JP5980464B1 - 受信装置 - Google Patents

Abstract

本発明にかかる受信装置（１００）は、受信信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力するリサンプラ（５）と、第１の信号を入力として適応等化処理を実施し、適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する等化器（６）と、第１の信号と、第２の信号との間の相関関数を算出する相関演算器（１０）と、相関関数に基づいてリサンプラにおけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御するレート制御器（１１）と、を備える。

Description

本発明は、送信装置と受信装置との間で同期がとれていない通信システムで使用される受信装置に関する。

適応等化器、特に線形等化による適応等化器は、無線通信および光通信の分野において通信路および送信装置および受信装置において生じる線形歪みを補償するために利用されている。適応等化器は、受信信号に含まれる誤差に応じて内部のパラメータを調整することにより線形歪みを補償する等化器である。

適応等化器は、パイロット信号または参照信号と呼ばれる既知系列を用いて等化器のフィルタのタップ係数を制御するものと、既知系列を使わずにタップ係数を制御するものとに分類される。既知系列を使わずにタップ係数を制御するものは、ブラインド等化器とも呼ばれる。ブラインド等化器は、通信信号に既知系列が含まれていない場合などに利用される。

ブラインド等化器のフィルタ係数の制御手法としては、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が知られている。ＣＭＡには、送受信装置間で搬送波周波数同期がとれていない信号を受信しても等化器のタップ係数を収束させることができるという利点がある。また、ＣＭＡによりタップ係数を求めた後、ＣＭＡより追従性能のよいＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いて、伝搬路の変動に追従する方法が特許文献１に開示されている。

一般に、送信装置と受信装置の間すなわち送受信装置間では、クロック周波数は同期されていない、すなわち非同期である。送受信装置間でクロック周波数が同期していないと、受信装置において受信信号をサンプリングした際に、送信装置との間のクロック周波数に起因したシンボルタイミングのずれが生じる。シンボルタイミングは、受信装置がシンボルを判定するタイミングである。シンボルタイミングのずれを補正するために分数間隔等化が用いられる。分数間隔等化を実現する等化器では、シンボル間隔より短い周期でサンプリングされた信号すなわちオーバサンプリングされた信号を入力として、オーバサンプリングの周期でＣＭＡの誤差関数の評価を行って設定されたタップ係数を用いたフィルタ処理によりシンボルレートと同じレートの信号を出力する。これにより、分数間隔等化を実現する等化器では、伝搬路歪みの補償に加えてシンボルタイミングに同期された信号を出力することができる。このように、分数間隔等化を実現する等化器を用いると、シンボルタイミングの同期のための機能を別途設けることなくシンボルタイミングに同期された信号を生成することができる。

特開２００２−２８０９４１号公報

しかしながら、分数間隔等化を実現する等化器では、補正可能なシンボル位相のずれに上限があり、入力される信号のクロック周波数がずれたまま等化器を動かし続けると、クロック周波数のずれの積分値であるシンボル位相のずれが大きくなり、等化器だけではクロック周波数のずれを補償しきれなくなる。したがって、通信信号の形式が、例えば、１０万シンボルを超えるような多くのシンボルに対して連続された復調が要求されるような形式である場合に、分数間隔等化を実現する等化器では、安定した同期を実現することができないという問題がある。

分数間隔等化を実現する等化器で補償しきれないクロック周波数のずれを調整するためには、受信装置には、クロック周波数を調整する機能またはリサンプラにおけるサンプリングレートを調整する機能が必要となる。これらの調整を行うためシンボルタイミングの検出が必要である。シンボルタイミングの検出としては、既知系列を用いる方法があるが、通信信号の形式が、既知系列が通信信号に埋め込まれない形式の場合には適用できない。また、通信信号の形式が、既知系列と既知でないデータ系列とが多重されて同時に伝送される形式の場合は、既知系列と受信装置の信号との相関計算をすることでタイミングを検出することは難しい。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、送受信装置間で同期がとれていない通信システムにおいて、通信信号の形式によらず安定して同期確立を実現することができる受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、受信信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力するリサンプラと、第１の信号を入力として適応等化処理を実施し、適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する等化器と、を備える。また、本発明にかかる受信装置は、第１の信号と、第２の信号との間の相関関数を算出する相関演算器と、相関関数に基づいてリサンプラにおけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御するレート制御器と、を備える。

本発明にかかる受信装置は、送受信装置間で同期がとれていない通信システムにおいて、通信信号の形式によらず安定して同期確立を実現することができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図 実施の形態１の送受信装置間のクロック周波数のずれの補正手順の一例を示すフローチャート 実施の形態１の相関演算器により算出される相関関数の一例を模式的に示す図 実施の形態１の処理回路を示す図 実施の形態１の制御回路の構成例を示す図 実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図 実施の形態２の送受信装置間のクロック周波数のずれの補正手順の一例を示すフローチャート 実施の形態３にかかる受信装置の構成例を示す図 実施の形態３の等化器の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる受信装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の受信装置１００は、受信アンテナ１、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）／ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）変換器２、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器３、直交復調器４、リサンプラ５、等化器６、アップサンプラ９、相関演算器１０、レート制御器１１、キャリア推定器１２、キャリア補償器１３、位相検出器１４、位相補償器１５、復号器１６およびクロック源１７を備える受信機である。なお、Ａ／Ｄ変換器３以降のブロックにもクロック源１７からクロックが供給されるが図１では図示を省略している。なお、各ブロックへ供給されるクロックは同一のものでなくてもよく、クロック源１７からのクロックに基づいてＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）などにより生成されたクロックが供給されるブロックが存在してもよい。

受信アンテナ１は、図示しない送信装置から送信された信号を受信し、ＲＦ／ＩＦ変換器２へ出力する。ＲＦ／ＩＦ変換器２は、受信アンテナ１から入力されるＲＦ周波数の受信信号をＩＦ周波数に変換して、Ａ／Ｄ変換器３へ入力する。Ａ／Ｄ変換器３は、ＲＦ／ＩＦ変換器２からアナログ信号として入力される受信信号をデジタルデータとしてサンプリングして、直交復調器４へ出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、サンプリングにおいて、クロック源１７から供給されるクロック信号すなわちクロックに基づいて、シンボルレートより高いサンプリングレートでのサンプリングすなわちオーバサンプリングを行う。ここでは、ある実数をＮとし、受信装置１００のクロックを基準としたシンボルレートをＲとおくとき、Ｎ倍のオーバサンプルを行う例を説明する。したがって、Ａ／Ｄ変換器３は、Ｎ×Ｒのサンプリングレートでサンプリングされた信号を出力する。以下では、サンプリングレートを単にレートとも称する。

直交復調器４は、入力されたデジタルデータをベースバンドの同相成分すなわちＩチャネルおよび直交成分すなわちＱチャネルに分離し、ＩＱ分離した信号であるＩＱ信号をリサンプラ５に出力する。また、Ａ／Ｄ変換器３から入力された信号のレートをリサンプラ５の入力信号レートに変換するためのダウンサンプリング機能、アンチエイリアシングフィルタの機能を含んでいる。ここでは、Ａ／Ｄ変換器３からのＮ×Ｒのサンプリングレートの信号をシンボルレートの４倍のオーバサンプル比、すなわち４Ｒのサンプリングレートに変換する場合を例として説明する。なお、以降の実施の形態の説明でもオーバサンプル比４倍を例として説明するが、オーバサンプル比の値は４以外としても同様に実施することができる。また、送信装置から送信された信号にロールオフフィルタや移動平均フィルタによる波形整形が行われている場合には、直交復調器４に、一般的な受信装置に搭載されるマッチドフィルタが含まれていてもよい。マッチドフィルタは、送信機すなわち送信装置において波形整形が施された際に、受信側での信号対雑音電力比を改善するフィルタリング処理である。

ここで、上記の受信信号をＩＱ信号に変換するまでの構成は一般の無線通信の受信装置と同様の処理であり、図１の構成に限定されずどのような構成を用いてもよく、例えばアナログ信号で直交復調したＩｃｈの信号、Ｑｃｈの信号をそれぞれＡ／Ｄ変換する構成としてもよい。また、図１では、受信装置１００が無線通信を行う受信装置である例を示しているが、光通信を行う受信装置に本発明を適用してもよい。その場合には、本発明にかかる受信装置は、受信アンテナ１の代わりに光信号を電気信号に変換する光受信器を備える。

リサンプラ５は、レート制御器１１からの制御にしたがって、入力された信号に対してレート変換処理を実施し、レート変換処理後の信号を等化器６へ出力する。すなわち、リサンプラ５は、受信信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力する。リサンプラ５には、補間を行うためのフィルタであるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ、出力信号のサンプル位相を計算するＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｃｃｉｌａｔｏｒ）、算出された位相に対して適切な補間フィルタ係数を出力するメモリが含まれている。これらの構成要素によって、本実施例に記載した直交復調器に含まれるダウンサンプリング処理と異なり、適応的で細かいステップ幅でレート変換比率を制御することができる。なお、送信装置から送信された信号に符号が乗算されておりかつ直交復調器４がマッチドフィルタ処理を行わない場合、リサンプラ５におけるフィルタがマッチドフィルタの機能を有する構成としてもよい。

上述したように、直交復調器４は、受信装置１００のクロック源１７により生成されるクロックを基準としたシンボルレートＲに対して、４倍のオーバサンプリングを行っているため、リサンプラ５には、４ＲのレートのＩＱ信号が入力される。リサンプラ５は、レート制御器１１からの指示にしたがって、４Ｒのレートの信号に対して、フィルタによりフィルタリングした上でデータを間引きまたは挿入することによりレート変換を実施する。具体的には、レート制御器１１は、後述する相関演算器１０による相関演算により、送信装置と受信装置１００との間のクロック周波数のずれを補正するようにリサンプラ５に対するレート変換の比率を指示している。したがって、リサンプラ５に入力される信号と出力される信号とはサンプリングレートはほぼ同じであるが、出力される信号には送信装置と受信装置１００との間のクロック周波数のずれの補正が反映されていることになる。

リサンプラ５が出力する信号のサンプリングレートを４Ｐとする。後述するように、本実施の形態の等化器６は分数間隔等化を行うため、シンボルレートに対して整数倍、すなわちこの例では４倍のサンプリングレートの信号を入力として、シンボルレートの信号を出力する。したがって、本実施の形態では、等化器６から出力されるレートは、等化器６に入力される信号の１／４すなわちＰである。このＰは送信装置と受信装置１００におけるクロック周波数のずれが補正された後のシンボルレートに対応する。

等化器６は、適応的に分数間隔等化を行う等化器であり、フィルタ７およびタップ制御器８を備える。等化器６は、リサンプラ５から出力される信号である第１の信号を入力として適応等化処理を実施し、適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する。フィルタ７は、４Ｐのレートの信号に対して１サンプルごとに内部のシフトレジスタにデータを入力する一方で、整数サンプルすなわちこの場合は４サンプルごとにフィルタ７によるフィルタ処理結果を出力する。タップ制御器８は、フィルタ７のタップ係数を制御する。これにより、等化器６からは、フィルタ７による等化処理後のＰのレートのデータを出力する。タップ制御器８は、フィルタ７への入力およびフィルタ７からの出力に基づいて、ＣＭＡまたはＬＭＳなどに基づいて係数を自動制御する。これにより、フィルタ７から出力される信号は、適切な位相に調整される。したがって、等化器６は、伝送路などの歪を補償するとともに、送受信装置間でのクロック周波数のずれを補正することができる。しかしながら、等化器６により補正することができるクロック周波数のずれには限界がある。

たとえば、送受信装置間でクロック周波数が１０ｐｐｍの差を持つとすると、１００万シンボルを伝送する間に１０シンボル分の位相ずれが蓄積する。一方、１０万シンボル程度の伝送であれば１シンボル分のずれの範囲内に収まるので、一般的な分数間隔等化を行う受信装置でも、数タップを有する等化器を設計すれば同期したままデータを受信し続けることができる。例えば、１０万シンボルを超えるような長い時間で同期を維持する必要がある場合は、はじめに同期を確立した時に得たシンボルタイミングからの位相ずれの蓄積が大きくなり等化器では補正できなくなる可能性がある。このため、本実施の形態では、リサンプラ５により、等化器６に入力される信号における送受信装置間のクロック周波数を補正しておく。上述したように、等化器６においてもクロック周波数の補正を行うことができるため、リサンプラ５による補正の後の信号すなわち第１の信号の誤差が、等化器６において補正可能な範囲に収められればよい。

したがって、本実施の形態では、後述するように、等化器６から出力される信号すなわち送信装置と受信装置との間のクロック周波数の補正がなされた信号である第２の信号を参照信号として用いて等化器６の入力となる第１の信号のサンプリングレートを調整する。これにより、等化器６の入力となる第１の信号における送受信間のクロック周波数のずれによる誤差を低減させることができる。以下、等化器６から出力された後に後述の相関関数の算出のために第１の信号とレートをおおよそあわせるために行われるアップサンプリング処理が実施された後の第２の信号、またはシンボル判定処理など第２の信号の精度を向上させるための処理などが実施された後の第２の信号も、単に第２の信号とよぶこともある。等化器６から出力される信号は、アップサンプラ９に入力されるとともに、キャリア推定器１２およびキャリア補償器１３へ入力される。

アップサンプラ９は、等化器６から入力されるＰのレートの信号に対して、０挿入処理を実施することによりアップサンプリングし、等化器６への入力と同じレート、すなわち本実施の形態の例では４Ｐのレートの信号を相関演算器１０へ出力する。相関演算器１０は、アップサンプラ９から出力される４Ｐのレートの信号とリサンプラ５から出力される４Ｐのレートの信号との間の相関関数を求める。すなわち、相関演算器１０は、第１の信号と、第２の信号との間の相関関数を算出する。本実施の形態では、相関演算器１０が相関演算の入力とする第２の信号は、等化器６から出力された後のアップサンプリングされた第２の信号である。

上述したように、等化器６から出力される信号では、等化器６において補正可能な範囲までは送受信装置間のクロック周波数のずれが補正されている。したがって、Ｐは、送信されたＲに比べて、送信装置におけるシンボルレート、すなわち送信装置におけるクロックに基づくシンボルレートに近いと期待できる。したがって、本実施の形態では、等化器６から出力されるＰのレートの信号を疑似的な送信装置におけるシンボルレートの信号とみなし、Ｐのレートの信号を４倍のレートにアップサンプリングした信号とリサンプラ５から出力される４Ｐのレートの信号との相関関数を算出することにより、送受信間のクロック周波数のずれの積分値であるシンボル位相のずれを検出する。この相関関数の演算は、雑音の影響が無視でき、等化器６の出力が理想的に送信信号を復元している場合は、送信信号すなわち参照信号と受信信号との間の相関関数を算出とすることと等価な処理を意味し、相関関数として伝搬路インパルス応答に相当する結果を得ることができる。

レート制御器１１は、相関演算器１０により算出された相関関数に基づいて、リサンプラ５におけるレート変換比率を決定し、リサンプラ５のレート変換が、決定されたレート変換比率で行われるようリサンプラ５を制御する。すなわち、レート制御器１１は、相関関数に基づいてリサンプラ５におけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御する。これにより、リサンプラ５から出力される信号は、送信装置と受信装置１００とのクロック周波数のずれすなわちクロック位相の誤差が抑制された信号となる。相関関数に基づくレート変換比率の決定方法については後述する。

レート制御器１１によるリサンプラ５におけるレート変換比率の制御によって、等化器６には、クロック周波数のずれが低減された信号が入力され、これにより、長期間継続して等化器６を動作させても、クロック周波数のずれの蓄積は抑制される。したがって、等化器６から出力される信号におけるクロック周波数のずれを抑制することができる。

キャリア推定器１２は、等化器６から入力されたシンボルレートの信号から、キャリアすなわち搬送波の周波数偏差を推定し、推定した周波数偏差をキャリア補償器１３へ出力する。キャリア推定器１２における周波数偏差の推定方法としては、例えば、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などを使った周波数偏差検出法を適用できる。具体的には、キャリア推定器１２は、異なる時刻の受信データ列に対してＤＦＴをそれぞれ実行し、これにより得られる複数のＤＦＴ結果から瞬時変動を除いた固定の偏差である周波数偏差を算出する。

キャリア補償器１３は、キャリア推定器１２から受け取った周波数偏差から複素正弦波を生成し、生成した複素正弦波を受信信号と掛け合わせることで、周波数偏差を補償し、補償後の信号を位相検出器１４および位相補償器１５へ出力する。位相検出器１４は、周波数偏差補償後の信号に対して残留している位相オフセット成分を推定する。例えば、位相検出器１４は、受信信号がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：四位相偏移変調）により変調されている信号である場合、位相を４逓倍することで変調ビットパターンの影響を除去し、残留位相成分を推定できるので、この推定を複数のシンボルに渡って実行する。そして、位相検出器１４は、この推定により得られる複数の推定値を平均化する、具体的には、移動平均、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｌｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ、ＬＭＳによる追従処理などの処理を実施することで残留位相成分を算出する。

位相補償器１５は、位相検出器１４により検出された位相オフセット成分を打ち消すよう、キャリア補償器１３から出力された信号に位相回転を与えて、位相オフセット成分を補償し、補償後の信号を復号器１６へ出力する。復号器１６は、デマッピング、フレーム同期、誤り訂正復号などを実施する。キャリア推定器１２、キャリア補償器１３、位相検出器１４、位相補償器１５および復号器１６は、一般的な受信装置に用いられるものと同様であり、図１に示した構成に限定されず、任意の構成を適用することができる。

次に、本実施の形態の送受信装置間のクロック周波数のずれの補正に関する動作について説明する。図２は、本実施の形態の送信装置と受信装置との間のクロック周波数のずれの補正手順の一例を示すフローチャートである。図２に示すように、リサンプラ５は、４Ｒのレートの信号を４Ｐのレートの信号である第１の信号に変換すなわちレート変換する（ステップＳ１）。このとき、リサンプラ５は、レート制御器１１の制御にしたがって、レート変換を実施する。具体的には、例えば、レート制御器１１は、リサンプラ５内のＮＣＯに内蔵されたカウンタの単位時間あたりの増分を設定することによってリサンプラ５におけるレート変換比率を制御する。また、レート制御器１１は、初期状態、すなわち等化器６からの出力が得られていない場合には、レート変換比率を１に設定する。

次に、等化器６は、４Ｐのレートの信号すなわち第１の信号を分数間隔等化によりＰのレートの信号である第２の信号を生成する（ステップＳ２）。アップサンプラ９は、Ｐのレートの信号である第２の信号をアップサンプリングして４Ｐのレートの第２の信号を生成する（ステップＳ３）。相関演算器１０は、第１の信号と第２の信号具体的にはアップサンプリング後の第２の信号との間の相関関数を算出する（ステップＳ４）。

相関演算器１０における相関関数の算出処理は、具体的には、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との各サンプルにおける相関関数を求める処理を、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との間の時間すなわちサンプル点をずらしながら実行する処理である。本処理はスライディング相関とも呼ばれる。等化器６から出力される１０００シンボル分の信号を処理単位として相関関数を求めるとすると、アップサンプラ９から出力される処理単位分の４Ｐのレートの第２の信号のサンプル点数は１０００×４＝４０００点である。相関演算器１０は、等化器６へ入力される１０００シンボル分すなわち４０００点の第１の信号を保持しておく。そして、相関演算器１０は、それぞれあらかじめ定められたサンプル点を始点として４０００点の第１の信号とアップサンプラ９から出力される４０００点の第２の信号との相関関数を算出し、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との間で始点となるサンプル点をずらして相関関数を算出することを繰り返す。例えば、相関演算器１０は、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との間で始点となるサンプル点を１点ずつずらして相関関数を算出することを繰り返す。

なお、相関演算器１０で処理する２つの信号の長さは、例えば、１フレーム分などとすることができるが、これに限定されない。例えば、演算負荷の軽減および処理高速化のため、相関演算器１０で処理する２つの信号の長さは、シンボル換算で１００シンボル分前後とすることができる。

例えば、ｉ（ｉは整数）番目のサンプル点の第１の信号をｄ₁（ｉ）とし、ｉ番目のサンプル点の第２の信号をｄ₂（ｉ）とする。ｄ₁（ｉ）、ｄ₂（ｉ）は複素数である。まず、相関演算器１０は、ｉ＝１〜４０００までのｄ₁（ｉ）およびｄ₂（ｉ）の相関関数を算出する。相関演算される一方の信号であるｄ₁（ｉ=１）を始点と見なすことでこのときの相互相関関数をＣ（ｉ＝１，τ）と表記する。上述の例ではこの場合は、第１の信号と第２の信号とで相関演算に利用するサンプル点に差がないため、τ＝０における相互相関関数Ｃ（ｉ＝１，τ＝０）が算出される。

次に、相関演算器１０は、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との間で始点となるサンプル点を１点ずらして、ｉ＝１〜４０００までのｄ₁（ｉ）とｉ＝２〜４００１までのｄ₂（ｉ）との相関値を算出する。第１の信号のサンプル点を基準とした４Ｐのレートの第２の信号のサンプル点の時間差の１サンプル分をΔａとすると、上記のように始点をずらすことにより、τ＝Δａの場合の相互相関関数Ｃ（ｉ＝１，τ＝Δａ）が算出される。次に、相関演算器１０は、第１の信号と４Ｐのレートの第２の信号との間で始点となるサンプル点を２点ずらして、ｉ＝１〜４０００までのｄ₁（ｉ）とｉ＝３〜４００２までのｄ₂（ｉ）との相互相関関数を算出する。これにより、τ＝２Δａの場合の相互相関関数Ｃ（ｉ＝１，τ＝２Δａ）が算出される。以降、相関演算器１０は、同様にして、順次第１の信号と第２の信号との間で始点となるサンプル点をずらしてｄ₁（ｉ）とｄ₂（ｉ）との相互相関関数を算出する。なお、上記の例では、４Ｐのレートの第２の信号を第１の信号に対して正の方向すなわち時間が遅延する方向にずらしたが、逆に４Ｐのレートの第２の信号を第１の信号に対して負の方向にずらすことにより、τがマイナスの値の場合のＣ（ｉ，τ）を算出することができる。相関関数を算出するτの値はあらかじめ定めておき、以上の処理により、あらかじめ定めたτの範囲の相互相関関数Ｃ（ｉ，τ）を算出する。

ここで、実際の相関演算器１０における演算では、アップサンプラ５が０挿入によりアップサンプリングを行っていることにより相関関数を算出する際の２つの信号の内の一方の信号に０が多数存在するため、これらの点に対する乗算を省略して乗算回数を削減しながら相関結果を得ることが可能である。

図２の説明に戻り、次に、レート制御器１１は、相互相関関数Ｃ（ｉ、τ）に基づいて、遅延量、すなわち送受信装置間のクロック周波数のずれによる遅延量Ｄ（ｉ）を算出し（ステップＳ５）、算出した遅延量Ｄ（ｉ）が異なる時刻ｉでどの程度変動したかに基づいてレート変換のレートであるレート変換比率を制御する（ステップＳ６）。なお、ここでは、送受信装置間のクロック周波数のずれにより生じる第１の信号に対する第２の信号の遅延時間を遅延量として算出するとする。

図３は、実施の形態１の相関演算器１０により算出される相関関数の一例を模式的に示す図である。図３の上段は、同期を確立した時刻である時刻ｔ₀において相関演算器１０により算出された相関関数を示し、図３の下段は、時刻ｔ₁（ｔ₁＞ｔ₀）において相関演算器１０により算出された相関関数を示す。なお、同期の確立の方法には特に制約はなくどのような方法を用いてもよいが、例えば、シンクワードなどを使ったフレーム同期、ＣＭＡやＬＭＳで求めている誤差の値が閾値以下に低減した頻度が上がった時に同期が確立したと判定する方法、等を用いることができる。図３に示すように、各時刻において算出された相関関数は、一般に、それぞれ、ある遅延時間で極大となる点すなわちピークを有する。相関関数がピークとなる遅延時間は、例えば、相関関数の最大値を算出し、最大値に対応する遅延時間を算出することで求めることができる。すなわち、レート制御器１１は、相関関数の最大値に対応する遅延時間に基づいてレート変換比率を制御する。

図３に示す例では、送信装置におけるクロックが受信装置１００におけるクロックより遅い場合、すなわち送信装置におけるクロック周波数が受信装置１００におけるクロック周波数よりも低い場合、図３に示すように、同期確立から時間が経過すると、相関関数がピークとなる遅延時間が同期確立時点より大きくなる。このように、相関関数がピークとなる遅延時間は、送受信装置間のクロックのずれの積分値に応じて変動する。したがって、レート制御器１１は、相関関数がピークとなる遅延時間を、送受信装置間のクロックのずれによる遅延量として算出する。そして、レート制御器１１は、算出した遅延量の変化に基づいてリサンプラ５の機能の一部であるサンプリング位相を算出するＮＣＯの発信周波数、すなわちＮＣＯに内蔵されたカウンタの単位時間あたりの増分を調整する。

図３に示したように、遅延量が大きくなっていく場合には、受信装置１００のクロックに対して送信装置のクロックが遅いことを示す。すなわち、受信装置１００のクロック周波数に対して送信装置のクロック周波数が低いことを示す。このとき、レート制御器１１は、上記の遅延量の同期確立時点の遅延量からの変化量すなわち増加量を打ち消すように、リサンプラ５のＮＣＯの発信周波数を低減させる。これにより、リサンプラ５によるサンプリングレートであるＲは低くなる。例えば、レート制御器１１は、遅延量の変化量がしきい値を超えた場合、ＮＣＯに内蔵されたカウンタのカウンタ値の単位時間あたりの増分をあらかじめ定めた一定量減少させる。これにより、１カウントあたりの時間が長くなり、ＮＣＯの発信周波数は低下する。または、レート制御器１１は、単位時間あたりの遅延量の同期確立時点の遅延量からの変化量ΔＨを求め、ＮＣＯに内蔵されたカウンタのカウンタ値の単位時間あたりの増分をΔＨに対応する分減少させてもよい。このように、レート制御器１１は、遅延量が増大しないように制御することができる。図３の例では、遅延量が増大する例を示したが、遅延量が減少する方向に変化する場合には、レート制御器１１は、遅延量の減少を抑えるように、すなわち、リサンプラ５のＮＣＯの発信周波数を低減させるように単位時間あたりの増分を減少させる。以上のように、レート制御器１１は、同期確立時の遅延量からの変化量の絶対値が小さくなるようにリサンプラ５を制御する。なお、相関関数の算出において、第１の信号と第２の信号とを入れ替えて入力し、相関関数のτの値の正と負を逆転させても、上記と同様の処理を実施することができる。

図２の説明に戻り、ステップＳ６の後、ステップＳ１へ戻る。リサンプラ５のＮＣＯの増分は離散量となるため、リサンプラ５から出力される信号を送信装置のクロック周波数と完全に同期することは通常できない。さらに、送信装置または受信装置１００の移動に伴うドップラーシフトが存在すると、受信装置１００ではドップラーシフト量に比例したクロック周波数の変動を含む信号を受信する。このため、本実施の形態では、ステップＳ１〜ステップＳ６の動作を繰り返すことにより、等化器６から出力される信号におけるクロック周波数のずれが、同期確立の時点の値から一定範囲内に収まるように、リサンプラ５のレート変換を制御していく。これにより、長いフレームを受信する際も、同期を維持したまま復調処理を行うことができるようになる。

レート制御器１１におけるクロック周波数のずれに依存した遅延量の検出方法については、上述したように相関関数のピークを与える遅延時間を使用する方法が考えられる。このほかに、異なる時刻に求めた相関関数同士でもう一度相関をとる手法が考えられる。相関関数の変動が、時間シフトとしてしか現れないようなシステム、すなわち相関関数の形状を維持しながら図３の横軸の方向に相関関数がシフトするようなシステムにおいては、異なる時刻に求めた相関関数同士でもう一度相関をとることで求めた相関関数のピークとなる遅延時間を使用することができる。また、特にＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が低い場合などには、相関関数の算出演算結果にジッタすなわち誤差が生じる場合があるため、違う時刻で取得した相関関数を遅延時間ごとに平均化したり、違う時刻で検出したピーク時刻の値を平均化する処理によって最終的なシンボル位相を判定するようにしてもよい。前者の平均化としては例えば移動平均の算出処理を用いることができ、後者の平均化には、例えば、移動平均の算出処理、ＦＩＲまたはＩＩＲフィルタなどのフィルタによる平均化処理を用いることができる。このとき、平均化される２つ以上の相関関数は、クロック非同期による遅延の変動が十分に小さいみなせる程度に近い時刻で算出されている必要がある。

なお、上記の例では、第２の信号に対する第１の信号の遅延時間を遅延量として算出してもよい。この場合、リサンプラ５に設定する比率が上記と逆となり、遅延量が大きい場合にリサンプラ５に設定する比率を大きくし、遅延量が小さい場合にリサンプラ５に設定する比率を小さくする。

次に、本実施の形態のハードウェア構成について説明する。図１に示した受信アンテナ１は、アンテナであり、クロック源１７は、例えば、水晶発振器モジュール、パルスジェネレータであり、ＲＦ／ＩＦ変換器２はアナログ回路であり、Ａ／Ｄ変換器３はＡ／Ｄコンバータである。リサンプラ５、等化器６は、それぞれ上述した構成の回路である。アップサンプラ９、相関演算器１０、レート制御器１１、キャリア補償器１３、キャリア推定器１２、位相検出器１４、位相補償器１５および復号器１６は、それぞれ処理回路により実現される。これらの処理回路は、専用ハードウェアにより実現されてもよいし、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を用いた制御回路であってもよい。

上記の処理回路が、専用ハードウェアにより実現される場合、これらは、図４に示す処理回路２００により実現される。図４は、実施の形態１の処理回路２００を示す図である。処理回路２００は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものである。

上記の処理回路が、ＣＰＵを用いた制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図５に示す構成の制御回路３００である。図５は、実施の形態１の制御回路３００の構成例を示す図である。図５に示すように制御回路３００は、ＣＰＵなどであるプロセッサ３０１と、メモリ３０２とを備える。上記の処理回路が制御回路３００により実現される場合、プロセッサ３０１がメモリ３０２に記憶された、各構成要素の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ３０２は、プロセッサ３０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

以上のように、本実施の形態の受信装置１００は、等化器６の前段にリサンプラ５を設け、等化器６から出力される信号をアップサンプリングした信号とリサンプラ５から出力される信号との相関関数を算出し、相関関数に基づいてリサンプラ５におけるサンプリングレートのレート変換比率を制御するようにした。このため、トレーニング系列などの既知系列を含まない信号フォーマットで信号を伝送する通信システムにおいて、送受信装置間でクロックが同期されていない場合に、送受信装置間のクロックの違いによるシンボルタイミングの変動を低減させることができる。これにより、例えば、１０万シンボルを超えるような多くのシンボルを連続して復調することが要求される場合でも、安定した同期確立をデジタル処理によって実現できるようになる。また、リサンプラ５による制御の結果により発生する、送信装置から受信装置１００のリサンプラ５までを含めた伝搬路インパルス応答の特性の変動を相関演算によって継続的にモニタすることができるため、簡易な構成で上記の効果を実現することができる。

なお、以上の説明において、相関演算の対象を、一方を等化器６の入力信号とし、他方を等化器６の出力信号としたが、これに限るものではない。例えば、リサンプラ５から等化器６までの間に各種の処理を行う１つ以上の構成要素が追加される場合、これらの構成要素のうちの任意の構成要素の出力信号を、等化器６の入力信号の代わりに用いることができる。種々の処理の具体例としては、ダウンサンプリング処理、線形フィルタによるフィルタリング処理、位相回転、周波数シフトの処理が挙げられる。また、等化器６の後段に各種の処理を行う１つ以上の構成要素を追加し、等化器６の出力信号の代わりに、等化器６の後段の構成要素から出力される信号を用いてもよい。例えば、実施の形態２で記載するシンボル判定結果、または一度硬判定したビット列から再度変調したデータ列、または誤り訂正結果から再度符号化および変調されたデータ列などを使ってもよい。

また、上記の例では、搬送波周波数および位相の補償機能を等化後の受信信号に乗算する例を説明したが、これに限るものではない。たとえば、等化器６に入力される前の信号にフィードバックして搬送波周波数および位相を補正する手法、または等化器６に入力される前の信号に対して位相を補償し、搬送波周波数を等化器６の後段で補償する、または等化器６に入力される前の信号に対して搬送波周波数を補償し、位相を等化器６の後段で補償するなどとしてもよい。また、位相補正に関しては、受信信号ではなく等化器６のタップ係数の位相を調整する形で実現してもよい。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置１００ａは、実施の形態１の受信装置１００にシンボル判定器１８を追加する以外は、実施の形態１の受信装置１００と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１と異なる点を説明する。

本実施の形態では、実施の形態１に比べ、相関演算器１０の入力となる信号の品質の改善のため、シンボル判定器１８を追加している。図７は、本実施の形態の送受信装置間のクロック周波数のずれの補正手順の一例を示すフローチャートである。ステップＳ１、ステップＳ２は実施の形態１と同様である。ステップＳ２の後、シンボル判定器１８は、等化器６から出力される信号すなわち第２の信号に対してシンボル判定を実施する（ステップＳ７）。たとえば、受信した信号がＱＰＳＫ信号である場合には、シンボル判定器１８は、等化器６から出力される信号を１シンボルに対応するデータ列ごとに、ＱＰＳＫの４個の信号点に対応する４個の候補のうち、最も近いものを選択して出力する。また、等化器６から出力される信号からは、搬送波の周波数偏差および位相偏差が除去されていないため、シンボル判定器１８は、シンボル判定に際してキャリア推定器１２および位相検出器１４からこれらの偏差の補正に必要な情報を取得して４個の候補の候補点の生成に使用する。

次に、アップサンプラ９は、シンボル判定器１８によるシンボル判定結果をアップサンプリングして４Ｐのレートの信号である第２の信号を生成する（ステップＳ３ａ）。すなわち、アップサンプラ９は、シンボル判定後の第２の信号をアップサンプリングする。本実施の形態では、第２の信号は、シンボル判定結果をアップサンプリングした信号となる。以降、ステップＳ４〜ステップＳ６は実施の形態１と同様である。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１と同様である。

シンボル判定器１８は、処理回路として実現される。この処理回路は、専用ハードウェアにより実現されてもよいし、ＣＰＵを用いた制御回路であってもよい。この処理回路が、専用ハードウェアにより実現される場合、これらは、図４に示す処理回路２００により実現される。

上記の処理回路が、ＣＰＵを用いた制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図５に示す構成の制御回路３００である。シンボル判定器１８が制御回路３００により実現される場合、プロセッサ３０１がメモリ３０２に記憶された、シンボル判定器１８の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ３０２は、プロセッサ３０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

以上のように、本実施の形態では、シンボル判定器１８等化器６から出力される信号に対してシンボル判定を実施し、アップサンプラ９は、シンボル判定器１８によるシンボル判定結果をアップサンプリングして４Ｐのレートの信号である第２の信号するようにした。このため、等化器６の出力に残留するノイズの影響を軽減し、より精度の高い相関関数を得ることができるようになり、高精度にリサンプラ５のサンプリングレートを制御することが可能となる。

実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３にかかる受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置１００ｂは、受信アンテナ２１−１，２１−２、ＲＦ／ＩＦ変換器２２−１，２２−２、Ａ／Ｄ変換器２３−１，２３−２、直交復調器２４−１，２４−２、リサンプラ２５−１〜２５−４、等化器２６−１，２６−２、アップサンプラ２７−１，２７−２、相関演算器２８−１，２８−２、レート制御器２９−１，２９−２、キャリア推定器３０−１，３０−２、キャリア補償器３１−１，３１−２、位相検出器３２−１，３２−２、位相補償器３３−１，３３−２、復号器３４−１，３４−２およびクロック源３５を備える受信機である。

本実施の形態では、空間多重または偏波多重による伝送に対応する受信装置の構成例を説明する。すなわち、本実施の形態の受信装置１００ｂは、第１成分と第２成分とが空間多重または偏波多重された受信信号を受信する。以下では、受信信号が偏波多重された信号であり、受信装置１００ｂにおいて、偏波間干渉のある信号からそれぞれの偏波成分を分離する場合を例に挙げて説明する。

受信アンテナ２１−１、２１−２は、各々が異なる偏波の信号を受信する。例えば、受信アンテナ２１−１は第１の成分である右旋成分、受信アンテナ２１−２は、第２の成分である左旋成分を受信するように受信アンテナ２１−１、２１−２は構成される。しかしながら、このような場合でも、受信アンテナ２１−１が受信する信号にも干渉成分として左旋成分が混じり、干渉成分として受信アンテナ２１−２が受信する信号にも干渉成分として右旋成分が混入してしまう。これらの信号を空間的に分離する時空等化処理を以下に示すように実施する。

ＲＦ／ＩＦ変換器２２−１，２２−２は、それぞれ実施の形態１のＲＦ／ＩＦ変換器２と同様であり、Ａ／Ｄ変換器２３−１，２３−２は、それぞれ実施の形態１のＡ／Ｄ変換器３と同様である。なお、Ａ／Ｄ変換器２３−１，２３−２は、クロック源３５から供給されるクロックに基づいて動作する。直交復調器２４−１，２４−２は、それぞれ実施の形態１の直交復調器４と同様である。

本実施の形態では、右旋成分の受信信号と左旋成分の受信信号とは非同期であると仮定し、送受信装置間のクロック周波数のずれを補正するようにサンプリングレートを調整する処理を、右旋成分と左旋成分とで個別に実施する。受信アンテナ２１−１で受信した信号は、主として右旋成分が含まれるが左旋成分も含まれる。したがって、受信アンテナ２１−１で受信した信号用として、右旋成分のクロック周波数を調整するためのリサンプラ２５−１と左旋成分のクロック周波数を調整するためのリサンプラ２５−２の２つを備える。同様に、受信アンテナ２１−２で受信した信号用として、右旋成分のクロック周波数を調整するためのリサンプラ２５−３と左旋成分のクロック周波数を調整するためのリサンプラ２５−４の２つを備える。

直交復調器２４−１から出力される信号は、リサンプラ２５−１およびリサンプラ２５−３に入力され、直交復調器２４−２から出力される信号は、リサンプラ２５−２およびリサンプラ２５−４に入力される。リサンプラ２５−１は、レート制御器２９−１からの制御に従って、入力された信号に対してレート変換処理を実施し、レート変換処理後の信号を等化器２６−１および相関演算器２８−１へ出力する。リサンプラ２５−２は、レート制御器２９−１からの制御に従って、入力された信号に対してレート変換処理を実施し、レート変換処理後の信号を等化器２６−１へ出力する。リサンプラ２５−３は、レート制御器２９−２からの制御に従って、入力された信号に対してレート変換処理を実施し、レート変換処理後の信号を等化器２６−２へ出力する。リサンプラ２５−４は、レート制御器２９−２からの制御に従って、入力された信号に対してレート変換処理を実施し、レート変換処理後の信号を等化器２６−２および相関演算器２８−２へ出力する。リサンプラ２５−１〜２５−４は、それぞれ補間を行うためのフィルタであるＦＩＲフィルタ、出力信号のサンプル位相を計算するＮＣＯ、算出された位相に対して適切な補間フィルタ係数を出力するメモリが含まれている。各リサンプラ２５−１〜２５−４からは、実施の形態１と同様に、４Ｒのレートの信号が出力される。ただし、Ｒは、後述するレート制御器２９−１，２９−２の制御により変更されるため、各リサンプラ２５−１〜２５−４におけるＲはそれぞれ個別の値をとる。

リサンプラ２５−１およびリサンプラ２５−４は、受信信号のうち、所望の成分を多く含む信号すなわち所望の成分に対応する信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力する第１のリサンプラである。リサンプラ２５−２およびリサンプラ２５−３は、受信信号のうち、対応する成分以外の成分の信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である他成分信号を出力する第２のリサンプラである。

等化器２６−１は、リサンプラ２５−１から出力された信号である第１の信号とリサンプラ２５−２から出力される所望の成分以外の信号である他成分信号とに基づいて、分数間隔等化処理を実施し、受信信号のうちの右旋成分である右旋信号をシンボルレートＰ₁の信号である第２の信号として出力する。等化器２６−２は、リサンプラ２５−３から出力され所望の成分以外の信号である他成分信号とリサンプラ２５−４から出力された信号である第１の信号とに基づいて、分数間隔等化処理を実施し、受信信号のうちの左旋成分である左旋信号をシンボルレートＰ₂の信号である第２の信号として出力する。すなわち、等化器２６−１，２６−２は、それぞれ第１の信号および他成分信号を入力として適応等化処理を実施し、適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する。

図９は、実施の形態３の等化器２６−１の構成例を示す図である。等化器２６−２も等化器２６−１と同様の構成を有する。等化器２６−１は、フィルタ２６１−１，２６１−２、タップ制御器２６２−１，２６２−２および加算器２６３を備える。第１のフィルタであるフィルタ２６１−１には、リサンプラ２５−１から出力された信号が入力され、第２のフィルタであるフィルタ２６１−２には、リサンプラ２５−２から出力された信号が入力される。加算器２６３は、フィルタ２６１−１から出力される信号とフィルタ２６１−２から出力される信号とを加算し、第１のタップ制御器，第２のタップ制御器であるタップ制御器２６２−１，２６２−２へ入力する。タップ制御器２６２−１は、リサンプラ２５−１から入力される信号と加算器２６３から入力された信号とに基づいて、ＣＭＡまたはＬＭＳアルゴリズムなどにより、それぞれフィルタ２６１−１のタップ係数を制御する。タップ制御器２６２−２は、リサンプラ２５−２から入力された信号と加算器２６３から入力された信号とに基づいて、ＣＭＡまたはＬＭＳアルゴリズムなどにより、それぞれフィルタ２６１−２のタップ係数を制御する。なお、等化器２６−１のフィルタ２６１−１，２６１−２におけるタップ係数の初期値は、右旋成分を分離して出力するよう設定される。また、等化器２６−２のフィルタ２６１−１，２６１−２におけるタップ係数の初期値は、左旋成分を分離して出力するよう設定される。等化器２６−２におけるフィルタ２６１−１には、所望の偏波成分の信号であるリサンプラ２５−４から出力された信号が入力され、等化器２６−２におけるフィルタ２６１−２には、所望の偏波成分の以外の信号であるリサンプラ２５−３から出力された信号が入力される。等化器２６−１のフィルタ２６１−１，２６１−２および等化器２６−２のフィルタ２６１−１，２６１−２におけるタップ係数の初期値は、所望の偏波成分を分離可能なように設定される。たとえば、所望の偏波成分でない信号がより多く含まれる入力信号（偏波ブランチ）に対応したフィルタのタップ係数の初期値を０にしておく方法等が考えられる。

図８に示す相関演算器２８−１は、リサンプラ２５−１から入力される信号である第１の信号と、アップサンプラ２７−１から出力される信号であるアップサンプリング後の第２の信号との間の相関関数を算出する。相関演算器２８−１には、アップサンプラ２７−１，２７−２のうち、所望の成分である右旋成分が多く含まれるリサンプラ２５−１から出力される信号が入力される。相関関数の算出方法は、実施の形態１と同様である。レート制御器２９−１は、相関演算器２８−１により算出された相関関数に基づいて、リサンプラ２５−１およびリサンプラ２５−２に対してそれぞれレート変換比率を制御する。すなわち、レート制御器２９−１は、相関関数に基づいて第１および第２のリサンプラにおけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御する。したがって、レート制御器２９−１は、右旋成分に基づいて算出される送受信装置間のクロック周波数のずれに基づいて、リサンプラ２５−１およびリサンプラ２５−２のレート変換比率を制御することになる。

相関演算器２８−２は、アップサンプラ２７−２から出力される信号と、リサンプラ２５−４から入力される信号との間の相関関数を算出する。相関演算器２８−２には、アップサンプラ２５−３，２５−４のうち、所望の成分である左旋成分が多く含まれるリサンプラ２５−４から出力される信号が入力される。相関関数の算出方法は、実施の形態１と同様である。レート制御器２９−２は、相関演算器２８−２により算出された相関関数に基づいて、リサンプラ２５−３およびリサンプラ２５−４に対してそれぞれレート変換比率を制御する。したがって、レート制御器２９−２は、左旋成分に基づいて算出される送受信装置間のクロック周波数のずれに基づいて、リサンプラ２５−３およびリサンプラ２５−４のレート変換比率を制御することになる。

等化器２６−１から出力される信号は、キャリア補償器３１−１およびキャリア推定器３０−１にも入力される。等化器２６−２から出力される信号は、キャリア補償器３１−２およびキャリア推定器３０−２にも入力される。キャリア推定器３０−１，３０−２の動作は、実施の形態１のキャリア推定器１２の動作と同様であり、キャリア補償器３１−１，３１−２の動作は、実施の形態１のキャリア補償器１３の動作と同様である。位相検出器３２−１，３２−２の動作は、実施の形態１の位相検出器１４の動作と同様であり、位相補償器３３−１，３３−２の動作は、実施の形態１の位相補償器１５の動作と同様であり、復号器３４−１，３４−２の動作は、実施の形態１の復号器１６の動作と同様である。

なお、実際には、受信アンテナ２１−１で受信した信号と受信アンテナ２１−２で受信した信号とのうち、どちらで受信した信号に所望成分が多く含まれているかわからない場合がある。すなわち、リサンプラ２５−１から出力される信号とリサンプラ２５−２から出力される信号とのうちどちらに所望成分が多く含まれているかわからない場合がある。このときは、例えば、相関演算器２８−１へリサンプラ２５−１から出力される信号とリサンプラ２５−２から出力される信号との両方を入力可能な構成としておく。そして、相関演算器２８−１が、等化器２６−１を構成するフィルタ２６１−１，２６１−２のタップ係数を取得し、フィルタ２６１−１，２６１−２のうち寄与度の大きいタップ係数が設定されたフィルタへ入力されたリサンプラの出力を選択する。相関演算器２８−２についても同様に、等化器２６−２を構成するフィルタ２６１−１，２６−２のうち寄与度の大きいタップ係数が設定されたフィルタへ入力されたリサンプラの出力を選択する。寄与度の大きいタップ係数とは、１方の偏波に対応するフィルタ２６１−１と、もう一方の偏波に対応するフィルタ２６１−２とのうち、より強くフィルタ出力に影響している成分に対応するフィルタのタップ係数のことを示す。たとえば、フィルタ２６１−１の全タップ係数の大きさ（絶対値）と、フィルタ２６１−２の全タップ係数の大きさ（絶対値）とを比較して、より大きい側を、寄与度が大きいタップ係数とすることができるが、これは一例であり具体的に寄与度の大きさを求める方法はこの例に限定されない。

以上の例では、偏波多重された信号の偏波成分ごとにブランチを有し、ブランチごとにクロック周波数のずれを補正するようにした。なお、ブランチとは、受信アンテナから復号器までの一式を示す。空間多重された信号を受信する場合にも同様に、空間多重された各々の成分に対応して、それぞれ偏波多重の場合と同様に、個別にクロック周波数のずれを調整することで、非同期の多重信号に対して同期処理を行うことができる。

以上のように、本実施の形態では、空間多重または偏波多重された信号に対して、個別にクロック周波数のずれを調整することで、非同期の多重信号に対して同時にクロック周波数のずれを補正し、安定した同期処理を行うことができる。また、空間多重された送信信号同士が同期している場合は、一方の受信アンテナに対応するブランチにおいてレート制御器が相関関数を用いてクロック周波数を補正するようリサンプラのレート変換比率を決定し、もう一方は前述のレート変換比率または相関関数を利用してリサンプラのレート変換比率を制御するようにしてもよい。

なお、本実施の形態において、各ブランチの等化器の後段に実施の形態２と同様にシンボル判定器を追加してもよい。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１，２１−１，２１−２ 受信アンテナ、２，２２−１，２２−２ ＲＦ／ＩＦ変換器、３，２３−１，２３−２ Ａ／Ｄ変換器、４，２４−１，２４−２ 直交復調器、５，２５−１〜２５−４ リサンプラ、６，２６−１，２６−２ 等化器、７，２６１−１，２６１−２ フィルタ、８，２６２−１，２６２−２ タップ制御器、９，２７−１，２７−２ アップサンプラ、１０，２８−１，２８−２ 相関演算器、１１，２９−１，２９−２ レート制御器、１２，３０−１，３０−２ キャリア推定器、１３，３１−１，３１−２ キャリア補償器、１４，３２−１，３２−２ 位相検出器、１５，３３−１，３３−２ 位相補償器、１６、３４−１，３４−２ 復号器、１７，３５ クロック源、１８ シンボル判定器、２６３ 加算器。

Claims (6)

1. 受信信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力するリサンプラと、
   前記第１の信号を入力として適応等化処理を実施し、前記適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する等化器と、
   前記第１の信号と、前記第２の信号との間の相関関数を算出する相関演算器と、
   前記相関関数に基づいて前記リサンプラにおけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御するレート制御器と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記レート制御器は、相関関数の最大値に対応する遅延時間に基づいて前記レート変換比率を制御することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第２の信号をアップサンプリングするアップサンプラ、
   をさらに備え、
   前記相関演算器は、前記第１の信号と、前記アップサンプラによるアップサンプリング後の前記第２の信号との間の相関関数を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記第２の信号に対してシンボル判定を実施するシンボル判定器、
   をさらに備え、
   前記アップサンプラは、前記シンボル判定後の前記第２の信号をアップサンプリングすることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 第１成分と第２成分とが空間多重または偏波多重された受信信号を受信する受信装置であって、
   前記第１成分および前記第２成分ごとに、
   前記受信信号のうち対応する成分の信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である第１の信号を出力する第１のリサンプラと、
   前記受信信号のうち対応する成分以外の成分の信号のサンプリングレートを変換し、サンプリングレートの変換後の信号である他成分信号を出力する第２のリサンプラと、
   前記第１の信号および前記他成分信号を入力として適応等化処理を実施し、前記適応等化処理後の信号であり入力された信号の整数分の１のサンプリングレートの信号である第２の信号を出力する等化器と、
   前記第１の信号と、前記第２の信号との間の相関関数を算出する相関演算器と、
   前記相関関数に基づいて前記第１および第２のリサンプラにおけるサンプリングレートの変換のレート変換比率を制御するレート制御器と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
6. 前記等化器は、
   前記第１の信号に対してタップ係数を用いたフィルタ処理を実施する第１のフィルタと、
   前記第１のフィルタのタップ係数を制御する第１のタップ制御器と、
   前記他成分信号に対してタップ係数を用いたフィルタ処理を実施する第２のフィルタと、
   前記第２のフィルタのタップ係数を制御する第２のタップ制御器と、
   前記第１のフィルタによるフィルタ処理後の信号と前記第２のフィルタによるフィルタ処理後の信号とを加算する加算器と、
   を備え、
   前記第２のフィルタのタップ係数の初期値を０とすることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。

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