JP4138014B2 - 多重受信チャンネルの共同同期化のための方法と装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 34
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 75
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 61
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 32
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 24
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 8
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 description 4
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000002156 mixing Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
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Description
1. 発明の分野
本発明は一般にディジタル信号の通信に関するもので、より特定すると、ディジタル通信システム内の多重ダイバシティ・チャンネルの受信機同期化に関する。
2. 関連技術の説明
ディジタル通信システムでは、2進値±1などのディジタル記号(symbol)はチャンネルを通して波形として送信機から受信機に送信される。「チャンネル」という語はここでは一般的な意味に用いており、中を信号が伝送される任意の媒体を指す。例えば、チャンネルは無線環境、銅線、光ファイバ、磁気記憶媒体である。どの場合も、受信機が受信する信号はチャンネルを通る伝送の影響を受けて、送信機が送信した信号とは異なる。受信信号は雑音や他の信号からの干渉を含むことが多いために、信号の質が低下し、伝送誤りの確率が増える。
特に無線通信システムではレーリーフェージングと呼ぶ現象があり、これは主として信号行路差のために40dB以上の非常に局所的な信号損失を生じる。レーリーフェージングを克服するため、空間ダイバシティと呼ぶ既知の技術では受信機に複数のアンテナを設ける。受信機アンテナを物理的に十分離して設けると、アンテナが受信する信号は無相関のレーリーフェージングを示す。これらのアンテナが受信した信号を「ダイバシティ信号」と呼び、またこのアンテナを「ダイバシティアンテナ」と呼ぶ。ダイバシティ信号を受信機で結合すると、強くて明瞭な信号が生成される。
アレー利得を得るためには、フェーズドアレーなどのような間隔を密にしたアンテナ要素を用いてもよい。ただし、ダイバシティ利得は減少しまたは消滅する。復調の前に、フェーズドアレー信号にビーム形成を適用するのも好ましい。
受信機では、復調する前に信号に対して濾波・増幅・混合などの信号前処理操作を行う。信号前処理操作は、受信信号にサンプリングや量子化を行って受信データサンプルのシーケンスを得ることも含む。これらの信号前処理を行った後、受信信号を復調し、アナログ信号に変換して出力する。
多くのディジタル通信システムでは、受信機が受信ディジタル信号を復調するのを助けるため送信機は同期(sync)信号を送る。受信機は受信信号と既知の同期信号の写しとを比較してビットすなわち記号のタイミングを決定し、フレームタイミングを決定し、また恐らくチャンネル応答を推定する。記号タイミングは受信信号をサンプリングするのに最も良い位置を示し、フレームタイミングは新しいフレームの開始点を示す。オーバーサンプリングを行う場合は、タイミングは、オーバーサンプリングしたデータをデシメート(decimate:間引く)するときにどのサンプリング位相を用いるか示す。
従来の同期法では、タイミングは、所望の信号の信号強さを最大にするサンプリング位相を見つけることにより決定する。このため一般に受信信号と同期信号の相関をとり、信号強さの指標としては振幅自乗相関値を用いる。記号同期化への振幅自乗相関値の使用は、Hamid他の「日本のパーソナルディジタルセルラ用の適応トランケーションMLSE受信機(An adaptive truncated MLSE receiver for Japanese Personal Digital Cellular)」、IEEE Trans. Veh. Technol., Feb. 1996、に述べられている。従来の同期化方法の一般的な説明は、例えば、J. Proakisの「ディジタル通信(Digital Communications)」、Second ed., 1989, Section 4.5.2およびその参考文献を参照のこと。
残念ながら受信信号は妨害信号を含むので、伝送されるディジタル記号を完全に回復することはできない。妨害が加算白色ガウス雑音(AWGN)の場合は、上に述べた信号強さを最大にする従来の方法を用いれば復調器の入力の信号対雑音比(SNR)も最大になる。妨害が同一チャンネル干渉や隣接チャンネル干渉などの他の信号を含む場合は、Chennakeshu他の米国特許番号第5,406,593号に述べられている方法に従って、入力信号対妨害プラス雑音比(SINR)を最大にすることができる。
多重受信アンテナを空間ダイバシティに用いるとき、従来の方法では、米国特許番号第5,406,593号に述べられているように、各ダイバシティ信号を別々に同期させる。これにより、SNRまたはSINRは各ダイバシティ・チャンネルで最適になる。復調器出力のSINRはせいぜい異なるダイバシティ信号のSINRの和なので、干渉の打消しを行わない従来のダイバシティ結合ではこの方法でよい。しかし受信機で干渉の打消しを行うときは、各アンテナでSINRを最大にすることは必ずしも最も良い方法ではない。むしろ、異なるアンテナの干渉信号を時間的に調整して、ダイバシティ信号を結合するときに種々の信号の干渉成分を互いに打ち消すようにする方がよい。これは、別々にチャンネルを同期させたのでは保証できないことである。したがって、多重受信チャンネルを共同で同期させ干渉打消し検出器の性能を最大にすることのできる方法と装置が必要である。
文献EP-0-716513は、ダイバシティブランチを有するダイバシティ受信機を開示している。これは、同期確立回路により共通のフレームタイミングを提供するものである。文献EP-0-544-315は、異なるサンプリング位相で単一入力信号をサンプリングするサンプリング手段を含む最尤シーケンス推定装置を開示している。
発明の概要
したがって本発明の主な目的は、多重受信チャンネルの共同同期化のための装置を提供することである。
本発明は、多重受信チャンネルの共同同期化のための装置を提供する。この装置は、信号を受信する手段と、受信信号を前処理する手段と、前処理信号の共同同期化のための手段と、同期した信号内の干渉を打ち消す手段を含み、受信信号のデータ内容は干渉を打ち消した後に決定する。
また本発明は、多重受信信号を共同で同期化する方法を提供する。本発明では、結合受信チャンネルのSINRを最大にするように、各ダイバシティ信号ごとにサンプリング位相オフセットを選択する。
本発明のこれらの目的と、その特徴や利点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明を読めば明らかになる。図中、同じ参照番号は同じ要素を示す。
【図面の簡単な説明】
図1は、一般的なディジタル通信システムのブロック図である。
図2は、先行技術における別々のチャンネル同期化のための装置のブロック図である。
図3は、本発明の1つの実施の形態における受信機構造のブロック図である。
図4は、本発明の1つの実施の形態における共同同期化ユニットのブロック図である。
図5は、図4の実施の形態の共同同期化ユニットが実施する共同同期化の過程を示す流れ図である。
図6は、図4の実施の形態におけるメトリック(metric)・コンピュータのブロック図である。
図7は、図4の実施の形態におけるメトリック・コンピュータの別の実施の形態のブロック図である。
図8は、本発明の別の実施の形態における共同同期化ユニットのブロック図である。
図9は、図8の実施の形態における選択ユニットのブロック図である。
図10は、図8の実施の形態の共同同期化ユニットが実施する共同同期化の過程を示す流れ図である。
図11は、図8の実施の形態におけるメトリック・コンピュータのブロック図である。
好ましい実施の形態の詳細な説明
図1はダイバシティアンテナ16a,bを用いる代表的なディジタル通信システム10のブロック図を示す。ここで、ディジタル情報記号s(n)は送信機12と送信アンテナ14により、ディジタル通信信号として送信される。送信された信号は伝送媒体を通り、受信アンテナ16a,bにより受信される。受信アンテナ16a,bは受信ダイバシティ信号を受信機18に与え、受信機18は送信された情報記号を検出する。各ダイバシティ信号は、熱雑音と、恐らく干渉信号から成る妨害信号を含む。妨害信号が存在すると、受信機は情報信号を完全に検出することが困難になる。
図2は、先行技術における別々のチャンネル同期化方式の代表的な受信機構造20のブロック図を示す。受信信号は信号プリプロセッサ22a,bで処理する。一般に信号プリプロセッサ22a,bは信号を濾波し、増幅し、混合して、ベースバンド信号を生成する。各ベースバンド信号を同期化ユニット24a,bなどの別々の同期化手段で処理する。同期化ユニット24a,bは従来の同期化技術を用いて、フレームタイミングとサンプルタイミングを決定する。次に、別々に同期させた各ダイバシティ信号を信号プロセッサ26に与える。信号プロセッサ26は、別々に同期させたダイバシティ信号を分析して情報記号を検出する。これは一般に、最大比率結合や、等利得結合や、選択結合などの、よく知られた技術を用いる同期化信号のダイバシティ結合により行う。
検出の精度を向上させるために、信号プロセッサ26は干渉打消しやその他の形の復調を行ってよい。ディジタル通信システムの干渉打消し方式はすでに提案されている。例えば、J. H. Wintersの「同一チャンネル干渉のあるディジタル移動体無線における最適結合(Optimum Combining in Digital Mobile Radio with Co-channel Interference)」、IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 2, pp. 528-539, July, 1984と、G. E. BottomleyおよびK. Jamalの「適応アレーおよびMLSE等化(Adaptive Arrays and MLSE Equalization)」、Proc. IEEE Veh. Technol. Conf., Chicago, July 25-28, 1995、を参照のこと。干渉打消しに用いられる基本原理は、異なるアンテナからの信号を結合して妨害信号を押さえまたは打ち消すことである。したがって、各アンテナからの所望の信号成分を建設的に加え、干渉成分を破壊的に加えることを目的とする。
しかし検出器内で干渉打消しを行うときは、単に所望の受信信号の信号エネルギーを最大にするように同期化操作(特にタイミングの選定)を設計するのは望まくない。システムの性能を向上させるには、ダイバシティ信号を結合した後に受信信号内に存在する干渉の量を減らすことも同様に望ましい。概念的には、干渉成分だけでなくダイバシティ信号の所望の信号成分もそろえ或いは整合させて、結合したときに干渉成分を互いに打ち消すようにすることによりこれを達成する。
本発明では、別々のアンテナで受信した複数のダイバシティ信号を共同で同期させることによりダイバシティ信号の整合を行う。図3は、本発明の受信機構造のブロック図を示す。参照しやすくするため、2本のダイバシティアンテナを有する受信機に関して本発明を説明する。しかし当業者が理解するように、本発明は3本以上のダイバシティ・アンテナや他の型のアンテナを有する受信機にも用いることができる。
本発明の理解を容易にするため、共同同期化の理論を簡単に説明する。アンテナ21a,bは送信されたディジタル通信信号をダイバシティ信号YaおよびYbとして受信する。アンテナ21a,bは、ダイバシティ信号YaおよびYbを信号プリプロセッサ22aおよび22bにそれぞれ与える。信号プリプロセッサ22a,bは受信ダイバシティ信号YaおよびYbを離散サンプル・ストリーム(xa(k)およびxb(k)で表す)に変換する。この離散サンプル・ストリームxa(k)およびxb(k)を共同同期化ユニット28に与えると、共同同期化ユニット28はダイバシティ信号ごとにサンプル・タイミングを決定することによりダイバシティ信号を共同で同期させる。得られた信号を復調器30に与える。好ましい実施の形態では、復調器30は干渉打消しプロセッサを含む。
同期化過程で各受信信号を考慮に入れると、後の干渉打消し過程の性能は以下の説明のように最適になる。信号プリプロセッサ22a,bからの受信信号サンプルのベクトルをx(k)で表す。信号プリプロセッサ22a,bは信号を情報記号周期ごとにN回サンプリングする。したがって、2本の受信アンテナを有する受信機では、
ただし、ベクトル内の各要素は異なる受信アンテナが受信した信号に対応する。共同同期化ユニット28は、情報記号周期ごとにM回だけサンプリングした受信信号サンプルのベクトルr(n)を作る。ただし、Mは一般に1または2である。r(n)の各要素ri(n)は次式で与えられる。
ただし、nはサンプル指標、piは信号xi(k)について共同同期化ユニット28が選択した特定のサンプリング位相を表す整数値である。xi(k)からri(n)を生成する過程をデシメーション(間引き)といい、xi(k)とサンプリング位相piを入力として受けるデシメータと呼ぶ装置でこれを行う。
サンプリング位相の集団をサンプリング位相ベクトルpとして整理できる。共同同期化ユニット28は、復調器30が出力する結合信号のSINRが最大値になるようにサンプリング位相piの集合を選択する。共同同期化ユニットはアンテナごとに1つのサンプリング位相を選択し、記号周期ごとにN個のサンプル中のM個だけを処理のために保持する。選んだMの数に依存して、受信機を記号間隔型(symbol-spaced)(M=1)または部分間隔型(fractionally-spaced)(M>1)と呼ぶことがある。
適当なサンプリング位相ベクトルを選択することにより、M=1(すなわち、処理のために周期ごとに1サンプルだけ選択する)のとき出力SINRを次の方法で最大化する。上記のWintersが示したアレー処理法を用い、また簡単のために離散サンプル指標nを除くと、同期化およびサンプリングの後の受信サンプルのベクトルrを次式で表すことができる。
[2] r=cs+z
ただし、cはアンテナごとに1個のチャンネルタップのベクトル、sは検出すべき伝送データ記号、zはアンテナごとに1個の妨害値のベクトルである。妨害は、熱雑音と、他の通信信号からの干渉を共に含んでよい。
雑音と干渉を共に拒絶するため、復調器30はサンプルrを結合して検出統計置ydを作り、これを用いて伝送情報記号sを識別する。全ての可能な記号の中で、伝送情報信号はこの検出統計値に最も近い記号である。好ましい実施の形態では、検出統計値ydは全ての受信信号の重み付き平均として計算する。これを次式で表す。
[3]yd=w H r
ただし、上付き文字Hは重みベクトルwの共役転置を表す。上記のWintersに従えば、重みの最適選択は次の通りである。
[4] w=R-1 zz c
ただし、Rzz=E{z z H}は受信アンテナ21a,bにまたがる、妨害に関連する相関マトリクスの期待値である。D本の受信アンテナを有するシステムでは、RzzはディメンションDxDを有するマトリクスを含む。E{x}はxの期待値を表す。添え宇zzは、妨害ベクトルzを自分(z)に相関させることによりRが得られることを示す。チャンネルタップcと妨害相関マトリクスR-1 zzは、実際には従来の方法を用いて受信信号から推定することができる。この推定の一例は、1997年10月21日発行の米国特許番号第5,680,419号(対応する米国出願番号第08/284,775号)に示されている。
理論的には、この方法を用いた出力SINRは上記のWintersに次式で与えられている。
[5]SINR=c HR-1 zz c
しかし、チャンネルタップと妨害相関マトリクスの値は用いた同期化すなわちタイミングに依存する。この値をサンプリング位相ベクトルpで表す。一般に、出力SINRは次式で与えられる。
[6]SINR(p)=c H(p)R-1 zz(p)c(p)
式6から、出力SINRはサンプリング位相ベクトル全体に依存することと、各アンテナ信号のサンプリング位相を独立に選択したのではSINRを最大にすることはできないことが分かる。
出力SINRを最適にするため、ダイバシティ信号の協調同期化(すなわち「共同同期化」)を行う。言い換えると、サンプリング位相piを個別にではなく集合的に決定することにより、出力SINRを最大にする。本発明では、種々の試験サンプリング位相ベクトルp’を考慮に入れることにより共同同期化を行う。出力SINRを試験サンプリング位相ベクトルp’ごとに推定する。受信機は出力SINRを最大にする試験サンプリング位相ベクトルp’を選択して用いることにより、受信信号をデシメートする。簡単にするために、まず別々のチャンネル同期化を行う。したがって、別々に同期させた結果に関する限られた数のサンプリング位相ベクトルの候補だけを試験すればよい。
図4は、本発明の実施態様における共同同期化ユニット28を示す。共同同期化ユニット28はデシメータ70と、制御ユニット72と、メトリック・コンピュータ74と、2極単投スイッチ76を含む。ri(n)の擬似値が復調器30を通らないようにするため、処理の前にスイッチ76を開く。
受信信号xa(k)およびxb(k)がデシメータ70に入る。受信信号xa(k)およびxb(k)は1個または複数個のバッファ(図示せず)で緩衝してよい。制御ユニット72はサンプリング位相ベクトルpをデシメータ70に与える。デシメータ70はデシメートされた信号ra(n)およびrb(n)を出力する。メトリック・コンピュータ74はデシメートされた信号ra(n)およびrb(n)を受け、これを用いて次の干渉打消し過程の性能を予測するメトリックを計算する。好ましい実施の形態では、このメトリックは受信機の出力における信号対妨害プラス雑音比(SINR)の推定値である。
制御ユニット72はデシメータ70に種々の試験サンプリング位相ベクトルp’を与え、最高の出力SINR推定値を生じるサンプリング位相ベクトルを選択する。
評価される試験サンプリング位相ベクトルp’の初期値は前に選択したサンプリング位相ベクトルでもよいし、通常の同期化処理により得たものでもよい。本発明の1つの実施の形態では、初期サンプリング位相ベクトルの近くの所定の範囲の試験サンプリング位相ベクトルを評価し、最高の出力SINRを作る試験サンプリング位相ベクトルを選択し、これを用いてダイバシティ信号を同期させる。しかし理解されるように、本発明の精神と範囲から逸れない他のアルゴリズムを用いて試験サンプリング位相ベクトルを選択してよい。
制御ユニット72が最適なサンプリング位相ベクトルp optを識別すると、制御ユニット72はp optをデシメータ70に与え、スイッチ76を閉じて、デシメートされた信号ra(n)およびrb(n)を復調器30に与える。
図5は、制御ユニット72の可能な論理の流れを示す。まず、スイッチ76を開き、p optの初期値を選択する。上に述べたように、p optの初期値は前に選択した値でもよいし、通常の同期化方法で得た値でもよい。
次に、p optをデシメータ70に出力すると、デシメータ70はp optを用いて受信信号xa(k)およびxb(k)をデシメートする。
次に、p optをサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたSINR推定値をメトリック・コンピュータ74から入力する。
次に、制御ユニット72は試験サンプリング位相ベクトルp’を生成する。試験サンプリング位相は、いくつかのアルゴリズムの中のどれを用いて生成してもよい。例えば、制御ユニットは初期サンプリング位相ベクトルの近くの、多数のサンプリング位相ベクトルの中の1つを選択してよい。または、制御ユニットは可能な各サンプリング位相ベクトルを順番に選択し評価してよい。
次に、選択された試験サンプリング位相ベクトルp’をデシメータ70に与えると、デシメータ70はp’を用いて受信信号xa(k)およびxb(k)をデシメートする。
次に、p’をサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたSINR推定値をメトリック・コンピュータ74から入力する。
次に、p’に基づくSINR推定値をp optに基づくSINR推定値と比較する。p’に基づくSINR推定値がp optに基づくSINR推定値より大きい場合は、p optをp’で置換し、最大SINR推定値を更新する。
次に、制御ユニットは別の試験サンプリング位相ベクトルを評価するかどうか決定する。この決定は、対象とするp’の全ての値をすでに評価したかどうかにより、また十分なSINRを得たかどうかにより行う。また、時間または処理に限界があると、制御ユニットは対象とする全てのベクトルpの評価を終る前に試験値の評価を止めなければならないことがある。
評価を続ける必要があると制御ユニットが決定した場合は、p’の新しい値を選択して上述と同様に処理する。
処理が完了したので試験サンプリング位相ベクトルを更に評価する必要がない、と制御ユニットが決定した場合は、p optをデシメータ70に出力してスイッチ76を閉じる。
図6は、図4の実施の形態におけるメトリック・コンピュータ74のブロック図を示す。受信信号のデシメートされたサンプルri(n)をチャンネルタップ推定器32a,bに与えると、チャンネルタップ推定器32a,bは従来の技術を用いて信号のチャンネルタップ遅延と係数c estを推定する。これらの推定値を結合器34a,bに与えると、結合器34a,bは既知のまたは検出された情報記号とチャンネルタップ係数を用いて、ベクトル形式r est(k)で表す受信信号の推定値を形成する。受信機が所定の情報記号の集合を処理しているとき(例えば同期化中)は、既知の情報記号を用いてよい。
遅延ユニット38a,bにより、チャンネル推定器32a,bが推定受信信号に与えた遅延に等しい遅延を受信信号に与える。加算器36a,bにより、受信信号から受信信号推定値を差し引く。
加算器36a,bの出力zi,est(n)は受信信号の妨害成分の推定値である。妨害成分推定値をまとめてベクトルz est(k)で表す。次に妨害推定値を逆相関推定器40に送ると、逆相関推定器40は逆相関マトリクスの推定値R-1 zzを生成する。逆相関マトリクスR-1 zzは、この技術でよく知られているマトリクス反転補助定理を用いて直接推定するか、または推定した後で相関マトリクスを反転させて得ることができる。マトリクスの平方根の推定やLDU因数分解などの他の方法を用いてもよい。
チャンネルタップ係数と逆相関マトリクス推定値を算術論理プロセッサ42に与えると、算術論理プロセッサ42は与えられた値を用いて出力SINRの推定値を計算する。このSINR推定値を、上に述べたように制御ユニット72に与える。受信機が新しい情報記号を連続的に受信して処理すると、SINR推定値は時間と共に変化する。SINR推定値は雑音を含み、また最適サンプリング位相ベクトルはゆっくり変化するので、例えば低域フィルタ(図示せず)を用いて、SINR推定値を時間で平滑化することが望ましい。
出力SINRまたは復調器の性能に関する他のメトリック(例えばRzzの代わりに、推定するのが簡単なデータ相関マトリクスRrr)を用いてもよい。この方式を図7に示す。図7はメトリック・コンピュータ74’を示す図であって、データ相関推定器41と、1対のチャンネル推定器32a,bと、算術論理プロセッサ42を含む。データ相関推定器41は入力としてデシメートされた信号ra(n)およびrb(n)を受けて、データ相関マトリクスの推定値Rrrを生成する。チャンネル推定器32a,bは、デシメートされた信号ra(n)およびrb(n)に基づくチャンネルのチャンネルタップ推定値caおよびcbを生成する。チャンネルタップ推定値caおよびcbとデータ相関マトリクスRrrを算術論理プロセッサ42に与えると、算術論理プロセッサ42は最適化すべきメトリックを計算する。このメトリックは次式に従って計算する。
[7]メトリック=c HR-1 rr c
図8は、本発明の共同同期化ユニットの別の実施の形態を示す。図8に示すように、共同同期化ユニット105は選択ユニット100とメトリック・コンピュータ103を含む。選択ユニット100は信号xa(k)およびxb(k)を入力として受信し、デシメートされた信号ra(n)およびrb(n)を出力として生成する。また選択ユニット100は試験サンプリング位相ベクトルp’を生成して、この試験ベクトルをメトリック・コンピュータ103に出力する。メトリック・コンピュータ103は入力である信号xa(k)およびxb(k)と試験サンプリング位相ベクトルp’とを受けて出力SINRの推定値を生成し、これを選択ユニット100に与える。
図9に示すように、選択ユニット100は制御ユニット101とデシメータ102を含む。制御ユニット101はメトリック・コンピュータ103が生成したSINR推定値を入力として受ける。制御ユニット101は最適サンプリング位相ベクトルp optをデシメータ102に出力し、デシメータ102はp optを用いて入力信号xa(k)およびxb(k)をデシメートする。また制御ユニット101は試験サンプリング位相ベクトルp’をメトリック・コンピュータ103に出力し、メトリック・コンピュータ103は与えられた試験サンプリング位相ベクトルp’に基づいてSINR推定値を計算する。
選択ユニット内の別々のデシメータとメトリック・コンピュータを用いて、前に選択したサンプリング位相を用いて選択ユニット100が到着信号を継続的に処理すると、図8の共同同期ユニット105は異なるサンプリング位相ベクトルを継続的に評価することができる。この特徴は広帯域通信システムに有用である。広帯域通信システムでは、到着するサンプル・ストリームを処理のために緩衝するのは不可能かまたは不便である。
図10は、制御ユニット101の可能な論理の流れを示す。まず、p optの初期値を選択してデシメータ102に与える。上に述べたように、p optの初期値は前に選択した値でもよいし、通常の同期化方法で得た値でもよい。
次に、p optをメトリック・コンピュータ103に出力すると、メトリック・コンピュータ103はp optを用いて受信信号xa(k)およびxb(k)をデシメートする。
次に、p optをサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたSINR推定値を、メトリック・コンピュータ103から選択ユニット100に出力する。
次に、制御ユニット101が試験サンプリング位相ベクトルp’を生成してメトリック・コンピュータ103に与えると、メトリック・コンピュータ103はこの試験サンプリング位相ベクトルp’を用いて受信信号xa(k)およびxb(k)をデシメートする。
次に、p’をサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたSINR推定値を、メトリック・コンピュータ103から選択ユニット100に出力する。
次に、p’に基づくSINR推定値をp optに基づくSINR推定値と比較する。p’に基づくSINR推定値がp optに基づくSINR推定値より大きい場合は、適当なときにp optをp’で置換し、最大SINR推定値を更新する。
次に制御ユニットは、別の試験サンプリング位相ベクトルを評価するかどうか決定する。この決定は、対象とするp’の全ての値の評価が終わったかどうかによる。また時間または処理に限界があると、制御ユニットは対象とする全てのベクトルpの評価を終わる前に試験値の評価を止めなければならないことがある。
評価を続ける必要があると制御ユニットが決定した場合は、p’の新しい値を選択して上と同様に処理する。
処理が完了したので更に試験サンプリング位相ベクトルを評価する必要がない、と制御ユニットが決定した場合は、p optをデシメータ102に出力する。
図11は、図8の実施の形態におけるメトリック・コンピュータ103をブロック図形式で示す。メトリック・コンピュータ103はデシメータ104a,bを含む。デシメータ104a,bは入力である受信信号xa(k)およびxb(k)と、試験サンプリング位相値pa’およびpb’とをそれぞれ受けて、デシメートされた信号ra(n)およびrb(n)をそれぞれ生成する。
デシメートされた信号ra(n)およびrb(n)はチャンネルタップ推定器32a,bに与えられ、チャンネルタップ推定器32a,bは従来の方法を用いて信号のチャンネルタップ係数c estを推定する。これらの推定値を結合器34a,bに与えると、結合器32a,bは既知のまたは検出した情報記号とチャンネルタップ係数を用いて、受信信号の推定値r est(k)を形成する。
遅延ユニット38a,bにより、チャンネル推定器32a,bが推定受信信号に与えた遅延に等しい遅延を受信信号に与える。加算器36a,bにより、受信信号から受信信号推定値を差し引く。
加算器36a,bの出力zi,est(k)は受信信号の妨害成分の推定値である。次にこの妨害推定値を逆相関推定器40に送ると、逆相関推定器40は逆相関マトリクスの推定値R-1 zzを生成する。
チャンネルタップ係数と逆相関マトリクス推定値を算術論理プロセッサ42に与えると、算術論理プロセッサ42は与えられた値を用いて出力SINRの推定値を計算する。次に上に述べたように、SINR推定値を選択ユニット100に与える。
本発明は、Bottomleyにより与えられた干渉打消し方式に容易に拡張することができる。干渉打消しプロセッサはまた受信信号を等化する。この場合は、受信信号は、受信信号の遅延バージョンすなわちイメージであるエコーを含む。受信バージョンが2つ(主バージョンとエコー)ある場合は、同期させた後の受信信号は次のようにモデル化される。
[8]r’(n)=c 0s(n)+c 1s(n−1)+z=(n)
ただし、記号ごとに1サンプル(M=1)と仮定する。
上の式から、チャンネルタップはイメージすなわちエコーごとに1ベクトルのベクトルc 0およびc 1を含むことが分かる。チャンネル推定器32はこれらのチャンネルタップを推定し、信号生成ユニット34はこれらの推定値を用いてイメージを除去し、妨害値z(n)のベクトルの推定値を残す。メトリック・コンピュータ42は次のようにしてSINRを推定する。
[9]SINR(p)=c 0 H(p)R-1 zz(p)c 0(p)
+c 1 H(p)R-1 zz(p)c 1(p)
他のメトリックも可能である。
本発明は、記号周期ごとに2個以上のサンプルを必要とする部分間隔型の復調にも容易に拡張することができる。M>1のとき、交互配置の記号間隔型のデータストリームごとにSINR項を加えてよい。
本発明について2本の受信アンテナを有する受信機を例として説明したが、当業者が理解するように、本発明は任意の数の受信アンテナを有する受信機に適用することができる。アンテナの間隔は必ずしも広くなくてよい。更に、多重受信アンテナに関して本発明を説明したが、これは任意の多重チャンネル受信機に適用することができる。この多重チャンネルは、ビームや、異なる極性や、他のチャンネル形式に対応してよい。また、所望の信号は共同で復調される所望の信号の集合であってよい。
また本発明は、線形および決定フィードバック等化を含む種々の復調方式にも、記号毎のMAP検出(symbol-by-symbol MAP detection)にも適用することができる。所望の信号は、QPSK、π/4-DQPSK、GMSK、コード化変調などを含む種々の方法で変調してよい。復調過程は一般にソフトビットすなわち記号値を生成し、ブロック・重畳・ターボ復号などのチャンネル復号のためにこれを更に処理する。最後に、本発明は「同期」記号が存在しないかまたは知られていないときにも適用することができる。送信される信号について異なる仮定(hypotheses)を考えることができる。仮定ごとに、最適のサンプリング位相とSINRを決定することができる。SINRを最大にする仮定とサンプリング位相により、用いるサンプリング位相が決まる。
本発明について好ましい実施の形態に関して説明したが、当業者が理解するように、本発明はここに説明し図示した特定の実施の形態に限られるものではない。ここに図示し説明した以外の異なる実施の形態や適応形態も、多くの変形・修正・同様の装置も、本発明の内容と範囲から逸れることなく、上記の説明と図面により十分連想することができる。本発明について好ましい実施の形態に関して詳細に説明したが、この開示は本発明の単なる図示と例示であって、本発明の完全なかつ権能を付与する開示のためのものに過ぎない。したがって、本発明は特許請求の範囲の範囲によってのみ規定されるものである。
Claims (12)
- 多重受信チャンネルと復調器(30)を有する無線受信機内の、第1の受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の同期化装置であって、
前記第1の受信チャンネルに対応する第1の信号を受信する第1のアンテナ(21a)と、
第2の受信チャンネルに対応する第2の信号を受信する第2のアンテナ(21b)と、
前記第1の信号を第1離散ストリームに変換する第1の信号プリプロセッサ(22a)と、
前記第2の信号を第2離散ストリームに変換する第2の信号プリプロセッサ(22b)と、
前記第1の信号と前記第2の信号に応答して、第1の離散ストリームと第2の離散ストリームを受信サンプルベクトルに変換する関数として動作し、前記第1の信号と前記第2の信号とを同期させる記号同期化手段(28)とを備え、前記記号同期化手段(28)は、
メトリック・コンピュータが生成したメトリックを受けて、前記メトリックに応答して、前記第1の信号と第2の信号とを同期させるのに用いるサンプリング位相を生成する制御ユニット(72)と、
前記第1の信号プリプロセッサ(22a)と第2の信号プリプロセッサ(22b)とを前記制御ユニット(72)に接続し、前記制御ユニットが生成したサンプリング位相に応答して前記第1の信号と第2の信号をデシメートするデシメータ(70)と、
前記デシメータ(70)に応答して、逆相関マトリックスを用いた演算により前記復調器の性能を予測するメトリックを生成し、少なくともチャンネル推定器(32)と算術論理プロセッサ(42)を備えるメトリック・コンピュータ(74)を含む前記同期化手段と、
前記制御ユニット(72)により制御されるスイッチ(76)とを備え、第1の位置(閉)と第2の位置(開)を含み、同期化処理を開始する前に前記スイッチ(76)を前記第2の位置とすることで前記装置がデシメートされた信号を前記復調器(30)に送ることを妨げ、前記第1の位置にあるときは前記スイッチ(76)により前記装置がデシメートされた信号を前記復調器(30)に送る、スイッチ(76)と、
を備える信号の同期化装置。 - 前記メトリック・コンピュータ(74)により生成される前記メトリックは前記復調器出力の信号対妨害プラス雑音比の推定値を含む、請求項1に記載の信号の同期化装置。
- 前記メトリック・コンピュータ(74)は、
前記第1の信号と前記第2の信号に対応するチャンネルタップ係数を推定する少なくとも2個の前記チャンネル推定器(32a,32b)と、
前記第1および第2の信号を遅延させる少なくとも2個の遅延ユニット(38a,38b)と、
それぞれ前記チャンネル推定器(32a,32b)の1つに接続し、既知のまたは検出した情報信号とチャンネルタップ係数を結合して所望の信号値を作る、少なくとも2個の結合器(34a,34b)と、
それぞれ前記結合器(34a,34b)の1つと前記遅延ユニット(38a、38b)の1つに接続し、前記遅延信号から前記所望の信号値を差し引いて前記第1および第2の信号の妨害成分を作る、少なくとも2個の加算器(36a,36b)と、
を備える、請求項2に記載の信号の同期化装置。 - 前記メトリック・コンピュータ(74)は、
前記加算器(36a,36b)に接続し、前記第1および第2の信号の妨害成分から推定逆相関マトリクスを生成する、逆相関推定器(40)と、
前記逆相関推定器(40)と前記チャンネル推定器(32a,32b)に接続し、前記逆相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、前記算術論理プロセッサ(42)と、
を更に含む、請求項3に記載の信号の同期化装置。 - 前記メトリック・コンピュータは、
前記第1および第2の信号のチャンネルタップ係数を推定する少なくとも2個の前記チャンネル推定器(32a,32b)と、
前記第1および第2の信号のデータ相関マトリクスを推定するデータ相関推定
器(41)と、
前記データ相関推定器と前記チャンネル推定器(32a,32b)に接続し、前記データ相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、前記算術論理プロセッサ(42)と、
を含む、請求項1に記載の信号の同期化装置。 - 前記復調器(30)は干渉打消しプロセッサを含む、請求項1に記載の信号の同期化装置。
- 多重受信チャンネルと復調器(30)を有する無線受信機内の、第1の受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の同期化装置であって、
前記第1の受信チャンネルに対応する第1の信号を受信する第1のアンテナ(21a)と、
第2の受信チャンネルに対応する第2の信号を受信する第2のアンテナ(21b)と、
前記第1の信号を第1の離散ストリームに変換する第1の信号プリプロセッサ(22a)と、
前記第2の信号を第2の離散ストリームに変換する第2の信号プリプロセッサ(22b)と、
前記第1の離散ストリームと第2の離散ストリームを受信サンプルベクトルに変換する関数として動作し前記第1の信号と前記第2の信号を同期させる記号同期化手段(105)であって、
前記第1の信号と第2の信号とを同期させるのに用いる試験サンプリング位相および選択されたサンプリング位相を生成する制御ユニット(101)と、
前記制御ユニットが生成する前記選択されたサンプリング位相に応じて前記第1の信号と第2の信号をデシメートするデシメータ(102)とを含む、前記第1の信号プリプロセッサと前記第2の信号プリプロセッサに接続する選択ユニット(100)と、
前記信号プリプロセッサと前記第2の信号プリプロセッサに接続して、逆相関マトリックスを用いた演算により復調器(30)の性能を予測するメトリックを生成するメトリック・コンピュータ(103)を含む、
記号同期化手段(105)と、
前記選択ユニットが生成した前記試験サンプリング位相に応じて前記第1の信号をデシメートする少なくとも1個のデシメータ(104a)と、前記第1の信号と前記第2の信号に対応するチャンネルタップ係数を推定する少なくとも2個のチャンネル推定器(32a,32b)と、前記第1および第2の信号を遅延させる少なくとも2個の遅延ユニット(38a,38b)と、
それぞれ前記チャンネル推定器に1つに接続し、既知のまたは検出した情報記号とチャンネルタップ係数を結合して所望の信号値を作る、少なくとも2個の結合器(34a,34b)と、
それぞれ前記結合器の1つと前記遅延ユニットの1つに接続し前記遅延信号から前記所望の信号値を差し引いて前記第1および第2の信号の妨害成分を作る少なくとも2個の加算器(36a,36b)と、を備える前記メトリック・コンピュータと、
前記第1の信号と第2の信号とを同期させるのに用いる試験サンプリング位相および選択されたサンプリング位相を生成する制御ユニット(101)と、
前記制御ユニットが生成する前記選択されたサンプリング位相に応じて前記第1の信号と第2の信号とをデシメートするデシメータ(102)と、
を備える信号の同期化装置。 - 前記メトリック・コンピュータは、
前記加算器に接続し、前記第1および第2の信号の妨害成分から推定逆相関マトリクスを生成する、逆相関推定器(40)と、
前記逆相関推定器(40)と前記チャンネル推定器(32a,32b)に接続し、前記逆相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、算術論理プロセッサ(42)と、
を更に含む、請求項7に記載の信号の同期化装置。 - 前記算術論理プロセッサ(42)が生成した前記メトリックは、前記復調器出力の信号対妨害プラス雑音比の推定値を含む、請求項8に記載の信号の同期化装置。
- 前記復調器(30)は干渉打消しプロセッサを含む、請求項7に記載の信号の同期化装置。
- 復調器(30)を有する無線受信機内の、複数のアンテナから多重受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の共同同期化を行う方法であって、
試験サンプリング位相ベクトルの集合を生成し、
前記サンプリング位相ベクトルに応答して前記信号をデシメートして、デシメートされた信号を作り、
試験サンプリング位相ベクトルごとに、この試験サンプリング位相ベクトルに基づいて、逆相関マトリックスを用いた演算により前記復調器の性能を予測するメトリックを生成し、
前記復調器の性能を最適にする試験サンプリング位相ベクトルを選択し、前記選択されたサンプリング位相ベクトルに応じて前記信号をデシメートし、スイッチを閉じて、デシメートされた信号を前記復調器(30)に出力する、
ステップを含む、信号の共同同期化を行う方法。 - 前記復調器(30)は干渉打消しプロセッサを含む、請求項11に記載の信号の共同同期化を行う方法。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/773,560 | 1996-12-27 | ||
US08/773,560 US6335954B1 (en) | 1996-12-27 | 1996-12-27 | Method and apparatus for joint synchronization of multiple receive channels |
PCT/US1997/022042 WO1998032243A1 (en) | 1996-12-27 | 1997-12-08 | Method and apparatus for joint synchronization of multiple receive channels |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001508266A JP2001508266A (ja) | 2001-06-19 |
JP4138014B2 true JP4138014B2 (ja) | 2008-08-20 |
Family
ID=25098658
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53434298A Expired - Fee Related JP4138014B2 (ja) | 1996-12-27 | 1997-12-08 | 多重受信チャンネルの共同同期化のための方法と装置 |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6335954B1 (ja) |
EP (1) | EP0951758B1 (ja) |
JP (1) | JP4138014B2 (ja) |
CN (1) | CN1328857C (ja) |
AU (1) | AU7998798A (ja) |
BR (1) | BR9714098A (ja) |
CA (1) | CA2276136A1 (ja) |
DE (1) | DE69733770T2 (ja) |
TW (1) | TW358280B (ja) |
WO (1) | WO1998032243A1 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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1996
- 1996-12-27 US US08/773,560 patent/US6335954B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-12-08 AU AU79987/98A patent/AU7998798A/en not_active Abandoned
- 1997-12-08 JP JP53434298A patent/JP4138014B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-08 CA CA002276136A patent/CA2276136A1/en not_active Abandoned
- 1997-12-08 EP EP97949719A patent/EP0951758B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-08 BR BR9714098A patent/BR9714098A/pt not_active IP Right Cessation
- 1997-12-08 WO PCT/US1997/022042 patent/WO1998032243A1/en active IP Right Grant
- 1997-12-08 DE DE69733770T patent/DE69733770T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-08 CN CNB971818983A patent/CN1328857C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-17 TW TW086119072A patent/TW358280B/zh active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
AU7998798A (en) | 1998-08-07 |
DE69733770T2 (de) | 2005-12-29 |
TW358280B (en) | 1999-05-11 |
US6335954B1 (en) | 2002-01-01 |
CN1247653A (zh) | 2000-03-15 |
CA2276136A1 (en) | 1998-07-23 |
CN1328857C (zh) | 2007-07-25 |
JP2001508266A (ja) | 2001-06-19 |
BR9714098A (pt) | 2000-03-21 |
EP0951758B1 (en) | 2005-07-20 |
DE69733770D1 (de) | 2005-08-25 |
WO1998032243A1 (en) | 1998-07-23 |
EP0951758A1 (en) | 1999-10-27 |
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RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
RD05 | Notification of revocation of power of attorney |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A601 | Written request for extension of time |
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|
A602 | Written permission of extension of time |
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|
A521 | Request for written amendment filed |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110613 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130613 Year of fee payment: 5 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
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R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
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|
R371 | Transfer withdrawn |
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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R250 | Receipt of annual fees |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |