DE19820909A1 - Datenaufbereitungseinrichtung - Google Patents
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- 238000012545 processing Methods 0.000 title description 12
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 24
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 2
- 238000010606 normalization Methods 0.000 claims 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 6
- 238000012549 training Methods 0.000 abstract description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 10
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 8
- 239000004606 Fillers/Extenders Substances 0.000 description 6
- 108091058543 REG3 Proteins 0.000 description 3
- 102100027336 Regenerating islet-derived protein 3-alpha Human genes 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 102100023882 Endoribonuclease ZC3H12A Human genes 0.000 description 2
- 101710112715 Endoribonuclease ZC3H12A Proteins 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- QGVYYLZOAMMKAH-UHFFFAOYSA-N pegnivacogin Chemical compound COCCOC(=O)NCCCCC(NC(=O)OCCOC)C(=O)NCCCCCCOP(=O)(O)O QGVYYLZOAMMKAH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 101150038243 CLOCK gene Proteins 0.000 description 1
- 108700012361 REG2 Proteins 0.000 description 1
- 101150108637 REG2 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100120298 Rattus norvegicus Flot1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100412403 Rattus norvegicus Reg3b gene Proteins 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 108090000623 proteins and genes Proteins 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0331—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop with a digital phase-locked loop [PLL] processing binary samples, e.g. add/subtract logic for correction of receiver clock
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/025—Systems for the transmission of digital non-picture data, e.g. of text during the active part of a television frame
- H04N7/035—Circuits for the digital non-picture data signal, e.g. for slicing of the data signal, for regeneration of the data-clock signal, for error detection or correction of the data signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
- H03L7/0991—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop the oscillator being a digital oscillator, e.g. composed of a fixed oscillator followed by a variable frequency divider
- H03L7/0994—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop the oscillator being a digital oscillator, e.g. composed of a fixed oscillator followed by a variable frequency divider comprising an accumulator
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
- H04L2025/03439—Fixed structures
- H04L2025/03445—Time domain
- H04L2025/03471—Tapped delay lines
- H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03611—Iterative algorithms
- H04L2025/03617—Time recursive algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03611—Iterative algorithms
- H04L2025/03656—Initialisation
- H04L2025/03662—Initialisation to a fixed value
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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Abstract
Die Erfindung betrifft eine Datenaufbereitungseinrichtung zur Wiedergewinnung digitaler Daten, die in einem analogen übertragenen Signal empfangen werden. DOLLAR A Erfindungsgemäß wird das empfangene Signal digitalisiert und eine Schwelle in einem Schwellenwertschätzer bestimmt. Die Störungen des Kanals werden in einem nachgeschalteten adaptiven Equalizer korrigiert und in einem Bittakt-Generator wird die korrekte Abtastfrequenz und -phase für die Daten einer Zeile erzeugt. DOLLAR A Der Schwellenwertschätzer dient dazu, den Mittelwert eines Eingangssignals jeder Zeile zu bestimmen, welcher dann als optimaler Entscheidungswert für das Abtasten der Datenbits dieser Zeile genommen wird. DOLLAR A Durch die Verwendung eines adaptiven Equalizers können unterschiedliche Arten von Verzerrungen, hervorgerufen durch den Übertragungskanal, korrigiert werden, ohne daß es eines Trainingssignals bedarf. Die erfindungsgemäße Datenaufbereitungseinrichtung ist somit universell für alle z. B. in einem Fernsehsignal vorkommenden digitalen Zusatzsignale verwendbar.
Description
Die Erfindung betrifft eine Datenaufbereitungseinrichtung zur
Wiedergewinnung digitaler Daten, die in einem analogen
übertragenen Signal empfangen werden.
Die mit einem analogen Fernsehsignal übertragenen digitalen
Daten wie Teletext, VPS-Signal oder WSS-Signal werden durch den
Übertragungskanal, z. B. durch dessen Tiefpasswirkung,
verfälscht. In einem Empfänger werden dann die digitalen Daten
durch Schwellwertbildung rekonstruiert. Am Ausgang einer
konventionellen Datenaufbereitungseinrichtung wird dann ein
digitaler Datenstrom bereitgehalten, der einem nachgeschalteten
Dekoder zur Fehlerkorrektur, Interpretation der Daten,
Gruppierung der Bits zu Bytes zugeführt wird.
Eine konventionelle Datenaufbereitungseinrichtung mit
Schwellwertbildung ist nur unzulänglich in der Lage,
Verfälschungen durch einen Übertragungskanal zu korrigieren. Es
kommt somit im nachgeschalteten Dekoder zur Fehlinterpretation
oder eine Dekodierung einzelner Datenabschnitte erfolgt nicht,
so daß sichtbare Fehler auf dem Bildschirm dargestellt werden.
Die Datenausbeute ist somit abhängig vom Übertragungskanal.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Datenaufbereitungseinrichtung anzugeben, die eine hohe
Datenausbeute bei dem Empfang digitaler Daten in einem analogen
Signal über Übertragungskanäle unterschiedlicher Qualität
gewährleistet.
Die Erfindung wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale
gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen
wiedergegeben.
Erfindungsgemäß wird das empfangene Signal digitalisiert und
eine Schwelle in einem Schwellwertschätzer bestimmt. Die
Störungen des Kanals werden in einem nachgeschalteten adaptiven
Equalizer korrigiert und in einem Bittakt-Generator wird die
korrekte Abtastfrequenz und -phase für die Daten einer Zeile
erzeugt.
Der Schwellwertschätzer dient dazu, den Mittelwert eines
Eingangssignals jeder Zeile zu bestimmen, welcher dann als
optimaler Entscheidungswert für das Abtasten der Datenbits
dieser Zeile genommen wird.
Durch die Verwendung eines adaptiven Equalizers können
unterschiedliche Arten von Verzerrungen, hervorgerufen durch
den Übertragungskanal, korrigiert werden, ohne daß es eines
Trainingssignals bedarf. Die erfindungsgemäße
Datenaufbereitungseinrichtung ist somit universell für alle z. B.
in einem Fernsehsignal vorkommenden digitalen Zusatzsignale
verwendbar.
Der Bittakt-Generator erzeugt die korrekte Abtastfrequenz zur
Wiedergewinnung der Daten und justiert sich selbst bezüglich
der optimalen Abtastphase.
Der adaptive Equalizer verbessert die
Datenaufbereitungseinrichtung dahingehend, daß sie gegenüber
Kanalstörungen unempfindlich wird. Zusätzlich wird vorzugsweise
ein Datenratenwandler dem adaptiven Equalizer nachgeschaltet,
an dessen Ausgängen die korrekten Datensignale und der korrekte
Takt zur Dekodierung der Daten einer Zeile anliegen.
Um den durch den Schwellwertschätzer bereitgestellten
Mittelwert für eine Zeile konstant zu halten, kann weiterhin
eine Klemmschaltung vorgesehen sein.
Dieser Klemmschaltung kann dann eine Skalierungseinrichtung
nachgeschaltet werden, um dem adaptiven Equalizer eine
Signalamplitude mit einem geeigneten Dynamikbereich
bereit zustellen.
Vorzugsweise kann zusätzlich eine Entscheidungseinrichtung
verwendet werden, die nur verarbeitbare Daten für den adaptiven
Equalizer freigibt. Diese Entscheidungseinrichtung liefert
zudem der Skalierungseinrichtung einen korrekten Teiler und
überprüft außerdem den Mittelwert des Schwellwertschätzers,
bevor dieser der Klemmschaltung zugeführt wird.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird ein
Schwarzwertschätzer eingesetzt, welcher den Schwarzwert einer
jeden Zeile schätzt, welcher dann als Bezugswert für den
Schwellwertschätzer sowie für die Entscheidungseinrichtung
dient.
Um den Einfluß von Störsignalen zu reduzieren, wird
vorzugsweise ein Eingangstiefpaßfilter verwendet.
Desweiteren wird ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Datenaufbereitungseinrichtung anhand der Zeichnungen
beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Datenaufbereitungseinrichtung;
Fig. 2 die Eingangssignalform einer Teletextseite;
Fig. 3 einen Eingangstiefpaßfilter;
Fig. 4 einen Schwarzwertschätzer;
Fig. 5 einen Schwellwertschätzer;
Fig. 6 eine Entscheidungseinrichtung;
Fig. 7 eine Klemmschaltung;
Fig. 8 eine Skalierungseinrichtung;
Fig. 9 einen adaptiven Equalizer;
Fig. 10 Block für die Koeffizientenadaption;
Fig. 11 Detail des adaptiven Equalizers;
Fig. 12 einen Bittakt-Generator;
Fig. 13 einen diskreten Zeitoszillator;
Fig. 14 eine Phasenfehlerabschätzung;
Fig. 15 einen Datenratenwandler.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung einer
Datenaufbereitungseinrichtung mit einem Eingang IN, dem die
digitalisierten Empfangsdaten zugeführt sind, sowie einem
Datenausgang TTD und einem Taktausgang TTC.
Die digitalen Eingangsdaten stehen mit 8-Bit-Auflösung bei
einer Datenrate von 18 MHz Abtastfrequenz bei PAL/SECAM bzw. 9
MHz bei NTSC zur Verfügung. Der entsprechende A/D-Wandler ist
nicht gezeichnet. Die Datenleitungen, die mit einem "*"
gekennzeichnet sind, sind vorzeichenlose Datenleitungen.
In einem Register REG1 können abhängig von dem Dekodierergebnis
Werte gespeichert werden, die mögliche Bypasswerte für
entsprechende Bausteine der Datenaufbereitungseinrichtung
darstellen.
So kann mit einem Bypasswert lpdp ein Eingangstiefpaßfilter
INLP durch einen Multiplexer M11, mit einem Bypasswert bebp ein
Schwarzwertschätzer BLEST durch einen Multiplexer M12, mit
einem Wert lebp ein Schwellwertschätzer LVEST durch einen
Multiplexer M14, mit einem Wert scbp eine
Skalierungseinrichtung SCAL durch einen Multiplexer M15, mit
einem Wert eqbp ein adaptiver Equalizer ADEG durch einen
Multiplexer M13 umgangen werden. Mit einem Bypasswert adbp kann
zeilenweise die Funktion des adaptiven Equalizers ADEG
beeinflußt werden, mit einem Bypasswert pcbp die Funktion eines
Bittakt-Generators DPLL. Mit einem Wert blk17 werden nicht
normgerechte Verwendungen der Fernsehzeilen 17-18
gekennzeichnet und in den letzten 8 Zellen des Registers REG1
der aktuellen Norm entsprechend ein Offset-Wert offset
gespeichert.
In einem zweiten Register REG2 kann ein Wert adcns abgelegt
werden, der als Adaptionskonstante für den adaptiven Equalizer
ADEG dient. Je größer der Wert ist, desto schneller läuft die
Adaption.
Mit einem Wert inimd wird ein Initialisierungsmode und mit
einem Wert eqmd ein Arbeitsmode des adaptiven Equalizers ADEG
festgelegt.
Die Eingangsdaten werden vorzugsweise über den Eingangstiefpaß
INLP einem Eingang des Schwellwertschätzers LVEST und
gegebenenfalls dem Schwarzwertschätzer BLEST zugeführt.
Eine Zeiteinrichtung TIMING liefert für die Verarbeitung der
digitalen Eingangsdaten die notwendigen Verarbeitungstakte.
Dazu werden der Zeiteinrichtung TIMING ein horizontales
Synchronsignal Hsync, ein Zeilennummernsignal Lineno, ein
Informationssignal 116vps, welches gesetzt ist, wenn in einem
europäischen TV-System die 16. Zeile eine VPS-Zeile ist, ein
Takt sysm, der Wert blk17 und der Offset-Wert offset zugeführt.
Der Offset-Wert offset ist 8 Bit breit und wird benötigt, um
mögliche Verzögerungen zwischen dem horizontalen Synchronsignal
Hsync und einem Videoeingangssignal an Eingang IN zu
kompensieren. Der Offset-Wert offset wird berechnet nach Offset
=100-Δ für ein europäisches System oder Offset =50-Δ für
ein amerikanisches System. Dabei ist Δ gleich der Anzahl von
Abtastwerten der Verzögerung durch das horizontale
Synchronsignal Hsync. Das bedeutet, daß die erlaubte
Verzögerung des horizontalen Synchronsignals Nsync (-155,
100)/18 (µs) für ein europäisches System und (-205, 50)/9 (µs)
für ein amerikanisches System betragen kann.
Als Ausgangssignale der Zeiteinrichtung TIMING stehen ein Takt
ck, ein Resetsignal becl sowie ein Enable-Signal been für den
Schwarzwertschätzer BLEST, ein Fenstersignal lewn für den
Schwellwertschätzer LVEST, ein Enable-Signal aden für den
adaptiven Equalizer ADEG, ein Phasenkorrekturfenstersignal pcwn
und ein Signal vw, wenn entweder ein Signal vps oder ein Signal
wss vorliegt, für den Bittakt-Generator DPLL, ein
Datenzeilensignal dtl, sowie ein Signal vps, sofern ein Video-Pro
gramming-Signal vorliegt, ein Signal wss, wenn ein
wide-screen-signalling vorliegt, und ein Signal cc für ein
Closed-Caption-Signal.
Dem Schwellwertschätzer LVEST werden von der Zeiteinrichtung
TIMING der Takt ck, das Signal vps, das Signal wss, das Signal
cc sowie das Signal lewn zugeführt. Dem Schwarzwertschätzer
BLEST werden der Takt ck, das Resetsignal becl und das
Enable-Signal been zugeführt. Der 8 Bit breite Ausgang des
Schwarzwertschätzers BLEST wird sowohl über einen Multiplexer
M12 einem zweiten Eingang des Schwellwertschätzers LVEST als
auch einem Eingang einer Entscheidungseinrichtung GATG
zugeführt, welche durch die Zeiteinrichtung TIMING mit dem Takt
ck, dem Signal dlt sowie mit einem externen Rücksetzsignal rst
beaufschlagt ist.
Ein zweiter, ebenfalls 8 Bit breiter Eingang der
Entscheidungseinrichtung GATG ist mit einem Ausgang eines
Schwellwertschätzers LVEST verbunden. Ein Enable-Signal val des
Schwellwertschätzers LVEST steuert die Entscheidungseinrichtung
GATG. Ein Ausgang der Entscheidungseinrichtung GATG ist mit
einer Klemmschaltung CLAMP verbunden. Der 8 Bit breite Ausgang
des Schwellwertschätzers LVEST kann auch unter Umgehung der
Entscheidungseinrichtung GATG direkt mit der Klemmschaltung
CLAMP oder mit einer Skalierungseinrichtung SCAL verbunden
sein. Auch ist der Schwarzwertschätzer BLEST vorteilhaft für
das Ergebnis der Datenaufbereitungseinrichtung, jedoch nicht
unbedingt erforderlich.
Die durch den Eingangstiefpaß INLP, den Schwellwertschätzer
LVEST und die Entscheidungseinrichtung GATG verursachten
Laufzeiten des Signals werden vorzugsweise durch eine
Verzögerungsschaltung V11 kompensiert. Das digitale
Eingangssignal IN wird somit durch die Verzögerungsschaltung
V11 verzögert einem Eingang der Klemmschaltung CLAMP zugeführt.
Ein zweiter Ausgang dx der Entscheidungseinrichtung GATG führt
auf einen zweiten Eingang der Skalierungseinrichtung SCAL. Der
Ausgang der Skalierungseinrichtung SCAL ist 7 Bit breit und
führt über einen Multiplexer M15 auf den Eingang eines
adaptiven Equalizers ADEG. Der Multiplexer M15 hat einen
Steuereingang für einen Bypasswert scbp. Wenn der Bypasswert
scbp gesetzt ist, wird der Eingang der Skalierungseinrichtung
SCAL direkt auf den adaptiven Equalizer ADEG geführt.
Ein dritter Ausgang der Entscheidungseinrichtung GATG führt auf
einen ersten Eingang eines Registers REG3, dessen zweiter
Eingang mit dem Signal been der Zeiteinrichtung TIMING belegt
ist. Sofern eine Zeile nicht ohne Daten ist, wird ein Signal
neline erzeugt. Das Signal neline ist zusammen mit den Signalen
aden, adbp Eingangssignal eines UND-Gatters U11, wobei der
Eingang für das Signal adbp invertiert ist. Als Ausgangssignal
des UND-Gatters U11 liegt ein Enable-Signal aden1 für den
adaptiven Equalizer ADEG vor.
Weitere Steuereingänge des adaptiven Equalizers ADEG sind mit
den Signalen inimd, eqmd, adcus, rst und ck beaufschlagt.
Der Ausgang des adaptiven Equalizers ADEG führt sowohl auf
einen Datenratenwandler RSCL als auch auf einen Bittakt-Gene
rator DPLL. Der Bittakt-Generator DPLL ist mit den Signalen
rst, ck, sysm, welches abgeleitet ist aus einem Signal norm625,
vw, sowie ein aus den Signalen pcwn und pcbp mittels eines
UND-Gatters U12 erzeugten Signals win, wobei das Signal pcbp
invertiert vorliegt.
Datenleitungen ph sowie ein vom Bittakt-Generator DPLL
erzeugtes Signal ckrs führen vom Bittakt-Generator DPLL zum
Datenratenwandler RSCL. Weitere Datenleitungen des Bittakt-Gene
rators DPLL führen Signale dph. Weitere Eingänge des
Datenratenwandlers RSCL sind mit den Signalen ck, vw, sysm und
dtl belegt.
Fig. 2 zeigt die Eingangssignalform einer Teletextzeile. Dabei
ist der Schwarzwert BL beim Wert 16 und der Weißwert WL beim
Wert 185 angesiedelt.
Ein Eingangssignal RI legt bei einem Wert TXT "1" von 128 für
die nachfolgenden digitalen Daten den Textwert 1 und bei dem
Schwarzwert BL von 16 den Textwert 0 fest. Die
Entscheidungsschwelle CL liegt bei einem Wert 72 in der Mitte
zwischen dem Wert 128 und dem Wert 16.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des digitalen
Eingangstiefpasses INLP. Die Eingangsdaten x werden einem
ersten Eingang eines Addierers A31 und mittels einer
Verzögerungsstufe V31 um einen Takt verzögert auf einen zweiten
Eingang des Addierers A11 geführt. Das Ausgangssignal des
Addierers A11 gelangt über einen Dividierer D31, der
vorzugsweise als Shift-Register ausgeführt ist, auf den Ausgang
y des Eingangstiefpasses INLP.
Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Schwarzwertschätzers
BLEST. Vom Eingang x werden die Eingangsdaten einer MSB-Erwei
terungseinrichtung MSB41 zugeführt. Aus einem 8-Bit-Ein
gangssignal mit einem Wert von beispielsweise 1000 0000 wird
ein 12-Bit-Ausgangswert 1111 1000 0000 erzeugt. Dieser
Ausgangswert wird einem Addierer A41 zugeführt, dessen
Ausgangswert einem Integrierer I41 zugeführt wird. Ein Enable-Ein
gang ena schaltet den Integrierer I41 während der Zeitspanne
ein, in der der Schwarzwert BL gemäß Fig. 2 im Signal
vorliegt. Nach Beendigung der Integration und vor dem Start
einer erneuten Schwarzwertschätzung wird der Integrierer I41
durch ein Rücksetzsignal clr zurückgesetzt. Der Ausgang des
Integrierers I41 wird sowohl dem zweiten Eingang des Addierers
A41 als auch einem Dividierer D41 zugeführt, der einen 8-Bit-Wert
erzeugt. Dieser 8-Bit-Wert liegt dann am Ausgang y des
Schwarzwertschätzers BLEST vor.
Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Schwellwertschätzers
LVEST.
Der Schwellwertschätzer LVEST hat 3 Eingänge. Einem ersten
Eingang x werden die Daten zum Beispiel des Eingangstiefpasses
INLP zugeführt. Einem zweiten Eingang bl wird der Ausgangswert
des Schwarzwertschätzers BLEST und einem dritten Eingang das
Fenstersignal win der Zeiteinrichtung TIMING zugeführt.
Der Eingang x führt zum einen auf einen MSB-Extender MSBX3 als
auch auf einen MSB-Extender MSBX2. Die Eingangsleitung ist eine
vorzeichenlose 8-Bit-Leitung. Der Ausgang des MSB-Extenders
MSBX3 ist eine vorzeichenlose 9-Bit-Leitung, Ausgang des
MSB-Extenders MSBX2 ist eine vorzeichenlose 13-Bit-Leitung. Der
Ausgang des MSB-Extenders MSBX3 führt einerseits auf einen
A-Eingang eines Komparators C51 als auch über eine
Verzögerungsschaltung V51 auf einen A-Eingang eines Komparators
C52. Der Eingang bl führt über einen Addierer A51, dessen
zweiter Eingang mit einer Konstanten 26 beaufschlagt ist, je
auf einen B-Eingang der Komparatoren C51, C52. Die Ausgänge der
Komparatoren C51, C52 sowie der Eingang win sind mit je einem
Eingang eines UND-Gatters U51 verbunden. Der Ausgang des
UND-Gatters U51 führt auf den S-Eingang eines Flipflops F51, dessen
invertierter R-Eingang mit dem Eingang win verbunden ist. Der
Q-Ausgang des Flipflops F51 stellt ein Rücksetzsignal clr für
einen Integrierer I51 und einen Aufwärtszähler UC51 dar. Der
Q-Ausgang des Flipflops F51 ist zudem auch noch mit einem Eingang
eines UND-Gatters U52 verbunden.
Die Schaltungskomponenten Komparatoren C51, C52,
Verzögerungsschaltung V51, UND-Gatter U51 und Flipflop F51
bilden einen Run-In Detektor RI-DTCT.
Der Ausgang des MSB-Extenders MSBX2 führt auf einen Addierer
A52, dessen Ausgang mit dem Eingang des Integrierers I51
verbunden ist. Der Ausgang des Integrierers I51 führt
einerseits auf den zweiten Eingang des Addierers A52,
andererseits auf je einen Eingang von einem Dividierer D51,
einem Dividierer D52, einem Dividierer D53 und einem Dividierer
D54. Der Dividierer D51 hat vorzugsweise ein Teilerverhältnis
von 39/1024, Der Dividierer D51 hat vorzugsweise ein
Teilerverhältnis von 39/1024, der Dividierer D52 vorzugsweise
ein Teilerverhältnis von 35/1024, der Dividierer D53
vorzugsweise ein Teilerverhältnis von 47/1024 und der
Dividierer D54 vorzugsweise ein Teilerverhältnis von 57/1024.
Die Ausgänge der Dividierer D51, D52, D53 und D54 sind
vorzeichenlose 8-Bit-Leitungen. Die Ausgänge des Dividierers
D51 führen auf einen 0-Eingang eines Multiplexers M51, dessen
1-Eingang mit den Ausgängen des Dividierers D52 verbunden sind.
Die Ausgänge des Dividierers D53 führen auf einen 0-Eingang
eines Multiplexers M52, dessen 1-Eingang mit den Ausgängen des
Multiplexers M51 verbunden sind. Die Ausgänge des Dividierers
D54 führen auf einen 0-Eingang eines Multiplexers M53, dessen
1-Eingang mit den Ausgängen des Multiplexers M52 verbunden
sind. Die Ausgänge des Multiplexers M53 führen auf einen
Ausgang y des Schwellwertschätzers LVEST.
Der Zähleingang ena des Aufwärtszählers UC51 ist mit dem
Ausgang des UND-Gatters 52 verbunden. Der Ausgang des
Aufwärtszählers UC51 führt einerseits auf eine Logikschaltung
Lgc51 als auch auf einen Komparator 053, dessen Ausgang mit dem
zweiten Eingang des UND-Gatters 52 verbunden ist. Auf die
Logikschaltung Lgc51 führen Steuerleitungen, die mit dem
VPS-Signal vps, dem WSS-Signal wss und dem Close-Caption Signal cc
belegt sind. Die Steuerleitungen sind zudem mit je einem
Steuereingang der Multiplexer M51, M52 und M53, in dieser
Reihenfolge, verbunden. Die Logikschaltung Lgc51 stellt an
ihrem Ausgang ein Signal le zur Verfügung, welches für den
Integrierer 151 ein enable-Signal darstellt und gleichzeitig
zur einer Verzögerungsschaltung V51 geführt wird. Der Ausgang
der Verzögerungsschaltung V51 führt zum einen auf eine
Verzögerungsschaltung V52 als auch auf einen invertierten
Eingang eines UND-Gatters U53, dessen zweiter Eingang mit dem
Ausgang der Verzögerungsschaltung V52 verbunden ist. Der
Ausgang des UND-Gatters U53 stellt den Ausgang val des
Schwellwertschätzers LVEST dar.
Der Hauptteil des Schwellwertschätzers LVEST ist der Integrator
I51, welcher als Mittelwert-Filter dient. Zusätzlich dient der
verwendete Run-In Detektor RI-DTCT dazu, daß der Mittel
wert-Filter die korrekten Signalwerte verarbeitet. Der Run-In
Detektor RI-DTCT sucht in einem Suchfenster, vorgegeben durch
die Zeiteinrichtung TIMING, nach dem Beginn des Run-In Signals.
Dieses wird erzielt durch Vergleich der Amplitudendifferenzen
der Eingangswerte und des Schwarzwertes mit einem vorgegebenen
Schwellwert. Die ersten beiden benachbarten Eingangswerte
innerhalb des Suchfensters, die den Schwellwert überschreiten,
werden als dem Run-In Signal zugehörig angesehen. Wenn das Run-In
Signal gefunden ist, berechnet der Schwellwertschätzer LVEST
den Mittelwert für die Abtastwerte, vorzugsweise in der Mitte
des Run-In Signals.
Fig. 6 zeigt eine Entscheidungseinrichtung GATG. Ein erster
Eingang lv liefert die Information über den Schwellwert einem
Addierer A61 und einem 0-Eingang eines Multiplexers M61, dessen
zweiter Eingang mit einer Konstanten 72 beaufschlagt ist. Ein
zweiter Eingang cl liefert die Information über den Schwarzwert
dem Addierer A61. Der Ausgang des Addierers A61 ist mit einem
A-Eingang eines Vergleichers C61 und mit einem Begrenzer L61
verbunden. Der zweite Eingang des Addierers A61 ist mit einer
Konstanten 24 beaufschlagt. Der Ausgang des Addierers A61 ist
mit einem Eingang eines UND-Gatters U61 verbunden und der
zweiter Eingang des UND-Gatters U61 mit einem Eingang ena, der
das Enable-Signal zuleitet. Der Ausgang des Multiplexers M61
führt zu einem Register R61, an dessen Ausgang lo der Wert für
den Pegel liegt. Dieser Wert ist z. B. für eine normale
Teletextzeile 72.
Der Ausgang des Begrenzers L61 führt über einen Dividierer D61,
dem 0-Eigang eines Multiplexers M62 und einem Register R62 auf
einen Ausgang d, der ein Teilerausgangssignal trägt. Der
1-Eingang des Multiplexers M62 ist mit einer Konstanten 14
beaufschlagt. Die Steuereingänge der Multiplexer M61, M62, ein
Eingang eines ODER-Gatters O61 und ein Eingang eines
ODER-Gatters O62 sind mit einem Eingang rst der
Entscheidungseinrichtung GATG verbunden, an dem das externe
Rücksetzsignal anliegt. Der Ausgang des UND-Gatters U61 ist mit
einem zweiten Eingang des ODER-Gatters O61, einem zweiten
Eingang des ODER-Gatters O62 und einem Eingang eines UND-Gat
ters U62 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Signal
dtl der Zeiteinrichtung TIMING geschaltet ist. Ein Ausgang nel
des UND-Gatters U62 stellt ein Puls für das Register REG3 zur
Verfügung.
Die Entscheidungseinrichtung GATG überprüft den Schätzwert lv,
der von dem Schwellwertschätzer LVEST geliefert wird, wenn
dieser durch das Signal ena als zulässiger Schätzung angezeigt
ist. Wenn der Schätzwert lv einen vorgegebenen Schwellwert, z. B.
24, überschreitet, wird angenommen, daß eine nicht leere
Datenzeile gefunden wurde. Daraufhin wird ein Signal nel
bereitgestellt, um das Register REG3 zu setzen, um die Adaption
des adaptiven Equalizers ADEQ zu erlauben. Parallel werden die
Speicherinhalte der beiden Register R61, R62 für den Pegelwert
für die nachfolgende Klemmschaltung bzw. Skalierungseinrichtung
erneuert.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Klemmschaltung CLAMP.
Das Eingangssignal x der Verzögerungsschaltung V11 wird einem
Addierer A71 zugeführt, an dessen negativem Eingang das Signal
lv des Multiplexers M14 anliegt. Beide Eingangsdatenleitungen
sind vorzeichenlose 8-Bit-Leitungen. Die Ausgangsdatenleitung
ist eine vorzeichenbehaftete 9-Bit-Leitung und führt auf einen
Begrenzer L71. Die Ausgangsdatenleitung ist eine
vorzeichenbehaftete 8-Bit-Leitung und führt auf einen Ausgang y
der Klemmschaltung CLAMP.
Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der
Skalierungseinrichtung SCAL. Das von der Klemmschaltung CLAMP
gelieferte Eingangssignal x wird einem Multiplizierer M81
zugeführt, dessen Ausgangssignal in einem Dividierer D81 durch
den vom Eingang d gelieferten Wert d dividiert wird. Für eine
normale Teletextzeile ist der Betrag vorzugsweise auf 14
gesetzt. Der Ausgang des Dividierers D81 ist mit einem Eingang
eines Begrenzers L81 verbunden, dessen vorzeichenbehafteten
7-Bit-Leitungen auf einen Ausgang y der Skalierungseinrichtung
SCAL gehen.
Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel des adaptiven Equalizers
ADEQ, welcher 15 Blöcke AD-CFF für die Koeffizientenadaption
enthält, wie sie in Fig. 10 im Detail dargestellt sind. Ein
Block für die Koeffizientenadaption AD-CFF weist einen Eingang
x sowie einen Ausgang b auf, sowie ein Enable-Signal en, einen
Eingang k für vorgegebene Adaptionskonstanten, einen Eingang e,
einen Eingang rst für ein Resetsignal, einen Eingang em für
einen Arbeitsmode und einen I2C-Eingang I2C für eine externe
Ansteuerung. Der Eingang x ist über eine vorzeichenbehaftete
7-Bit-Leitung mit einem 0-Eingang eines Multiplexers MX101 und
über einen Inverter INV101 mit einem 1-Eingang des Multiplexers
MX101 verbunden. Der Ausgang des Multiplexers MX101 ist mit
einem 0-Eingang eines Multiplexers MX102 verbunden, dessen
1-Eingang gegen Masse geschaltet ist. Steuerleitungen der beiden
Multiplexer MX101, 102 sind mit dem Eingang e verbunden, wobei
der Multiplexer MX101 durch einen Wert 0 und der Multiplexer
MX102 durch einen Wert 1 geschaltet wird. Der Ausgang des
Multiplexers MX102 führt über einen Multiplizierer M104, dessen
Koeffizient durch den Eingang k gesetzt wird, über eine
Vorzeichen-Erweiterungseinrichtung SGNX101 auf einen Addierer
A101. Der Ausgang des Addierers A101 führt über den 0-Eingang
eines Multiplexers MX103, ein Register REG101 einerseits zurück
auf einen zweiten Eingang des Addierers A101 als auch über
einen Multiplizierer M103 auf den Ausgang b.
Ein Multiplexer MX104 ist an seinen Eingängen 0, 1, 2 mit
Koeffizienten i0, i1, i2 eines Initialisierungsmodes für die
interne Initialisierung und dessen Steuereingang mit einem
Koeffizienten im eines Initialisierungsmodes für die externe
Initialisierung beaufschlagt. Der Ausgang des Multiplexers
MX104 führt über einen Multiplizierer M101, einer
MSB-Erweiterungseinrichtung MSBX101, dem 0-Eingang eines
Multiplexers MX105 und einem Multiplizierer M102 auf den
1-Eingang des Multiplexer MX103. Im Falle, daß der Koeffizient im
den Wert "3" annimmt, wird eine "1" dem Steuereingang des
Multiplexers MX105 zugeführt. Über einen Entscheider ENT101 ist
der I2C-Eingang mit dem 1-Eingang des Multiplexers MX105
verbunden. Der Ausgang b führt auf den 0-Eingang des
Entscheiders ENT101. Sowohl ein Steuereingang des Entscheiders
ENT101, des Multiplexers MX103 als auch über ein ODER-Gatter
O101 ein Enable-Eingang en des Registers REG101 sind mit dem
Eingang rst verbunden. Der Eingang em führt auf einen zweiten
Eingang des ODER-Gatters O101.
Der Algorithmus für die Koeffizientenadaption kann wie folgt
berechnet werden:
bi(n) = bi(n-1) + e(n-1)*x(n-i-1)*2-k-11, i=0, 1, 2, . . ., 14,
wobei
mit
und k=0, 1, 2, 3 eine Benutzeroption ist, die als
Adaptionskonstante bezeichnet werden kann.
Um den Algorithmus einzurichten ist ein 18-Bit-Register REG101
für jeden tap erforderlich. Ein derartiges Register wird hier
tap-Register genannt. Die 8 MSBs werden als Koeffizientenbits
bezeichnet und als Filterkoeffizienten verwendet, während das
ganze Register REG101 als Speicher der Adaption dient. Die 8
Koeffizientenbits eines jeden tab-Registers REG101 können
vorzugsweise gelesen oder geschrieben werden durch einen
externen Prozessor mittels eines I2C-Busses.
Die Koeffizienten können zurückgesetzt werden auf ihren
Initialisierungswert, sofern ein Signal rst gesetzt ist.
Es sind vorzugsweise 4 Modi vorgesehen, um die
Filterkoeffizienten zu initialisieren. Die ersten 3 sind
intern. Die vorgegebenen Initialisierungskoeffizienten dieser 3
internen Modi können vorzugsweise wie folgt lauten:
{b0(0), b1(0), . . ., b14(0)} =
{0,0,0,0,0,0,0,16,0,0,0,0,0,0,0} (internal mode 0),
{16,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0} (internal mode 1), oder
{0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,16} (internal mode 2).
{0,0,0,0,0,0,0,16,0,0,0,0,0,0,0} (internal mode 0),
{16,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0} (internal mode 1), oder
{0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,16} (internal mode 2).
Der vierte Mode ist vorgesehen für externe
Initialisierungskoeffizienten, die mittels eines I2C-Busses in
die 8 Koeffizientenbits eines jeden tab-Registers REG101 geladen
werden.
Fig. 11 zeigt ein Detail des adaptiven Equalizers ADEQ mit der
Darstellung von Blöcken für die Koeffizientenadaption AD-CFF.
Der Eingang x wird zum einen über eine Verzögerungsstufe auf
den x-Eingang des ersten Blocks AD-CFF geführt und dann weiter
über jeweils ein Netzwerk, bestehen aus eine Verzögerungsstufe,
einem Multiplexer und einer weiteren Verzögerungsstufe auf den
x-Eingang des nächsten Blocks AD-CFF. Insgesamt werden bei
diesem Ausführungsbeispiel 15 Blöcke AD-CFF verwendet. Der
Eingang x wird am Anfang mit einem Multiplizierer M1101
verbunden, und dann anschließend jeweils nach dem Multiplexer
eines jeden Netzwerkes mit weiteren Multiplizierern M1102,
M1103 usw. Die Multiplexer der Netzwerke sind mit ihrem
Steuereingang gemeinsam mit dem Eingang ein verbunden. Ein jeder
b-Ausgang der 15 Blöcke AD-CFF ist mit dem jeweils zweiten
Eingang der Multiplizierer M1101, M1102, M1103 usw. verbunden.
Addiermittel A1101, A1102 führen die Ausgänge der
Multiplizierer M1101, M1102, M1103 usw. zusammen. Der Ausgang
des letzten Addierers A1001 führt auf einen Begrenzer L1001,
der das Signal in dem Bereich -64/63 begrenzt. Das
Ausgangssignal des Begrenzers L1001 führt einerseits auf den
Ausgang y des adaptiven Equalizers ADEQ als auch über einen
Addierer A1002, an dessen zweiten Eingang eine Konstante
-32/32 anliegt, die durch das Vorzeichen des Ausgangssignals des
Begrenzers L1001 bestimmt wird. Der Ausgang führt über einen
Bereichsentscheider BE1001, einem 0-Wertdetektor, einem
Verzögerungsglied auf den e-Eingang der Blöcke AD-CFF.
Fig. 12 zeigt einen Bittakt-Generator DPLL. Der Bit
takt-Generator DPLL besteht im wesentlichen aus einem
Flankendetektor E-DCTC, einem Run-In Detektor RI-DCCT, einem
Flankenintegrator EP-INTG, einem Flankeninterpolator EP-INTP,
einem diskreten Zeitoszillator DTO sowie einem Flankenzähler
EC1101. Weitere Bauteile sind Schaltungen SB zur Abtrennung des
Vorzeichenbits, eine MSB-Erweiterungsschaltung MX,
Multiplizierer M, eine MSB-truncation-Schaltung TM sowie
Dividierer D, die die Daten entsprechend der eingezeichneten
Bitbreite reduzieren.
Der Bittakt-Generator DPLL dient dazu, einen Takt cko zu
erzeugen, der nicht nur die gleiche Frequenz wie das
Eingangssignal sondern auch eine genaue Phase aufweist, um das
Eingangssignal wieder abzutasten. Als optimale Phase zur
Wiederabtastung wird die ansteigende Flanke des Taktes cko bzw.
die fallende Flanke des diskreten Zeitoszillators DTO am
Ausgang ph als Mittenwert des Eingangssymbol genommen. Ein
wichtiger Teil des Bittakt-Generators DPLL ist der diskrete
Zeitoszillator DTO anzusehen, welcher ein mit 6 Bit genaues
Phasensignal ph des Eingangssignals generiert. Die Frequenz
wird geschaltet durch die Kontrollsignale vw und sysm,
entsprechen der verschiedenen Datentypen bzw. Systeme, wie sie
in der nachfolgenden Tabelle aufgeführt sind.
Fig. 13 zeigt einen diskreten Zeitoszillator DTO mit einem
Eingang dph, einem Ausgang ph sowie Steuereingänge sys, vw und
rst. Die Steuereingänge sys, vw sind mit Multiplexern
verbunden, die je nach der in der oben angegebenen Tabelle
entsprechenden Betriebsparameter die in der Figur vorzugsweise
angegebenen Werte bereitstellen. Im Signalteil wird das
Eingangssignal dph mit dem durch die Multiplexer
bereitgestellten Wert in der Summationsschaltung S1301
aufsummiert und einer zweiten Summationsschaltung S1302
zugeführt, deren über eine Verzögerungsglied geführtes
Ausgangssignal zum einem auf die Summationsschaltung S1302
zurückgeführt wird, zum anderen um einen Wert 32 vermindert das
Ausgangssignal des diskreten Zeitoszillators DTO liefert.
Im unteren Teil der Fig. 13 sind Multiplexer gezeigt, deren
konstante Eingangswerte je nach der in der oben angegebenen
Tabelle entsprechenden Betriebsparameter ausgewählt werden und
einer Summationsschaltung S1303 zugeführt wird. Die
Summationsschaltung S1303 ist gleichartig geschaltet wie die
Summationsschaltung S1302, hat jedoch einen zweiten Ausgang,
welcher über ein Verzögerungsglied einem dritten Eingang der
Summationsschaltung S1302 zugeführt wird.
Der diskrete Zeitoszillator DTO kann durch einen
Phasenkorrekturimpuls eingestellt werden, welcher einen
Wertebereich von 0 bis 63 aufweist. Die Ausgangsphase kann
damit um dph*π/32 für dph<32, oder (dph-64)*π/32 verändert
werden. Um die Phase des Zeitoszillators DTO einzurasten auf
die des Eingangssignals, muß der Phasenfehler überprüft werden,
welcher der Phasenwert im Nullübergang des Eingangswertes x,
Phe ist, wie in Fig. 14 dargestellt. Der Wert phe wird
abgeschätzt nach der Gleichung:
wobei xn und xn-1 Abtastwerte sind an beiden Seiten der Flanken,
phn der Phasenwert des diskreten Zeitoszillators DTO bei xn, ΘT
ist eine Konstante für eine gegebene Frequenz, z. B die
Phasendifferenz für ein Abtastwertintervall.
Nach einer modulo-Operation mit (-64 : -33, -32 : 31, 32 : 63) →
(0 : 31, -32 : 31, -32 : -1), einer Wertekonvertierung von
(-32 : -1,0 : 31) → (32 : 63,0 : 31) und einer Integration wird der inverse
Wert des Phasenfehlers genommen als Phasenkorrekturwert und dem
diskreten Zeitoszillator DTO zugeführt. Bei diesem
Ausführungsbeispiel wird die Interpolation für jeweils zwei
aufeinanderfolgende Eingangswerte durchgeführt.
Die Phasenkorrektur wird vorzugsweise nur für das Run-In Signal
einer Datenzeile durchgeführt. Die Korrekturschaltung wird
deaktiviert, nachdem 4 Impulse dem diskreten Zeitoszillator DTO
zugeführt sind, das geschieht z. B. nach der Detektion von 12
Flanken. Der Flankenzähler EC1101, der durch den Run-In
Detektor RI-DTCT gestartet wird, dient zur Kontrolle des
Integrationsintervals, der Tastung der Phasenkorrekturschaltung
und der Anzahl der Korrekturen.
Fig. 15 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Datenratenwandlers
RSCL. Von einem Eingang x direkt und indirekt über ein Ver
zögerungsglied und einen Addierer wird je ein Vorzeichen sgnbt
über ein Multiplexernetzwerk MX1, MX2 einem Register REG1501
zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Inverter I1501 und
einen Multiplexer MX5 am Ausgang TTD anliegt. Das Signal ph des
diskreten Zeitoszillators DTO wird mittels einer Schal
tungsanordnung in je einem Komparator C1501, C1502 mit Ausgang
swerten von Multiplexern MX3, MX4 verglichen, die einen Wert
abgeleitet von ihrem Eingangswert liefern. Gesteuert werden die
Multiplexer MX3, MX4 durch das Signal vw. Abhängig vom Ausgangs
wert der Komparatoren C1501, C1502 sowie dem Steuersignal
sysm werden die Multiplexer MX1, MX2 geschaltet. Durch ein
Netzwerk, bestehend aus Verzögerungsgliedern D1, D2, einem In
verter I1502 und einem Multiplexer MX6 wird, gesteuert durch
das Signal sysm, aus dem Signal ckrs das Ausgangssignal TTC
erzeugt. Der Multiplexer MX5 wird durch das Signal dtl
gesteuert.
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zur Rückgewinnung eines
vorzugsweise in einem TV-Signal übertragenen digitalen
Signal, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung
einen Schwellwertentscheider (LVEST), eine Klemmschaltung
(CLAMP), einen adaptiven Equalizer (ADEQ), einen
Datenratenwandler (RSCL) sowie einen den Datenratenwandler
(RSCL) steuernden Bit-Generator (DPLL) enthält.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Klemmschaltung (CLAMP) eine
Verzögerungsschaltung (V11) vorgeschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellwertentscheider
(LVEST) mit einer Entscheidungseinrichtung (GATG) zur
Detektion von Daten enthaltende Zeilen verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Schwarzwertschätzer (BLEST) sowohl
mit dem Schwellwertentscheider (LVEST) als auch der
Entscheidungseinrichtung (GATG) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Ausgang des
Schwellwertentscheiders (LVEST), vorzugsweise über die
Entscheidungseinrichtung (GATG), mit einer
Skalierungseinrichtung (SCAL) verbunden ist, die abhängig
vom Ergebnis der Differenz von einem Schwarzwert und einem
Referenzwert, welche von der Entscheidungseinrichtung
(GATG) bzw. der Skalierungseinrichtung (SCAL)
bereitgestellt werden, eine Amplitudenwertnormierung
durchführt.
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19820909A DE19820909A1 (de) | 1998-05-09 | 1998-05-09 | Datenaufbereitungseinrichtung |
US09/674,696 US6710811B1 (en) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Data processing device |
AU38247/99A AU3824799A (en) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Data processing device |
PCT/EP1999/002878 WO1999059336A1 (en) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Data processing device |
ES99920809T ES2188164T3 (es) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Dispositivo para tratamiento de datos. |
CN99805919A CN1127261C (zh) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | 数据处理装置 |
DE69904716T DE69904716T2 (de) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Datenverarbeitungsvorrichtung |
JP2000549033A JP2002515702A (ja) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | データ処理装置 |
EP99920809A EP1078520B1 (de) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Datenverarbeitungsvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19820909A DE19820909A1 (de) | 1998-05-09 | 1998-05-09 | Datenaufbereitungseinrichtung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19820909A1 true DE19820909A1 (de) | 1999-11-25 |
Family
ID=7867302
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19820909A Withdrawn DE19820909A1 (de) | 1998-05-09 | 1998-05-09 | Datenaufbereitungseinrichtung |
DE69904716T Expired - Fee Related DE69904716T2 (de) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Datenverarbeitungsvorrichtung |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE69904716T Expired - Fee Related DE69904716T2 (de) | 1998-05-09 | 1999-04-28 | Datenverarbeitungsvorrichtung |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6710811B1 (de) |
EP (1) | EP1078520B1 (de) |
JP (1) | JP2002515702A (de) |
CN (1) | CN1127261C (de) |
AU (1) | AU3824799A (de) |
DE (2) | DE19820909A1 (de) |
ES (1) | ES2188164T3 (de) |
WO (1) | WO1999059336A1 (de) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BR0012656A (pt) * | 1999-07-22 | 2002-04-09 | Gen Instrument Corp | Sistema para receber pelo menos um pacote de dados dentro de um sinal de vìdeo catv através de uma rede catv |
US6789124B1 (en) | 1999-07-22 | 2004-09-07 | General Instrument Corporation | Multi-standard enhanced inband data receiver |
US7023922B1 (en) | 2000-06-21 | 2006-04-04 | Microsoft Corporation | Video coding system and method using 3-D discrete wavelet transform and entropy coding with motion information |
US20090251610A1 (en) * | 2008-04-08 | 2009-10-08 | Hsin-Chung Wang | Vertical blanking interval slicer and related method |
WO2010066289A1 (en) * | 2008-12-09 | 2010-06-17 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Symbol-timing recovery techniques for multi-branch receivers |
US9704111B1 (en) | 2011-09-27 | 2017-07-11 | 3Play Media, Inc. | Electronic transcription job market |
US8918311B1 (en) * | 2012-03-21 | 2014-12-23 | 3Play Media, Inc. | Intelligent caption systems and methods |
US9456170B1 (en) | 2013-10-08 | 2016-09-27 | 3Play Media, Inc. | Automated caption positioning systems and methods |
GB2537856A (en) * | 2015-04-28 | 2016-11-02 | Nordic Semiconductor Asa | Communication between intergrated circuits |
US11735186B2 (en) | 2021-09-07 | 2023-08-22 | 3Play Media, Inc. | Hybrid live captioning systems and methods |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2094104A (en) * | 1980-12-06 | 1982-09-08 | Communications Patents Ltd | Measuring the eye height of a data-waveform |
US4449145A (en) * | 1980-01-24 | 1984-05-15 | Zenith Radio Corporation | Intelligent teletext decoder |
EP0152309A2 (de) * | 1984-02-15 | 1985-08-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Vorrichtung zum Verarbeiten eines Fernsehaudiosignals |
US5371548A (en) * | 1993-07-09 | 1994-12-06 | Cable Television Laboratories, Inc. | System for transmission of digital data using orthogonal frequency division multiplexing |
US5596372A (en) * | 1992-03-02 | 1997-01-21 | Eeg Enterprises, Inc. | Video signal data and composite synchronization extraction circuit for on-screen display |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL186990C (nl) * | 1979-03-16 | 1991-04-16 | Philips Nv | Zelfinstellend filter met een vertragingsschakeling. |
FR2462073A1 (fr) | 1979-07-17 | 1981-02-06 | Thomson Csf | Procede et dispositif pour l'extraction de donnees numeriques en presence de bruit et de distorsions |
US4333109A (en) * | 1980-01-24 | 1982-06-01 | Zenith Radio Corporation | Intelligent teletext decoder |
FR2496363A1 (fr) * | 1980-12-12 | 1982-06-18 | Cit Alcatel | Procede et dispositif de detection de la sequence d'apprentissage d'un egaliseur auto-adaptatif |
JPS598485A (ja) * | 1982-07-05 | 1984-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 文字多重放送受信機 |
FR2652697A1 (fr) * | 1989-10-03 | 1991-04-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Extracteur de donnees numeriques dans un signal video. |
DE69226130T2 (de) * | 1991-04-23 | 1999-02-11 | Philips Electronics Nv | Halbrekursiver adaptiver Entzerrer |
US5371545A (en) * | 1992-03-11 | 1994-12-06 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Auxiliary video data slicer with adjustable window for detecting the run in clock |
EP0572740B1 (de) * | 1992-06-01 | 1998-09-09 | THOMSON multimedia | Zusatzvideodatentrenner |
US5666167A (en) * | 1992-09-15 | 1997-09-09 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Bias control apparatus for a data slicer in an auxiliary video information decoder |
KR0164563B1 (ko) * | 1993-07-23 | 1999-03-20 | 김광호 | 데이타 분리 회로 |
US5657088A (en) * | 1995-12-22 | 1997-08-12 | Cirrus Logic, Inc. | System and method for extracting caption teletext information from a video signal |
US5841810A (en) * | 1997-01-30 | 1998-11-24 | National Semiconductor Corporation | Multiple stage adaptive equalizer |
IL120145A (en) * | 1997-02-04 | 1999-10-28 | Oren Semiconductor Ltd | Sync signal separator apparatus |
JP2000197016A (ja) * | 1998-12-24 | 2000-07-14 | Toshiba Ave Co Ltd | データ抽出回路 |
-
1998
- 1998-05-09 DE DE19820909A patent/DE19820909A1/de not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-04-28 AU AU38247/99A patent/AU3824799A/en not_active Abandoned
- 1999-04-28 ES ES99920809T patent/ES2188164T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-28 JP JP2000549033A patent/JP2002515702A/ja not_active Withdrawn
- 1999-04-28 DE DE69904716T patent/DE69904716T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-28 EP EP99920809A patent/EP1078520B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-28 CN CN99805919A patent/CN1127261C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-28 US US09/674,696 patent/US6710811B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-28 WO PCT/EP1999/002878 patent/WO1999059336A1/en active IP Right Grant
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4449145A (en) * | 1980-01-24 | 1984-05-15 | Zenith Radio Corporation | Intelligent teletext decoder |
GB2094104A (en) * | 1980-12-06 | 1982-09-08 | Communications Patents Ltd | Measuring the eye height of a data-waveform |
EP0152309A2 (de) * | 1984-02-15 | 1985-08-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Vorrichtung zum Verarbeiten eines Fernsehaudiosignals |
US5596372A (en) * | 1992-03-02 | 1997-01-21 | Eeg Enterprises, Inc. | Video signal data and composite synchronization extraction circuit for on-screen display |
US5371548A (en) * | 1993-07-09 | 1994-12-06 | Cable Television Laboratories, Inc. | System for transmission of digital data using orthogonal frequency division multiplexing |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1078520B1 (de) | 2003-01-02 |
CN1299557A (zh) | 2001-06-13 |
DE69904716T2 (de) | 2003-10-02 |
WO1999059336A1 (en) | 1999-11-18 |
AU3824799A (en) | 1999-11-29 |
CN1127261C (zh) | 2003-11-05 |
ES2188164T3 (es) | 2003-06-16 |
EP1078520A1 (de) | 2001-02-28 |
JP2002515702A (ja) | 2002-05-28 |
DE69904716D1 (de) | 2003-02-06 |
US6710811B1 (en) | 2004-03-23 |
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---|---|---|---|
OM8 | Search report available as to paragraph 43 lit. 1 sentence 1 patent law | ||
8122 | Nonbinding interest in granting licences declared | ||
8120 | Willingness to grant licences paragraph 23 | ||
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |