JP4138014B2

JP4138014B2 - 多重受信チャンネルの共同同期化のための方法と装置

Info

Publication number: JP4138014B2
Application number: JP53434298A
Authority: JP
Inventors: ボトムレイ，グレゴリイ，エドワード; チェンナケシュ，サンディープ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1997-12-08
Publication date: 2008-08-20
Anticipated expiration: 2017-12-08
Also published as: TW358280B; AU7998798A; CA2276136A1; WO1998032243A1; JP2001508266A; DE69733770T2; EP0951758B1; BR9714098A; CN1247653A; EP0951758A1; CN1328857C; US6335954B1; DE69733770D1

Description

発明の背景
１．発明の分野
本発明は一般にディジタル信号の通信に関するもので、より特定すると、ディジタル通信システム内の多重ダイバシティ・チャンネルの受信機同期化に関する。
２．関連技術の説明
ディジタル通信システムでは、２進値±１などのディジタル記号（symbol）はチャンネルを通して波形として送信機から受信機に送信される。「チャンネル」という語はここでは一般的な意味に用いており、中を信号が伝送される任意の媒体を指す。例えば、チャンネルは無線環境、銅線、光ファイバ、磁気記憶媒体である。どの場合も、受信機が受信する信号はチャンネルを通る伝送の影響を受けて、送信機が送信した信号とは異なる。受信信号は雑音や他の信号からの干渉を含むことが多いために、信号の質が低下し、伝送誤りの確率が増える。
特に無線通信システムではレーリーフェージングと呼ぶ現象があり、これは主として信号行路差のために４０ｄＢ以上の非常に局所的な信号損失を生じる。レーリーフェージングを克服するため、空間ダイバシティと呼ぶ既知の技術では受信機に複数のアンテナを設ける。受信機アンテナを物理的に十分離して設けると、アンテナが受信する信号は無相関のレーリーフェージングを示す。これらのアンテナが受信した信号を「ダイバシティ信号」と呼び、またこのアンテナを「ダイバシティアンテナ」と呼ぶ。ダイバシティ信号を受信機で結合すると、強くて明瞭な信号が生成される。
アレー利得を得るためには、フェーズドアレーなどのような間隔を密にしたアンテナ要素を用いてもよい。ただし、ダイバシティ利得は減少しまたは消滅する。復調の前に、フェーズドアレー信号にビーム形成を適用するのも好ましい。
受信機では、復調する前に信号に対して濾波・増幅・混合などの信号前処理操作を行う。信号前処理操作は、受信信号にサンプリングや量子化を行って受信データサンプルのシーケンスを得ることも含む。これらの信号前処理を行った後、受信信号を復調し、アナログ信号に変換して出力する。
多くのディジタル通信システムでは、受信機が受信ディジタル信号を復調するのを助けるため送信機は同期（sync）信号を送る。受信機は受信信号と既知の同期信号の写しとを比較してビットすなわち記号のタイミングを決定し、フレームタイミングを決定し、また恐らくチャンネル応答を推定する。記号タイミングは受信信号をサンプリングするのに最も良い位置を示し、フレームタイミングは新しいフレームの開始点を示す。オーバーサンプリングを行う場合は、タイミングは、オーバーサンプリングしたデータをデシメート（decimate：間引く）するときにどのサンプリング位相を用いるか示す。
従来の同期法では、タイミングは、所望の信号の信号強さを最大にするサンプリング位相を見つけることにより決定する。このため一般に受信信号と同期信号の相関をとり、信号強さの指標としては振幅自乗相関値を用いる。記号同期化への振幅自乗相関値の使用は、Hamid他の「日本のパーソナルディジタルセルラ用の適応トランケーションＭＬＳＥ受信機（An adaptive truncated MLSE receiver for Japanese Personal Digital Cellular）」、IEEE Trans. Veh. Technol., Feb. 1996、に述べられている。従来の同期化方法の一般的な説明は、例えば、J. Proakisの「ディジタル通信（Digital Communications）」、Second ed., 1989, Section 4.5.2およびその参考文献を参照のこと。
残念ながら受信信号は妨害信号を含むので、伝送されるディジタル記号を完全に回復することはできない。妨害が加算白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の場合は、上に述べた信号強さを最大にする従来の方法を用いれば復調器の入力の信号対雑音比（ＳＮＲ）も最大になる。妨害が同一チャンネル干渉や隣接チャンネル干渉などの他の信号を含む場合は、Chennakeshu他の米国特許番号第５，４０６，５９３号に述べられている方法に従って、入力信号対妨害プラス雑音比（ＳＩＮＲ）を最大にすることができる。
多重受信アンテナを空間ダイバシティに用いるとき、従来の方法では、米国特許番号第５，４０６，５９３号に述べられているように、各ダイバシティ信号を別々に同期させる。これにより、ＳＮＲまたはＳＩＮＲは各ダイバシティ・チャンネルで最適になる。復調器出力のＳＩＮＲはせいぜい異なるダイバシティ信号のＳＩＮＲの和なので、干渉の打消しを行わない従来のダイバシティ結合ではこの方法でよい。しかし受信機で干渉の打消しを行うときは、各アンテナでＳＩＮＲを最大にすることは必ずしも最も良い方法ではない。むしろ、異なるアンテナの干渉信号を時間的に調整して、ダイバシティ信号を結合するときに種々の信号の干渉成分を互いに打ち消すようにする方がよい。これは、別々にチャンネルを同期させたのでは保証できないことである。したがって、多重受信チャンネルを共同で同期させ干渉打消し検出器の性能を最大にすることのできる方法と装置が必要である。
文献ＥＰ-０-７１６５１３は、ダイバシティブランチを有するダイバシティ受信機を開示している。これは、同期確立回路により共通のフレームタイミングを提供するものである。文献ＥＰ-０-５４４-３１５は、異なるサンプリング位相で単一入力信号をサンプリングするサンプリング手段を含む最尤シーケンス推定装置を開示している。
発明の概要
したがって本発明の主な目的は、多重受信チャンネルの共同同期化のための装置を提供することである。
本発明は、多重受信チャンネルの共同同期化のための装置を提供する。この装置は、信号を受信する手段と、受信信号を前処理する手段と、前処理信号の共同同期化のための手段と、同期した信号内の干渉を打ち消す手段を含み、受信信号のデータ内容は干渉を打ち消した後に決定する。
また本発明は、多重受信信号を共同で同期化する方法を提供する。本発明では、結合受信チャンネルのＳＩＮＲを最大にするように、各ダイバシティ信号ごとにサンプリング位相オフセットを選択する。
本発明のこれらの目的と、その特徴や利点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明を読めば明らかになる。図中、同じ参照番号は同じ要素を示す。
【図面の簡単な説明】
図１は、一般的なディジタル通信システムのブロック図である。
図２は、先行技術における別々のチャンネル同期化のための装置のブロック図である。
図３は、本発明の１つの実施の形態における受信機構造のブロック図である。
図４は、本発明の１つの実施の形態における共同同期化ユニットのブロック図である。
図５は、図４の実施の形態の共同同期化ユニットが実施する共同同期化の過程を示す流れ図である。
図６は、図４の実施の形態におけるメトリック（metric）・コンピュータのブロック図である。
図７は、図４の実施の形態におけるメトリック・コンピュータの別の実施の形態のブロック図である。
図８は、本発明の別の実施の形態における共同同期化ユニットのブロック図である。
図９は、図８の実施の形態における選択ユニットのブロック図である。
図１０は、図８の実施の形態の共同同期化ユニットが実施する共同同期化の過程を示す流れ図である。
図１１は、図８の実施の形態におけるメトリック・コンピュータのブロック図である。
好ましい実施の形態の詳細な説明
図１はダイバシティアンテナ１６ａ，ｂを用いる代表的なディジタル通信システム１０のブロック図を示す。ここで、ディジタル情報記号ｓ（ｎ）は送信機１２と送信アンテナ１４により、ディジタル通信信号として送信される。送信された信号は伝送媒体を通り、受信アンテナ１６ａ，ｂにより受信される。受信アンテナ１６ａ，ｂは受信ダイバシティ信号を受信機１８に与え、受信機１８は送信された情報記号を検出する。各ダイバシティ信号は、熱雑音と、恐らく干渉信号から成る妨害信号を含む。妨害信号が存在すると、受信機は情報信号を完全に検出することが困難になる。
図２は、先行技術における別々のチャンネル同期化方式の代表的な受信機構造２０のブロック図を示す。受信信号は信号プリプロセッサ２２ａ，ｂで処理する。一般に信号プリプロセッサ２２ａ，ｂは信号を濾波し、増幅し、混合して、ベースバンド信号を生成する。各ベースバンド信号を同期化ユニット２４ａ，ｂなどの別々の同期化手段で処理する。同期化ユニット２４ａ，ｂは従来の同期化技術を用いて、フレームタイミングとサンプルタイミングを決定する。次に、別々に同期させた各ダイバシティ信号を信号プロセッサ２６に与える。信号プロセッサ２６は、別々に同期させたダイバシティ信号を分析して情報記号を検出する。これは一般に、最大比率結合や、等利得結合や、選択結合などの、よく知られた技術を用いる同期化信号のダイバシティ結合により行う。
検出の精度を向上させるために、信号プロセッサ２６は干渉打消しやその他の形の復調を行ってよい。ディジタル通信システムの干渉打消し方式はすでに提案されている。例えば、J. H. Wintersの「同一チャンネル干渉のあるディジタル移動体無線における最適結合（Optimum Combining in Digital Mobile Radio with Co-channel Interference）」、IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 2, pp. 528-539, July, 1984と、G. E. BottomleyおよびK. Jamalの「適応アレーおよびＭＬＳＥ等化（Adaptive Arrays and MLSE Equalization）」、Proc. IEEE Veh. Technol. Conf., Chicago, July 25-28, 1995、を参照のこと。干渉打消しに用いられる基本原理は、異なるアンテナからの信号を結合して妨害信号を押さえまたは打ち消すことである。したがって、各アンテナからの所望の信号成分を建設的に加え、干渉成分を破壊的に加えることを目的とする。
しかし検出器内で干渉打消しを行うときは、単に所望の受信信号の信号エネルギーを最大にするように同期化操作（特にタイミングの選定）を設計するのは望まくない。システムの性能を向上させるには、ダイバシティ信号を結合した後に受信信号内に存在する干渉の量を減らすことも同様に望ましい。概念的には、干渉成分だけでなくダイバシティ信号の所望の信号成分もそろえ或いは整合させて、結合したときに干渉成分を互いに打ち消すようにすることによりこれを達成する。
本発明では、別々のアンテナで受信した複数のダイバシティ信号を共同で同期させることによりダイバシティ信号の整合を行う。図３は、本発明の受信機構造のブロック図を示す。参照しやすくするため、２本のダイバシティアンテナを有する受信機に関して本発明を説明する。しかし当業者が理解するように、本発明は３本以上のダイバシティ・アンテナや他の型のアンテナを有する受信機にも用いることができる。
本発明の理解を容易にするため、共同同期化の理論を簡単に説明する。アンテナ２１ａ，ｂは送信されたディジタル通信信号をダイバシティ信号Ｙ_aおよびＹ_bとして受信する。アンテナ２１ａ，ｂは、ダイバシティ信号Ｙ_aおよびＹ_bを信号プリプロセッサ２２ａおよび２２ｂにそれぞれ与える。信号プリプロセッサ２２ａ，ｂは受信ダイバシティ信号Ｙ_aおよびＹ_bを離散サンプル・ストリーム（ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）で表す）に変換する。この離散サンプル・ストリームｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）を共同同期化ユニット２８に与えると、共同同期化ユニット２８はダイバシティ信号ごとにサンプル・タイミングを決定することによりダイバシティ信号を共同で同期させる。得られた信号を復調器３０に与える。好ましい実施の形態では、復調器３０は干渉打消しプロセッサを含む。
同期化過程で各受信信号を考慮に入れると、後の干渉打消し過程の性能は以下の説明のように最適になる。信号プリプロセッサ２２ａ，ｂからの受信信号サンプルのベクトルをｘ（ｋ）で表す。信号プリプロセッサ２２ａ，ｂは信号を情報記号周期ごとにＮ回サンプリングする。したがって、２本の受信アンテナを有する受信機では、

ただし、ベクトル内の各要素は異なる受信アンテナが受信した信号に対応する。共同同期化ユニット２８は、情報記号周期ごとにＭ回だけサンプリングした受信信号サンプルのベクトルｒ（ｎ）を作る。ただし、Ｍは一般に１または２である。ｒ（ｎ）の各要素ｒ_i（ｎ）は次式で与えられる。

ただし、ｎはサンプル指標、ｐ_iは信号ｘ_i（ｋ）について共同同期化ユニット２８が選択した特定のサンプリング位相を表す整数値である。ｘ_i（ｋ）からｒ_i（ｎ）を生成する過程をデシメーション（間引き）といい、ｘ_i（ｋ）とサンプリング位相ｐ_iを入力として受けるデシメータと呼ぶ装置でこれを行う。
サンプリング位相の集団をサンプリング位相ベクトルｐとして整理できる。共同同期化ユニット２８は、復調器３０が出力する結合信号のＳＩＮＲが最大値になるようにサンプリング位相ｐ_iの集合を選択する。共同同期化ユニットはアンテナごとに１つのサンプリング位相を選択し、記号周期ごとにＮ個のサンプル中のＭ個だけを処理のために保持する。選んだＭの数に依存して、受信機を記号間隔型（symbol-spaced）（Ｍ＝１）または部分間隔型（fractionally-spaced）（Ｍ＞１）と呼ぶことがある。
適当なサンプリング位相ベクトルを選択することにより、Ｍ＝１（すなわち、処理のために周期ごとに１サンプルだけ選択する）のとき出力ＳＩＮＲを次の方法で最大化する。上記のWintersが示したアレー処理法を用い、また簡単のために離散サンプル指標ｎを除くと、同期化およびサンプリングの後の受信サンプルのベクトルｒを次式で表すことができる。
［２］ｒ＝ｃｓ＋ｚ
ただし、ｃはアンテナごとに１個のチャンネルタップのベクトル、ｓは検出すべき伝送データ記号、ｚはアンテナごとに１個の妨害値のベクトルである。妨害は、熱雑音と、他の通信信号からの干渉を共に含んでよい。
雑音と干渉を共に拒絶するため、復調器３０はサンプルｒを結合して検出統計置ｙ_dを作り、これを用いて伝送情報記号ｓを識別する。全ての可能な記号の中で、伝送情報信号はこの検出統計値に最も近い記号である。好ましい実施の形態では、検出統計値ｙ_dは全ての受信信号の重み付き平均として計算する。これを次式で表す。
［３］ｙ_d＝ｗ ^H ｒ
ただし、上付き文字Ｈは重みベクトルｗの共役転置を表す。上記のWintersに従えば、重みの最適選択は次の通りである。
［４］ｗ＝Ｒ^-1 _zz ｃ
ただし、Ｒ_zz＝Ｅ｛ｚｚ ^H｝は受信アンテナ２１ａ，ｂにまたがる、妨害に関連する相関マトリクスの期待値である。Ｄ本の受信アンテナを有するシステムでは、Ｒ_zzはディメンションＤｘＤを有するマトリクスを含む。Ｅ｛ｘ｝はｘの期待値を表す。添え宇ｚｚは、妨害ベクトルｚを自分（ｚ）に相関させることによりＲが得られることを示す。チャンネルタップｃと妨害相関マトリクスＲ^-1 _zzは、実際には従来の方法を用いて受信信号から推定することができる。この推定の一例は、１９９７年１０月２１日発行の米国特許番号第５，６８０，４１９号（対応する米国出願番号第０８／２８４，７７５号）に示されている。
理論的には、この方法を用いた出力ＳＩＮＲは上記のWintersに次式で与えられている。
［５］ＳＩＮＲ＝ｃ ^HＲ^-1 _zz ｃ
しかし、チャンネルタップと妨害相関マトリクスの値は用いた同期化すなわちタイミングに依存する。この値をサンプリング位相ベクトルｐで表す。一般に、出力ＳＩＮＲは次式で与えられる。
［６］ＳＩＮＲ（ｐ）＝ｃ ^H（ｐ）Ｒ^-1 _zz（ｐ）ｃ（ｐ）
式６から、出力ＳＩＮＲはサンプリング位相ベクトル全体に依存することと、各アンテナ信号のサンプリング位相を独立に選択したのではＳＩＮＲを最大にすることはできないことが分かる。
出力ＳＩＮＲを最適にするため、ダイバシティ信号の協調同期化（すなわち「共同同期化」）を行う。言い換えると、サンプリング位相ｐ_iを個別にではなく集合的に決定することにより、出力ＳＩＮＲを最大にする。本発明では、種々の試験サンプリング位相ベクトルｐ’を考慮に入れることにより共同同期化を行う。出力ＳＩＮＲを試験サンプリング位相ベクトルｐ’ごとに推定する。受信機は出力ＳＩＮＲを最大にする試験サンプリング位相ベクトルｐ’を選択して用いることにより、受信信号をデシメートする。簡単にするために、まず別々のチャンネル同期化を行う。したがって、別々に同期させた結果に関する限られた数のサンプリング位相ベクトルの候補だけを試験すればよい。
図４は、本発明の実施態様における共同同期化ユニット２８を示す。共同同期化ユニット２８はデシメータ７０と、制御ユニット７２と、メトリック・コンピュータ７４と、２極単投スイッチ７６を含む。ｒ_i（ｎ）の擬似値が復調器３０を通らないようにするため、処理の前にスイッチ７６を開く。
受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）がデシメータ７０に入る。受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）は１個または複数個のバッファ（図示せず）で緩衝してよい。制御ユニット７２はサンプリング位相ベクトルｐをデシメータ７０に与える。デシメータ７０はデシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）を出力する。メトリック・コンピュータ７４はデシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）を受け、これを用いて次の干渉打消し過程の性能を予測するメトリックを計算する。好ましい実施の形態では、このメトリックは受信機の出力における信号対妨害プラス雑音比（ＳＩＮＲ）の推定値である。
制御ユニット７２はデシメータ７０に種々の試験サンプリング位相ベクトルｐ’を与え、最高の出力ＳＩＮＲ推定値を生じるサンプリング位相ベクトルを選択する。
評価される試験サンプリング位相ベクトルｐ’の初期値は前に選択したサンプリング位相ベクトルでもよいし、通常の同期化処理により得たものでもよい。本発明の１つの実施の形態では、初期サンプリング位相ベクトルの近くの所定の範囲の試験サンプリング位相ベクトルを評価し、最高の出力ＳＩＮＲを作る試験サンプリング位相ベクトルを選択し、これを用いてダイバシティ信号を同期させる。しかし理解されるように、本発明の精神と範囲から逸れない他のアルゴリズムを用いて試験サンプリング位相ベクトルを選択してよい。
制御ユニット７２が最適なサンプリング位相ベクトルｐ _optを識別すると、制御ユニット７２はｐ _optをデシメータ７０に与え、スイッチ７６を閉じて、デシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）を復調器３０に与える。
図５は、制御ユニット７２の可能な論理の流れを示す。まず、スイッチ７６を開き、ｐ _optの初期値を選択する。上に述べたように、ｐ _optの初期値は前に選択した値でもよいし、通常の同期化方法で得た値でもよい。
次に、ｐ _optをデシメータ７０に出力すると、デシメータ７０はｐ _optを用いて受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）をデシメートする。
次に、ｐ _optをサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたＳＩＮＲ推定値をメトリック・コンピュータ７４から入力する。
次に、制御ユニット７２は試験サンプリング位相ベクトルｐ’を生成する。試験サンプリング位相は、いくつかのアルゴリズムの中のどれを用いて生成してもよい。例えば、制御ユニットは初期サンプリング位相ベクトルの近くの、多数のサンプリング位相ベクトルの中の１つを選択してよい。または、制御ユニットは可能な各サンプリング位相ベクトルを順番に選択し評価してよい。
次に、選択された試験サンプリング位相ベクトルｐ’をデシメータ７０に与えると、デシメータ７０はｐ’を用いて受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）をデシメートする。
次に、ｐ’をサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたＳＩＮＲ推定値をメトリック・コンピュータ７４から入力する。
次に、ｐ’に基づくＳＩＮＲ推定値をｐ _optに基づくＳＩＮＲ推定値と比較する。ｐ’に基づくＳＩＮＲ推定値がｐ _optに基づくＳＩＮＲ推定値より大きい場合は、ｐ _optをｐ’で置換し、最大ＳＩＮＲ推定値を更新する。
次に、制御ユニットは別の試験サンプリング位相ベクトルを評価するかどうか決定する。この決定は、対象とするｐ’の全ての値をすでに評価したかどうかにより、また十分なＳＩＮＲを得たかどうかにより行う。また、時間または処理に限界があると、制御ユニットは対象とする全てのベクトルｐの評価を終る前に試験値の評価を止めなければならないことがある。
評価を続ける必要があると制御ユニットが決定した場合は、ｐ’の新しい値を選択して上述と同様に処理する。
処理が完了したので試験サンプリング位相ベクトルを更に評価する必要がない、と制御ユニットが決定した場合は、ｐ _optをデシメータ７０に出力してスイッチ７６を閉じる。
図６は、図４の実施の形態におけるメトリック・コンピュータ７４のブロック図を示す。受信信号のデシメートされたサンプルｒ_i（ｎ）をチャンネルタップ推定器３２ａ，ｂに与えると、チャンネルタップ推定器３２ａ，ｂは従来の技術を用いて信号のチャンネルタップ遅延と係数ｃ _estを推定する。これらの推定値を結合器３４ａ，ｂに与えると、結合器３４ａ，ｂは既知のまたは検出された情報記号とチャンネルタップ係数を用いて、ベクトル形式ｒ _est（ｋ）で表す受信信号の推定値を形成する。受信機が所定の情報記号の集合を処理しているとき（例えば同期化中）は、既知の情報記号を用いてよい。
遅延ユニット３８ａ，ｂにより、チャンネル推定器３２ａ，ｂが推定受信信号に与えた遅延に等しい遅延を受信信号に与える。加算器３６ａ，ｂにより、受信信号から受信信号推定値を差し引く。
加算器３６ａ，ｂの出力ｚ_i,est（ｎ）は受信信号の妨害成分の推定値である。妨害成分推定値をまとめてベクトルｚ _est（ｋ）で表す。次に妨害推定値を逆相関推定器４０に送ると、逆相関推定器４０は逆相関マトリクスの推定値Ｒ^-1 _zzを生成する。逆相関マトリクスＲ^-1 _zzは、この技術でよく知られているマトリクス反転補助定理を用いて直接推定するか、または推定した後で相関マトリクスを反転させて得ることができる。マトリクスの平方根の推定やＬＤＵ因数分解などの他の方法を用いてもよい。
チャンネルタップ係数と逆相関マトリクス推定値を算術論理プロセッサ４２に与えると、算術論理プロセッサ４２は与えられた値を用いて出力ＳＩＮＲの推定値を計算する。このＳＩＮＲ推定値を、上に述べたように制御ユニット７２に与える。受信機が新しい情報記号を連続的に受信して処理すると、ＳＩＮＲ推定値は時間と共に変化する。ＳＩＮＲ推定値は雑音を含み、また最適サンプリング位相ベクトルはゆっくり変化するので、例えば低域フィルタ（図示せず）を用いて、ＳＩＮＲ推定値を時間で平滑化することが望ましい。
出力ＳＩＮＲまたは復調器の性能に関する他のメトリック（例えばＲ_zzの代わりに、推定するのが簡単なデータ相関マトリクスＲ_rr）を用いてもよい。この方式を図７に示す。図７はメトリック・コンピュータ７４’を示す図であって、データ相関推定器４１と、１対のチャンネル推定器３２ａ，ｂと、算術論理プロセッサ４２を含む。データ相関推定器４１は入力としてデシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）を受けて、データ相関マトリクスの推定値Ｒ_rrを生成する。チャンネル推定器３２ａ，ｂは、デシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）に基づくチャンネルのチャンネルタップ推定値ｃ_aおよびｃ_bを生成する。チャンネルタップ推定値ｃ_aおよびｃ_bとデータ相関マトリクスＲ_rrを算術論理プロセッサ４２に与えると、算術論理プロセッサ４２は最適化すべきメトリックを計算する。このメトリックは次式に従って計算する。
［７］メトリック＝ｃ ^HＲ^-1 _rr ｃ
図８は、本発明の共同同期化ユニットの別の実施の形態を示す。図８に示すように、共同同期化ユニット１０５は選択ユニット１００とメトリック・コンピュータ１０３を含む。選択ユニット１００は信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）を入力として受信し、デシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）を出力として生成する。また選択ユニット１００は試験サンプリング位相ベクトルｐ’を生成して、この試験ベクトルをメトリック・コンピュータ１０３に出力する。メトリック・コンピュータ１０３は入力である信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）と試験サンプリング位相ベクトルｐ’とを受けて出力ＳＩＮＲの推定値を生成し、これを選択ユニット１００に与える。
図９に示すように、選択ユニット１００は制御ユニット１０１とデシメータ１０２を含む。制御ユニット１０１はメトリック・コンピュータ１０３が生成したＳＩＮＲ推定値を入力として受ける。制御ユニット１０１は最適サンプリング位相ベクトルｐ _optをデシメータ１０２に出力し、デシメータ１０２はｐ _optを用いて入力信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）をデシメートする。また制御ユニット１０１は試験サンプリング位相ベクトルｐ’をメトリック・コンピュータ１０３に出力し、メトリック・コンピュータ１０３は与えられた試験サンプリング位相ベクトルｐ’に基づいてＳＩＮＲ推定値を計算する。
選択ユニット内の別々のデシメータとメトリック・コンピュータを用いて、前に選択したサンプリング位相を用いて選択ユニット１００が到着信号を継続的に処理すると、図８の共同同期ユニット１０５は異なるサンプリング位相ベクトルを継続的に評価することができる。この特徴は広帯域通信システムに有用である。広帯域通信システムでは、到着するサンプル・ストリームを処理のために緩衝するのは不可能かまたは不便である。
図１０は、制御ユニット１０１の可能な論理の流れを示す。まず、ｐ _optの初期値を選択してデシメータ１０２に与える。上に述べたように、ｐ _optの初期値は前に選択した値でもよいし、通常の同期化方法で得た値でもよい。
次に、ｐ _optをメトリック・コンピュータ１０３に出力すると、メトリック・コンピュータ１０３はｐ _optを用いて受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）をデシメートする。
次に、ｐ _optをサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたＳＩＮＲ推定値を、メトリック・コンピュータ１０３から選択ユニット１００に出力する。
次に、制御ユニット１０１が試験サンプリング位相ベクトルｐ’を生成してメトリック・コンピュータ１０３に与えると、メトリック・コンピュータ１０３はこの試験サンプリング位相ベクトルｐ’を用いて受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）をデシメートする。
次に、ｐ’をサンプリング位相ベクトルとして用いた結果生成されたＳＩＮＲ推定値を、メトリック・コンピュータ１０３から選択ユニット１００に出力する。
次に、ｐ’に基づくＳＩＮＲ推定値をｐ _optに基づくＳＩＮＲ推定値と比較する。ｐ’に基づくＳＩＮＲ推定値がｐ _optに基づくＳＩＮＲ推定値より大きい場合は、適当なときにｐ _optをｐ’で置換し、最大ＳＩＮＲ推定値を更新する。
次に制御ユニットは、別の試験サンプリング位相ベクトルを評価するかどうか決定する。この決定は、対象とするｐ’の全ての値の評価が終わったかどうかによる。また時間または処理に限界があると、制御ユニットは対象とする全てのベクトルｐの評価を終わる前に試験値の評価を止めなければならないことがある。
評価を続ける必要があると制御ユニットが決定した場合は、ｐ’の新しい値を選択して上と同様に処理する。
処理が完了したので更に試験サンプリング位相ベクトルを評価する必要がない、と制御ユニットが決定した場合は、ｐ _optをデシメータ１０２に出力する。
図１１は、図８の実施の形態におけるメトリック・コンピュータ１０３をブロック図形式で示す。メトリック・コンピュータ１０３はデシメータ１０４ａ，ｂを含む。デシメータ１０４ａ，ｂは入力である受信信号ｘ_a（ｋ）およびｘ_b（ｋ）と、試験サンプリング位相値ｐ_a’およびｐ_b’とをそれぞれ受けて、デシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）をそれぞれ生成する。
デシメートされた信号ｒ_a（ｎ）およびｒ_b（ｎ）はチャンネルタップ推定器３２ａ，ｂに与えられ、チャンネルタップ推定器３２ａ，ｂは従来の方法を用いて信号のチャンネルタップ係数ｃ _estを推定する。これらの推定値を結合器３４ａ，ｂに与えると、結合器３２ａ，ｂは既知のまたは検出した情報記号とチャンネルタップ係数を用いて、受信信号の推定値ｒ _est（ｋ）を形成する。
遅延ユニット３８ａ，ｂにより、チャンネル推定器３２ａ，ｂが推定受信信号に与えた遅延に等しい遅延を受信信号に与える。加算器３６ａ，ｂにより、受信信号から受信信号推定値を差し引く。
加算器３６ａ，ｂの出力ｚ_i,est（ｋ）は受信信号の妨害成分の推定値である。次にこの妨害推定値を逆相関推定器４０に送ると、逆相関推定器４０は逆相関マトリクスの推定値Ｒ^-1 _zzを生成する。
チャンネルタップ係数と逆相関マトリクス推定値を算術論理プロセッサ４２に与えると、算術論理プロセッサ４２は与えられた値を用いて出力ＳＩＮＲの推定値を計算する。次に上に述べたように、ＳＩＮＲ推定値を選択ユニット１００に与える。
本発明は、Bottomleyにより与えられた干渉打消し方式に容易に拡張することができる。干渉打消しプロセッサはまた受信信号を等化する。この場合は、受信信号は、受信信号の遅延バージョンすなわちイメージであるエコーを含む。受信バージョンが２つ（主バージョンとエコー）ある場合は、同期させた後の受信信号は次のようにモデル化される。
［８］ｒ’（ｎ）＝ｃ ₀ｓ（ｎ）＋ｃ ₁ｓ（ｎ−１）＋ｚ＝（ｎ）
ただし、記号ごとに１サンプル（Ｍ＝１）と仮定する。
上の式から、チャンネルタップはイメージすなわちエコーごとに１ベクトルのベクトルｃ ₀およびｃ ₁を含むことが分かる。チャンネル推定器３２はこれらのチャンネルタップを推定し、信号生成ユニット３４はこれらの推定値を用いてイメージを除去し、妨害値ｚ（ｎ）のベクトルの推定値を残す。メトリック・コンピュータ４２は次のようにしてＳＩＮＲを推定する。
［９］ＳＩＮＲ（ｐ）＝ｃ ₀ ^H（ｐ）Ｒ^-1 _zz（ｐ）ｃ ₀（ｐ）
＋ｃ ₁ ^H（ｐ）Ｒ^-1 _zz（ｐ）ｃ ₁（ｐ）
他のメトリックも可能である。
本発明は、記号周期ごとに２個以上のサンプルを必要とする部分間隔型の復調にも容易に拡張することができる。Ｍ＞１のとき、交互配置の記号間隔型のデータストリームごとにＳＩＮＲ項を加えてよい。
本発明について２本の受信アンテナを有する受信機を例として説明したが、当業者が理解するように、本発明は任意の数の受信アンテナを有する受信機に適用することができる。アンテナの間隔は必ずしも広くなくてよい。更に、多重受信アンテナに関して本発明を説明したが、これは任意の多重チャンネル受信機に適用することができる。この多重チャンネルは、ビームや、異なる極性や、他のチャンネル形式に対応してよい。また、所望の信号は共同で復調される所望の信号の集合であってよい。
また本発明は、線形および決定フィードバック等化を含む種々の復調方式にも、記号毎のＭＡＰ検出（symbol-by-symbol MAP detection）にも適用することができる。所望の信号は、ＱＰＳＫ、π/４-ＤＱＰＳＫ、ＧＭＳＫ、コード化変調などを含む種々の方法で変調してよい。復調過程は一般にソフトビットすなわち記号値を生成し、ブロック・重畳・ターボ復号などのチャンネル復号のためにこれを更に処理する。最後に、本発明は「同期」記号が存在しないかまたは知られていないときにも適用することができる。送信される信号について異なる仮定（hypotheses）を考えることができる。仮定ごとに、最適のサンプリング位相とＳＩＮＲを決定することができる。ＳＩＮＲを最大にする仮定とサンプリング位相により、用いるサンプリング位相が決まる。
本発明について好ましい実施の形態に関して説明したが、当業者が理解するように、本発明はここに説明し図示した特定の実施の形態に限られるものではない。ここに図示し説明した以外の異なる実施の形態や適応形態も、多くの変形・修正・同様の装置も、本発明の内容と範囲から逸れることなく、上記の説明と図面により十分連想することができる。本発明について好ましい実施の形態に関して詳細に説明したが、この開示は本発明の単なる図示と例示であって、本発明の完全なかつ権能を付与する開示のためのものに過ぎない。したがって、本発明は特許請求の範囲の範囲によってのみ規定されるものである。

Claims

多重受信チャンネルと復調器（３０）を有する無線受信機内の、第１の受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の同期化装置であって、
前記第１の受信チャンネルに対応する第１の信号を受信する第１のアンテナ（２１ａ）と、
第２の受信チャンネルに対応する第２の信号を受信する第２のアンテナ（２１ｂ）と、
前記第１の信号を第１離散ストリームに変換する第１の信号プリプロセッサ（２２a）と、
前記第２の信号を第２離散ストリームに変換する第２の信号プリプロセッサ（２２ｂ）と、
前記第１の信号と前記第２の信号に応答して、第１の離散ストリームと第２の離散ストリームを受信サンプルベクトルに変換する関数として動作し、前記第１の信号と前記第２の信号とを同期させる記号同期化手段（２８）とを備え、前記記号同期化手段（２８）は、
メトリック・コンピュータが生成したメトリックを受けて、前記メトリックに応答して、前記第１の信号と第２の信号とを同期させるのに用いるサンプリング位相を生成する制御ユニット（７２）と、
前記第１の信号プリプロセッサ（２２a）と第２の信号プリプロセッサ（２２ｂ）とを前記制御ユニット（７２）に接続し、前記制御ユニットが生成したサンプリング位相に応答して前記第１の信号と第２の信号をデシメートするデシメータ（７０）と、
前記デシメータ（７０）に応答して、逆相関マトリックスを用いた演算により前記復調器の性能を予測するメトリックを生成し、少なくともチャンネル推定器（３２）と算術論理プロセッサ（４２）を備えるメトリック・コンピュータ（７４）を含む前記同期化手段と、
前記制御ユニット（７２）により制御されるスイッチ（７６）とを備え、第１の位置（閉）と第２の位置（開）を含み、同期化処理を開始する前に前記スイッチ（７６）を前記第２の位置とすることで前記装置がデシメートされた信号を前記復調器（３０）に送ることを妨げ、前記第１の位置にあるときは前記スイッチ（７６）により前記装置がデシメートされた信号を前記復調器（３０）に送る、スイッチ（７６）と、
を備える信号の同期化装置。
前記メトリック・コンピュータ（７４）により生成される前記メトリックは前記復調器出力の信号対妨害プラス雑音比の推定値を含む、請求項１に記載の信号の同期化装置。
前記メトリック・コンピュータ（７４）は、
前記第１の信号と前記第２の信号に対応するチャンネルタップ係数を推定する少なくとも２個の前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）と、
前記第１および第２の信号を遅延させる少なくとも２個の遅延ユニット（３８ａ，３８ｂ）と、
それぞれ前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）の１つに接続し、既知のまたは検出した情報信号とチャンネルタップ係数を結合して所望の信号値を作る、少なくとも２個の結合器（３４ａ，３４ｂ）と、
それぞれ前記結合器（３４ａ，３４ｂ）の１つと前記遅延ユニット（３８ａ、３８ｂ）の１つに接続し、前記遅延信号から前記所望の信号値を差し引いて前記第１および第２の信号の妨害成分を作る、少なくとも２個の加算器（３６ａ，３６ｂ）と、
を備える、請求項２に記載の信号の同期化装置。
前記メトリック・コンピュータ（７４）は、
前記加算器（３６ａ，３６ｂ）に接続し、前記第１および第２の信号の妨害成分から推定逆相関マトリクスを生成する、逆相関推定器（４０）と、
前記逆相関推定器（４０）と前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）に接続し、前記逆相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、前記算術論理プロセッサ（４２）と、
を更に含む、請求項３に記載の信号の同期化装置。
前記メトリック・コンピュータは、
前記第１および第２の信号のチャンネルタップ係数を推定する少なくとも２個の前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）と、
前記第１および第２の信号のデータ相関マトリクスを推定するデータ相関推定
器（４１）と、
前記データ相関推定器と前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）に接続し、前記データ相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、前記算術論理プロセッサ（４２）と、
を含む、請求項１に記載の信号の同期化装置。
前記復調器（３０）は干渉打消しプロセッサを含む、請求項１に記載の信号の同期化装置。
多重受信チャンネルと復調器（３０）を有する無線受信機内の、第１の受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の同期化装置であって、
前記第１の受信チャンネルに対応する第１の信号を受信する第１のアンテナ（２１ａ）と、
第２の受信チャンネルに対応する第２の信号を受信する第２のアンテナ（２１ｂ）と、
前記第１の信号を第１の離散ストリームに変換する第１の信号プリプロセッサ（２２a）と、
前記第２の信号を第２の離散ストリームに変換する第２の信号プリプロセッサ（２２ｂ）と、
前記第１の離散ストリームと第２の離散ストリームを受信サンプルベクトルに変換する関数として動作し前記第１の信号と前記第２の信号を同期させる記号同期化手段（１０５）であって、
前記第１の信号と第２の信号とを同期させるのに用いる試験サンプリング位相および選択されたサンプリング位相を生成する制御ユニット（１０１）と、
前記制御ユニットが生成する前記選択されたサンプリング位相に応じて前記第１の信号と第２の信号をデシメートするデシメータ（１０２）とを含む、前記第１の信号プリプロセッサと前記第２の信号プリプロセッサに接続する選択ユニット（１００）と、
前記信号プリプロセッサと前記第２の信号プリプロセッサに接続して、逆相関マトリックスを用いた演算により復調器（３０）の性能を予測するメトリックを生成するメトリック・コンピュータ（１０３）を含む、
記号同期化手段（１０５）と、
前記選択ユニットが生成した前記試験サンプリング位相に応じて前記第１の信号をデシメートする少なくとも１個のデシメータ（１０４ａ）と、前記第１の信号と前記第２の信号に対応するチャンネルタップ係数を推定する少なくとも２個のチャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）と、前記第１および第２の信号を遅延させる少なくとも２個の遅延ユニット（３８ａ，３８ｂ）と、
それぞれ前記チャンネル推定器に１つに接続し、既知のまたは検出した情報記号とチャンネルタップ係数を結合して所望の信号値を作る、少なくとも２個の結合器（３４ａ，３４ｂ）と、
それぞれ前記結合器の１つと前記遅延ユニットの１つに接続し前記遅延信号から前記所望の信号値を差し引いて前記第１および第２の信号の妨害成分を作る少なくとも２個の加算器（３６ａ，３６ｂ）と、を備える前記メトリック・コンピュータと、
前記第１の信号と第２の信号とを同期させるのに用いる試験サンプリング位相および選択されたサンプリング位相を生成する制御ユニット（１０１）と、
前記制御ユニットが生成する前記選択されたサンプリング位相に応じて前記第１の信号と第２の信号とをデシメートするデシメータ（１０２）と、
を備える信号の同期化装置。
前記メトリック・コンピュータは、
前記加算器に接続し、前記第１および第２の信号の妨害成分から推定逆相関マトリクスを生成する、逆相関推定器（４０）と、
前記逆相関推定器（４０）と前記チャンネル推定器（３２ａ，３２ｂ）に接続し、前記逆相関マトリクスとチャンネルタップ係数から前記メトリックを形成する、算術論理プロセッサ（４２）と、
を更に含む、請求項７に記載の信号の同期化装置。
前記算術論理プロセッサ（４２）が生成した前記メトリックは、前記復調器出力の信号対妨害プラス雑音比の推定値を含む、請求項８に記載の信号の同期化装置。
前記復調器（３０）は干渉打消しプロセッサを含む、請求項７に記載の信号の同期化装置。
復調器（３０）を有する無線受信機内の、複数のアンテナから多重受信チャンネルにより受信したダイバシティ信号の共同同期化を行う方法であって、
試験サンプリング位相ベクトルの集合を生成し、
前記サンプリング位相ベクトルに応答して前記信号をデシメートして、デシメートされた信号を作り、
試験サンプリング位相ベクトルごとに、この試験サンプリング位相ベクトルに基づいて、逆相関マトリックスを用いた演算により前記復調器の性能を予測するメトリックを生成し、
前記復調器の性能を最適にする試験サンプリング位相ベクトルを選択し、前記選択されたサンプリング位相ベクトルに応じて前記信号をデシメートし、スイッチを閉じて、デシメートされた信号を前記復調器（３０）に出力する、
ステップを含む、信号の共同同期化を行う方法。
前記復調器（３０）は干渉打消しプロセッサを含む、請求項１１に記載の信号の共同同期化を行う方法。