JPH0435546A

JPH0435546A - 干渉波除去方式

Info

Publication number: JPH0435546A
Application number: JP2142238A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Tsujimoto; 一郎辻本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-05-31
Filing date: 1990-05-31
Publication date: 1992-02-06
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: JPH0744515B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は干渉波除去方式に関し、特にダイバーシティ方
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてＤ
／Ｕ　（希望波対干渉波比ンがマイナスとなるような強
い干渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフ
ェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去
方式に関する。

（従来の技術）従来、ＰＳＫ＋ＱＡＭを用いたディジタル゛？イクロ波
回線に対してＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネルか
らの干渉または妨臀波などが問題となることがある。特
にディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干
渉波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合
がある。また、強縦のマルチパスフェージング回線にお
いてはダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であ
り、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整
合フィルタ（ＭＰ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）とを
用いた受信機が必要となる。マルチパスフェージング環
境下での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去
方式の一例を第３図に示す。

第３図において、３０１と３０２は乗算器、３０３は加
算器、３０４は減算器、３０５と３０８と３０９はＡＧ
Ｃ増幅器、３０６と３０７は相関器、３１０は切換え器
、３１１は適応等化器である。この従来の干渉除去方式
は、２つのルートのそれぞれの受信信号を２重ダイバー
シティ合成し、該合成信号を適応等化器（ＥＱＬ）を用
いる適応受信機に通して等化を行なっている。ダイバー
シティ合成は加算器３０３で行われ、その合成方式は最
大比合成である。入力１と入力２の各ダイバーシティ入
力は、それぞれＡＧＯ増幅器３０８と３０９でフラット
フェージングによるレベル変動を除かれ、加算器３０３
で最大比合成されるように乗算器３０１と３０２におい
てそれぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタッ
プ係数は、相関器３０６と３０７によるダイバーシティ
合成後のＡＧＣｊｌ１幅器３０５の出力と、Ａ　Ｇ　Ｃ
増幅器３０８および３０９の出力との間の相関値である
。干渉波が存在しない時は切換え器３１０はＡＧＣ増幅
器３０５の出力を選択して出力し、適応等化器（ＥＱＬ
）３１１に受信信号を供給する。この適応等化器３１１
でマルチパスフェージングによる波形歪が除去される。

第３図の従来の干渉波除去方式において、受信信号中に
広帯域でＤｌＵ比（干渉波と希望波の比）がマイナスと
なるような強い干渉波が存在する場合、切換え器３１０
は減算器３０４の出力を選択して出力する。この減算器
３０４は乗算器３０１の出力から乗算器３０２の出力を
減じており、加算器３０３が位相について同相合成を行
うのに対し、減算器３０４は逆相合成を行うことで干渉
波の除去を行う。

第４図にその干渉波除去の動作を示す、（ａ）と（ｄ）
はそれぞれダイバーシティルート１．２の入力１，２を
示している。ここで、各ルートの希望波をＳｌ、３２と
し、干渉波をＪｌ、Ｊ２とする。Ｄ／１１がマイナスと
なるくらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相
合成されるように制御され、（ｂ）と（ｅ）に示すよう
に、乗算器３０１と３０２の出力において干渉波Ｊ１と
Ｊ２の振幅および位相が等しくなる。この場合、（ｃ）
に示す加算器３０３の出力は、干渉波どうしの同相合成
を示している。一方、（ｆ）に示すように減算器３０４
では干渉波どうしが逆相合成され、干渉波は除去されて
、希望信号波のみが抽出されている。しかしＳｌと８２
については　ｆｉ大大金合成みならず同相合成すら行な
われないことになる。特に、希望波Ｓと干渉波Ｊどの位
相関係により、希望信号波が消えることがある。入力１
と入力２が（ｇ）と（Ｊ）に示すように、ＳとＪとの振
幅位相関係が同じ場合、乗算器３０１と３０２の出力は
（ｈ）と（ｋ）に示すように一致する。この時、（１）
に示す加算器３０３の出力はＳもＪも同相合成となり、
（１）に示す減算器３０４に出力はＳもＪも逆相合成と
なる。すなわち干渉波は除去されているが、希望信号波
も消滅することになる。

（発明が解決しようとする課題）上述した従来の干渉波除去方式は、干渉波を除去しよう
とすると希望波についてのダイバーシティの最大比合成
または同相合成が行なわれないから、マルチパスフェー
ジング回線での適応等化による最適受信と干渉波除去と
が両立せず、場合によっては希望信号を消失させてしま
うと言う欠点がある。

そこで本発明の目的は、干渉波除去に伴う希望波の消滅
を防ぐと共に、強い広帯域干渉波を除去し、さらにマル
チパス歪を効果的に除去することができる干渉波除去方
式を提供することにある。

（課題を解決するための手段）本発明の干渉波除去方式は、２つのルートを設定してそ
れぞれの受信出力を合成する合成ダイバーシティを行な
う干渉波除去方式であって、第１および第２の送信信号
に所定の時間差を与えて送信し、前記第１の送信信号と
第１の干渉波でなる第１の受信信号と、前記第２の送信
信号と第２の干渉波でなる第２の受信信号とを前記第１
の干渉波の位相と前記第２の干渉波の位相とが逆相とな
るようにダイバーシティ合成を行ない、該合成信号を整
合フィルタと判定帰還形等化器でなる適応受＠機に通し
て等化を行なうことを特徴とする。

（実施例）次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の干渉波除去方式の一実施例の構成を示
すブロック図である。第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図である。

第１国Ｃおいて、１０１と１０２は乗算器、１０３は加
算器、１０４は減算器、１０５と１０８と１０９はＡＧ
Ｃｔｌ＠器、１０６と１０７は相関器、１１０は切換え
器、１１１は整合フィルタ（ＭＰ）、１１２は判定帰還
型等化器（ＤＦＥ）、１１３はτの遅延時間を有する遅
延素子、１１４と１１５は送信器である。

第２図において、２０１は減算器１０４のルート１側入
力の希望波Ｓ１．２０２は減算器１０４のルート１側入
力の干渉波Ｊ１．２０３は減算器１０４のルート２側入
力の希望波Ｓ２．２０４は減算器１０４のルート２１！
１入力の干渉波Ｊ２である。また、第２図（Ｃ）はＭＦ
ＩＩＩの入力での希望波についての等価的インパルス応
答であり、第２図（ｄ）はＭＦＩＩＩの出力での希望波
についてのインパルス応答である。

第１図において、送信側では入力信号を２分岐し、一方
の信号は遅延素子１１３を介して送信器１１４に供給し
、他方の信号はそのまま送信器１１５に供給する。送信
器１１４と１１５は入力した信号を変調して送信する。

受信側では、受信人力１と受信人力２の各ダイバーシテ
ィ入力は、ＡＧＣ増幅器１ｏ８と１０９でフラットフェ
ージングによるレベル変動を除かれ、加算器１０３で最
大比合成されるように乗算器１０１と１０２においてそ
れぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタップ係
数は、相関器１０６と１０７で求められたダイバーシテ
ィ合成後のＡＧＣ増幅器１０５の出力と、ＡＧＣｍＩＩ
器１０８および１０９の出力との間の相関値である。

干渉波が存在しない時は切換え器１１０はＡＧＣ増幅器
１０５の出力を選択して出力し、整合フィルタ（ＭＰ）
１１１に受信信号を供給する。この整合フィルタ１１１
でＳＮ比が最大化され、マルチパスフェージングによる
波形歪が判定帰還型等化器（ＤＰＥ＞１１２で除される
。

第１図の実施例において受信信号中に広帯域でＤ／Ｕ比
（干渉波と希望波の比）がマイナスとなるような強い干
渉波が存在する場合、切換え器１１０は減衰器１０４の
出力を選択して出力する。

この減算器！０４は、乗算器１０１の出力から乗算器１
０２の出力を減じており、加算器１０３が位相について
同相合成を行うのに対し、減算器１０４は逆相合成を行
うことで干渉波の除去を行う。

第２図にその干渉波除去の動作を示す、第２図（ａ）は
乗算器１０１の出力すなわち減算器１０４の＋側入力で
あり、２０！は希望波シンボル列Ｓ１を示し、２０２は
干渉波成分Ｊ１を示す。

第２図（ｂ）は乗算器１０２の出力すなわち減算器１０
４の一側入力であり、２０３は希望波シンボル列Ｓ２を
示し、２０４は干渉波成分Ｊ２を示す、ここで、２０２
と２０４に示すように干渉波が同位相になる時に、減算
器１０４の２つの入力間で減算が行なわれて干渉波が除
去される。ところで、従来の干渉波除去方式では、第４
国の（ｈ）と（ｋ）に示したように５１とＪ２に加えて
Ｓｌと３２も同位相となると干渉波は除去されるが、同
時に希望波も消滅することになる。しかし、本発明では
、送信側においてダイバーシティルート１．２間のシン
ボルにτの遅延差をつけているから、２０１と２０３に
示すように、希望波の搬送波については同相となっても
、シンボルが時間的にずれているから、キャンセルによ
る信号消滅は生じない、（ここではτを２シンボル長の
２Ｔとしている。）この場合、希望波について、第２図
（Ｃ）に示すように伝送系のインパルス応答が２波モデ
ルになったのと等価である。ルート１のシンボルに基準
タイミングが取れた場合、２０５のルート１による応答
は主波に対応し、ルート２による応答は進み波となる。

すなわち信号消滅を回避できた代わりに送信側でマルチ
パスを作り出したのと等価である。このような歪は、伝
搬路のマルチパス歪と共に第１図のＭＦＩＩＩとＤＦＥ
１１２からなる適応受信ｒ！ＩＣより除去が可能である
。第２図（ｄ）に示すように第２図（ｃ）の２波のモデ
ルのインパルス応答は対称化される。すなわちｔ＝−２
７での進み波成分のエネルギーが主波に同相合成され、
Ｓ／Ｎが最大化される。このＭＦｌｌｌの動作により歪
が等価的に軽減され、。

ＤＥＦ１１２が判定帰還の等化を十分発揮でき、強力な
歪の除去が行われる。

（発明の効果）本発明は、以上に説明したように、送信側でダイバーシ
ティルート１．２間の送信シンボルに遅延時間差を持た
せて送信し、受信側では合成ダイバーシティで生成した
合成信号の等化を整合フィルタ（ＭＦ）および判定帰還
型等化器（ＤＦＥ）でなる適応受信機で行なうことによ
り、干渉波除去に伴う希望信号波の消滅を防止して、強
度な広帯域干渉波とマルチパス歪の除去を行なうことが
できる。

第１図は本発明の干渉波除去方式における一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図、第３図は従来の干渉波除去方式の一例
を示す図、第４図は従来の干渉波除去方式の干渉波除去
動作を説明する図である。

１０１．１０２，３０１，３０２・・・乗算器、１０３
．３０３・・・加算器、１０４，３０４・・・減算器　
　１０５．’１０８．　１０９，３０５，３０８゜３０
９・・・ＡＧＣ増幅器、１０６，１０７，３０６゜３０
７・・・相関器、１１０，３１０・・・切換え器、１１
１・・・整合フィルタ（ＭＰ）、１１２・・・判定帰還
型等化器（ＤＦＥ）、１１３・・・遅延素子、１１４．
１１５・・・送信器、３１１・・・適応等化器（ＥＱＬ
）。

Claims

【特許請求の範囲】

２つのルートを設定してそれぞれの受信出力を合成する
合成ダイバーシティを行なう干渉波除去方式において、
第１および第２の送信信号に所定の時間差を与えて送信
し、前記第１の送信信号と第１の干渉波でなる第１の受
信信号と、前記第２の送信信号と第２の干渉波でなる第
２の受信信号とを前記第１の干渉波の位相と前記第２の
干渉波の位相とが逆相となるようにダイバーシティ合成
を行ない、該合成信号を整合フィルタと判定帰還形等化
器でなる適応受信機に通して等化を行なうことを特徴と
する干渉波除去方式。