JPH0653870A - 適応受信機 - Google Patents
適応受信機Info
- Publication number
- JPH0653870A JPH0653870A JP4204635A JP20463592A JPH0653870A JP H0653870 A JPH0653870 A JP H0653870A JP 4204635 A JP4204635 A JP 4204635A JP 20463592 A JP20463592 A JP 20463592A JP H0653870 A JPH0653870 A JP H0653870A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- adaptive
- array
- signals
- delay
- multipath
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0891—Space-time diversity
- H04B7/0897—Space-time diversity using beamforming per multi-path, e.g. to cope with different directions of arrival [DOA] at different multi-paths
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0891—Space-time diversity
- H04B7/0894—Space-time diversity using different delays between antennas
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】Ｓ／Ｎ改善とマルチパス歪を除去することがで
きる適応受信機を提供する。 【構成】Ｎ素子のアレイアンテナ１０１を用いて受信す
る第１の手段１０２と、Ｎ個の受信信号をＭ分岐する第
２の手段と、そのそれぞれを乗算器１０３，１０６，１
０９および相関器１０５，１０８，１１１を通す第３の
手段と、この処理されたＮ個の信号をＭグループごとに
加算して独立したＭ個のアダプティブアレイとする第４
の手段１１２，１１３，１１４と、第ｎ番目のアダプテ
ィブアレイ出力を遅延時間τＸ（Ｍ−Ｎ）の遅延素子を
通す第５の手段１１５，１１６と、Ｍ個の信号を合成し
て適応等化器１１８を通す第６の手段と、この出力信号
を遅延時間τＸ（ｎ−１）の遅延素子を通して第ｎ番目
の相関器のそれぞれに入力する第７の手段１１９，１２
０と、それぞれの乗算器入力を遅延時間η１０４，１０
７，１１０だけ遅延させ相関器に入力する。
きる適応受信機を提供する。 【構成】Ｎ素子のアレイアンテナ１０１を用いて受信す
る第１の手段１０２と、Ｎ個の受信信号をＭ分岐する第
２の手段と、そのそれぞれを乗算器１０３，１０６，１
０９および相関器１０５，１０８，１１１を通す第３の
手段と、この処理されたＮ個の信号をＭグループごとに
加算して独立したＭ個のアダプティブアレイとする第４
の手段１１２，１１３，１１４と、第ｎ番目のアダプテ
ィブアレイ出力を遅延時間τＸ（Ｍ−Ｎ）の遅延素子を
通す第５の手段１１５，１１６と、Ｍ個の信号を合成し
て適応等化器１１８を通す第６の手段と、この出力信号
を遅延時間τＸ（ｎ−１）の遅延素子を通して第ｎ番目
の相関器のそれぞれに入力する第７の手段１１９，１２
０と、それぞれの乗算器入力を遅延時間η１０４，１０
７，１１０だけ遅延させ相関器に入力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は適応受信機に関し、特に
陸上および衛星デジタル移動通信などにおけるマルチパ
スフェージングおよび低ＳＮ受信などの条件に対してア
ダプティブアレイを用いて最適受信を行う適応受信機に
関する。
陸上および衛星デジタル移動通信などにおけるマルチパ
スフェージングおよび低ＳＮ受信などの条件に対してア
ダプティブアレイを用いて最適受信を行う適応受信機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に陸上デジタル移動通信および衛星
ディジタル通信においては、マルチパスフェージング歪
の適応等化を行う必要があり、また、移動通信を都市内
で行った場合には建物の反射などによるマルチパス歪も
等化の対象となる。これらのマルチパス歪に対してはア
ダプティブアレイが効果的であると報告されている。例
えば、クラークらは、アイ・イー・イー・イー グロー
バル・テレコミュニケーション・コンファレンス １９
９０年において“ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）ダイバーシティ コンバ
イニング フォアワイドバンド デジタル セルラー
ラジオ”（NO.404.5.1) として陸上移動通信へのアダプ
ティブアレイの適用を提案している。この論文による
と、アダプティブアレイによりマルチパス波到来方向に
対してアンテナパターンの落ち込み（ナル）を作ること
ができる。すなわちマルチパス波を受信しないので、主
波のみが受信されマルチパス歪が発生しないことにな
る。従って、従来のようなトランスバーサルフィルタ構
造の適応等化器を用いなくてもアダプティブアレイのみ
により等価的にマルチパス波による符号間干渉を除去で
きる。
ディジタル通信においては、マルチパスフェージング歪
の適応等化を行う必要があり、また、移動通信を都市内
で行った場合には建物の反射などによるマルチパス歪も
等化の対象となる。これらのマルチパス歪に対してはア
ダプティブアレイが効果的であると報告されている。例
えば、クラークらは、アイ・イー・イー・イー グロー
バル・テレコミュニケーション・コンファレンス １９
９０年において“ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）ダイバーシティ コンバ
イニング フォアワイドバンド デジタル セルラー
ラジオ”（NO.404.5.1) として陸上移動通信へのアダプ
ティブアレイの適用を提案している。この論文による
と、アダプティブアレイによりマルチパス波到来方向に
対してアンテナパターンの落ち込み（ナル）を作ること
ができる。すなわちマルチパス波を受信しないので、主
波のみが受信されマルチパス歪が発生しないことにな
る。従って、従来のようなトランスバーサルフィルタ構
造の適応等化器を用いなくてもアダプティブアレイのみ
により等価的にマルチパス波による符号間干渉を除去で
きる。
【０００３】この論文に代表されるアダプティブアレイ
の従来技術を図４に示す。図４において、３０１はＮ個
のアンテナ、３０２はＮ個の受信機、３０３はＮ個の乗
算器、３０４は１個の合成器、３０５は１個の判定器、
３０６は１個の減算器、３０７はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ
Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）演算器である。図４に示す構
成は従来から知られているアダプティブアレイである。
アダプティブアレイによるタップ係数の適応制御には、
合成器３０４出力と基準信号との差により誤差信号をま
ず作る。基準信号としては既知のトレーニング信号また
は判定器３０５の入出力の減算器３０６のデータが用い
られる。ＬＭＳ演算器３０７は誤差信号の自乗平均値が
最小となるように、ウィドローが提案した複素ＬＭＳア
ルゴリズムにより乗算器３０３のタップ係数を修正して
いる。従って図４のアダプティブアレイはＬＭＳアダプ
ティブアレイとも呼ばれ、その動作は下記のようになる
ことが知られている。
の従来技術を図４に示す。図４において、３０１はＮ個
のアンテナ、３０２はＮ個の受信機、３０３はＮ個の乗
算器、３０４は１個の合成器、３０５は１個の判定器、
３０６は１個の減算器、３０７はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ
Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）演算器である。図４に示す構
成は従来から知られているアダプティブアレイである。
アダプティブアレイによるタップ係数の適応制御には、
合成器３０４出力と基準信号との差により誤差信号をま
ず作る。基準信号としては既知のトレーニング信号また
は判定器３０５の入出力の減算器３０６のデータが用い
られる。ＬＭＳ演算器３０７は誤差信号の自乗平均値が
最小となるように、ウィドローが提案した複素ＬＭＳア
ルゴリズムにより乗算器３０３のタップ係数を修正して
いる。従って図４のアダプティブアレイはＬＭＳアダプ
ティブアレイとも呼ばれ、その動作は下記のようになる
ことが知られている。
【０００４】マルチパス伝搬が無い場合に、アダプティ
ブアレイは希望波到来方向にアンテナパターンをフォー
ミングし、受信信号レベルが最大となるように制御す
る。一方、マルチパス伝搬がある場合に、主波に対し進
み又は遅れのマルチパス波は希望波（主波）に対して干
渉となる。この場合、アダプティブアレイは主波のみに
アンテナ指向性を向け、マルチパス到来方向にナルを作
る。従って、前記クラークらの論文は上記の性質を利用
したものと解釈できる。ＬＭＳアルゴリズムの他にＣＭ
Ａアルゴリズムなどもよく知られており現在研究されて
いる。これは合成器３０４出力の包絡線レベルを一定と
なるように制御を行うもので、結果的にはマルチパス波
をアダプティブアレイで除去することになる。
ブアレイは希望波到来方向にアンテナパターンをフォー
ミングし、受信信号レベルが最大となるように制御す
る。一方、マルチパス伝搬がある場合に、主波に対し進
み又は遅れのマルチパス波は希望波（主波）に対して干
渉となる。この場合、アダプティブアレイは主波のみに
アンテナ指向性を向け、マルチパス到来方向にナルを作
る。従って、前記クラークらの論文は上記の性質を利用
したものと解釈できる。ＬＭＳアルゴリズムの他にＣＭ
Ａアルゴリズムなどもよく知られており現在研究されて
いる。これは合成器３０４出力の包絡線レベルを一定と
なるように制御を行うもので、結果的にはマルチパス波
をアダプティブアレイで除去することになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術で
は、マルチパス波の到来方向にアンテナパターンのナル
を作ることによりマルチパス歪を除去している。この場
合、マルチパス伝搬による遅延プロファイルがさらに分
散した場合に、主波レベルはかなり低下する。すなわ
ち、主波のみ受信するアダプティブアレイ方式では、マ
ルチパス分散の程度に応じてＳＮ比が劣化することにな
る。従って従来のアダプティブアレイ方式では、マルチ
パス波を単に除去するだけで、電力制限系での最適受信
が行えないという欠点がある。特に本来低ＳＮ通信を行
う衛星移動体通信ではＳＮ比を改善するようなマルチパ
ス除去方式が望まれる。本発明の目的は、ＳＮ比の最大
化とマルチパス波の除去とを等価的に実現するアダプテ
ィブアレイによる適応受信機を提供することにある。
は、マルチパス波の到来方向にアンテナパターンのナル
を作ることによりマルチパス歪を除去している。この場
合、マルチパス伝搬による遅延プロファイルがさらに分
散した場合に、主波レベルはかなり低下する。すなわ
ち、主波のみ受信するアダプティブアレイ方式では、マ
ルチパス分散の程度に応じてＳＮ比が劣化することにな
る。従って従来のアダプティブアレイ方式では、マルチ
パス波を単に除去するだけで、電力制限系での最適受信
が行えないという欠点がある。特に本来低ＳＮ通信を行
う衛星移動体通信ではＳＮ比を改善するようなマルチパ
ス除去方式が望まれる。本発明の目的は、ＳＮ比の最大
化とマルチパス波の除去とを等価的に実現するアダプテ
ィブアレイによる適応受信機を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の適応受信機はＮ
（Ｎは２以上の整数）素子のアレイアンテナを用いて受
信する第１の手段と、この第１の手段によるＮ個の受信
信号をＭ（Ｍは２以上の整数）分岐する第２の手段と、
この第２の手段によりＭ分岐されたＮ個の分岐信号のそ
れぞれを乗算器および相関器を通す第３の手段と、この
第３の手段で処理されたＮ個の信号をＭグループごとに
独立に加算して独立したＭ個のアダプティブアレイとす
る第４の手段と、この第４の手段の第１から第Ｍまでの
アダプティブアレイに関して第ｎ番目のアダプティブア
レイ出力を遅延時間τＸ（Ｍ−Ｎ）の遅延素子を通す第
５の手段と、この第５の手段のＭ個の信号を合成して適
応等化器を通す第６の手段と、この第６の手段の出力信
号を遅延時間τＸ（ｎ−１）の遅延素子を通して前記第
３の手段の第ｎ番目の相関器のそれぞれに入力する第７
の手段と、前記第３の手段のそれぞれの乗算器入力を遅
延時間ηだけ遅延させ前記相関器に入力して前記第７の
手段における前記ｎ番目の相関器に入力された信号と相
関をとる第８の手段とを有し、前記相関器の出力を各ア
ダプティブアレイのタップ係数とすることを特徴とす
る。
（Ｎは２以上の整数）素子のアレイアンテナを用いて受
信する第１の手段と、この第１の手段によるＮ個の受信
信号をＭ（Ｍは２以上の整数）分岐する第２の手段と、
この第２の手段によりＭ分岐されたＮ個の分岐信号のそ
れぞれを乗算器および相関器を通す第３の手段と、この
第３の手段で処理されたＮ個の信号をＭグループごとに
独立に加算して独立したＭ個のアダプティブアレイとす
る第４の手段と、この第４の手段の第１から第Ｍまでの
アダプティブアレイに関して第ｎ番目のアダプティブア
レイ出力を遅延時間τＸ（Ｍ−Ｎ）の遅延素子を通す第
５の手段と、この第５の手段のＭ個の信号を合成して適
応等化器を通す第６の手段と、この第６の手段の出力信
号を遅延時間τＸ（ｎ−１）の遅延素子を通して前記第
３の手段の第ｎ番目の相関器のそれぞれに入力する第７
の手段と、前記第３の手段のそれぞれの乗算器入力を遅
延時間ηだけ遅延させ前記相関器に入力して前記第７の
手段における前記ｎ番目の相関器に入力された信号と相
関をとる第８の手段とを有し、前記相関器の出力を各ア
ダプティブアレイのタップ係数とすることを特徴とす
る。
【０００７】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の構成図である。図２は本
発明の動作説明のための説明図である。図１において、
１０１はＮ個のアンテナ、１０２はＮ個の受信機、１０
３はＮ個の乗算器、１０４はＮ個の遅延時間ηの遅延素
子、１０５はＮ個の相関器、１０６はＮ個の乗算器、１
０７はＮ個の遅延時間ηの遅延素子、１０８はＮ個の相
関器、１０９はＮ個の乗算器、１１０はＮ個の遅延時間
ηの遅延素子、１１１はＮ個の相関器、１１２と１１３
と１１４は加算器、１１５は遅延時間２τの遅延素子、
１１６は遅延時間τの遅延素子、１１７は加算器、１１
８は適応等化器、１１９は遅延時間τの遅延素子、１２
０は遅延時間２τの遅延素子である。図２において、２
０１はアレイアンテナ、２０２は第１のアダプティブア
レイの乗算器、２０３は第１のアダプティブアレイの加
算器、２０４は第２のアダプティブアレイの乗算器、２
０５は第２のアダプティブアレイの加算器、２０６は第
３のアダプティブアレイの乗算器、２０７は第３のアダ
プティブアレイの加算器、２０８は遅延時間２τの遅延
素子、２０９は遅延時間τの遅延素子、２１０は加算
器、２１１は適応等化器、図３（ａ）は受信入力におけ
る主波とマルチパス波の時間関係を示す説明図、図３
（ｂ）は加算器２１０における主波とマルチパス波の時
間関係を示す説明図である。図１において、アンテナ１
０１と受信機１０２によりＮ素子アレイアンテナ受信が
行われる。受信機１０２は無線周波数から中間周波数
（ＩＦ）またはベースバンド信号に変換する。図１の実
施例ではＮ素子アレイアンテナから独立なアダプティブ
アレイを３組構成する一例であるので、Ｎ本の受信機１
０２出力は３分岐される。３分岐されたＮ本の受信信号
ブランチはさらにＮ個の乗算器１０３と、Ｎ個の乗算器
１０６とＮ個の乗算器１０９に入力される。乗算器１０
３、遅延素子１０４、相関器１０５および加算器１１２
は第１のアダプティブアレイを構成し、要素１０６，１
０７，１０８および１１３は第２のアダプティブアレイ
を構成し、要素１０９，１１０，１１１および１１４は
第３のアダプティブアレイを構成する。
る。図１は本発明の一実施例の構成図である。図２は本
発明の動作説明のための説明図である。図１において、
１０１はＮ個のアンテナ、１０２はＮ個の受信機、１０
３はＮ個の乗算器、１０４はＮ個の遅延時間ηの遅延素
子、１０５はＮ個の相関器、１０６はＮ個の乗算器、１
０７はＮ個の遅延時間ηの遅延素子、１０８はＮ個の相
関器、１０９はＮ個の乗算器、１１０はＮ個の遅延時間
ηの遅延素子、１１１はＮ個の相関器、１１２と１１３
と１１４は加算器、１１５は遅延時間２τの遅延素子、
１１６は遅延時間τの遅延素子、１１７は加算器、１１
８は適応等化器、１１９は遅延時間τの遅延素子、１２
０は遅延時間２τの遅延素子である。図２において、２
０１はアレイアンテナ、２０２は第１のアダプティブア
レイの乗算器、２０３は第１のアダプティブアレイの加
算器、２０４は第２のアダプティブアレイの乗算器、２
０５は第２のアダプティブアレイの加算器、２０６は第
３のアダプティブアレイの乗算器、２０７は第３のアダ
プティブアレイの加算器、２０８は遅延時間２τの遅延
素子、２０９は遅延時間τの遅延素子、２１０は加算
器、２１１は適応等化器、図３（ａ）は受信入力におけ
る主波とマルチパス波の時間関係を示す説明図、図３
（ｂ）は加算器２１０における主波とマルチパス波の時
間関係を示す説明図である。図１において、アンテナ１
０１と受信機１０２によりＮ素子アレイアンテナ受信が
行われる。受信機１０２は無線周波数から中間周波数
（ＩＦ）またはベースバンド信号に変換する。図１の実
施例ではＮ素子アレイアンテナから独立なアダプティブ
アレイを３組構成する一例であるので、Ｎ本の受信機１
０２出力は３分岐される。３分岐されたＮ本の受信信号
ブランチはさらにＮ個の乗算器１０３と、Ｎ個の乗算器
１０６とＮ個の乗算器１０９に入力される。乗算器１０
３、遅延素子１０４、相関器１０５および加算器１１２
は第１のアダプティブアレイを構成し、要素１０６，１
０７，１０８および１１３は第２のアダプティブアレイ
を構成し、要素１０９，１１０，１１１および１１４は
第３のアダプティブアレイを構成する。
【０００８】本実施例の特徴は、マルチパス波に対して
ナルを作るのではなく、マルチパス波を希望信号波とし
て最大比合成することにある。この最大比合成する際に
は、各マルチパス波の伝搬遅延時間を吸収しており、通
信理論などで知られている整合フィルタと同様の効果を
アダプティブアレイで実現することである。整合フィル
タリングを行った場合に、ＳＮ比の最大化が行われる
が、デジタル伝送でのナイキストの無歪条件は満足され
ない。従って、本発明においては図１の適応等化器１１
８が不可欠となる。適応等化器は一般に適応フィルタで
構成され、線形等化器、非線形等化器などに分類される
が、いずれも図４の判定器３０５と減算器３０６を備え
ている。すなわち判定器誤差信号の自乗平均値が最小と
なるように適応等化器が制御される。ここで注意すべき
ことは従来例のアダプティブアレイのＭＭＳＥ（自乗平
均誤差最小）制御と等価の制御が本実施例の適応等化器
１１８の内部で行われていることである。前述のよう
に、アダプティブアレイによりマルチパス波に対してナ
ルが作られないようにするために、判定器誤差信号を用
いるのではなく、適応等化器１１８の出力である判定デ
ータ信号によりアダプティブアレイ系の適応制御を行
う。すなわち図１にて第１のアダプティブアレイの制御
に関して適応等化器１１８出力の判定データとＮ個の乗
算器１０３入力と相関を取り、該相関値をそれぞれの乗
算器１０３に乗ずる。この相関処理において、遅延素子
１０４により乗算器１０３入力信号を遅延時間ηだけ遅
延させている。このηは遅延素子１１６の遅延時間τプ
ラス適応等化器１１８の遅延時間に等しく設定してい
る。遅延素子１０４を用いる理由は、適応等化器１１８
の出力の判定データ信号がアンテナ１０１の点よりηだ
け遅延しており、相関処理において時間合わせが必要な
ためである。
ナルを作るのではなく、マルチパス波を希望信号波とし
て最大比合成することにある。この最大比合成する際に
は、各マルチパス波の伝搬遅延時間を吸収しており、通
信理論などで知られている整合フィルタと同様の効果を
アダプティブアレイで実現することである。整合フィル
タリングを行った場合に、ＳＮ比の最大化が行われる
が、デジタル伝送でのナイキストの無歪条件は満足され
ない。従って、本発明においては図１の適応等化器１１
８が不可欠となる。適応等化器は一般に適応フィルタで
構成され、線形等化器、非線形等化器などに分類される
が、いずれも図４の判定器３０５と減算器３０６を備え
ている。すなわち判定器誤差信号の自乗平均値が最小と
なるように適応等化器が制御される。ここで注意すべき
ことは従来例のアダプティブアレイのＭＭＳＥ（自乗平
均誤差最小）制御と等価の制御が本実施例の適応等化器
１１８の内部で行われていることである。前述のよう
に、アダプティブアレイによりマルチパス波に対してナ
ルが作られないようにするために、判定器誤差信号を用
いるのではなく、適応等化器１１８の出力である判定デ
ータ信号によりアダプティブアレイ系の適応制御を行
う。すなわち図１にて第１のアダプティブアレイの制御
に関して適応等化器１１８出力の判定データとＮ個の乗
算器１０３入力と相関を取り、該相関値をそれぞれの乗
算器１０３に乗ずる。この相関処理において、遅延素子
１０４により乗算器１０３入力信号を遅延時間ηだけ遅
延させている。このηは遅延素子１１６の遅延時間τプ
ラス適応等化器１１８の遅延時間に等しく設定してい
る。遅延素子１０４を用いる理由は、適応等化器１１８
の出力の判定データ信号がアンテナ１０１の点よりηだ
け遅延しており、相関処理において時間合わせが必要な
ためである。
【０００９】次に図２を用いて相関処理により複数のマ
ルチパス波の中から特定のマルチパス波を抽出する原理
について説明する。主波ｈ0 Ｓ（ｔ）、進み波ｈ- 1 Ｓ
（ｔ−τ）および遅れ波ｈ+ 1 Ｓ（ｔ＋τ）が図に示す
矢印方向に到来していると仮定する。ここでｈ- 1 、ｈ
0 およびｈ+ 1 は各マルチパスに対する複素伝達係数で
あり、インパルス応答の離散値と一致するものである。
この場合、第１のアンテナ素子２０１への受信信号ｒ
（ｔ）は（１）式で表される。
ルチパス波の中から特定のマルチパス波を抽出する原理
について説明する。主波ｈ0 Ｓ（ｔ）、進み波ｈ- 1 Ｓ
（ｔ−τ）および遅れ波ｈ+ 1 Ｓ（ｔ＋τ）が図に示す
矢印方向に到来していると仮定する。ここでｈ- 1 、ｈ
0 およびｈ+ 1 は各マルチパスに対する複素伝達係数で
あり、インパルス応答の離散値と一致するものである。
この場合、第１のアンテナ素子２０１への受信信号ｒ
（ｔ）は（１）式で表される。
【００１０】 ｒ（ｔ）＝ｈ0 Ｓ（ｔ）＋ｈ- 1 Ｓ（ｔ−τ）＋ｈ+ 1 Ｓ（ｔ＋τ）…（１） ここでＳ（ｔ）は送信データ信号である。通常アレイア
ンテナは半波長間隔で設置されるので、各アンテナ素子
による受信信号には一定の位相差が生じる。すなわち第
２のアンテナ素子２０１による受信信号はｒ（ｔ）・ｅ
ｘｐ（ｊφ）、第３のアンテナ素子２０１による受信信
号は、ｒ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２φ）、第Ｎのアンテナ素
子２０１による受信信号は同様にｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛ｊ
（Ｎ−１）φ｝となる。適応等化器２１１の判定データ
が今Ｓａ（ｔ＋τ）であるとする。判定誤りが生じてい
ない場合には、判定データは送信データと一致し、誤り
率が低い場合には、（２）式のように近似される。
ンテナは半波長間隔で設置されるので、各アンテナ素子
による受信信号には一定の位相差が生じる。すなわち第
２のアンテナ素子２０１による受信信号はｒ（ｔ）・ｅ
ｘｐ（ｊφ）、第３のアンテナ素子２０１による受信信
号は、ｒ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２φ）、第Ｎのアンテナ素
子２０１による受信信号は同様にｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛ｊ
（Ｎ−１）φ｝となる。適応等化器２１１の判定データ
が今Ｓａ（ｔ＋τ）であるとする。判定誤りが生じてい
ない場合には、判定データは送信データと一致し、誤り
率が低い場合には、（２）式のように近似される。
【００１１】 Ｓａ（ｔ＋τ）≒Ｓ（ｔ＋τ） （２） そこで今後は判定データをＳ（ｔ）と表現する。ところ
で図１において、まず第２の適応アレイに着目する。第
２のアダプティブアレイは適応等化器１１８出力の判定
データを遅延素子１１９によりτだけ遅延させて相関制
御に用いている。この場合に、第２のアダプティブアレ
イのＮ個の相関器１０８では遅延素子１１９出力の判定
データＳａ（ｔ）との相関演算が行われ、それぞれ
（３）式に示すような相関値Ｗ1 を出力する。（なお、
ここでの相関とは基準信号に対する一方の信号の複素共
約と基準信号との積を時間平均する。時間平均はＥとい
う記号で示すものとする）。今第１のアダプティブアレ
イにおいて第１の相関器１０５の出力＝Ｗ1 は（３）式
で表される。
で図１において、まず第２の適応アレイに着目する。第
２のアダプティブアレイは適応等化器１１８出力の判定
データを遅延素子１１９によりτだけ遅延させて相関制
御に用いている。この場合に、第２のアダプティブアレ
イのＮ個の相関器１０８では遅延素子１１９出力の判定
データＳａ（ｔ）との相関演算が行われ、それぞれ
（３）式に示すような相関値Ｗ1 を出力する。（なお、
ここでの相関とは基準信号に対する一方の信号の複素共
約と基準信号との積を時間平均する。時間平均はＥとい
う記号で示すものとする）。今第１のアダプティブアレ
イにおいて第１の相関器１０５の出力＝Ｗ1 は（３）式
で表される。
【００１２】 Ｗ1 ＝Ｅ［ｒ（ｔ）* ・Ｓ（ｔ）］ ＝Ｅ［｛ｈ０Ｓ（ｔ）＋ｈ- 1 Ｓ（ｔ−τ）＋ｈ+ 1 Ｓ（ｔ＋τ）｝* ・ Ｓ（ｔ）］ ＝ｈ0 * Ｅ［Ｓ（ｔ）* ・Ｓ（ｔ）］＋ｈ- 1 * Ｅ［Ｓ（ｔ−τ）* ・Ｓ （ｔ）］＋ｈ+ 1 * Ｅ［Ｓ（ｔ＋τ）* ・Ｓ（ｔ）］ ここで、＊は複素共約を示す。ところでデジタルデータ
信号Ｓ（ｔ）は通常ＰＮ信号に代表されるように自己相
関性が急峻であり、データ間隔τに対して時間差が以上
である場合には相関が零になる。すなわち、 Ｅ［Ｓ（ｔ）* ・Ｓ（ｔ）］＝１ Ｅ［Ｓ（ｔ−τ）* ・Ｓ（ｔ）］＝０ Ｅ［Ｓ（ｔ＋τ）* ・Ｓ（ｔ）］＝０ となり、（３）式は（４）式で表される。
信号Ｓ（ｔ）は通常ＰＮ信号に代表されるように自己相
関性が急峻であり、データ間隔τに対して時間差が以上
である場合には相関が零になる。すなわち、 Ｅ［Ｓ（ｔ）* ・Ｓ（ｔ）］＝１ Ｅ［Ｓ（ｔ−τ）* ・Ｓ（ｔ）］＝０ Ｅ［Ｓ（ｔ＋τ）* ・Ｓ（ｔ）］＝０ となり、（３）式は（４）式で表される。
【００１３】 Ｗ1 ＝ｈ0 * （４） 同様に第２のアダプティブアレイにおいて第２の相関器
１０５の出力＝Ｗ2 は（５）式で表される。
１０５の出力＝Ｗ2 は（５）式で表される。
【００１４】 Ｗ2 ＝Ｅ［ｒ（ｔ）* ｅｘｐ（−ｊφ）・Ｓ（ｔ）］ ＝Ｅ［｛ｈ0 Ｓ（ｔ）＋ｈ- 1 Ｓ（ｔ−τ）ｈ+ 1 Ｓ（ｔ＋τ）｝* ｅｘ ｐ（−ｊφ）・Ｓ（ｔ）］ ＝ｈ0 * ｅｘｐ（−ｊφ）Ｅ［Ｓ（ｔ）* ・Ｓ（ｔ）］＋ｈ- 1 * ｅｘｐ （−ｊφ）Ｅ［Ｓ（ｔ−τ）* ・Ｓ（ｔ）］＋ｈ+ 1 * ｅｘｐ（−ｊφ） Ｅ［Ｓ（ｔ＋τ）* ・Ｓ（ｔ）］ ＝ｈ0 * ｅｘｐ（−ｊφ） （５） 同様に第２のアダプティブアレイにおいて第Ｎの相関器
１０５の出力＝ＷN は（６）式で表される。
１０５の出力＝ＷN は（６）式で表される。
【００１５】 ＷN ＝ｈ0 * ｅｘｐ｛−ｊ（Ｎ−１）φ｝ （６） 従って第２のアダプティブアレイにおけるＮ個の乗算器
１０３に乗ぜられるタップ係数をベクトル表示すると、
（７）式のように表される。
１０３に乗ぜられるタップ係数をベクトル表示すると、
（７）式のように表される。
【００１６】
【００１７】このタップ係数は図２の第２のアダプティ
ブアレイが主波ｈ0 Ｓ（ｔ）の到来方向にアンテナ指向
性を向ける従来のアダプティブアレイのタップ係数理論
解と一致している。ここで第２のアダプティブアレイの
各乗算器入力信号をベクトル表示すると、（８）式で表
される。
ブアレイが主波ｈ0 Ｓ（ｔ）の到来方向にアンテナ指向
性を向ける従来のアダプティブアレイのタップ係数理論
解と一致している。ここで第２のアダプティブアレイの
各乗算器入力信号をベクトル表示すると、（８）式で表
される。
【００１８】
【００１９】ここでＲT のＴはベクトルの転置を示す。
従って第２のアレイの出力は（９）式となる。
従って第２のアレイの出力は（９）式となる。
【００２０】
【００２１】（９）式の右辺の第１項においてｈ0 * ｈ
0 は複素共約どうしの積であり、フェージングによる伝
達係数の変動に依存せず、常にｈ0 2 の大きさの実数で
ある。一方、第２および第３項のｈ0 * ｈ- 1 とｈ0 *
ｈ+ 1 は複素共約の関係にも無く、また相関性も無いた
めに、ベクトル的には常時変動している。すなわち
（９）式においてＳ（ｔ）に関するＮブランチの最大比
合成が行われているのと等価である。従って、第２のア
レイ出力は（１０）式のように近似される。
0 は複素共約どうしの積であり、フェージングによる伝
達係数の変動に依存せず、常にｈ0 2 の大きさの実数で
ある。一方、第２および第３項のｈ0 * ｈ- 1 とｈ0 *
ｈ+ 1 は複素共約の関係にも無く、また相関性も無いた
めに、ベクトル的には常時変動している。すなわち
（９）式においてＳ（ｔ）に関するＮブランチの最大比
合成が行われているのと等価である。従って、第２のア
レイ出力は（１０）式のように近似される。
【００２２】
【００２３】従って図２の加算器２０５出力は、（10)
式のようになるが、図２ではＮで正規化した値で記載し
ている。
式のようになるが、図２ではＮで正規化した値で記載し
ている。
【００２４】次に第１のアダプティブアレイの相関制御
に関して説明する。図１に示すように第１のアレイの制
御には適応等化器１１８からの判定データを遅延させな
いで相関処理に用いている。前述の第２のアレイの相関
処理の基準信号はＳ（ｔ）であったが、ここではＳ（ｔ
＋τ）が基準信号となる。従って、第１のアレイのタッ
プ係数は同様の計算により(11)式のベクトル表示で表さ
れる。
に関して説明する。図１に示すように第１のアレイの制
御には適応等化器１１８からの判定データを遅延させな
いで相関処理に用いている。前述の第２のアレイの相関
処理の基準信号はＳ（ｔ）であったが、ここではＳ（ｔ
＋τ）が基準信号となる。従って、第１のアレイのタッ
プ係数は同様の計算により(11)式のベクトル表示で表さ
れる。
【００２５】
【００２６】ところで第１のアレイの乗算器入力ベクト
ルは（８）式と同じであるために、第１のアレイ出力は
(12)式のように表される。
ルは（８）式と同じであるために、第１のアレイ出力は
(12)式のように表される。
【００２７】
【００２８】従ってこれもＮで正規化して図２におい
て、第１のアレイ出力であるところの加算器２０３出力
にてｈ+ 1 2 Ｓ（ｔ＋τ）が出力される。同様に第３の
アレイに関しては、図２の加算器２０７出力にてｈ- 1
2 Ｓ（ｔ−τ）が出力される。
て、第１のアレイ出力であるところの加算器２０３出力
にてｈ+ 1 2 Ｓ（ｔ＋τ）が出力される。同様に第３の
アレイに関しては、図２の加算器２０７出力にてｈ- 1
2 Ｓ（ｔ−τ）が出力される。
【００２９】前述の相関処理により得られるアダプティ
ブアレイ出力間にはτ時間の遅延差が存在する。これら
の遅延差τは遅延素子１１５，１１６（図２では遅延素
子２０８および２０９）により吸収される。すなわち図
３（ａ）に示す遅延分散している３波は図３（ｂ）に示
すように同一時刻に時間合わせされ加算器２１０（図１
では加算器１１７）の出力として（ｈ- 1 2 ＋ｈ0 2 ＋
ｈ+ 1 2 ）・Ｓ（ｔ＋τ）を得る。この動作は整合フィ
ルタによるインパルス応答の集束化と等価なもので、図
３（ａ）のように分散した信号電力を基準時刻に最大比
合成することによりＳＮ比の最大化を実現している。信
号に関する波形歪は適応等化器２１１（図１では１１
８）により最終的に除去される。
ブアレイ出力間にはτ時間の遅延差が存在する。これら
の遅延差τは遅延素子１１５，１１６（図２では遅延素
子２０８および２０９）により吸収される。すなわち図
３（ａ）に示す遅延分散している３波は図３（ｂ）に示
すように同一時刻に時間合わせされ加算器２１０（図１
では加算器１１７）の出力として（ｈ- 1 2 ＋ｈ0 2 ＋
ｈ+ 1 2 ）・Ｓ（ｔ＋τ）を得る。この動作は整合フィ
ルタによるインパルス応答の集束化と等価なもので、図
３（ａ）のように分散した信号電力を基準時刻に最大比
合成することによりＳＮ比の最大化を実現している。信
号に関する波形歪は適応等化器２１１（図１では１１
８）により最終的に除去される。
【００３０】以上述べたように、主波以外の遅延分散し
ているマルチパス波を除去するのではなく、アダプティ
ブアレイの空間処理を等価的に整合フィルタリングとし
て動作させることにより、マルチパス波をも希望信号波
として利用している。すなわち、ＳＮ比が最大化され、
マルチパス環境下にてより低ＳＮでの通信が可能とな
る。
ているマルチパス波を除去するのではなく、アダプティ
ブアレイの空間処理を等価的に整合フィルタリングとし
て動作させることにより、マルチパス波をも希望信号波
として利用している。すなわち、ＳＮ比が最大化され、
マルチパス環境下にてより低ＳＮでの通信が可能とな
る。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、アレイア
ンテナ受信から互いに独立な複数のアダプティブアレイ
を構成し、各アダプティブアレイにより遅延時間が互い
にτ間隔で異なるマルチパス波を抽出し、遅延素子によ
り伝搬遅延差を吸収し、最大比合成することにより、マ
ルチパス波を単に除去するのではなく、希望信号成分と
して利用することでＳＮ比の最大化が可能となる。従っ
て、マルチパス環境下にてより低ＳＮでの通信を可能に
するとともに特に低ＳＮの移動体衛星通信および陸上移
動通信などにおいて良好なマルチパス歪の除去も行うこ
とができる効果がある。
ンテナ受信から互いに独立な複数のアダプティブアレイ
を構成し、各アダプティブアレイにより遅延時間が互い
にτ間隔で異なるマルチパス波を抽出し、遅延素子によ
り伝搬遅延差を吸収し、最大比合成することにより、マ
ルチパス波を単に除去するのではなく、希望信号成分と
して利用することでＳＮ比の最大化が可能となる。従っ
て、マルチパス環境下にてより低ＳＮでの通信を可能に
するとともに特に低ＳＮの移動体衛星通信および陸上移
動通信などにおいて良好なマルチパス歪の除去も行うこ
とができる効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】本実施例の動作を説明する説明図である。
【図３】本実施例のマルチパス信号の説明図である。
【図４】従来の適応受信機の構成図である。
１０１ アンテナ １０２ 受信機 １０３，１０６，１０９ 乗算器 １０４，１０７，１１０，１１５，１１６，１１９，１
２０ 遅延素子 １０５，１０８，１１１ 相関器 １１２，１１３，１１４，１１７ 加算器 １１８ 適応等化器
２０ 遅延素子 １０５，１０８，１１１ 相関器 １１２，１１３，１１４，１１７ 加算器 １１８ 適応等化器
Claims (1)
- 【請求項１】 Ｎ（Ｎは２以上の整数）素子のアレイア
ンテナを用いて受信する第１の手段と、この第１の手段
によるＮ個の受信信号をＭ（Ｍは２以上の整数）分岐す
る第２の手段と、この第２の手段によりＭ分岐されたＮ
個の分岐信号のそれぞれを乗算器および相関器を通す第
３の手段と、この第３の手段で処理されたＮ個の信号を
Ｍグループごとに独立に加算して独立したＭ個のアダプ
ティブアレイとする第４の手段と、この第４の手段の第
１から第Ｍまでのアダプティブアレイに関して第ｎ番目
のアダプティブアレイ出力を遅延時間τＸ（Ｍ−Ｎ）の
遅延素子を通す第５の手段と、この第５の手段のＭ個の
信号を合成して適応等化器を通す第６の手段と、この第
６の手段の出力信号を遅延時間τＸ（ｎ−１）の遅延素
子を通して前記第３の手段の第ｎ番目の相関器のそれぞ
れに入力する第７の手段と、前記第３の手段のそれぞれ
の乗算器入力を遅延時間ηだけ遅延させ前記相関器に入
力して前記第７の手段における前記ｎ番目の相関器に入
力された信号と相関をとる第８の手段とを有し、前記相
関器の出力を各アダプティブアレイのタップ係数とする
ことを特徴とする適応受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4204635A JP2982504B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 適応受信機 |
| US08/099,166 US5425059A (en) | 1992-07-31 | 1993-07-29 | Adaptive receiving apparatus for digital communication system |
| EP93112250A EP0582233B1 (en) | 1992-07-31 | 1993-07-30 | Adaptive receiver for multipath fading channels |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4204635A JP2982504B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 適応受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0653870A true JPH0653870A (ja) | 1994-02-25 |
| JP2982504B2 JP2982504B2 (ja) | 1999-11-22 |
Family
ID=16493744
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4204635A Expired - Lifetime JP2982504B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 適応受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5425059A (ja) |
| EP (1) | EP0582233B1 (ja) |
| JP (1) | JP2982504B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08242196A (ja) * | 1995-03-03 | 1996-09-17 | Ido Tsushin Syst Kaihatsu Kk | ダイバーシチ等化装置 |
| WO1997020400A1 (fr) * | 1995-11-29 | 1997-06-05 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de reception en diversite et procede de commande |
| WO2001069815A1 (fr) * | 2000-03-16 | 2001-09-20 | Sony Corporation | Procede et appareil de transmission, et procede et systeme de communication |
| US7031368B1 (en) | 1998-06-30 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Adaptive transmitter/receiver |
| JP2010536265A (ja) * | 2007-08-07 | 2010-11-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 受信ダイバーシティ使用可能レイク受信機内の復調要素の時間トラッキング管理 |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2885612B2 (ja) * | 1993-06-25 | 1999-04-26 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| US5659572A (en) | 1993-11-22 | 1997-08-19 | Interdigital Technology Corporation | Phased array spread spectrum system and method |
| JP2572200B2 (ja) * | 1994-03-03 | 1997-01-16 | 株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所 | アレーアンテナの制御方法及び制御装置 |
| FR2735635B1 (fr) * | 1994-03-04 | 1998-08-14 | Thomson Csf | Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation |
| DE4415282A1 (de) * | 1994-04-30 | 1995-11-02 | Sel Alcatel Ag | Funkempfänger für Mehrwegeempfang |
| JP2561031B2 (ja) * | 1994-06-07 | 1996-12-04 | 日本電気株式会社 | 送受信装置 |
| US5648767A (en) * | 1994-11-30 | 1997-07-15 | Hughes Aircraft | Transponder detection system and method |
| US5748683A (en) * | 1994-12-29 | 1998-05-05 | Motorola, Inc. | Multi-channel transceiver having an adaptive antenna array and method |
| IL112233A (en) * | 1995-01-03 | 1998-02-22 | State Rafaelel Ministry Of Def | Adaptive polarization diversity system |
| JP2669393B2 (ja) * | 1995-04-11 | 1997-10-27 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JPH0974372A (ja) * | 1995-09-04 | 1997-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトラム拡散無線伝送受信装置 |
| FR2742619B1 (fr) * | 1995-12-15 | 1998-02-06 | Thomson Csf | Procede d'egalisation multicapteur permettant une reception multicapteur en presence d'interferences et de multitrajets de propagation, et recepteur pour sa mise en oeuvre |
| US5887037A (en) * | 1996-02-27 | 1999-03-23 | Lucent Technologies Inc. | Introducing processing delay as a multiple of the time slot duration |
| JP3337613B2 (ja) * | 1996-03-05 | 2002-10-21 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信システム |
| GB2318705B (en) * | 1996-10-22 | 2001-05-02 | Motorola Ltd | Mobile telephone systems |
| JP3795984B2 (ja) * | 1996-12-20 | 2006-07-12 | 富士通株式会社 | 無線受信機 |
| JP3657377B2 (ja) * | 1996-12-27 | 2005-06-08 | 松下電器産業株式会社 | 受信回路 |
| JP3526196B2 (ja) * | 1997-01-07 | 2004-05-10 | 株式会社東芝 | アダプティブアンテナ |
| US5710995A (en) * | 1997-01-16 | 1998-01-20 | Ford Motor Company | Adaptive antenna receiver |
| EP0936755B1 (en) * | 1998-02-13 | 2005-07-06 | Nec Corporation | Adaptive receiving device with antenna array |
| EP0948082A1 (en) * | 1998-04-03 | 1999-10-06 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive antenna |
| EP0948081A1 (en) * | 1998-04-03 | 1999-10-06 | Lucent Technologies Inc. | Diversity antenna system |
| US7245710B1 (en) * | 1998-04-08 | 2007-07-17 | British Telecommunications Public Limited Company | Teleconferencing system |
| US6266366B1 (en) | 1998-04-30 | 2001-07-24 | Mysticom Ltd. | Digital base-band receiver with pipeline processor |
| KR100283379B1 (ko) | 1998-11-16 | 2001-03-02 | 정선종 | 병렬 다단 간섭 제거 장치 |
| KR100277697B1 (ko) | 1998-12-02 | 2001-01-15 | 정선종 | 제약조건을 갖는 평균평방 오차 최소화 방법을 이용한 적응형수신 장치 |
| US6735248B2 (en) * | 1999-03-10 | 2004-05-11 | International Business Machines Corporation | Fast converging equalizer for a demodulator |
| US6470192B1 (en) | 1999-08-16 | 2002-10-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericcson (Publ) | Method of an apparatus for beam reduction and combining in a radio communications system |
| US6714774B1 (en) * | 2000-02-24 | 2004-03-30 | Texas Instruments Incorporated | Antenna reception diversity in wireless communications |
| US6369758B1 (en) * | 2000-11-01 | 2002-04-09 | Unique Broadband Systems, Inc. | Adaptive antenna array for mobile communication |
| JP2002151937A (ja) * | 2000-11-15 | 2002-05-24 | Nec Corp | 適応アレーアンテナ受信装置 |
| AU2002231085A1 (en) * | 2000-12-19 | 2002-07-01 | The Johns Hopkins University | Integrated adaptive antenna array and adaptive locally optimum detection system |
| US7039094B2 (en) * | 2001-05-03 | 2006-05-02 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Adaptive rake receiving apparatus constrained with at least one constraint for use in mobile communication system and method therefor |
| FR2824431A1 (fr) * | 2001-05-03 | 2002-11-08 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Methode et dispositif de reception de signal |
| US7167883B2 (en) * | 2001-12-17 | 2007-01-23 | Mysticom Ltd. | Filter with multipliers operating in ones complement arithmetic |
| AU2003273353A1 (en) * | 2002-09-24 | 2004-04-23 | Honeywell International Inc. | Radio frequency interference monitor |
| US6888498B2 (en) | 2002-09-24 | 2005-05-03 | Honeywell International, Inc. | Method and system for compensating satellite signals |
| US7555262B2 (en) | 2002-09-24 | 2009-06-30 | Honeywell International Inc. | Radio frequency interference monitor |
| CN100444543C (zh) * | 2006-03-31 | 2008-12-17 | 东南大学 | 用于多天线无线通信系统空域滤波检测方法 |
| JP5871059B2 (ja) | 2012-03-29 | 2016-03-01 | 日本電気株式会社 | 角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法 |
| JP2014183327A (ja) * | 2013-03-18 | 2014-09-29 | Nec Corp | 角度ダイバーシチ受信装置 |
| US20170170998A1 (en) * | 2015-12-11 | 2017-06-15 | Nokia Solutions And Networks Oy | Pre-combiner interference removal |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4281411A (en) * | 1979-06-25 | 1981-07-28 | Signatron, Inc. | High speed digital communication receiver |
| US4733402A (en) * | 1987-04-23 | 1988-03-22 | Signatron, Inc. | Adaptive filter equalizer systems |
| GB2244190A (en) * | 1990-05-17 | 1991-11-20 | Orbitel Mobile Communications | Receiver systems with equalisers |
-
1992
- 1992-07-31 JP JP4204635A patent/JP2982504B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-07-29 US US08/099,166 patent/US5425059A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-07-30 EP EP93112250A patent/EP0582233B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08242196A (ja) * | 1995-03-03 | 1996-09-17 | Ido Tsushin Syst Kaihatsu Kk | ダイバーシチ等化装置 |
| JP2869774B2 (ja) * | 1995-03-03 | 1999-03-10 | 移動通信システム開発株式会社 | ダイバーシチ等化装置 |
| WO1997020400A1 (fr) * | 1995-11-29 | 1997-06-05 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de reception en diversite et procede de commande |
| US7031368B1 (en) | 1998-06-30 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Adaptive transmitter/receiver |
| WO2001069815A1 (fr) * | 2000-03-16 | 2001-09-20 | Sony Corporation | Procede et appareil de transmission, et procede et systeme de communication |
| US7110468B2 (en) | 2000-03-16 | 2006-09-19 | Sony Corporation | Transmission apparatus, transmission method, communication system, and method of same |
| JP2010536265A (ja) * | 2007-08-07 | 2010-11-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 受信ダイバーシティ使用可能レイク受信機内の復調要素の時間トラッキング管理 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0582233B1 (en) | 1999-09-29 |
| JP2982504B2 (ja) | 1999-11-22 |
| EP0582233A1 (en) | 1994-02-09 |
| US5425059A (en) | 1995-06-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2982504B2 (ja) | 適応受信機 | |
| JP2697648B2 (ja) | 判定帰還形等化器 | |
| JP2663820B2 (ja) | 判定帰還形等化器 | |
| JP2561031B2 (ja) | 送受信装置 | |
| JP2561028B2 (ja) | サイドローブキャンセラ | |
| US7548592B2 (en) | Multiple input, multiple output communications systems | |
| JP3803218B2 (ja) | 移動通信システムの基地局と移動局 | |
| CA2211619C (en) | Diversity receiver and its control method | |
| US6650910B1 (en) | Methods and apparatus in antenna diversity systems for estimation of direction of arrival | |
| US4281411A (en) | High speed digital communication receiver | |
| JP2002094318A (ja) | 無線通信システムにおける信号抽出方法及び装置 | |
| EP1252728A2 (en) | Linear signal separation using polarization diversity | |
| JPH09116475A (ja) | 時間ダイバーシチ送受信システム | |
| JP2002077011A (ja) | 適応アンテナ受信装置 | |
| US5379046A (en) | Interference wave canceller | |
| Hossain et al. | Adaptive beamforming algorithms for smart antenna systems | |
| CN108401583B (zh) | 一种LEO卫星移动通信系统中加速收敛的改进LMS-Rake接收方法及系统 | |
| US7738595B2 (en) | Multiple input, multiple output communications systems | |
| JP2765377B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| Leary et al. | Adaptive beamforming for TDMA signals | |
| CN100495945C (zh) | 一种时空联合波束赋形方法 | |
| JPH0786972A (ja) | 適応等化器 | |
| JP2894088B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| CN113395098B (zh) | 一种多天线信号合并和发射信号赋形的方法及装置 | |
| Kim et al. | Space-time-frequency processing for OFDM wireless mobile communications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990824 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080924 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080924 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090924 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090924 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100924 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110924 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120924 Year of fee payment: 13 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |