JPH0723028A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH0723028A JPH0723028A JP5210813A JP21081393A JPH0723028A JP H0723028 A JPH0723028 A JP H0723028A JP 5210813 A JP5210813 A JP 5210813A JP 21081393 A JP21081393 A JP 21081393A JP H0723028 A JPH0723028 A JP H0723028A
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- interference wave
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】空間ダイバーシティを用いた少なくとも２系統
のデジタル伝送回線により受信される希望波（Ｄ）に広
帯域干渉波（Ｕ）が存在する場合に、任意のＤ／Ｕ比に
対して希望波を打消すことなく干渉除去を行う。 【構成】ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信
する第１，第２の受信信号をそれぞれ正規化係数ｍ１お
よびｍ２で所定値に利得制御する受信手段１０１，１０
２と、第１および第２の受信信号に干渉する干渉信号の
係数をそれぞれ複素伝達係数ｇ１およびｇ２とし複素共
役伝達係数をｇ１＊およびｇ２＊とすると、複素乗算係
数Ｗを Ｗ＝ｍ１・ｇ１／ｍ２・ｇ２＝ｍ１・ｇ１・ｇ２米 ／
ｍ２・ｇ２・ｇ２米 により求める演算手段と、前記Ｗを第２の受信信号に乗
算する乗算手段１０３と、この乗算手段の出力と第１の
受信信号とを減算する減算手段１０４と、この減算手段
の出力信号を適応的に等化する等化手段１０６とを有す
る。
のデジタル伝送回線により受信される希望波（Ｄ）に広
帯域干渉波（Ｕ）が存在する場合に、任意のＤ／Ｕ比に
対して希望波を打消すことなく干渉除去を行う。 【構成】ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信
する第１，第２の受信信号をそれぞれ正規化係数ｍ１お
よびｍ２で所定値に利得制御する受信手段１０１，１０
２と、第１および第２の受信信号に干渉する干渉信号の
係数をそれぞれ複素伝達係数ｇ１およびｇ２とし複素共
役伝達係数をｇ１＊およびｇ２＊とすると、複素乗算係
数Ｗを Ｗ＝ｍ１・ｇ１／ｍ２・ｇ２＝ｍ１・ｇ１・ｇ２米 ／
ｍ２・ｇ２・ｇ２米 により求める演算手段と、前記Ｗを第２の受信信号に乗
算する乗算手段１０３と、この乗算手段の出力と第１の
受信信号とを減算する減算手段１０４と、この減算手段
の出力信号を適応的に等化する等化手段１０６とを有す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に空間ダイバーシティ受信を用いたデジタル伝送回線
において広帯域干渉波が存在した場合に、そのＤ／Ｕ
（希望波対干渉波）比がマイナスからプラスにわたる任
意のＤ／Ｕ比に対しても干渉波を除去することができる
干渉波除去装置に関する。
特に空間ダイバーシティ受信を用いたデジタル伝送回線
において広帯域干渉波が存在した場合に、そのＤ／Ｕ
（希望波対干渉波）比がマイナスからプラスにわたる任
意のＤ／Ｕ比に対しても干渉波を除去することができる
干渉波除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＰＳＫやＱＡＭを用いた自動車電
話通信やデジタルマイクロ波通信などの無線通信回線に
対しては、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波な
どが存在する場合に、特に高速デジタル伝送において
は、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、隣接デジ
タル伝送路からの干渉波は広帯域干渉波となる。狭帯域
干渉波の除去は線形フィルタや非線形フィルタによる除
去方式を用いることで比較的容易に除去できる。一方広
帯域干渉波の除去は困難であるが、特に希望信号波より
も干渉波の方が高いレベルを持つ場合にはダイバーシテ
ィブランチ受信信号間での干渉波どうしを逆相合成する
ことで除去を行うパアー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイによる除去方式が効果的である。この技術は
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ：コンセプト アンドパフォーマンス”
アイ・イー・イー トランズアクション オン エアロ
スペース アンド エレクトロニク システムズ ヴォ
ル エーイーエス １５ ナンバー６ １９７９年１１
月（ＩＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ａｅｒｏ
ｓｐａｃｅ ａｎｄ ｅｒｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｙｓ
ｔｅｍ Ｖｏｌ ＡＥＳ１５，Ｎｏ６，１９７９／１
１）として発表されている。
話通信やデジタルマイクロ波通信などの無線通信回線に
対しては、隣接チャンネルからの干渉あるいは妨害波な
どが存在する場合に、特に高速デジタル伝送において
は、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、隣接デジ
タル伝送路からの干渉波は広帯域干渉波となる。狭帯域
干渉波の除去は線形フィルタや非線形フィルタによる除
去方式を用いることで比較的容易に除去できる。一方広
帯域干渉波の除去は困難であるが、特に希望信号波より
も干渉波の方が高いレベルを持つ場合にはダイバーシテ
ィブランチ受信信号間での干渉波どうしを逆相合成する
ことで除去を行うパアー・インバージョン・アダプティ
ブ・アレイによる除去方式が効果的である。この技術は
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ：コンセプト アンドパフォーマンス”
アイ・イー・イー トランズアクション オン エアロ
スペース アンド エレクトロニク システムズ ヴォ
ル エーイーエス １５ ナンバー６ １９７９年１１
月（ＩＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ａｅｒｏ
ｓｐａｃｅ ａｎｄ ｅｒｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｙｓ
ｔｅｍ Ｖｏｌ ＡＥＳ１５，Ｎｏ６，１９７９／１
１）として発表されている。
【０００３】この種の広帯域干渉波の除去にパー・イン
バージョン・アダプティ・アレイを用いた従来例として
は図３に示すように、３０１と３０２は乗算器、３０３
は加算器、３０４は減算器、３０５，３０８，３０９は
ＡＧＣ増幅器、３０６と３０７は相関器、３１０は切替
器、３１１は等化器である。この従来例において各ダイ
バーシティ入力１，２はＡＧＣ増幅器３０８，３０９に
おりフェージングによるレベル変動が除かれた後に、乗
算器３０１，３０２に入力される。この乗算器３０１，
３０２では相関器３０，３０７からの複数タップ係数が
それぞれ乗じられる。これらの複素タップ係数は、ＡＧ
Ｃ増幅器３０８，３０９出力とダイバーシティ合成後の
ＡＧＣ増幅器３０５出力との相関値である。これらの相
関値は乗算器３０１，３０２の入力信号に対する伝達係
数の複素共役となっており、乗算器３０１，３０２の出
力は位相に関して互いに同相に振幅に関しては入力の２
乗になる。従って乗算器３０１出力と３０２出力とを加
算器３０３で合成することにより最大比合成が行われ
る。干渉波が存在しない場合には切替器３１０は、ＡＧ
Ｃ増幅器３０５出力の最大比合成ルートを選択出力し、
等化器（ＥＱＬ）３１１に受信信号を供給し、マルチパ
スフェージングによる波形歪が除去される。
バージョン・アダプティ・アレイを用いた従来例として
は図３に示すように、３０１と３０２は乗算器、３０３
は加算器、３０４は減算器、３０５，３０８，３０９は
ＡＧＣ増幅器、３０６と３０７は相関器、３１０は切替
器、３１１は等化器である。この従来例において各ダイ
バーシティ入力１，２はＡＧＣ増幅器３０８，３０９に
おりフェージングによるレベル変動が除かれた後に、乗
算器３０１，３０２に入力される。この乗算器３０１，
３０２では相関器３０，３０７からの複数タップ係数が
それぞれ乗じられる。これらの複素タップ係数は、ＡＧ
Ｃ増幅器３０８，３０９出力とダイバーシティ合成後の
ＡＧＣ増幅器３０５出力との相関値である。これらの相
関値は乗算器３０１，３０２の入力信号に対する伝達係
数の複素共役となっており、乗算器３０１，３０２の出
力は位相に関して互いに同相に振幅に関しては入力の２
乗になる。従って乗算器３０１出力と３０２出力とを加
算器３０３で合成することにより最大比合成が行われ
る。干渉波が存在しない場合には切替器３１０は、ＡＧ
Ｃ増幅器３０５出力の最大比合成ルートを選択出力し、
等化器（ＥＱＬ）３１１に受信信号を供給し、マルチパ
スフェージングによる波形歪が除去される。
【０００４】このダイバーシティ受信機に広帯域干渉波
でＤ／Ｕ比がマイナスとなるような強力な干渉波が存在
する場合に、切替器３１０は減算器３０４出力を選択し
て出力する。この減算器３０４は乗算器３０１出力から
乗算器３０２出力を減じており、加算器３０３が位相に
ついて同相合成を行うのに対し、減算器３０４は逆相合
成を行うことで、干渉波を除去を行う。すわなち減算器
３０４出力はパー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイ出力と等価である。図４の説明図にその干渉除去の
動作を示す。図４（ａ），（ｂ）はそれぞれ入力１と入
力２におけるダイバーシティプランチ受信信号を示して
いる。ここで、プランチの希望波をＳ１，Ｓ２とし、干
渉波をＪ１，Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとなるくら
い干渉波が大きい場合には、加算器３０３出力は希望波
よりも干渉派生分のしめる比率が高くなる。加算器３０
３出力をＡＧＣ増幅器３０５によりその振幅を正規化
し、これを基準信号として相関器３０６，３０７により
受信信号と相関を取ると、各ダイバーシティプランチで
の干渉波の振幅位相情報（伝達係数）を抽出することが
出来る。相関器３０６，３０７の出力は干渉波の伝達係
数の複素共約となっており、これらをそれぞれ乗算器３
０１，３０２に乗じることで図４（ｃ），（ｄ）に示す
とおり、干渉波どうしを同相位相に制御できる。すなわ
ち加算器３０３にて干渉波の同相合成が行われ、この出
力が基準信号として上記で説明した相関ループの制御を
確立する。このように乗算器３０１，３０２出力では干
渉波Ｊ１，Ｊ２との振幅および位相が等しくなる。ここ
で減算器３０４出力では干渉波どうしが逆相合成される
ために、図４（ｅ）に示すように干渉波が除去され、希
望信号波のみ抽出される。この動作がパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイによる干渉除去である。
一方、Ｄ／Ｕがプラスの場合、すなわち干渉波レベルが
希望波より低い場合を図４（ｆ），（ｇ），（ｈ），
（ｉ）および（ｊ）に示す。図４（ｆ），（ｇ）は入力
１と入力２の希望波と干渉波のベクトル関係を示してい
る。希望波の方がレベル高いので、ＡＧＣ増幅器３０５
出力の基準信号成分の大半は希望波であり、加算器３０
３にて希望波が同相合成されるように制御される。すわ
わち乗算器３０１，３０２の出力では図４（ｈ），
（ｉ）に示すように希望波Ｓ１とＳ２とが同振幅同位相
になる。従って、減算器３０４出力では図４（ｊ）に示
すとおり、希望波の方が除去され干渉波が残ってしま
う。
でＤ／Ｕ比がマイナスとなるような強力な干渉波が存在
する場合に、切替器３１０は減算器３０４出力を選択し
て出力する。この減算器３０４は乗算器３０１出力から
乗算器３０２出力を減じており、加算器３０３が位相に
ついて同相合成を行うのに対し、減算器３０４は逆相合
成を行うことで、干渉波を除去を行う。すわなち減算器
３０４出力はパー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイ出力と等価である。図４の説明図にその干渉除去の
動作を示す。図４（ａ），（ｂ）はそれぞれ入力１と入
力２におけるダイバーシティプランチ受信信号を示して
いる。ここで、プランチの希望波をＳ１，Ｓ２とし、干
渉波をＪ１，Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとなるくら
い干渉波が大きい場合には、加算器３０３出力は希望波
よりも干渉派生分のしめる比率が高くなる。加算器３０
３出力をＡＧＣ増幅器３０５によりその振幅を正規化
し、これを基準信号として相関器３０６，３０７により
受信信号と相関を取ると、各ダイバーシティプランチで
の干渉波の振幅位相情報（伝達係数）を抽出することが
出来る。相関器３０６，３０７の出力は干渉波の伝達係
数の複素共約となっており、これらをそれぞれ乗算器３
０１，３０２に乗じることで図４（ｃ），（ｄ）に示す
とおり、干渉波どうしを同相位相に制御できる。すなわ
ち加算器３０３にて干渉波の同相合成が行われ、この出
力が基準信号として上記で説明した相関ループの制御を
確立する。このように乗算器３０１，３０２出力では干
渉波Ｊ１，Ｊ２との振幅および位相が等しくなる。ここ
で減算器３０４出力では干渉波どうしが逆相合成される
ために、図４（ｅ）に示すように干渉波が除去され、希
望信号波のみ抽出される。この動作がパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイによる干渉除去である。
一方、Ｄ／Ｕがプラスの場合、すなわち干渉波レベルが
希望波より低い場合を図４（ｆ），（ｇ），（ｈ），
（ｉ）および（ｊ）に示す。図４（ｆ），（ｇ）は入力
１と入力２の希望波と干渉波のベクトル関係を示してい
る。希望波の方がレベル高いので、ＡＧＣ増幅器３０５
出力の基準信号成分の大半は希望波であり、加算器３０
３にて希望波が同相合成されるように制御される。すわ
わち乗算器３０１，３０２の出力では図４（ｈ），
（ｉ）に示すように希望波Ｓ１とＳ２とが同振幅同位相
になる。従って、減算器３０４出力では図４（ｊ）に示
すとおり、希望波の方が除去され干渉波が残ってしま
う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置では、Ｄ／Ｕ比がマイナスの場合には干渉波除
去が可能であるが、Ｄ／Ｕがプラスの場合には干渉波の
除去が不可能となり、さらに希望波の方を除去していし
まうと言う欠点がある。本発明は任意のＤ／Ｕ比にて広
帯域干渉波の除去を可能とする干渉波除去装置を提供す
ることにある。
除去装置では、Ｄ／Ｕ比がマイナスの場合には干渉波除
去が可能であるが、Ｄ／Ｕがプラスの場合には干渉波の
除去が不可能となり、さらに希望波の方を除去していし
まうと言う欠点がある。本発明は任意のＤ／Ｕ比にて広
帯域干渉波の除去を可能とする干渉波除去装置を提供す
ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信する
第１および第２の受信信号をそれぞれ正規化係数ｍ１お
よびｍ２で所定値に利得制御する受信手段と、前記第１
および第２の受信信号に干渉する干渉信号の係数をそれ
ぞれ複数伝達係数をｇ１及びｇ２とし複素共役伝達係数
をｇ１米およびｇ２米とすると、複素乗算係数Ｗを Ｗ＝ｍ１・ｇ１／ｍ２・ｇ２＝ｍ１・ｇ１・ｇ２米 ／ｍ２・ｇ２．ｇ２米 により求める演算手段と、前記複素乗算係数Ｗを前記第
２の受信信号に乗算する乗算手段と、この乗算手段で得
られた受信信号と前記第１の受信信号とを減算する減算
手段と、この減算手段の出力信号を適応的に等化する等
化手段とを有する。
は、ディジタル無線信号を空間ダイバーシティ受信する
第１および第２の受信信号をそれぞれ正規化係数ｍ１お
よびｍ２で所定値に利得制御する受信手段と、前記第１
および第２の受信信号に干渉する干渉信号の係数をそれ
ぞれ複数伝達係数をｇ１及びｇ２とし複素共役伝達係数
をｇ１米およびｇ２米とすると、複素乗算係数Ｗを Ｗ＝ｍ１・ｇ１／ｍ２・ｇ２＝ｍ１・ｇ１・ｇ２米 ／ｍ２・ｇ２．ｇ２米 により求める演算手段と、前記複素乗算係数Ｗを前記第
２の受信信号に乗算する乗算手段と、この乗算手段で得
られた受信信号と前記第１の受信信号とを減算する減算
手段と、この減算手段の出力信号を適応的に等化する等
化手段とを有する。
【０００７】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の構成図、図２は図１の実
施例を動作を説明する説明図である。図１の実施例にお
いて、１０１，１０２，１０５はＡＧＣ増幅器、１０
３，１１５，１１６は乗算器、１０４，１１７，１１８
は減算器、１０６は適応等化器、１０７，１０８は遅延
時間ηを有する遅延素子、１０９，１１０，１１１，１
１２は相関器、１１３，１１４は複素共役器、１１９は
除算器から構成される。図２は図１の干渉波除去装置に
おける各部の演算処理の経過を示す。まず入力される希
望波Ｓと干渉波Ｊが伝搬路等による影響をモデル化して
希望波Ｓに対する入力１と入力２への複素伝達係数をｈ
１，ｈ２とし、干渉波に対する入力１と入力２への複素
伝達係数をｇ１，ｇ２とする。これらの伝達係数の振幅
と位相は伝搬路のフェージングにより常時時間変動して
いる。ここでデジタル伝送速度に対してこれらのフェー
ジング変動速度は十分遅いものとする。ＡＧＣ増幅器１
０１，１０２は空間ダイバーシティブランチの受信信号
の電力をある値に正規化するようにゲインｍ１およびｍ
２をそれぞれのプランチ受信信号に乗じる。すわなちＡ
ＧＣ増幅器１０１，１０２の出力γ１，７２はそれぞれ
（１），（２）式となる。
る。図１は本発明の一実施例の構成図、図２は図１の実
施例を動作を説明する説明図である。図１の実施例にお
いて、１０１，１０２，１０５はＡＧＣ増幅器、１０
３，１１５，１１６は乗算器、１０４，１１７，１１８
は減算器、１０６は適応等化器、１０７，１０８は遅延
時間ηを有する遅延素子、１０９，１１０，１１１，１
１２は相関器、１１３，１１４は複素共役器、１１９は
除算器から構成される。図２は図１の干渉波除去装置に
おける各部の演算処理の経過を示す。まず入力される希
望波Ｓと干渉波Ｊが伝搬路等による影響をモデル化して
希望波Ｓに対する入力１と入力２への複素伝達係数をｈ
１，ｈ２とし、干渉波に対する入力１と入力２への複素
伝達係数をｇ１，ｇ２とする。これらの伝達係数の振幅
と位相は伝搬路のフェージングにより常時時間変動して
いる。ここでデジタル伝送速度に対してこれらのフェー
ジング変動速度は十分遅いものとする。ＡＧＣ増幅器１
０１，１０２は空間ダイバーシティブランチの受信信号
の電力をある値に正規化するようにゲインｍ１およびｍ
２をそれぞれのプランチ受信信号に乗じる。すわなちＡ
ＧＣ増幅器１０１，１０２の出力γ１，７２はそれぞれ
（１），（２）式となる。
【０００８】 ｒ１＝ｍ１（ｈ１Ｓ＋ｇ１Ｊ） …（１） ｒ２＝ｍ２（ｈ２Ｓ＋ｇ２Ｊ） …（２）
【０００９】ここでｍ１およびｍ２の値は同一ではなく
各プランチにおけるＤ／Ｕ比および受信信号レベルに応
じて変化する。ＡＣＧ増幅器１０２出力に乗算器１０３
により複素係数Ｗを乗じて、減算器１０４にてＡＧＣ増
幅器１０１出力から減じる。減算器１０４に干渉波Ｊが
出力されないためには、複素係数Ｗに対して（３），
（４）式の関係が成立する必要がある。
各プランチにおけるＤ／Ｕ比および受信信号レベルに応
じて変化する。ＡＣＧ増幅器１０２出力に乗算器１０３
により複素係数Ｗを乗じて、減算器１０４にてＡＧＣ増
幅器１０１出力から減じる。減算器１０４に干渉波Ｊが
出力されないためには、複素係数Ｗに対して（３），
（４）式の関係が成立する必要がある。
【００１０】 ｍ１ｇ１Ｊ−Ｗ・ｍ２ｇ２Ｊ＝０ …（３） Ｗ＝ｍ１ｇ１／ｍ２ｇ２＝ｍ１ｇ１ｇ２ ＊／ｍ２ｇ２ｇ２ ＊…（４）
【００１１】（４）式のＷが干渉波除去のための乗算器
１０３の係数である。適応等化器１０６は通常トランス
バーサルフィルタ構造となっており、その出力である判
定データ信号は受信機入力のＳに比べて、トランスバー
スルフィルタのタップ数に応じた遅延量ηだけ遅れてい
る。従って、各ダイバーシティブランチ受信信号は遅延
素子１０７，１０８によりηだけ遅延させて相関器１０
９，１１０とで相互相関係数を求める。相関器１０９の
出力は（５）式となる。
１０３の係数である。適応等化器１０６は通常トランス
バーサルフィルタ構造となっており、その出力である判
定データ信号は受信機入力のＳに比べて、トランスバー
スルフィルタのタップ数に応じた遅延量ηだけ遅れてい
る。従って、各ダイバーシティブランチ受信信号は遅延
素子１０７，１０８によりηだけ遅延させて相関器１０
９，１１０とで相互相関係数を求める。相関器１０９の
出力は（５）式となる。
【００１２】 Ｅ［ｒ１ ＊・Ｓ］＝ｍ１ｈ１ ＊・Ｅ［Ｓ＊・Ｓ］＝ｍ１ｈ１ ＊…（５）
【００１３】ここでＥは期待値を取る操作を示し、＊は
複素共役を取ることを示す。また希望波の自己相関係数
Ｅ［Ｓ＊・Ｓ］は１となるように相関器のゲインは調整
されているものとする。同様に第２のブランチに対して
も、相関器１１０の出力は（６）式となる。
複素共役を取ることを示す。また希望波の自己相関係数
Ｅ［Ｓ＊・Ｓ］は１となるように相関器のゲインは調整
されているものとする。同様に第２のブランチに対して
も、相関器１１０の出力は（６）式となる。
【００１４】 Ｅ［ｒ２ ＊・Ｓ］＝ｍ２ｈ２ ＊・Ｅ［Ｓ＊・Ｓ］＝ｍ２ｈ２ ＊ …（６）
【００１５】また相関器１１１は第１と第２のブランチ
間の相互相関係数を求め、その出力は（７）式となる。
間の相互相関係数を求め、その出力は（７）式となる。
【００１６】 Ｅ［ｒ１・ｒ２ ＊］＝ｍ１ｍ２（ｈ１ｈ２ ＊＋ｇ１ｇ２ ＊｜Ｊ｜２） …（７）
【００１７】ここで｜ｊ｜２は干渉波の自己相関係数Ｅ
［Ｊ・Ｊ＊］を示す。相関器１１２は第２のブランチ信
号の自己相関係数を求め、その出力は（８）式となる。
［Ｊ・Ｊ＊］を示す。相関器１１２は第２のブランチ信
号の自己相関係数を求め、その出力は（８）式となる。
【００１８】 Ｅ［ｒ２・ｒ２ ＊］＝ｍ２ ２（ｈ２ｈ２ ＊＋ｇ２ｇ２ ＊｜Ｊ｜２） …（８）
【００１９】複素共役器１１４は相関器１０９出力に対
して複素共役を取り、乗算器１１６により相関器１０９
出力と相関器１１０出力とが乗ぜられる。この出力を減
算器１１８により相関器１１１出力から減じた出力は
（９）式となる。
して複素共役を取り、乗算器１１６により相関器１０９
出力と相関器１１０出力とが乗ぜられる。この出力を減
算器１１８により相関器１１１出力から減じた出力は
（９）式となる。
【００２０】 Ｅ［ｒ１・ｒ２ ＊］−｛Ｅ［ｒ１ ＊・Ｓ］｝＊・Ｅ［ｒ２ ＊・Ｓ］ ＝ｍ１ｍ２ｇ１ｇ２ ＊｜Ｊ｜２） …（９）
【００２１】また複素共役器１１３により相関器１１０
出力の複素共役を取った値と、相関器１１０出力との積
を乗算器１１５に求め、これを相関器１１２出力から減
算器１１７により減じた出力は（１０）式となる。
出力の複素共役を取った値と、相関器１１０出力との積
を乗算器１１５に求め、これを相関器１１２出力から減
算器１１７により減じた出力は（１０）式となる。
【００２２】 Ｅ［ｒ２・ｒ２ ＊］−｛Ｅ［ｒ２ ＊・Ｓ］｝＊・Ｅ［ｒ２ ＊・Ｓ］ ＝ｍ２ ２ｇ２ｇ２ ＊｜Ｊ｜２） …（１０）
【００２３】従って除算器１１９を用いて（９）式の減
算器１１８出力を（１０）式の減算器１１７で除算を行
うと、その出力は（１１）式となる。
算器１１８出力を（１０）式の減算器１１７で除算を行
うと、その出力は（１１）式となる。
【００２４】 ｍ１ｇ１ｇ２ ＊／ｍ２ｇ２ｇ２ ＊ …（１１）
【００２５】（１１）式は（４）式で示した干渉波除去
のための複素乗算係数Ｗと一致する。すなわち除算器１
１９出力を乗算器１０３に供給することにより、干渉波
の除去が可能となる。伝搬路のフェージングにより
（４）式に示す伝達係数ｇ１、ｇ２およびＡＧＣ増幅器
のゲインｍ１、ｍ２は時間変動をしているが、これらの
変化速度は伝送速度に比べ十分遅いので、相関操作はこ
れらの変化速度に追従できる。従って、伝送路が変動し
ていても、広帯域干渉波を除去するための係数が乗算器
１０３に適応的に供給され、干渉除去が確立する。また
乗算器１０３の係数を求める操作においては、Ｄ／Ｕ比
の値に依存しないで（４）式の最適解を求めているの
で、従来のパワー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイのようにＤ／Ｕ比がプラスの場合でも干渉波を除去
できる。
のための複素乗算係数Ｗと一致する。すなわち除算器１
１９出力を乗算器１０３に供給することにより、干渉波
の除去が可能となる。伝搬路のフェージングにより
（４）式に示す伝達係数ｇ１、ｇ２およびＡＧＣ増幅器
のゲインｍ１、ｍ２は時間変動をしているが、これらの
変化速度は伝送速度に比べ十分遅いので、相関操作はこ
れらの変化速度に追従できる。従って、伝送路が変動し
ていても、広帯域干渉波を除去するための係数が乗算器
１０３に適応的に供給され、干渉除去が確立する。また
乗算器１０３の係数を求める操作においては、Ｄ／Ｕ比
の値に依存しないで（４）式の最適解を求めているの
で、従来のパワー・インバージョン・アダプティブ・ア
レイのようにＤ／Ｕ比がプラスの場合でも干渉波を除去
できる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、空間ダイ
バーシティ受信を用いたデジタル伝送系において、各ダ
イバーシティブランチの相互相関係数と第２のブランチ
信号である自己相関係数から希望波に関する相関係数を
消去することにより、干渉波に関する各ブランチ間の振
幅位相情報を求め、これらより干渉除去のための複素乗
算係数Ｗを演算することにより、任意のＤ／Ｕ比でも干
渉除去を可能とする。すなわち、従来のパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイでは不可能であった高
いＤ／Ｕの場合にも希望波の方が打消されることなく干
渉波を除去できる効果がある。
バーシティ受信を用いたデジタル伝送系において、各ダ
イバーシティブランチの相互相関係数と第２のブランチ
信号である自己相関係数から希望波に関する相関係数を
消去することにより、干渉波に関する各ブランチ間の振
幅位相情報を求め、これらより干渉除去のための複素乗
算係数Ｗを演算することにより、任意のＤ／Ｕ比でも干
渉除去を可能とする。すなわち、従来のパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイでは不可能であった高
いＤ／Ｕの場合にも希望波の方が打消されることなく干
渉波を除去できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】図１の実施例の演算処理過程の説明図である。
【図３】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【図４】従来例の説明図である。
１０１，１０２，１０５ ＡＣＧ増幅器 １０３，１１５，１１６ 乗算器 １０４ 減算器 １０６ 適応等化器 １０７，１０８ 遅延素子 １０９，１１０，１１１，１１２ 相関器 １１３，１１４ 複素共役器 １１７，１１８ 減算器 １１９ 除算器
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル無線信号を空間ダイバーシテ
ィ受信する第１および第２の受信信号をそれぞれ正規化
係数ｍ１およびｍ２で所定値に利得制御する受信手段
と、前記第１および第２の受信信号に干渉する干渉信号
の係数をそれぞれ複数伝達係数をｇ１及びｇ２とし複素
共役伝達係数をｇ１米およびｇ２米とすると、複素乗算
係数Ｗを Ｗ＝ｍ１・ｇ１／ｍ２・ｇ２＝ｍ１・ｇ１・ｇ２米 ／ｍ２・ｇ２・ｇ２米 により求める演算手段と、前記複素乗算係数Ｗを前記第
２の受信信号に乗算する乗算手段と、この乗算手段で得
られた受信信号と前記第１の受信信号とを減算する減算
手段と、この減算手段の出力信号を適応的に等化する等
化手段とを有することを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】 前記演算手段が前記等化手段出力の判定
データ信号と前記第１および第２の受信信号との相互相
関係数を求める手段と、前記第１および第２の受信信号
相互間の相関係数を求める手段とを含むことを特徴とす
る請求項１記載の干渉波除去装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05210813A JP3085042B2 (ja) | 1993-06-29 | 1993-06-29 | 干渉波除去装置 |
| US08/241,629 US5568523A (en) | 1993-06-29 | 1994-05-12 | Method and apparatus for adaptively canceling interference signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05210813A JP3085042B2 (ja) | 1993-06-29 | 1993-06-29 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0723028A true JPH0723028A (ja) | 1995-01-24 |
| JP3085042B2 JP3085042B2 (ja) | 2000-09-04 |
Family
ID=16595553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05210813A Expired - Fee Related JP3085042B2 (ja) | 1993-06-29 | 1993-06-29 | 干渉波除去装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5568523A (ja) |
| JP (1) | JP3085042B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09116475A (ja) * | 1995-10-23 | 1997-05-02 | Nec Corp | 時間ダイバーシチ送受信システム |
| FR2742283B1 (fr) * | 1995-12-06 | 1998-02-06 | Telediffusion Fse | Procede et dispositif de reduction du brouillage de transmission hertzienne en reseau |
| JP3338747B2 (ja) * | 1995-12-28 | 2002-10-28 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| AU744861B2 (en) * | 1997-12-24 | 2002-03-07 | Nec Corporation | Frequency hopping communications receivers |
| GB2314705B (en) * | 1996-06-25 | 2000-06-28 | Nec Technologies | Frequency hopping communications receivers |
| US5966403A (en) * | 1996-07-19 | 1999-10-12 | Trimble Navigation Limited | Code multipath error estimation using weighted correlations |
| JP2980053B2 (ja) * | 1997-03-28 | 1999-11-22 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JP3290926B2 (ja) * | 1997-07-04 | 2002-06-10 | 松下電器産業株式会社 | 送信ダイバーシチ装置 |
| US20070082638A1 (en) * | 2005-09-03 | 2007-04-12 | Oleg Panfilov | Adaptive Narrowband Interference Canceller for Broadband Systems |
| US9253009B2 (en) * | 2007-01-05 | 2016-02-02 | Qualcomm Incorporated | High performance station |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5239698A (en) * | 1990-09-28 | 1993-08-24 | Motorola, Inc. | Linear weighting method and device for diversity reception |
| DE4039245A1 (de) * | 1990-12-08 | 1992-06-11 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen |
| US5406588A (en) * | 1993-05-28 | 1995-04-11 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for mitigating distortion effects in the determination of signal usability |
| US5487091A (en) * | 1993-08-13 | 1996-01-23 | Motorola, Inc. | Method for determining signal usability in a diversity receiver |
| US5440590A (en) * | 1993-11-01 | 1995-08-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for producing a usable signal from received diverse modulated signals |
-
1993
- 1993-06-29 JP JP05210813A patent/JP3085042B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-05-12 US US08/241,629 patent/US5568523A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5568523A (en) | 1996-10-22 |
| JP3085042B2 (ja) | 2000-09-04 |
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Legal Events
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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