JP2561031B2 - 送受信装置 - Google Patents

送受信装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は送受信装置に係り、特に
適応整合フィルタによるダイバーシチ合成と判定帰還形
等化器による適応等化とを組み合わせて受信を行う送受
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の送受信装置の一例の構成図
を示す。同図に示すように、従来装置は、Ｍ個の大口径
アンテナ４０１１〜４０１Ｍと、大口径アンテナ４０１
１〜４０１Ｍに１対１に対応して設けられたＭ個の受信
周波数変換器（ＤＯＷＮ ＣＯＮＶ）４０２１〜４０２
Ｍと、受信周波数変換器４０２１〜４０２Ｍに１対１に
対応して設けられたＭ個の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）
４０３１〜４０３Ｍと、合成器４０４と、判定帰還形等
化器（ＤＦＥ）４０５と、送信データを変調する変調器
（ＭＯＤ）４０６と、変調器４０６の出力変調波がそれ
ぞれ入力されるＭ個の送信周波数変換器（ＵＰ ＣＯＮ
Ｖ）４０７１〜４０７Ｍと、送信周波数変換器４０７１
〜４０７Ｍの出力信号を電力増幅して大口径アンテナ４
０１１〜４０１Ｍへ出力するＭ個の大電力増幅器（ＨＰ
Ａ）４０８１〜４０８Ｍとより構成されている。
【０００３】この従来の送受信装置は、特に対流圏散乱
伝搬路などの厳しいマルチパスフェージング回線におい
てディジタルマイクロ波通信を可能とする装置で、長距
離見通し外回線において既に実用化されている。
【０００４】この従来の送受信装置の送信側では、変調
器４０６により送信データが所定の変調方式で変調され
て変調波とされた後、送信周波数変換器４０７１〜４０
７Ｍにそれぞれ供給されて無線周波数（ＲＦ）帯の信号
に周波数変換される。この送信周波数変換器４０７１〜
４０７Ｍより取り出されたＲＦ帯の送信信号は、大電力
増幅器４０８１〜４０８Ｍにより大電力増幅された後に
アンテナ４０１１〜４０１Ｍの送信ホーンに入力されて
送信される。
【０００５】アンテナ４０１１〜４０１Ｍは受信ホーン
と送信ホーンとを有しており、これらは通常異なる偏波
面を利用することにより、送受信間の回り込みを回避し
ている。例えば、図４に示すように、大電力増幅器４０
８１〜４０８Ｍの出力端はアンテナ４０１１〜４０１Ｍ
のＨ（水平）偏波のホーンに接続されており、この場合
受信ホーンはＶ（垂直）偏波となる。逆に、送信ホーン
をＶ偏波とした場合は、受信ホーンをＨ偏波とする。
【０００６】このように、送信ホーンと受信ホーンの偏
波面を直交することにより、大電力の送信波が受信周波
数変換器４０２１〜４０２Ｍに逆流することを防ぐ。ま
た、Ｍ重の空間ダイバーシチを行うためには、Ｍ個のア
ンテナ４０１１〜４０１Ｍが必要であり、通常は２個の
大口径アンテナが採用されている。
【０００７】一方、この従来の送受信装置の受信側で
は、アンテナ４０１１〜４０１Ｍの受信ホーンからの受
信信号が、アンテナに対応して設けられている受信周波
数変換器４０２１〜４０２ＭによりＲＦ帯から中間周波
数（ＩＦ）帯又はベースバンド帯へそれぞれ周波数変換
される。受信周波数変換器４０２１〜４０２Ｍから取り
出された受信信号は、ダイバーシチブランチ毎に設けら
れている適応整合フィルタ（ＡＭＦ）４０３１〜４０３
Ｍに入力され、ここでＳＮ（信号対雑音）比が最大にさ
れ、かつ、各出力信号の振幅が自乗、位相が同一に制御
される。
【０００８】従って、このＭ個の適応整合フィルタ４０
３１〜４０３Ｍの出力信号を合成器４０４で合成するこ
とにより、ダイバーシチの最大比合成が行われる。この
ダイバーシチの最大比合成により強化された受信信号
は、更に判定帰還形等化器（ＤＦＥ）４０５に供給され
て適応等化され、判定データとして出力される一方、適
応整合フィルタ４０３１〜４０３Ｍにタップ係数制御信
号として入力される。
【０００９】この適応整合フィルタによるダイバーシチ
合成と判定帰還形等化器による適応等化とを組み合わせ
た方式（ＡＭＦ／ＤＦＥ受信方式）に関しては、文献
（渡辺孝次郎，”マルチパス伝送路における適応受信方
式”，電子通信学会・通信方式研究会、１９７９年２月
（ＣＳ−７８−２０３））により既に知られている。
【００１０】次に、このＡＭＦ／ＤＦＥ受信方式の効果
について、対流圏散乱伝搬路をモデルとして図５と共に
説明する。図５に示す対流圏散乱伝搬路において、送信
アンテナ５０１の指向特性Ｉと受信アンテナ５０２の指
向特性IIは、通常ガウス分布となる。その指向特性の半
値幅はアンテナ口径に依存し、大口径になるほどビーム
はシャープとなる。
【００１１】図５より明らかなように、アンテナビーム
の広がりにより対流圏は送信マイクロ波により照射さ
れ、散乱が生じる。この領域はスキャタボリュームと呼
ばれ、ここからの前方散乱波の一部が受信側に向かう。
その際、図５の経路ＡＬＢ、ＡＣＢ及びＡＵＢの３波の
マルチパスが発生したと仮定する（ここで、Ａは送信
点、Ｂは受信点、Ｕ、Ｃ及びＬはそれぞれ散乱点とす
る）。ここで、伝搬路長に着目すると、
【００１２】
【数１】 となっており、各マルチパス伝搬遅延時間に差が生じ
る。これにより、送信アンテナ５０１により送信インパ
ルス５０３を送信した時の受信アンテナ５０２のインパ
ルス応答は、５０４に示すように３つの応答が生じる。
この受信インパルス応答５０４は経路ＡＬＢによる進み
応答ｈ１、経路ＡＣＢによる主波応答ｈ２、経路ＡＵＢ
による遅れ応答ｈ３からなり、上記の各経路間の遅延時
間差をτとすると、互いにτだけ時間差が生じる。
【００１３】このような各マルチパスでは、散乱現象に
よるレイリーフェージングが生じており、インパルス応
答４０４全体の振幅と位相がランダムに変動する。この
ような厳しいマルチパスフェージング回線では、遅延分
散の大きなマルチパス歪が問題となり、適応等化なしの
ディジタル通信は不可能となる。また、一般的な適応等
化器をもってしても、回線品質は保証されない。これを
克服するにはダイバーシチと適応等化との組み合わせが
不可欠となり、これを満たす解の一つが前記ＡＭＦ／Ｄ
ＦＥ方式である。
【００１４】適応整合フィルタは伝送路インパルス応答
ｈ（ｔ）の時間反転複素共役ｈ＊（−ｔ）を受信信号に
畳み込むトランスバーサルフィルタであることは通信理
論で広く知られている。具体的には、図５のインパルス
応答離散値ｈ１、ｈ2、ｈ３の複素共役を時間反転の関
係で３タップのトランスバーサルフィルタのタップ係数
とすることを意味する。これにより、進み応答ｈ１と遅
れ応答ｈ３が主波応答ｈ２のタイミングに時間調整さ
れ、時間領域の最大比合成が行われる。
【００１５】この整合フィルタリングを各ダイバーシチ
ブランチ毎に実施し、また適応等化器の出力する判定デ
ータで共通相関制御することにより、ダイバーシチブラ
ンチ毎のタイミング差が吸収され、時間領域のダイバー
シチ合成（インプリシットダイバーシチ）と共に空間若
しくは周波数ダイバーシチ合成との相乗効果で信号が強
化される。
【００１６】整合フィルタリングは一般にＳＮ（信号対
雑音）比を最大化するが、マルチパスによる符号間干渉
を残留する。この残留符号間干渉が判定帰還形等化器３
０５により除去され、品質の高い通信が可能となる。従
って、この従来の送受信装置によれば、対流圏散乱伝搬
のように厳しいマルチパスフェージングで、かつ、受信
電界が低い回線でのディジタル伝送を可能とする。ま
た、対流圏散乱伝搬では、本質的に受信電界が低いた
め、上記の適応受信技術に加え、大口径アンテナと大電
力増幅装置が必要となる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の送受信装
置では、対流圏散乱回線などの長距離伝搬では、通信に
必要となるシステムゲインを得るために、大電力増幅器
４０８１〜４０８Ｍと大口径アンテナ４０１１〜４０１
Ｍとが必要となる。しかし、大口径アンテナ４０１１〜
４０１Ｍに関しては、一度方向調整を行って設置した後
は再び方向調整を実施することは困難であり、実際は再
調整されることはない。
【００１８】一方、伝送路は本来、対流圏での散乱現象
を利用したものであり、大気の状態など季節・温度など
諸条件により変動する。このため、一般の短周期のフェ
ージングに加え、長周期のフェージングが発生する。特
に長周期のフェージングに関しては、長期間のアンテナ
方向調整が必要となるが、現実には実施不可能である。
そのため、このような長周期のフェージングを有する伝
搬路に対して大口径アンテナ４０１１〜４０１Ｍが必ず
しも最適な方向に調整されているとはいえない。
【００１９】図５において、例えば対流圏でのスキャタ
ボリューム位置が更に上空に移動した場合、受信アンテ
ナに到来する散乱波の入射角度が大きくなる。逆に、ス
キャタボリュームが低くなれば、入射角度は小さくな
る。このように、自然現象の長期的な変動により、一度
設置されたアンテナ方向は最適ではなくなる。場合によ
っては、受信電界の中央値が数十ｄＢ変動することもあ
り得る。このような場合、上記の従来装置では、ダイバ
ーシチブランチの受信電界に差が生じて、ダイバーシチ
効果が損なわれ回線品質が劣化するという問題がある。
【００２０】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
アンテナをアダプティブアレイ化して、その指向性を適
応制御することにより、短周期及び長周期のフェージン
グが混在する回線においても、アンテナの方向調整を迅
速に行って最適に保持して適応ダイバーシチ受信し得る
送受信装置を提供することを目的とする。
【００２１】また、本発明の他の目的は、適応整合フィ
ルタとアダプティブアンテナとが同一の判定データを使
用しても独立して相関制御することにより、短周期のフ
ェージング及びマルチパス歪の低減と、アダプティブア
ンテナによるアンテナビームの最適方向への保持とを、
競合することなく行い得る送受信装置を提供することに
ある。
【００２２】更に、本発明の他の目的は、送受信ユニッ
トを使用することにより、大電力増幅器の使用を不要に
して装置全体を小型化し得る送受信装置を提供すること
にある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、送受信を行うＭ個のアダプティブアンテナ
と、Ｍ個のアダプティブアンテナにより受信されて取り
出された信号を、それぞれ時間領域で最大比合成するＭ
個の適応整合フィルタと、Ｍ個の適応整合フィルタの出
力信号をそれぞれ合成する第１の合成器と、第１の合成
器の出力信号に対して適応等化を行い、得られた判定デ
ータをＭ個の適応整合フィルタとＭ個のアダプティブア
ンテナにそれぞれ帰還してそれらのタップ係数を相関制
御する適応等化器とを有する構成としたものである。
【００２４】ここで上記のＭ個のアダプティブアンテナ
のそれぞれは、Ｎ個のアンテナと、Ｎ個のアンテナによ
り受信された信号をアンテナ毎に信号処理する受信信号
処理手段と、Ｎ個のアンテナへ送信させる信号を供給す
る送信信号処理手段と、受信信号処理手段により得られ
たＮ個の受信信号をそれぞれ第１の重み係数と別々に乗
算するＮ個の第１の複素乗算器と、適応等化器の出力判
定データをＮ分配する第１の分配器と、受信信号処理手
段よりのＮ個の受信信号を第１の分配器の出力判定デー
タとの時間合わせのために遅延する遅延手段と、遅延手
段の出力信号と第１の分配器の出力判定データとの相関
をそれぞれ別々にとって得た相関結果を第１の重み係数
として第１の複素乗算器へ出力するＮ個の相関器と、Ｎ
個の第１の複素乗算器の出力乗算結果をそれぞれ合成し
てＭ個の適応整合フィルタのうち対応する適応整合フィ
ルタへ供給する第２の合成器と、送信する信号をＮ分配
する第２の分配器と、第２の分配器の出力送信信号とＮ
個の相関器の出力相関結果とをそれぞれ別々に乗算して
前記送信信号処理手段へ供給するＮ個の第２の複素乗算
器とを具備する。
【００２５】また、本発明では、相関器の時定数を前記
適応整合フィルタの時定数よりも相対的に十分に大なる
値に設定するようにしたものである。
【００２６】また、本発明の受信信号処理手段及び前記
送信信号処理手段は、前記Ｎ個のアンテナのそれぞれと
アンテナ毎に一体化されたＮ個の送受信ユニットより構
成されている。
【００２７】
【作用】本発明では、Ｍ個のアダプティブアンテナを適
応等化器の出力判定データにより相関制御するようにし
ているため、受信電界の中央値変動を吸収しつつアンテ
ナビームを、変動する電波到来方向のみに長周期的に追
尾することができる（すなわち、アダプティブアンテナ
の指向性を適応制御することができる）。
【００２８】また、本発明では相関器の時定数を前記適
応整合フィルタの時定数よりも相対的に十分に大なる値
に設定するようにしているため、適応整合フィルタとア
ダプティブアンテナとが同一の判定データを使用して独
立して相関制御することができる。
【００２９】更に、本発明では、受信信号処理手段及び
送信信号処理手段は、Ｎ個のアンテナのそれぞれとアン
テナ毎に一体化されたＮ個の送受信ユニットより構成す
るようにしているため、近年広く普及している小型の送
受信ユニットの使用により大電力増幅器の使用を不要に
することができる。
【００３０】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例の構成図を示す。同図に示すよう
に、本実施例はＭ個のアダプティブアンテナ１００１〜
１００Ｍと、アダプティブアンテナ１００１〜１００Ｍ
に１対１に対応して設けられたＭ個の適応整合フィルタ
（ＡＭＦ）１１０１〜１１０Ｍと、適応整合フィルタ１
１０１〜１１０Ｍの出力信号を合成する単一の第１の合
成器１１１と、合成器１１１の出力信号が入力される、
適応等化器の一例としての単一の判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）１１２と、送信データを変調してアダプティブア
ンテナ１００１〜１００Ｍにそれぞれ入力する単一の変
調器（ＭＯＤ）１１３とより構成されている。
【００３１】アダプティブアンテナ１００１〜１００Ｍ
はそれぞれ同一構成であり、アダプティブアンテナ１０
０１について代表して示すと、Ｎ個のアンテナ（Ｎ素子
のアレイアンテナ）１０１１〜１０１Ｎと、送信信号処
理と受信信号処理とを行うＮ個の送受信（ＴＲ）ユニッ
ト１０２１〜１０２Ｎと、送受信ユニット１０２１〜１
０２Ｎの出力信号が入力されるＮ個の第１の複素乗算器
１０３１〜１０３Ｎと、送受信ユニット１０２１〜１０
２Ｎに入力信号を供給するＮ個の第２の複素乗算器１０
４１〜１０４Ｎと、複素乗算器１０３１〜１０３Ｎと１
０４１〜１０４Ｎにそれぞれ重み係数を供給するＮ個の
相関器１０５１〜１０５Ｎと、複素乗算器１０３１〜１
０３Ｎの出力信号を合成する単一の第２の合成器１０６
と、入力判定データをＮ分配する第１の分配器（ハイブ
リッド）１０７と、変調器１１３の出力変調波をＮ分配
する第２の分配器（ハイブリッド）１０８と、送受信ユ
ニット１０２１〜１０２Ｎの出力信号をそれぞれ時間η
だけ遅延する遅延素子１０９１〜１０９Ｎとより構成さ
れている。
【００３２】本実施例の図４の従来装置との最大の相違
点は、大口径アンテナでなく、アダプティブアレイアン
テナを採用したことである。ただし、本実施例のアダプ
ティブアレイアンテナは、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａ
ｎ Ｓｑｕａｒｅ）アレイ、アップルバウムアレイ、又
は定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ：ＣｏｎｓｔａｎｔＭ
ｏｄｕｌｕｓ Ａｒｇｏｒｉｔｈｍ）アレイなどの一般
的に知られているものを用いるのではなく、ＡＭＦ／Ｄ
ＦＥ受信方式と整合性が良く、装置化の容易なアレイ方
式である。
【００３３】次に、本実施例の動作について説明する
に、Ｎ素子アレイアンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信さ
れた、例えばマイクロ波帯のＮ個のアレイブランチ信号
は、対応して設けられた送受信ユニット１０２１〜１０
２Ｎに供給され、ここで低雑音増幅後に無線周波数（Ｒ
Ｆ）帯から中間周波数（ＩＦ）帯又はベースバンド周波
数に周波数変換するという、受信信号処理が施された
後、複素乗算器１０３１〜１０３Ｎにより相関器１０５
１〜１０５Ｎからの重み係数と乗算される。複素乗算器
１０３１〜１０３Ｎより取り出された各乗算結果は合成
器１０６に供給されて線形合成される。
【００３４】合成器１０６より取り出されたアダプティ
ブアンテナ１００１〜１００Ｍの各出力アレイ合成出力
信号は、それぞれ非巡回形のトランスバーサルフィルタ
であり、その重み係数が判定帰還形等化器１１２の出力
判定データにより制御される適応整合フィルタ１１０１
〜１１０ＭによりＳＮ（信号対雑音）比が最大にされ、
かつ、各出力信号の振幅が自乗、位相が同一に制御され
る。
【００３５】従って、このＭ個の適応整合フィルタ１１
０１〜１１０Ｍの出力信号が合成器１１１で合成される
ことにより、ダイバーシチの最大比合成が行われる。こ
のダイバーシチの最大比合成により強化された受信信号
は、更に判定帰還形等化器（ＤＦＥ）１１２に供給され
て適応等化され、判定データとして出力される一方、適
応整合フィルタ１１０１〜１１０Ｍにタップ係数制御信
号として入力される。
【００３６】判定帰還形等化器（ＤＦＥ）１１２は例え
ば図３に示す如き構成とされている。同図に示すよう
に、判定帰還形等化器１１２は前方フィルタ３０１、減
算器３０２、判定器３０３、後方フィルタ３０４及び減
算器３０５より構成されている。減算器３０２は前方フ
ィルタ３０１の出力信号から後方フィルタ３０４の出力
信号を差し引く。減算器３０５は判定器３０３の入力信
号から出力信号を差し引く。
【００３７】判定帰還形等化器１１２は入力信号を前方
フィルタ３０１で受け、これによりインパルス応答の前
縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉（ＩＳＩ）
を除去して減算器３０２及び判定器３０３を直列に介し
て後方フィルタ３０４に供給し、ここでインパルス応答
の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による符号間干渉を除
去し、その出力を減算器３０２に帰還入力する構成であ
る。
【００３８】前方フィルタ３０１及び後方フィルタ３０
４は共にトランスバーサルフィルタで構成されており、
トランスバーサルフィルタに畳み込まれるタップ係数は
判定器誤差信号の自乗平均を最小とするアルゴリズムで
適応修正される。ここで、判定器誤差信号は、判定器３
０３の入出力信号間の誤差であり、減算器３０５の出力
として与えられる。
【００３９】上記の図１及び図３の受信系の処理は通常
のアダプティブアレイと同一であるが、本実施例の特徴
はアレイの重み係数を求める手段に相違点がある。すな
わち、通常のアダプティブアレイでは合成器１０６より
取り出されるアレイ合成出力信号をフィードバックさせ
て相関演算させるものである。
【００４０】これに対し、本実施例は図１に示すよう
に、判定帰還形等化器１１２の出力判定データをフィー
ドバックさせて、アダプティブアンテナ１００１〜１０
０Ｍ内の分配器１０７を通して相関器１０５１〜１０５
Ｎに供給し、ここで遅延素子１０９１〜１０９Ｎにより
それぞれ時間ηだけ遅延された送受信ユニット１０２１
〜１０２Ｎの出力アレイブランチ信号と相関演算を行う
点に特徴がある。この処理により、アンテナパターンの
ビーム制御が可能であることを図２を併せ参照して説明
する。
【００４１】図２は図１の実施例によるアンテナパター
ンのビーム制御動作説明図を示す。同図中、図１と同一
構成部分には同一符号を付してある。また、図２はアン
テナパターンのビーム制御動作に関連のある構成部分の
み図示してある。図２において、主波Ｓ（０）がＮ個の
アンテナ１０１１〜１０１Ｎに対してベクトル２０１で
示す方向で到来するものとすると、主波の波面は２０４
で示され、また、遅れ波Ｓ（τ）の到来ベクトルは２０
２で、進み波Ｓ（−τ）の到来ベクトルは２０３で示さ
れる。
【００４２】図２の到来ベクトル２０１〜２０３で示さ
れる３波マルチパスは図５の３波伝搬モデルに対応させ
ている。ここで、進み波Ｓ（−τ）、主波Ｓ（τ）及び
遅れ波Ｓ（τ）のアレイアンテナへの入射角度をそれぞ
れ図２に示すように、θ１、θ２及びθ３とする。この
場合、主波Ｓ（０）に着目すると、主波はＮ個のアンテ
ナ１０１１〜１０１Ｎすべてにより受信されるが、アン
テナ素子は通常無線周波数の半波長間隔で設置されるた
め、順次位相遅れが生じる。
【００４３】例えば、図２では主波Ｓ（０）の到来ベク
トル２０１が第１のアンテナ１０１１に受信されている
状態を示しているが、主波波面２０４を基準とすると、
第２のアンテナ１０１２にはベクトル２０５だけ遅れて
主波が到来する。同様に、第Ｎのアンテナ１０１Ｎには
ベクトル２０６だけ遅れて主波が到来する。従って、各
アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信された信号間には、
それぞれ一定の遅延差が加わり、位相差が生じる。一般
に、アレイアンテナは無線周波数の半波長間隔ｄ（＝λ
／２）で均等に配置されるため、進み波Ｓ（−τ）、主
波Ｓ（τ）及び遅れ波Ｓ（τ）に対するアンテナ素子で
の位相差間隔φ１、φ２及びφ３はそれぞれ次式で表さ
れる。
【００４４】 φ１ ＝πｓｉｎθ１ （１） φ２ ＝πｓｉｎθ２ （２） φ３ ＝πｓｉｎθ３ （３） これらの位相差間隔φ１、φ２及びφ３を用いてアレイ
アンテナの各素子１０１１〜１０１Ｎで受信される受信
信号をｒ１ 、ｒ２ 、．．．、ｒＮとし、これをベク
トルｒ（ｔ）で表現すると、ｔ＝０を基準タイミングと
したときの３波マルチパス受信信号ｒ（０）は次式で表
される。
【００４５】
【数２】 ここで、上式の右辺第１項は進み波Ｓ（−τ）、第２項
は主波Ｓ（τ）、第３項は遅れ波Ｓ（τ）を示す。ま
た、ｈ1、ｈ2及びｈ3は、それぞれ伝送系インパルス応
答の進み波Ｓ（−τ）、主波Ｓ（０）及び遅れ波Ｓ
（τ）におけるサンプリング値である。
【００４６】これらの受信信号は分岐され、図２の複素
乗算器１０３１〜１０３Ｎに供給される一方、遅延素子
１０９１〜１０９Ｎに供給され、ここで時間τだけ遅延
されて相関器１０５１〜１０５Ｎに入力される。
【００４７】一方、図１に示した判定帰還形等化器１１
２からの判定データ
【００４８】
【外１】 が図２のハイブリッド１０７にフィードバックされる。
ここで、主信号に着目すると、判定帰還形等化器１１２
の判定器（図３の３０３）で判定されるまで、適応整合
フィルタ１１０１〜１１０Ｎ及び判定帰還形等化器１１
２の前方フィルタ（図３の３０１）を経由してくる。適
応整合フィルタ１１０１〜１１０Ｎ及び判定帰還形等化
器１１２は、いずれもトランスバーサルフィルタ構造を
しているため、タップ間の遅延素子の遅延が主信号系に
加わる。従って、主波Ｓ（０）がアレイアンテナの各素
子１０１１〜１０１Ｎに入射されてから判定帰還形等化
器１１２にて
【００４９】
【外２】 （０） として判定されるまでに時間ηの遅延が生じている。す
なわち、相関器１０５１〜１０５Ｎにフィードバックさ
れた判定データは
【００５０】
【外３】 （ｎ） となっている。
【００５１】他方、Ｎ個の遅延素子１０９1〜１０９Nか
ら取り出されてＮ個の相関器１０５１〜１０５Ｎにそれ
ぞれ供給される受信信号入力は（４）式より次式のよう
に示すことができる。
【００５２】
【数３】 Ｎ個の相関器１０５１〜１０５Ｎは上記（５）式のアレ
イブランチ受信信号ベクトルｒ（η）と、外３に示した
判定データとの相関演算を行う。ここで時間ηは時間軸
の共通バイアスであることがわかるため、相関器１０５
１〜１０５Ｎの相関演算はｒ（０）と外２に示した判定
データとの相関演算と置き換えてもよい。従って、相関
器１０５１〜１０５Ｎがそれぞれ出力する重み係数ベク
トルＷは、次式で表せる。
【００５３】
【数４】 ここで、（６）式中、Ｅ［ ］は平均化処理を示し、期
待値を求めている。また、Ａ*はＡの複素共役であるこ
とを示している（以下、同じ）。
【００５４】上記の平均化処理を行う時間は、変調シン
ボル周期（データ伝送速度）に対して十分に長い積分時
間に合わせられるため、フェージング変動速度は平均化
されない。通常、データ伝送速度に比べてフェージング
変動速度が非常に遅いため、平均化を行う時間はフェー
ジング変動速度より早く、データ伝送速度より遅く設定
し、データのみに対して平均化を行う。これにより、
（６）式のようにフェージング速度に関わる係数は平均
化処理されないため、Ｅ［ ］の外に出る。また、判定
帰還形等化器１１２の判定器（図３の３０３）において
判定誤りが少ない場合には、判定データ信号は次式
【００５５】
【数５】 は≒Ｓ のように、主波（送信データ信号）Ｓに近似できる。こ
れらは、データ信号であるため、その自己相関係数を”
１”と定義するならば、次式が得られる。
【００５６】
【数６】 従って、（７）式と（８）式を（６）式に代入すると、
相関器１０５１〜１０５Ｎの重み係数ベクトルＷは次式
で表される。
【００５７】
【数７】 上記の重み係数ベクトルＷをＮ個の複素乗算器１０３１
〜１０３Ｎにおいて、受信信号ｒ1〜ｒNに乗じた後、そ
れらの乗算結果を合成器１０６で加算すると、合成器１
０６より次式で表されるアレイ合成信号Ｙが出力され
る。
【００５８】
【数８】 上式において、右辺第２項は主波Ｓ（０）を示すが、そ
の係数はＮ倍されている。これは、Ｎ個のアンテナ１０
１１〜１０１Ｎで受信された主波成分が同相合成でＮ倍
となるためである。また、主波Ｓ（０）に係数ｈ２ ＊・
ｈ２が乗じられているが、これはインパルス応答の主応
答ｈ２の自乗値、すなわち、電力を意味する。従って、
（１０）式右辺第２項は、主波Ｓ（０）応答の位相が同
相、振幅が自乗に制御され、Ｎ個のアンテナ１０１１〜
１０１Ｎで受信された主波Ｓ（０）が最大比合成された
ことを意味する。
【００５９】一方、（１０）式の右辺第１項及び第３項
は、それぞれ進み波Ｓ（−τ）、遅れ波Ｓ（τ）に関す
る項であるが、その係数は（１０）式の右辺第２項のよ
うな振幅自乗の条件が満たされず、ｈ２ ＊・ｈ１とｈ２
＊・ｈ３のように、主波応答の複素共役ｈ２ ＊と進み波
応答ｈ１又は遅れ波応答ｈ３との積となっている。これ
らの応答は、フェージングにより互いに無相関な変動を
受けており、無相関な応答間の積は雑音として振る舞
う。
【００６０】また、（１０）式右辺第１項及び第３項の
総和を含む項はアンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信され
た進み波Ｓ（−τ）若しくは遅れ波Ｓ（τ）の受信和で
あり、これらは同相合成すらされておらず、単なる電力
和となっている。従って、以上より（１０）式の右辺第
１項及び第３項で示される各電力は、最大比合成の主波
Ｓ（０）電力に比べて、極めて低い。
【００６１】以上のことより、図２に示すアダプティブ
アンテナは主波Ｓ（０）にアンテナビームをステアリン
グし、主波到来角度θ１が変化しても相関制御により適
応的に追尾することが理解できる。図５を引用して説明
すると、前記（１０）式の右辺第２項のようにアレイ受
信後の主波応答の係数がＮ・ｈ２ ＊・ｈ２となること
は、図５のインパルス応答４０４の主応答ｈ２ が常に
アダプティブアンテナにより捕捉追尾されることを示
す。主応答ｈ２ はインパルス応答４０４での最大値に
対応しており、これを自動追尾することはアレイ受信信
号を常時最大に保持することを意味する。
【００６２】以上図２と共に説明したように、図１の実
施例のアダプティブアンテナ１００１〜１００Ｍは判定
帰還形等化器１１２の出力判定データを基準信号として
相関制御されることにより、ＬＭＳ、アップルバウム、
ＣＭＡなどのアルゴリズムを用いなくとも、容易にビー
ム制御ができる。特に、本実施例では適応整合フィルタ
１１０１〜１１０Ｍも判定帰還形等化器１１２の出力判
定データにより相関制御を行っているため、アダプティ
ブアンテナ１００１〜１００Ｍはこれを共用できる。従
って、本実施例のアダプティブアンテナ１００１〜１０
０ＭはＡＭＦ／ＤＦＥ方式と整合性の良い方式であり、
従来のアダプティブアンテナのように基準信号を得る手
段を別途用意する必要はないという特長がある。
【００６３】ここで、本実施例のように、Ｍ重ダイバー
シチの各ブランチに設けられたアダプティブアンテナ１
００１〜１００Ｍ及び適応整合フィルタ１１０１〜１１
０Ｍが、判定帰還形等化器１１２の出力判定データによ
り互いに独立して相関制御を行っている場合は、アダプ
ティブアンテナ１００１〜１００Ｍ及び適応整合フィル
タ１１０１〜１１０Ｍは互いに制御が競合しないように
する必要がある。そこで、本実施例は両者の目的を勘案
して両者の制御速度を設定することにより、両者の制御
の競合を防止している。
【００６４】すなわち、適応整合フィルタ１１０１〜１
１０Ｍの目的は、フェージング変動速度に追随して各ダ
イバーシチブランチ信号の振幅を自乗、位相を同一に制
御すると共に、ＳＮ比を最大にすることにあり、対象と
するのは短周期フェージングである。これに対し、アダ
プティブアンテナ１００１〜１００Ｍは本来、長周期フ
ェージングの要因である伝搬経路の緩やかな自然変動に
対処するために導入したものである。従って、アダプテ
ィブアンテナ１００１〜１００Ｍの制御速度は短周期で
はなく、長周期の極低速に設定する必要がある。
【００６５】そのため、本実施例では、図１の相関器１
０５１〜１０５Ｍの時定数を適応整合フィルタ１１０１
〜１１０Ｍのそれよりも十分に長時間に設定する。これ
により、アダプティブアンテナ１００１〜１００ＭはＭ
個の空間ダイバーシチ受信アンテナとして、常にアンテ
ナビームを最適方向に保持する。
【００６６】次に、本実施例の送信側処理について説明
する。図３に示した従来の送受信装置のアンテナ３０１
1〜３０１Mに装備された送信・受信ホーンは一般的には
構造的に一体となっており、送信アンテナパターンと受
信アンテナパターンとは同一である。例えば、図５では
送信アンテナ５０１から受信アンテナ５０２へ送信する
例を示しているが、アンテナ５０２からアンテナ５０１
へ送信する場合には、例えば伝搬経路ＢＣＡを確保する
ためには、アンテナ５０２の送信パターンは受信パター
ンと同一である必要がある。同様に、この関係はアンテ
ナ５０１についてもいえる。従って、図５に示したよう
な対流圏散乱伝搬路では、送信パターンと受信パターン
とは同一に設定しなければならない。
【００６７】そこで、本実施例では、図１に示すよう
に、変調器１１３から出力される変調波は各ダイバーシ
チブランチのアダプティブアンテナ１０１1〜１０１Mの
それぞれの内部のハイブリッド１０８によりＮ分配され
て複素乗算器１０４1〜１０４Nに供給され、ここで相関
器１０５1〜１０５Nよりの重み係数Ｗ1〜ＷNと乗算され
る。
【００６８】これにより得られた複素乗算器１０４1〜
１０４Nの出力乗算結果は、送受信ユニット１０２1〜１
０２Nに供給され、ここで各送受信ユニット１０２1〜１
０２N毎に送信無線周波数に周波数変換された後増幅さ
れる、送信信号処理が施される。送受信ユニット１０２
1〜１０２Nの出力信号はＮ素子のアレイアンテナを構成
しているアンテナ１０１1〜１０１Nに供給され、空間領
域にて合成され送信アンテナパターンを形成する。
【００６９】このように、本実施例では相関器１０５1
〜１０５Nが出力する重み係数Ｗ1〜ＷNは受信パターン
を決めるものであるが、これを送信側にも共用している
ので、最終的には送信アンテナパターンは受信アンテナ
パターンに合わせられ、同一に制御される。
【００７０】なお、送受信ユニット１０２1〜１０２Nに
関しては、最近小型軽量化が進んでいる。特に、アダプ
ティブアンテナは最近のパトリオットミサイル制御用ア
ンテナ、軍用通信などに広く普及している。また、レー
ダ技術においてはメガワットクラスの送信を行うが、こ
のような大電力送信も大口径アンテナでなく、送受信ユ
ニットを多数使用したアレイの空間合成により、実用化
されている。
【００７１】従って、対流圏散乱通信に必要なシステム
ゲインを得るための大電力送信はアダプティブアンテナ
で十分実現可能である。この場合、従来必要とされてい
た大電力増幅器が不要となる。大電力増幅器は一つの装
置で大電力送信を行うため、クライストロンなどを使用
しており、装置規模が巨大となり、扱いが一般的に難し
い。これに対し、最近の送受信ユニットはアンテナ素子
と一体化した小型なものであり、これらを多数使用する
方がクライストロンなどの大電力増幅器を用いなくてよ
いので、結果的に装置を小型化することができる。
【００７２】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えば判定帰還形等化器１１２の代わり
に、重み係数が判定器誤差信号の自乗平均を最小とする
アルゴリズムで適応修正されるトランスバーサルフィル
タで構成された線形等化器などの適応等化器を用いるこ
ともできる。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
アダプティブアンテナの指向性を適応制御するようにし
たため、アンテナ設置方向調整に依存しないで、受信電
界を常に最大に保持することができ、これにより、従来
の大口径アンテナで必要とした精度の高い方向調整を不
要にできると共に、迅速で簡単にアンテナ設置ができ
る。
【００７４】また、本発明では適応整合フィルタとアダ
プティブアンテナとが同一の判定データを使用しても独
立して相関制御できるようにしたため、短周期のフェー
ジング及びマルチパス歪は適応整合フィルタと適応等化
器による適応ダイバーシチにより低減できると共に、こ
の動作と競合することなくアダプティブアンテナにより
常にアンテナビームを最適方向に保持することができ
る。
【００７５】更に、本発明では、近年広く普及している
小型の送受信ユニットの使用により大電力増幅器の使用
を不要にすることができるため、装置全体を小型化でき
ると共に、操作性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】図１のアンテナパターンのビーム制御動作説明
図である。
【図３】判定帰還形等化器の一例のブロック図である。
【図４】従来の一例の構成図である。
【図５】ＡＭＦ／ＤＦＥ受信方式の効果を説明する対流
圏散乱伝搬路を示す図である。
【符号の説明】
１００1〜１００M アダプティブアンテナ １０１1〜１０１N アンテナ １０２1〜１０２N 送受信（ＴＲ）ユニット １０３1〜１０３N、１０４1〜１０４N 複素乗算器 １０５1〜１０５N 相関器 １０６、１１１ 合成器 １０７、１０８ 分配器（ハイブリッド） １０９1〜１０９N 遅延素子 １１０1〜１１０M 適応整合フィルタ（ＡＭＦ） １１２ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １１３ 変調器（ＭＯＤ） ２０１ 主波到来ベクトル ２０２ 遅れ波到来ベクトル ２０３ 進み波到来ベクトル ２０４ 主波波面

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送受信を行うＭ個のアダプティブアンテ
    ナと、 該Ｍ個のアダプティブアンテナにより受信されて取り出
    された信号を、それぞれ時間領域で最大比合成するＭ個
    の適応整合フィルタと、 該Ｍ個の適応整合フィルタの出力信号をそれぞれ合成す
    る第１の合成器と、 該第１の合成器の出力信号に対して適応等化を行い、得
    られた判定データを前記Ｍ個の適応整合フィルタと前記
    Ｍ個のアダプティブアンテナにそれぞれ帰還してそれら
    のタップ係数を相関制御する適応等化器とを有する送受
    信装置であって、前記Ｍ個のアダプティブアンテナのそ
    れぞれはＮ個のアンテナと、 該Ｎ個のアンテナにより受信された信号をアンテナ毎に
    信号処理する受信信号処理手段と、 該Ｎ個のアンテナへ送信させる信号を供給する送信信号
    処理手段と、 該受信信号処理手段により得られたＮ個の受信信号をそ
    れぞれ第１の重み係数と別々に乗算するＮ個の第１の複
    素乗算器と、 前記適応等化器の出力判定データをＮ分配する第１の分
    配器と、 前記受信信号処理手段よりのＮ個の受信信号を該第１の
    分配器の出力判定データとの時間合わせのために遅延す
    る遅延手段と、 該遅延手段の出力信号と前記第１の分配器の出力判定デ
    ータとの相関をそれぞれ別々にとって得た相関結果を前
    記第１の重み係数として前記Ｎ個の第１の複素乗算器へ
    出力するＮ個の相関器と、 前記Ｎ個の第１の複素乗算器の出力乗算結果をそれぞれ
    合成して前記Ｍ個の適応整合フィルタのうち対応する適
    応整合フィルタへ供給する第２の合成器と、 送信する信号をＮ分配する第２の分配器と、 該第２の分配器の出力送信信号と前記Ｎ個の相関器の出
    力相関結果とをそれぞれ別々に乗算して前記送信信号処
    理手段へ供給するＮ個の第２の複素乗算器とを具備する
    ことを特徴とする送受信装置。
  2. 【請求項２】 前記相関器の時定数は前記適応整合フィ
    ルタの時定数よりも相対的に十分に大なる値に設定され
    ていることを特徴とする請求項１記載の送受信装置。
  3. 【請求項３】 前記受信信号処理手段及び前記送信信号
    処理手段は、前記Ｎ個のアンテナのそれぞれとアンテナ
    毎に一体化されたＮ個の送受信ユニットより構成されて
    いることを特徴とする請求項１又は２記載の送受信装
    置。
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