延線４４０−１、４４０−２のために最適化された設定値を単純な相関付け方法に基づいて取得することも可能である。

受信ブランチ間での恣意的な遅延差全体を分離して、整数部（すなわち複数のシンボル持続時間）と、小数部（すなわち残り部分）とにすることが可能となる。遅延線４４０−１、４４０−２によってこの整数部を等化してもよく、かつ、第１と第２の個別のタイミング回復ループによって小数部を等化してもよい。

遅延の小数部は整数よりも先に等化される。ここでも、タイミングエラー検出器４７０−１、４７０−２がモジュロベースで動作すると仮定すると、この仮定によって非常に単純で、かつ、強固なアーキテクチャが可能となる。すなわち、整数部の無作為設定によって小数部の等化を達成することができると共に、小数部分に対して全く影響を及ぼすことなく整数部の推定を行うことが可能となる。

受信済みデジタルシンボルのわずかな遅延等化及び生成は同じデバイス（すなわち補間フィルタ４１０−１、４１０−２）により達成される。適切な補間フィルタを表す例が現行の非同期サンプリングシステムから知られている。

以下において、タイミング回復機能ブロック４００の動作についてさらに詳細に説明する。

補間フィルタ４１０−１、４１０−２の入力側におけるデータのサンプリングが、一般に、受信信号の２倍のシンボルレートよりもいくぶん高い或るレートで行われる。補間フィルタ４１０−１、４１０−２はデータをダウンサンプルし、２倍のシンボルレートを持つサンプルを生成するように構成される。

あらゆる入力データシンボルに対して、補間フィルタ４１０−１、４１０−２は補間を行うためのサンプリング位相を必要とする。サンプリング位相は第１と第２のループ加算ノード４８５−１、４８５−２によって生成される入力位相Ｐ１、Ｐ２により提供される。入力データよりも少ない出力データが存在することに起因して、補間回路４１０−１、４１０−２の出力データストリーム内にホールが生じ、これらのホール間における一連の有効なデータシンボルはホールド信号によって示される。両方の補間フィルタが異なる位相で動作できるため、これらのフィルタには異なるホールド信号、すなわち第１と第２の個別のホールド信号ＩＨ１、ＩＨ２が供給される。第１の補間回路４１０−１に対応する第１の個別のホールド信号ＩＨ１はホールド生成器４９０−１により生成され、かつ、第２の補間回路４１０−２に対応する第２の個別のホールド信号ＩＨ１は第２のホールド生成器４９０−２により生成される。

デジタルに実現されたタイミング回復ループにおいて、ホールド生成器４９０−１、４９０−２は、制御された発振器（ＮＣＯ）として機能する。

共通タイミングエラー検出器４７０Ｃの入力側での歪み検出器４５０における又は加算ノード４６５における双方の受信信号での共通動作の場合、双方の受信信号は同一のホールド信号を有するように変換される。すなわち、該ホールド信号を歪み検出器４５０又は加算ノード４６５へ供給する前にこれら受信信号のホールドシーケンスは変更される。この変更は、ＦＩＦＯバッファ（ＦＩＦＯ：「先入れ／先出し」）に基づいて実現できる伸縮バッファ格納部４２０−１、４２０−２により達成される。上記ＦＩＦＯバッファの双方の動作が基づく入力ホールドシーケンスは異なるが、出力ホールドシーケンスは同一である。すなわち、第１の伸縮バッファ格納部４２０−１の入力は第１の個別のホールド信号ＩＨ１に基づいて動作し、かつ、第１の伸縮バッファ格納部４２０−１の出力は共通ホールド信号ＣＨに基づいて動作する。同様に、第２の伸縮バッファ格納部４２０−２の入力は、第２の個別のホールド信号ＩＨ２に基づいて動作し、第２の伸縮バッファ格納部４２０−２の出力は共通ホールド信号ＣＨに基づいて動作する。共通ホールド信号ＣＨは共通ループフィルタ４８０Ｃによって生成される。

伸縮バッファ格納部４２０−１、４２０−２のそれぞれの出力信号を対応する受信フィルタ４３０−１、４３０−２へ供給して、例えば、システムにおける符号間干渉を低減したり、隣接する送信チャネルからスペクトル追跡（spectrum trail）を抑制したりするために信号スペクトル形式を形成できるようにする。

受信フィルタ４３０−１、４３０−２のそれぞれの出力信号は、歪み検出器４５０において解析され、信号スペクトルの形でノッチを特定できるようにする。このノッチの特定はローパスフィルタと、ハイパスフィルタと、スロープ検出装置との組み合わせによって達成されてもよい。歪み検出器４５０の出力として、重み係数αと（１−α）とが生成され、これらの重み係数は受信信号の重み付けられた合成値を取得するために使用されて、この合成値を共通タイミングエラー検出器４７０Ｃの中へ入力するようにする。

上述したように、タイミング回復機能は第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１及び第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２をさらに備え、第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１は第１の受信ブランチの受信信号でのみ動作し、かつ、第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２は第２の受信ブランチの受信信号でのみ動作する。

共通タイミングエラー検出器４７０Ｃ、第１の個別のタイミングエラー検出器４７０−１及び第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２は、これら検出器の出力信号をそれぞれのループフィルタ４８０Ｃ、４８０−１、４８０−２へ供給する。すなわち、共通タイミングエラー検出器はその出力信号を共通ループフィルタ４８０Ｃへ供給し、第１の個別のタイミングエラー検出器４８０−１はその出力信号を第１の個別のループフィルタ４８０−１へ供給し、かつ、第２の個別のタイミングエラー検出器４７０−２はその出力信号を第２の個別のループフィルタ４８０−２へ供給する。

ループフィルタ４８０Ｃ、４８０−１、４８０−２は、入力済みのクロックレート、すなわち補間回路４１０−１、４１０−２のクロックレートで動作し、かつ、各ループフィルタは、それぞれの位相値、すなわち共通位相値ＣＰ、第１の個別の位相値ＩＰ１、及び第２の個別の位相値ＩＰ２を出力する。これらの位相値ＣＰ、ＩＰ１、ＩＰ２はクロックエッジ毎に出力される。補間フィルタ４１０−１、４１０−２の出力信号と比較すると、上記位相値ＣＰ、ＩＰ１、ＩＰ２はホールド信号を伴わない。

共通ループフィルタ４８０及び第１の個別のループフィルタ４８０−１から得られる位相値ＣＰ、ＩＰ１は、第１の補間フィルタ４８０−１に対応する入力位相Ｐ１を計算するために第１のループ加算ノード４８５によって組み合わされると共に、共通ループフィルタ４８０Ｃ及び第２の個別のループフィルタ４８０−２から得られる位相値ＣＰ、ＩＰ２は、第２の補間フィルタ４１０−２に対応する入力位相Ｐ２を計算するために第２のループ加算ノード４８５−２によって組み合わされる。

第１の個別のホールド信号ＩＨ１は共通ループフィルタ４８０Ｃと第１の個別のループフィルタ４８０−１との合成された位相値から、第１のホールド生成器４９０−１により生成され、かつ、第２の個別のホールド信号ＩＨ２は共通ループフィルタ４８０Ｃと第２の個別のループフィルタ４８０−２との合成された位相値から、第２のホールド生成器４９０−２により生成される。

例示されている構造では、第１と第２のホールド生成器４９０−１、４９０−２は別々のコンポーネントとして実現され、上記第１のホールド信号生成器４９０−１は合成済み位相値を第１のループ加算ノード４８５−１から受信し、かつ、第２のホールド信号生成器４９０−２は合成済み位相値を第２のループ加算ノード４８５−２から受信する。ホールド生成器４９０−１、４９０−２は、２πの値を越えるそれぞれの合成済み位相値に応じて、それぞれの個別のホールド信号を生成するように構成される。これら個別のホールド信号ＩＨ１、ＩＨ２を生成する基礎として、これらの合成済み位相値を用いることによって、個別のホールド信号ＩＨ１、ＩＨ２の生成プロセスにおいて、個別のタイミング回復ループから得られる位相オフセット値を考慮に入れることができる。

第１の個別のループフィルタ４８０−１及び第２の個別のループフィルタ４８０−２、（すなわち個別のタイミング回復ループの２つのループフィルタ）は大きな時定数によって寸法が定められる。個別のタイミング回復ループは性的な遅延の推定及び等化を行うことを目的とするので、これらの回復ループの時定数は、典型的なフェージングイベントよりも大幅に大きくすべきである。例えば１分又はさらに大きな時定数を使用することも可能である。一般的な実装構成では、数分の範囲内の時定数を使用してもよい。従って、シンボルタイミング位相（すなわち第１の受信信号１０に対応する入力位相Ｐ１）は、第１の個別のタイミングエラー信号ＴＥ１に基づいてほぼ静的に制御される。従って、同様に、シンボルタイミング位相（すなわち第２の受信信号２０に対応する入力位相Ｐ２）は第２の個別のタイミングエラー信号ＴＥ２に基づいてほぼ静的に制御される。

個別のタイミング回復ループにおいて位相推定を実行できるだけで十分であり、周波数推定は必要ではないという点に留意すべきである。

シンボルレートに対して正規化された約１０＃−４の帯域幅のようなさらに短い時定数によって共通ループフィルタ４８０Ｃの寸法が定められる。従って、双方のシンボルタイミング位相（すなわち第１の受信信号１０、２０に対応する入力位相Ｐ１、Ｐ２）は、共通タイミングエラー信号ＴＥＣに基づいて動的に制御される。

従って、共通ループフィルタ４８０Ｃの出力を受信する第１と第２のループ加算ノード４８５−１、４８５−２の各々は、対応する個別のループフィルタ４８０−１、４８０−２から受信されるほぼ一定の、あるいは、ゆっくりと変動するのみの位相オフセット値に対して、高速に変動する位相値を追加する。２つのループ加算ノード４８５−１、４８５−２の出力信号が補間フィルタ４１０−１、４１０−２に対応する入力位相として用いられる。

シンボルタイミング回復機能の上記構造において、共通位相値は受信ブランチからの歪み依存信号の合成に基づいて評価される。共通位相値内において、フェージング現象の影響、特にサイクルスリップの影響は抑制される。このようにして、回復した補間回路４１０−１、４１０−２の入力位相に対する種々のタイプのフェージング現象の影響（サイクルスリップを含む）の大幅な低減や、さらに完全な抑制が可能となる。

上記コンセプト及び例は単に例示的なものであり、かつ、種々の変更を受けることが可能であることを理解されたい。例えば、タイミング回復ブロックに対して、共通タイミング回復ループのみを実装したり、共通タイミング回復ループと個別のタイミング回復ループのうちの１方のループのみと組み合わせたループを実装したり、することも可能である。さらに、上記コンセプトは、偏波ダイバーシティ受信機又は周波数ダイバーシティ受信機を含むマルチブランチ受信機の種々のタイプに適用され得る。すなわち、異なるブランチの受信信号は異なる偏光と周波数の少なくともいずれかを用いて送信されたものである場合もある。ダイバーシティ送信方式を送信機側において適用することも可能である。さらに、受信ブランチの数は２つのみに限定されるわけではない。追加の受信ブランチ及び対応する個別のタイミング回復ループを適切となるように提供してもよい。

Claims (7)

1. 第１の受信信号（１０）として第１のアンテナ（３１０）を介して送信信号を受信するステップと、
   第２の受信信号（２０）として第２のアンテナ（３２０）を介して前記送信信号を受信するステップと、
   前記第１の受信信号（１０）と前記第２の受信信号（２０）とに基づいて合成信号（Ｃ）を生成するステップと、
   前記合成信号（Ｃ）に基づいて共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）を生成するステップと、
   前記第１の受信信号（１０）に基づいて第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）を生成するステップと、
   前記第２の受信信号（２０）に基づいて第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）を生成するステップと、
   前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）と前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）とに基づいて前記第１の受信信号（１０）に対応する第１のデジタルシンボルタイミングを回復するステップと、
   前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）と前記第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）とに基づいて前記第２の受信信号（２０）に対応する第２のデジタルシンボルタイミングを回復するステップとを有し、
   前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）は共通位相値（ＣＰ）を生成するためにフィルタされ（４８０Ｃ）、
   前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）は、第１の個別の位相値（ＩＰ１）を生成するためにフィルタされ、
   前記第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）は、第２の個別の位相値（ＩＰ２）を生成するためにフィルタされ、
   前記第１の受信信号（１０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ１）を生成するために前記共通位相値（ＣＰ）と前記第１の個別の位相値（ＩＰ１）とが合成され、
   前記共通位相値（ＣＰ）と前記第２の個別の位相値（ＩＰ２）とは、前記第２の受信信号（２０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ２）を生成するために合成され、
   前記第１の受信信号（１０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ１）が、前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）に基づいてほぼ静的に制御され、
   前記第１の受信信号（１０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ１）と前記第２の受信信号（２０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ２）とが、前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）に基づいて動的に制御されることを特徴とするデータの受信方法。
2. 前記回復済みの第１のデジタルシンボルタイミングに基づいて前記第１の受信信号（１０）のサンプリングを行うステップと、
   前記回復済みの第２のデジタルシンボルタイミングに基づいて前記第２の受信信号（２０）のサンプリングを行うステップと、
   前記サンプル済みの前記第１と第２の受信信号（１０、２０）に基づいて前記合成信号（Ｃ）を生成するステップと
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記サンプル済みの第１の受信信号（１０）と前記サンプル済みの第２の受信信号（１０）とを、前記サンプル済みの第１の受信信号と前記サンプル済みの第２の受信信号内の有効なデータシンボルのポジションを示す共通ホールド信号（ＣＨ）に基づいて同期するステップとを有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記第２の受信信号に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ２）が前記第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）に基づいてほぼ静的に制御されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記第１の受信信号（１０）内の第１の歪みレベルを検出するステップと、
   前記第２の受信信号（２０）内の第２の歪みレベルを検出するステップと、
   第１の重み係数と第２の重み係数とを前記検出済みの第１の歪みレベルと前記検出済みの第２の歪みレベルとに基づいて取得するステップと、
   前記第１の重み係数によって重み付けされた前記第１の受信信号（１０）と、前記第２の重み係数によって重み付けされた前記第２の受信信号（２０）とに基づいて前記合成信号（Ｃ）を生成するステップと
   を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の方法。
6. 第１の受信信号（１０）を受信するための第１の受信ブランチ（３３０）と、
   第２の受信信号（２０）を受信するための第２の受信ブランチ（３４０）と、
   前記第１の受信ブランチ（３３０）及び前記第２の受信ブランチ（３４０）と結合された信号コンバイナ（４６５）であって、前記第１の受信信号（１０）及び前記第２の受信信号（２０）に基づいて合成信号（Ｃ）を生成するように構成された信号コンバイナ（４６５）と、
   前記信号コンバイナ（４６５）と結合された共通タイミングエラー検出器（４７０Ｃ）であって、前記合成信号（Ｃ）に基づいて共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）を生成するように構成された共通タイミングエラー検出器（４７０Ｃ）と、
   前記第１の受信ブランチ（３３０）と結合された第１の個別のタイミングエラー検出器（４７０−１）であって、第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）を前記第１の受信信号（１０）に基づいて生成するように構成された第１の個別のタイミングエラー検出器（４７０−１）と、
   前記第２の受信ブランチ（３４０）と結合された第２の個別のタイミングエラー検出器（４７０−２）であって、第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）を前記第２の受信信号（２０）に基づいて生成するように構成された第２の個別のタイミングエラー検出器（４７０−２）と、
   前記第１の受信信号（１０）に対応する第１のデジタルシンボルタイミングを前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）と前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）とに基づいて回復するように構成された第１のタイミング回復機能と、
   前記第２の受信信号（２０）に対応する第２のデジタルシンボルタイミングを前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）と前記第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）とに基づいて回復するように構成された第２のタイミング回復機能とを備え、
   前記第１のタイミング回復機能及び前記第２のタイミング回復機能は、共通位相値（ＣＰ）を前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）に基づいて生成するように構成された共通ループフィルタ（４８０Ｃ）を備え、
   前記第１のタイミング回復機能は、
   前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）に基づいて、第１の個別の位相値（ＩＰ１）を生成するように構成された第１の個別のループフィルタ（４８０−１）と、
   前記共通位相値（ＣＰ）及び前記第１の個別の位相値（ＩＰ１）を前記第１の受信信号（１０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ１）と合成するように構成された第１のコンバイナ（４８５−１）と、を備えると共に、前記第２のタイミング回復機能は、
   第２の個別の位相値（ＩＰ２）を第２の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ２）に基づいて生成するように構成された第２の個別のループフィルタ（４８０−２）と、
   前記共通位相値（ＣＰ）及び前記第２の個別の位相値（ＩＰ２）を前記第２の受信信号（２０）に対応するシンボルタイミング位相と合成するように構成された第２のコンバイナ（４８５−２）とを備え、
   前記第１のタイミング回復機能及び前記第２のタイミング回復機能は、前記第１の受信信号（１０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ１）を、前記第１の個別のタイミングエラー信号（ＴＥ１）に基づいてほぼ静的に制御し、前記第１の受信信号（１０）に対応する前記第１のシンボルタイミング位相と前記第２の受信信号（２０）に対応するシンボルタイミング位相（Ｐ２）とを、前記共通タイミングエラー信号（ＴＥＣ）に基づいて動的に制御することを特徴とする受信機装置。
7. 前記受信機装置は、請求項１乃至５いずれか１項に従う方法を実行するように構成されることを特徴とする請求項６に記載の受信機装置。

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