JP2001085924A - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来例に比較して構成が簡単であって消費電
力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応ビ
ーム制御の動作を行う。 【解決手段】 可変移相器３−１乃至３−Ｎは、複数Ｎ
個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ１００によっ
て受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相
量だけ移相させ、合成器４は移相された複数Ｎ個の無線
信号を合成して、合成後の無線信号を出力する。復調器
７は合成後の無線信号をベースバンド信号に復調し、ビ
ーム制御回路１０は、復調されたベースバンド信号に基
づいて、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向
に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、可変
移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量を計算してそれぞれ
出力することにより、適応ビーム制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のアンテナ素
子を備えたアレーアンテナを制御するための制御装置及
び制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来例のアレーアンテナの制御
装置の構成を示すブロック図である。図５において、複
数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の
間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００
によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃
至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅
器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎ、所定の中間周波数の中
間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５−１乃
至５−Ｎ、中間周波信号をベースバンド信号に復調する
復調器７−１乃至７−Ｎ及びアナログ／ディジタル変換
を行うＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを介してビーム制
御回路３３及び可変移相器３１−１乃至３１−Ｎに出力
される。可変移相器３１−１乃至３１−Ｎはそれぞれ、
入力されるベースバンド信号を、ビーム制御回路３３か
ら指示される移相量だけ移相した後、合成器３２に出力
する。合成器３２は入力される複数Ｎ個のベースバンド
信号を電力合成して、合成後のベースバンド信号をビー
ム制御回路３３に出力するとともに、外部装置に出力す
る。

【０００３】ここで、ビーム制御回路３３は、Ａ／Ｄ変
換器９−１乃至９−Ｎから入力される各ベースバンド信
号と、合成後のベースバンド信号とに基づいて、例えば
公知のＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm)法などの
適応ビーム制御アルゴリズムを用いて、合成後のベース
バンド信号が最大となりかつアレーアンテナ１００が所
定の方向に主ビームを向けるような可変移相器３１−１
乃至３１−Ｎの各移相量を計算して各可変移相器３１−
１乃至３１−Ｎを制御するために出力する。

【０００４】以上のように構成された、いわゆる適応型
アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子１−
１乃至１−Ｎ及び無線受信機回路に、デジタル信号処理
回路である可変移相器３１−１乃至３１−Ｎ、合成器３
２及びビーム制御回路３３を組み合わせることにより、
受信電波環境に適応した指向性パターンを得ることがで
きる高機能なアンテナ制御装置である。図５の従来例で
は、ディジタルビーム形成回路（ＤＢＦ）を用いた構成
であり、アレーアンテナの主ビームを所望到来波の方向
に形成したり、干渉波の方向にヌル点を形成してこれを
除去するという機能を有する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、アンテ
ナ素子１−１乃至１−Ｎ毎に受信回路（低雑音増幅器２
−１乃至２−Ｎ、ダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、
及び復調器７−１乃至７−Ｎ）並びにＡ／Ｄ変換器９−
１乃至９−Ｎを用いる必要があるので、ハードウエア規
模や消費電力が大きくなるという問題点があった。特
に、アンテナ素子の素子数が多い高利得アンテナの場合
に特にこの問題は深刻なものとなる。さらに、アンテナ
素子毎に受信するので信号レベルが低下した環境下では
動作が困難となるという欠点もある。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、
しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うこと
ができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供
することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ
素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテ
ナを制御するためのアレーアンテナの制御装置におい
て、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信
号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数
Ｎ個の移相手段と、上記各移相手段から出力される複数
Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力す
る合成手段と、上記合成手段から出力される無線信号を
ベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、上記
復調手段から出力されるベースバンド信号に基づいて、
上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるよ
うな所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相
手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段
に出力する制御手段とを備えたことを特徴とする。

【０００８】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相
量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に
対する、上記ベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを
計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベク
トルに基づいて上記ベースバンド信号の電力を最大にす
るように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向
に向けるための各移相量を計算して上記各移相手段に出
力することを特徴とする。

【０００９】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置
において、上記復調手段から出力されるベースバンド信
号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段
と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号
と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力す
る減算手段とをさらに備え、上記制御手段は、上記複数
の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂
動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力され
る誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された
誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づい
て当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテ
ナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び
上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相
手段及び上記利得制御手段に出力することを特徴とす
る。

【００１０】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項１乃至３のうちの１つに記載の
アレーアンテナの制御装置において、上記復調手段と上
記制御手段との間に挿入して設けられ、上記復調手段か
ら出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディ
ジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信
号を上記制御手段に出力する変換手段をさらに備えたこ
とを特徴とする。

【００１１】また、本発明に係る請求項５記載のアレー
アンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互い
に所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御す
るためのアレーアンテナの制御装置において、上記各ア
ンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ
所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手
段と、上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信
号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段
と、上記合成手段から出力される無線信号をベースバン
ド信号に復調して出力する復調手段と、縦続接続された
複数の遅延回路を備え、上記復調手段から出力されるベ
ースバンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上
記ベースバンド信号の複数の遅延信号を出力する遅延線
回路と、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号
とを所定の利得で利得制御して出力する複数の利得制御
手段と、上記複数の利得制御手段から出力される複数の
信号を加算して、加算結果の出力信号を出力する加算手
段と、上記加算手段から出力される出力信号と所定値の
基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段
と、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシ
フト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段
から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算
し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記
ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差
信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、
上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるた
めの各移相量及び上記各利得制御手段の利得を計算して
それぞれ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力
する制御手段とを備えたことを特徴とする。

【００１２】さらに、請求項６記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項５記載のアレーアンテナの制御装置
において、上記復調手段と上記遅延線回路との間に挿入
して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバン
ド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後
のディジタルのベースバンド信号を上記遅延線回路に出
力する変換手段をさらに備えたことを特徴とする。

【００１３】本発明に係る請求項７記載のアレーアンテ
ナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定
の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するため
のアレーアンテナの制御方法において、上記各アンテナ
素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移
相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させる
ステップと、上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成
して、合成後の無線信号を出力するステップと、上記合
成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップ
と、上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記
アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような
所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段
の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出
力する制御ステップとを含むことを特徴とする。

【００１４】また、請求項８記載のアレーアンテナの制
御方法は、請求項７記載のアレーアンテナの制御方法に
おいて、上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各
移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相
量に対する、上記復調されたベースバンド信号の電力の
傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号の
電力の傾斜ベクトルに基づいて上記復調されたベースバ
ンド信号の電力を最大にするように、上記アレーアンテ
ナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計
算して上記各移相手段に出力することを含むことを特徴
とする。

【００１５】さらに、請求項９記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項７記載のアレーアンテナの制御方法
において、上記復調されたベースバンド信号を、利得制
御手段を用いて、所定の利得で利得制御するステップ
と、上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基
準信号との間の誤差信号を発生するステップとをさらに
含み上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相
量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に
対する、上記発生された誤差信号の電力の傾斜ベクトル
を計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと
上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるよう
に、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向け
るための各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記
各移相手段及び上記利得制御手段に出力することを含む
ことを特徴とする。

【００１６】またさらに、請求項１０記載のアレーアン
テナの制御方法は、請求項７乃至９のうちの１つに記載
のアレーアンテナの制御方法において、上記復調するス
テップの後であって上記制御ステップの前に、上記復調
されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル
変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出
力するステップをさらに含むことを特徴とする。

【００１７】また、本発明に係る請求項１１記載のアレ
ーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互
いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御
するためのアレーアンテナの制御方法において、上記各
アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数
Ｎ個の移相手段を用いて、所定の移相量だけ移相させて
出力するステップと、上記移相された複数Ｎ個の無線信
号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップ
と、上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調し
て出力するステップと、縦続接続された複数の遅延回路
を備えた遅延線回路を用いて、上記復調されたベースバ
ンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上記ベー
スバンド信号の複数の遅延信号を出力するステップと、
上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを、複
数の利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御して
出力するステップと、上記利得制御された複数の信号を
加算して、加算結果の出力信号を出力するステップと、
上記加算された出力信号と所定値の基準信号との間の誤
差信号を発生して出力するステップと、上記各移相量を
それぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対す
る、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算
された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバ
ンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号とに
基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレ
ーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移
相量及び上記各利得を計算してそれぞれ上記各移相手段
及び上記各利得制御手段に出力するステップとを含むこ
とを特徴とする。

【００１８】また、請求項１２記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項１１記載のアレーアンテナの制御方
法において、上記復調するステップの後であって上記遅
延するステップの前に、上記復調されたベースバンド信
号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のデ
ィジタルのベースバンド信号を出力するステップをさら
に含むことを特徴とする。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００２０】＜第１の実施形態＞図１は、本発明に係る
第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成
を示すブロック図であり、図５と同様のものについては
同一の符号を付している。

【００２１】本実施形態のアレーアンテナの制御装置
は、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに
所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ
１００（リニアアレー）のビームを制御するための適応
制御型制御装置であって、ビーム制御回路１０を備えた
ことを特徴としている。ここで、ビーム制御回路１０
は、復調器７を介してＡ／Ｄ変換器９からの出力信号で
あるベースバンド信号ｙ_kのみに基づいて、詳細後述す
る最大電力化法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−
Ｎの各移相量を所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量
に対する、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド
信号ｙ_kの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベ
ースバンド信号ｙ_kの傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変
換器９から出力されるベースバンド信号ｙ_kの電力を最
大にするように、アレーアンテナ１００の主ビームを所
定の方向に向けるための各移相量を計算して各可変移相
器３−１乃至３−Ｎに出力する。

【００２２】以下、図１に示すアレーアンテナの制御装
置の構成について説明する。図１において、複数Ｎ個の
アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１
直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって
無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎ
で受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮ
Ａ）２−１乃至２−Ｎを介して可変移相器３−１乃至３
−Ｎに入力される。各可変移相器３−１乃至３−Ｎはそ
れぞれ、入力される無線信号を、ビーム制御回路１０か
ら出力される各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）（ｉ＝１，２，
…，Ｎ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器４
に出力する。合成器４は入力されるＮ個の無線信号を電
力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の
中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５及び
中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フ
ィルタ（ＢＰＦ）６を介して復調器７に出力する。復調
器７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法
（例えば、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した
復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望の
ベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変
換器９は、入力されるアナログのベースバンド信号をデ
ィジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後
のベースバンド信号信号ｙ_kを外部装置及びビーム制御
回路１０に出力する。

【００２３】なお、可変移相器３−１乃至３−Ｎと合成
器４とは、例えば公知の大規模ＧａＡｓＭＭＩＣにてな
るマイクロ波シグナルプロセッサによって構成すること
ができる。

【００２４】ビーム制御回路１０は、Ａ／Ｄ変換後のベ
ースバンド信号ｙ_kのみに基づいて、最大電力化法を用
いて、例えば、データ伝送を行う前の所定のトレーニン
グ期間において、各可変移相器３−１乃至３−Ｎに対す
る各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）を所定のシフト量だけ摂動
させることにより、各移相量を所定の対応シフト量だけ
摂動させ、各移相量に対する、Ａ／Ｄ変換器９から出力
されるベースバンド信号ｙ_kの電力の傾斜ベクトルを計
算し、計算されたベースバンド信号ｙ_kの傾斜ベクトル
に基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド
信号ｙ_kの電力を最大にするように、アレーアンテナ１
００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に
対応する各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）を計算して各可変移
相器３−１乃至３−Ｎに出力する。ここで、ベースバン
ド信号ｙ_kの電力の傾斜ベクトルとは、各移相量に対し
て摂動したときに、各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）に対する
当該ベースバンド信号ｙ_kの電力の変化量のベクトルを
いう（後述の数４参照。）。

【００２５】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置においては、ビーム制御回路１０は、Ａ／Ｄ変
換器９から出力されるベースバンド信号ｙ_kの電力を最
大にするように、アレーアンテナ１００の主ビームを所
定の方向に向けるように適応的にビームを制御する。構
成されたアレーアンテナの制御装置では、低雑音増幅器
２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、
アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ
個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構
成要素は１つのみで済む。従って、図５に示す従来例に
比較して、ハードウエア構成が簡単であって、回路構成
要素の数が少ないので消費電力が少ない。

【００２６】＜第２の実施形態＞図２は、本発明に係る
第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけ
るビーム制御回路１０ａの構成を示すブロック図であ
り、図１及び図５と同様のものについては同一の符号を
付している。

【００２７】第２の実施形態のアレーアンテナの制御装
置は、図１のビーム制御回路１０に代えて、変形された
ＣＭＡ法（以下、Ｍ（Modified）−ＣＭＡ法という。こ
れについては、詳細後述する。）を用いて適応型のビー
ム制御を行うビーム制御回路１０ａを備えたことを特徴
としている。その他の構成は第１の実施形態と同様であ
り、ここで詳細説明を省略する。

【００２８】図２において、Ａ／Ｄ変換器９から出力さ
れるベースバンド信号ｙ_kは、ビーム制御部２０から増
幅度（又は利得）ｇ_kが制御される可変増幅器（又は乗
算器、利得制御器）２１を介して、ベースバンド信号ｚ
_kとして減算器２２に出力される。ここで、増幅度又は
利得は正又は負の値をとりうる。一方、基準信号発生器
２３は所定の一定値を有する基準信号σを発生して減算
器２２に出力する。減算器２２は基準信号σから増幅後
のベースバンド信号ｚ_kを減算して、その誤差（又は偏
差）信号ｅ_kをビーム制御部２０に出力する。ビーム制
御部２０は、入力される誤差信号ｅ_kのみに基づいて、
Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎ
の各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を
所定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移
相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対
する減算器２２から出力される誤差信号ｅ_kの電力の傾
斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅ_kの電力の
傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力される
ベースバンド信号ｙ_kの電力を最大にしかつ、減算器２
２から出力される誤差信号ｅ_kに基づいて当該誤差信号
ｅ_kが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビ
ームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各
移相制御電圧ｖ_k（ｉ）及び可変増幅器２１の増幅度ｇ_k
を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び
可変増幅器２１に出力する。

【００２９】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置においては、ビーム制御回路１０ａは、Ａ／Ｄ
変換器９から出力されるベースバンド信号の電力を最大
にしかつ誤差信号ｅ_kが最小となるように、アレーアン
テナ１００の主ビームを所定の方向に向けるように適応
的にビームを制御する。構成されたアレーアンテナの制
御装置では、第１の実施形態と同様に、低雑音増幅器２
−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、ア
ンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個
を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成
要素は１つのみで済む。従って、図５に示す従来例に比
較して、従来例に比較してハードウエア構成が簡単であ
って、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少な
い。

【００３０】＜適応ビーム制御処理＞まず、第１の実施
形態で用いる電力最大化法（M-Power algorithm）につ
いて説明する。図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、ｉ番目のアンテナ素子１−ｉからの受信信号をｕ_k
（ｉ）とすると、合成及び復調後のベースバンド信号ｙ
_kは公知の等価低域モデルによって次式のように表され
る。

【００３１】

【数１】

【００３２】マイクロ波帯の信号処理は、等価低域モデ
ルにおいては、数１に示すような複素数によって表現で
きる。また、数１におけるθ（ｖ_k（ｉ））はｉ番目の
素子の出力段に備えられた可変移相器３−ｉによる位相
変化量（移相変化量）を示しており、ｖ_k（ｉ）は可変
移相器３−ｉを駆動する制御電圧を示している。また、
ｋは時刻を示している。可変移相器３−ｉには基本的に
利得が無いため、合成及び復調後のベースバンド信号ｙ
_kの電力は純粋にビームファクタにのみ依存している。
従って、所望方向にビームを向ける条件は数１の振幅が
最大になることである。すなわち、

【００３３】

【数２】

【００３４】ここで、Ｅ［・］は集合平均を取ることを
意味する。数２の解は公知のＳＧＤ法（Stochastic Gra
dient Descent；確率的な勾配降下法）の原理に基づけ
ば、次式に示すアルゴリズムで漸近的に求めることがで
きる。すなわち、時間とともに数３を繰り返して計算し
て収束させることにより、移相制御電圧ｖ_k（ｉ）を計
算する。

【００３５】

【数３】

【００３６】上記数３において、μはステップサイズパ
ラメータを示している。上記数３の偏微分は数１より、
受信信号はｕ_k（ｉ）となるため、ＤＢＦの構成である
ならば、これを用いることができる。しかしながら、本
実施形態のアダプティブアレーの構成では受信信号が観
測できないため、ＤＢＦのアルゴリズムが利用できな
い。そこで、可変移相器３−ｉの制御電圧ｖ_i（ｋ）を
摂動させて求める。すなわち、数３の偏微分項を次式の
ように近似する。

【００３７】

【数４】

【００３８】ここで、右辺の第１項における（ ）内の
「…，ｖ_k（ｉ）＋Δｖ，…」は「ｖ_k（１）＋Δｖ，ｖ
_k（２）＋Δｖ，…，ｖ_k（Ｎ）＋Δｖ」を意味する。ま
た、右辺の第２項における（ ）内の「…，ｖ
_k（ｉ），…」は「ｖ_k（１），ｖ_k（２），…，ｖ
_k（Ｎ）」を意味する。すなわち、上記数４では、各可
変移相器３−ｉの制御電圧をΔｖ_iだけ変動させ、その
時の振幅変動量をもって偏微分項とする。すなわち、上
記数４において、ｐ＝２としたとき、ベースバンド信号
の電力の傾斜ベクトルとなる。

【００３９】次いで、第２の実施形態で用いるＭ−ＣＭ
Ａ法について説明する。上記で導出した振幅最大化を評
価基準とするアルゴリズムは、比較簡易な構成で実現で
きるという利点がある。ただし、干渉波と希望波を同一
視するため干渉波抑圧が困難である。一般に、公知のＭ
ＭＳＥ法（Minimum Mean Square Error；最小平均二乗
誤差法）のように、合成復調後の信号と、所望値との誤
差を最小化するタイプのアルゴリズムであれば干渉波抑
圧できる可能性がある。例えば、ゴダード−１（Godard
-1）のアルゴリズムの場合（数５の誤差を最小になるア
ルゴリズムはゴダード（Godard）のアルゴリズムと呼ば
れる。その中で、電力誤差の自乗平均を最小にするもの
が一般にＣＭＡ法と呼ばれる。）、ｚ_kを出力信号とす
れば誤差は次式のように定義される。

【００４０】

【数５】 ｅ_k+1 ＝σ^p−｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（Ｎ））｜^p ＝σ^p−ｇ_k ^p｜ｙ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（Ｎ））｜^p

【００４１】ただし、本実施形態では、通常のゴダード
−１のアルゴリズムとは異なりアンテナ素子からの受信
信号には位相回転しか与えない。そこで、振幅重みは、
図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器９からの出力ベースバ
ンド信号ｙ_kに可変増幅器２１により利得ｇ_kを与えるこ
とで実現する。そこで、この誤差信号ｅ_kの自乗平均を
最小化を図る。その解は公知のＳＧＤ法の原理に基づ
き、以下のアルゴリズムにより漸近的に求めることがで
きる。すなわち、時間とともに数７を繰り返して計算し
て収束させることにより、移相制御電圧ｖ_k（ｉ）を計
算する。

【００４２】

【数６】 ｇ_k+1＝ｇ_k-1＋μｅ_k｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ
_k（Ｎ））｜^p-1×｜ｙ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（Ｎ））
｜

【数７】ｖ_k+1（ｉ）＝ｖ_k（ｉ）＋μｅΔ_i｜ｚ_k（ｖ_k
（１），…，ｖ_k（Ｎ））｜^p

【００４３】ただし、この振幅制御は、Ａ／Ｄ変換器９
からの出力ベースバンド信号ｙ_kに対してディジタル信
号処理により行う。マイクロ波帯（ＲＦ帯）の可変移相
器制御では、移相器入力信号を観測できないため、摂動
により係数の更新量を求める。また、振幅制御では、出
力ベースバンド信号ｙ_kがディジタル信号として得られ
るため、数６の形式で、振幅推定アルゴリズムが得られ
る。また、発明したアルゴリズムは振幅偏差の最小化と
いう公知のＣＭＡ法と同様の規範を用いているため、発
明したアルゴリズムを「Ｍ−ＣＭＡ法」と呼んでいる。
言い換えれば、当該Ｍ−ＣＭＡ法では、第１の実施形態
の電力最大化法の手法に加えて、数５乃至数７を用いて
ベースバンド信号の振幅制御を行う。

【００４４】次いで、２つの適応ビーム制御法について
の特性解析について説明する。まず、最も簡単な１波干
渉条件を取り上げ、電力最大化法の特性を検証する。そ
こで、１番目のユーザからの送信信号をα⁽¹⁾（ｋ）、
２番目のユーザからの送信信号をα⁽²⁾（ｋ）とする
と、アレーアンテナ１００における受信信号ｕ_k（ｉ）
は次式のように表される。

【００４５】

【数８】 ｕ_k（ｉ） ＝ｅｘｐ(ｊ(ｉφ⁽¹⁾))α⁽¹⁾(ｋ)＋ｅｘｐ(ｊ(ｉφ⁽²⁾))α⁽²⁾(ｋ) ＋ｎ_k（ｉ） （ｉ＝１，２，…，Ｎ）

【００４６】ただし、ｎ_k（ｉ）はｉ番目のアンテナ素
子１−ｉの出力段に設けられた低雑音増幅器２−ｉで発
生するガウス雑音であり、φ⁽¹⁾とφ⁽²⁾は１番目と２番
目のユーザからの無線信号のアレーアンテナ１００への
入射角を示している。また、一般に１番目と２番目のユ
ーザからの無線信号は互いに無相関であるため、

【数９】Ｅ［α⁽¹⁾（ｋ）α⁽²⁾（ｋ）］＝０ である。このときのビームの特性は、数２より次式の解
によって決定される。ただし、数２においてｐ＝２とす
る。

【００４７】

【数１０】

【００４８】ここで、＊は複素共役を表し、以下同様で
ある。上記数１０において制御電圧に対する移相量の関
数が現れる。一般に、この関数は可変移相器３−ｉの種
類に依存し、簡単には決定できない。ただし、ここで発
明したアルゴリズムのように公知のＳＧＤの原理に基づ
くものでは、あまり本質的な問題ではないので、簡単
に、

【数１１】∂θ（ｖ_k（ｉ））／∂ｖ_k（ｉ）＝１ とおく。そこで、上記数１０に数１及び数８を代入し、
集合平均をとると次式のようになる。ただし、

【数１２】θ_k（ｉ）＝θ（ｖ_k（ｉ））

【数１３】ｙ_k＝ｙ_k（ｖ₁（ｋ），…，ｖ_N（ｋ）） である。

【００４９】

【数１４】

【００５０】ここで、Ｉｍ［・］は虚数項を抽出する関
数である。また、上記数１４の導出過程においてガウス
雑音の特性である

【数１５】 Ｅ［ｎ_i ^*（ｋ）ｎ_j（ｋ）］＝０ （ｉ≠ｊ） と、ガウス雑音と信号の相関に関する関係

【数１６】Ｅ［α⁽ⁱ⁾（ｋ）ｎ_j（ｋ）］＝０ 及び２つのユーザ間の無線信号の無相関性を利用した。
上記数１４の解の一例として、２素子のアレーアンテナ
（Ｎ＝２）を用いた場合には以下のようになる。ただ
し、雑音の影響は無視する。

【００５１】

【数１７】

【数１８】

【００５２】上記数１７及び数１８から希望波のみであ
れば、

【数１９】θ₂−θ₁＝φ₁ で希望波にビームを向ける。逆に干渉波のみであれば干
渉波方向にビームを向けることがわかる。また、等しい
レベル、すなわち

【数２０】｜α⁽¹⁾（ｋ）｜＝｜α⁽²⁾（ｋ）｜＝Ｍ の場合には、次式のようになる。

【００５３】

【数２１】

【数２２】

【００５４】これより、

【数２３】θ₂−θ₁＝（φ₁＋φ₂）／２ がその解となる。従って、丁度、干渉波と希望波の中間
にビームを形成することがわかる。

【００５５】次いで、第２の実施形態で用いるＭ−ＣＭ
Ａの特性解析について説明する。Ｍ−ＣＭＡ法の場合の
ビーム形成の特性は次式によって与えられる。

【００５６】

【数２４】

【００５７】このとき、入力信号として上記数８のモデ
ルを用いれば、上記数２４は次式のように表せる。

【００５８】

【数２５】

【００５９】ここで、

【数２６】

【数２７】Ψ_l ⁽ⁱ⁾＝ｅｘｐ（ｊ（ｉφ_l−θ_i））

【数２８】Ｍ_i＝｜α⁽ⁱ⁾（ｋ）｜²

【００６０】ここで、

【数２９】Ｇ＝Ｅ［ｇ_k ²］

【数３０】 η²＝Ｅ［ｎ_i ²（ｋ）］ （ｉ＝１，２，…，Ｎ） であり、上述と同様に、

【数３１】∂θ（ｖ_k（ｉ））／∂ｖ_k（ｉ）＝１ とした。上記数２５を満足する解は、以下のように幾つ
か存在する。ただし、振幅利得ｇ_kは正確に推定できて
いるとする。

【００６１】

【数３２】｜Σ₁｜²＝（１／Ｍ₁）（σ²／Ｇ−Ｎ
η²），｜Σ₂｜＝０

【数３３】｜Σ₂｜²＝（１／Ｍ₂）（σ²／Ｇ−Ｎ
η²），｜Σ₁｜＝０

【数３４】 ｜Σ₁｜²＝｛１／（３Ｍ₁）｝（σ²／Ｇ−Ｎη²）， ｜Σ₂｜²＝｛１／（３Ｍ₂）｝（σ²／Ｇ−Ｎη²）

【数３５】 Ｉｍ［Σ₁ ^*Ψ₁ ⁽ⁱ⁾］ ＝Ｉｍ［Σ₂ ^*Ψ₂ ⁽ⁱ⁾］ ＝０ （ｉ＝１，２，…，Ｎ）

【００６２】上記数３２のみが所望の解であり、それ以
外は全て誤った収束（ill convergence）を意味してい
る。上記数３３はブラインド型の潜在的問題である、干
渉波にビームを向け、希望波にヌルを向けている状態で
ある。上記数３４は数１４の解であり、希望波と干渉波
の中間にビームを形成する場合である。また、数３４は
数３５のケースとよく似た場合を意味している。

【００６３】このように、ＣＭＡ法でも知られる誤った
収束がＭ−ＣＭＡ法でも発生する。ただし、上述での２
素子の解析でもわかるように、上記数３４や上記数３５
の解は干渉波と希望波出力が、等レベルで釣り合った状
況であり、可変移相器の初期値等によって回避できる可
能性がある。

【００６４】

【実施例】本発明者は、上述の第１と第２の実施形態に
係るアレーアンテナの制御装置についてシミュレーショ
ン実験を行った。ここでは、発明した２つのアルゴリズ
ムを適用したアダプティブアレーの干渉抑圧特性を計算
機シミュレーションにより評価する。変調方式はＱＰＳ
Ｋを用い、復調器７内の検波器には遅延検波を用いた。
また、伝送路は公知のＡＷＧＮ（Additive White Gauss
ian Noise；付加的な白色ガウス雑音）チャネルを適用
した。アレーアンテナ１００は半波長間隔のリニアアレ
ーで、その素子数は４又は１２８とした。また、リニア
アレーの正面方向を０度とすると、希望波は１０度方向
から、干渉波は−５０度方向から等レベルで入射する環
境を想定した。

【００６５】図６に４素子のアレーアンテナを用いた場
合の、アダプティブアレーの指向性パターン示す。電力
最大化法とＭ−ＣＭＡ法の両方とも希望波方向に理論限
界の１２ｄＢ程度のアレーファクタを持つビームを形成
している。干渉波方向には電力最大化法は上記で解析し
たようにヌルを形成していないが、Ｍ−ＣＭＡ法は５０
ｄＢ程度の深いヌルを形成できていることがわかる。た
だし、可変移相器３−ｉの初期値は０度であり、アレー
アンテナ１００は正面方向にビームを形成させている。
従って、初期値に近い希望波方向にビームを向けている
と考えられる。

【００６６】図７に１２８素子のリニアアレーにＭ−Ｃ
ＭＡ法のアルゴリズムを適用した場合の指向性パターン
を示す。この場合のみ、干渉波の入射方向は−６０度で
ある。希望波方向に理論値どおりの４０ｄＢ強のアレー
ファクタをもつビームが形成できていることが分かる。
干渉波方向にはやはり鋭いヌルが形成されているばかり
か、主ビームに対するサイドローブレベルも−２０ｄＢ
以下に抑圧されていることがわかる。

【００６７】図８にＭ−ＣＭＡ法の初期収束特性を示
す。図８は、４素子リニアアレーにおいて搬送波対雑音
電力比（ＣＮＲ）が２０ｄＢで、前述の干渉条件におけ
る特性である。図８からも分かるようにＭ−ＣＭＡ法は
ＳＧＤ法の原理に基づいているため、指数関数的な収束
特性を示す。約１５００シンボル程度で収束が完了して
いるが、図６に示す特性を得るにはさらに５０００シン
ボル程度データが必要である。

【００６８】図９にＭ−ＣＭＡ法と電力最大化法を用い
た場合の４素子リニアアレーのビットエラーレート（Ｂ
ＥＲ）特性を示す。伝送路は上記ＡＷＧＮで、前述の１
波干渉波が存在する条件である。理論値は干渉がない条
件における、４素子最大比合成ダイバーシチ受信時の遅
延検波の特性を示している。電力最大化法では、図６に
示すようにビームを希望波方向に向けるものの、干渉波
方向に有為なヌルを形成できないため、ＢＥＲ＝１０^-4
点で５ｄＢ程度の理論値からの劣化が見られる。これに
対して、Ｍ−ＣＭＡ法は希望波にビームを向けるだけで
なく干渉波方向に鋭いヌルを形成できるため、全てのＣ
ＮＲ条件においてほぼ理論値通りの特性が得られること
が分かる。

【００６９】以上説明したように、低価格化・小型化が
期待できるマイクロ波・ディジタル信号処理融合型のア
ダプティブアレーアンテナ装置に適した適応ビーム制御
アルゴリズムとして、「電力最大化法」と「Ｍ−ＣＭ
Ａ」の２つのアルゴリズムを発明した。このアルゴリズ
ムはアレーアンテナ１００の各アンテナ素子１−１乃至
１−Ｎからの受信信号を観測することなく、Ａ／Ｄ変換
器９からの出力ベースバンド信号ｙ_kだけを観測して適
応ビーム形成できる点に大きな特長がある。その原理
は、電力最大化法では、マイクロ波帯の可変移相器３−
ｉの各移相量を摂動させ、移相制御電圧ｖ_k（ｉ）に対
するベースバンド信号ｙ_kの電力の傾斜ベクトルを計算
し、この情報を基に当該電力を最大にすることでビーム
形成を行う点にある。一方、Ｍ−ＣＭＡ法では、ベース
バンド信号ｙ_kの振幅偏差の最小化を規範とし、ベース
バンド信号ｙ_kの電力の傾斜ベクトルと、ベースバンド
信号ｙ_kの振幅推定を組み合わせてビーム形成を行う。
加えて、Ｍ−ＣＭＡ法では振幅偏差の最小化を規範とす
るため、電力最大化法になかったヌル制御ができる点に
大きな特長がある。

【００７０】発明した２つのアルゴリズムの特性を理論
的に検証し、これにより、電力最大化法は希望波だけの
場合にはその方向にビームを向け、希望波に加えて干渉
波がある場合にはその中間にビームを向けることを明ら
かにした。Ｍ−ＣＭＡは希望波だけの場合にはその方向
にビームを向け、希望波に加えて干渉波がある場合には
幾つかの誤収束を起こす可能性があることを明らかにし
た。すなわち、希望波にビームを向け干渉波にヌルを向
ける以外に、干渉波にビームを向け希望波にヌルを向け
る、その中間にビームを向ける等の収束点があることを
示した。また、計算機シュミレーションによって発明し
たアルゴリズムの特性を検証した結果、Ｍ−ＣＭＡ法で
は希望波にビームが向ければ良好な特性を示すことを明
らかにした。

【００７１】以上説明したように、第１と第２の実施形
態によれば、従来例に比較して構成が簡単であって消費
電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応
動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置を提
供することができる。ここで、第１の実施形態では、特
にアレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に適確
に向けるように適応ビーム制御することができる一方、
第２の実施形態では、特にアレーアンテナ１００の主ビ
ームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌルを向け
るように、適確に適応ビーム制御することができる。

【００７２】＜第３の実施形態＞図３は、本発明に係る
第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけ
るビーム制御回路１０ｂの構成を示すブロック図であ
り、図１、図２及び図５と同様のものについては同一の
符号を付している。

【００７３】第３の実施形態のアレーアンテナの制御装
置は、図１のビーム制御回路１０に代えて、ＴＤＬ（Ta
pped Delay Line;タップ付き遅延線）回路７０を有する
トランスバーサルフィルタ６１を備えて、詳細後述する
時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて適応型のビーム制
御を行うビーム制御回路１０ｂを備えたことを特徴とし
ている。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、
ここで詳細説明を省略する。

【００７４】図３において、Ａ／Ｄ変換器９から出力さ
れるベースバンド信号ｙ_kは、ビーム制御部６０及び可
変増幅器７２−０に入力されるとともに、複数（Ｌ−
１）個の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）が縦続
接続されてなるＴＤＬ回路７０の第１段の遅延回路７１
−１に入力される。上記ベースバンド信号ｙ_kは可変増
幅器７２−０を介して加算器７３に出力されるととも
に、複数（Ｌ−１）段の遅延回路７１−１乃至７１−
（Ｌ−１）及び可変増幅器７２−（Ｌ−１）を介してビ
ーム制御部６０及び加算器７３に出力される。ＴＤＬ回
路７０において、各遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−
１）はそれぞれ入力される信号を所定の遅延時間τだけ
遅延して出力する。ここで、遅延時間τは、好ましくは
１シンボル時間の１／２に設定されるが、例えば１シン
ボル時間、もしくはそれ以下に設定されてもよい。

【００７５】遅延回路７１−１から出力されるベースバ
ンド信号ｙ_kの遅延信号ｙ_k-1はビーム制御部６０に出力
されるとともに、可変増幅器７２−１を介して加算器７
３に出力される。また、遅延回路７１−２から出力され
るベースバンド信号ｙ_kの遅延信号ｙ_k-2はビーム制御部
６０に出力されるとともに、可変増幅器７２−２を介し
て加算器７３に出力される。さらに、遅延回路７１−３
から出力されるベースバンド信号ｙ_kの遅延信号ｙ_k-3は
ビーム制御部６０に出力されるとともに、可変増幅器７
２−３を介して加算器７３に出力される。さらに同様に
して、遅延回路７１−（Ｌ−２）から出力されるベース
バンド信号ｙ_kの遅延信号ｙ_k-Lはビーム制御部６０に出
力されるとともに、可変増幅器７２−（Ｌ−２）を介し
て加算器７３に出力される。ここで、可変増幅器（又は
利得制御器）７２−０乃至７２−（Ｌ−１）はそれぞ
れ、ビーム制御部６０により設定される増幅度ｗ₀乃至
ｗ_{L -1}で入力される信号を増幅（又は利得制御）して出
力し、ここで、増幅度（又は利得）は正又負の値をと
る。そして、加算器７３は入力されるベースバンド信号
ｙ_k及びその複数（Ｌ−１）個の遅延信号ｙ_k-1乃至ｙ
_k-L+1を加算して加算結果の信号を出力信号ｚ_kとして減
算器２２に出力する。このように構成することにより、
ＴＤＬ回路７０と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ
−１）と、加算器７３とを備えたトランスバーサルフィ
ルタ６１を構成する。

【００７６】一方、基準信号発生器２３は所定の一定値
を有する基準信号σを発生して減算器２２に出力する。
減算器２２は基準信号σから出力信号ｚ_kを減算して、
その誤差（又は偏差）信号ｅ_kをビーム制御部２０に出
力する。ビーム制御部２０は、入力される誤差信号ｅ_k
と、ベースバンド信号ｙ_kと、その遅延信号ｙ_k-1乃至ｙ
_k-L+1とに基づいて、時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用
いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相制御電圧
ｖ_k（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を所定のシフト量だ
け摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応
シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２２か
ら出力される誤差信号ｅ_kの電力の傾斜ベクトルを計算
し、計算された誤差信号ｅ_kの電力の傾斜ベクトルに基
づいて、減算器２２から出力される誤差信号ｅ_kに基づ
いて当該誤差信号ｅ_kが最小となるように、アレーアン
テナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移
相量に対応する各移相制御電圧ｖ_k（ｉ）及び各可変増
幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度ｗ₀乃至ｗ
_L-1を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ
及び各可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）に出力
して設定する。

【００７７】以上のように構成された第３の実施形態に
係るアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御
回路１０ｂは、誤差信号ｅ_kが最小となるように、アレ
ーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、
干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制
御することができる。また、マルチパス伝送路において
生じる希望波の遅延波をトランスバーサルフィルタ６１
を用いて取り込んで同相合成することができ、希望波に
おける信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することがで
きる。また、第３の実施形態では、第１の実施形態と同
様に、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３
−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素
子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の
回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、
図５に示す従来例に比較して、従来例に比較してハード
ウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ない
ので消費電力が少ない。

【００７８】＜適応ビーム制御処理＞次いで、第３の実
施形態で用いる適応ビーム処理について以下に説明す
る。第３の実施形態に係るアダプティブアレーアンテナ
の構成において、ベースバンド信号ｙ_k＝ｙ_k（ｖ
_k（１），…，ｖ_k（Ｎ））は公知の等価低域モデルを用
いて上記の数１のように表わすことができる。このベー
スバンド信号ｙ_kは、ＴＤＬ回路７０を有するトランス
バーサルフィルタ６１に入力される。トランスバーサル
フィルタ６１では、ＴＤＬ回路７０の各タップから出力
される信号はそれぞれ、可変増幅器７２−０乃至７２−
（Ｌ−１）によりタップ係数である増幅度ｗ_k（ｉ）で
重み付けされた後、加算器７３で加算されて、以下に示
す出力信号ｚ_kを出力する。

【００７９】

【数３６】

【００８０】ここで、ビームとヌルのブラインド制御を
行うため、公知のＣＭＡ法と同様に、トランスバーサル
フィルタ６１の出力信号ｚ_kの振幅偏差の最小化を図
る。すなわち、出力信号ｚ_kと基準信号σとの誤差を次
式のように定義すると、

【数３７】 ｅ_k＝σ^p−｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（Ｎ））｜^p 以下の式を満足することが必要条件となる。ただし、σ
は基準信号のレベルであり、所望の振幅レベルを示して
いる。

【００８１】

【数３８】

【数３９】

【００８２】ここで、ｐとｑはＣＭＡ法の推定の次元を
示すもので、実際は、ｐ＝ｑ＝２のときがＣＭＡ法と呼
ばれ、それ以外はゴダードのアルゴリズムと呼ばれる。
数３８の偏微分は、上記数１と数３６によりＣＭＡ法で
は求めることができない。そこで、本実施形態において
は、第２の実施形態に係るＭ−ＣＭＡと同様に、可変移
相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧ｖ_k（１），…，ｖ
_k（Ｎ）を摂動させて、これにより各移相量を摂動させ
て求める。また、上記数３９は通常のＣＭＡ法と同様に
求めることができる。ここで、出力信号ｚ_kをｚ_k＝ｚ_k
（ｖ_k（１），…，ｖ _k（Ｎ））として、係数更新処理を
以下のように行う。

【００８３】上記数３７を誤差関数とし、上記数３８及
び数３９を満足する解を探すアルゴリズムは、公知の最
急降下法の原理を適用すれば、次式のように表わすこと
ができる。

【００８４】

【数４０】

【数４１】

【００８５】上記数４０と数４１はそれぞれ、上記数３
８及び数３９を満足するさせるためのアルゴリズムの式
である。上記数４０における偏微分項は、上記数４を用
いて得ることができる。一方、上記数３９における偏微
分項は、上記数３６の両辺を偏微分することによって直
接的に求めることができる。従って、上記数４０及び数
４１は次式となり、次式の係数更新式を用いて収束処理
を実行する。

【００８６】

【数４２】ｖ_k（ｉ）＝ｖ_k-1（ｉ）＋μ_vｅ_k ^q-1｜ｚ_k｜
^p-2Δ_i｜ｚ_k｜，（ｉ＝１，…Ｎ）

【数４３】ｗ_k（ｉ）＝ｗ_k-1（ｉ）＋μ_wｅ_k ^q-1｜ｚ_k｜
^p-2ｚ_k ^*ｙ_k，（ｉ＝０，…Ｌ−１）

【００８７】ただし、

【数４４】 Δ_i｜ｚ_k｜ ＝Δ_i｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（ｉ），…，ｖ_k（Ｎ））｜ ＝｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（ｉ）＋Δｖ，…，ｖ_k（Ｎ））｜ −｜ｚ_k（ｖ_k（１），…，ｖ_k（ｉ），…，ｖ_k（Ｎ））｜ である。

【００８８】上記数４４において、Δｖは摂動のための
微少項であり、上記数４２及び数４３におけるμ_vとμ_w
はそれぞれ、移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧と、可
変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度である
タップ係数のステップサイズである。本実施形態に係る
時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法のアルゴリズムを正しい収
束させるには、この２種類のステップサイズは以下の条
件を満足する必要がある。

【００８９】

【数４５】μ_w＝μ_vΔｖ ここで、Δｖの単位はラジアンである。

【００９０】次いで、本実施形態における収束特性につ
いて説明する。時刻ｋにおける送信信号をｄ_kとする
と、マルチパスフェージング伝送路を経た受信信号ベク
トルｓ_kは以下のように表すことができる。ただし、ア
レーアンテナにはリニアアレイの構造を用いる。

【００９１】

【数４６】

【００９２】上記数４６において、ｃ_iはチャネルイン
パルス応答におけるｉ番目の遅延波に対応する要素であ
り、Ｎτは遅延スプレッドの長さ、ｎ_k（ｉ）はｉ番目
のアンテナ素子１−ｉの後段に設けられたＬＮＡ２−ｉ
から出力されるガウス雑音を示している。また、λ，
ｄ，θ_iはそれぞれ無線搬送波の波長、アンテナ素子２
の間隔、ｉ番目の遅延波の入射角を示している。また、
添え字Ｔはベクトルの転置を示している。このとき、Ａ
／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙ _kは次
式のように表される。

【００９３】

【数４７】

【００９４】ただし、

【数４８】

【数４９】 である。

【００９５】すなわち、ａ_lは時刻ｋのベースバンド信
号における時刻ｋ−ｌの送信シンボルｄ_k-lの振幅成分
を示している。上記数４７で表された信号を入力された
ときのトランスバーサルフィルタ６１の出力信号ｚ_kは
次式で表される。

【００９６】

【数５０】

【００９７】ただし、

【数５１】

【数５２】ａ_k＝０，ｋ＜０，ｋ＞Ｌのときである。

【００９８】すなわち、ｂ_iはトランスバーサルフィル
タ６１によって合成された時刻ｋ−ｉの送信シンボルｄ
_k-iの振幅を表している。第１の実施形態に係るＭ−Ｃ
ＭＡ法によって可変移相器３−１乃至３−Ｎのビーム形
成処理及びトランスバーサルフィルタ６１の可変増幅器
７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の各増幅度が制御された
ときの、収束点の必要条件は、上記数３８及び数３９で
与えられる。これを上記数４７乃至数５２を用いて書き
直すと次式のようになる。ただし、数式を簡易にするた
めに、ｐ＝ｑ＝２とする。

【００９９】

【数５３】

【数５４】

【０１００】ここで、ｂ_l ⁽ⁱ⁾は次式で与えられる。

【数５５】ｂ_l ⁽ⁱ⁾＝ｃ_lｅｘｐ（ｊ２π（ｄ／λ）ｉ・
ｓｉｎ（θ_l）−ｊθ（ｖ_i））

【０１０１】上記数５３と数５４は非常に似通った式で
あることがわかる。ただし、ビーム形成では位相しか制
御しないため。雑音の項が消滅していることからも、雑
音の影響を受けにくいことがわかる。また、雑音の影響
を無視すれば、上記数５４及び数５５ともに以下のよう
な平凡な解が存在することがわかる。

【０１０２】

【数５６】 ｜ｂ_i｜²＝σ²／σ_d ²，｜ｂ_j｜²＝０，（ｉ≠ｊ）

【０１０３】基本的にマルチパスフェージングでは、同
一チャンネル干渉のチャネルであるＣＣＩチャネルで起
きたような誤引き込みの問題は発生しない。すなわち、
ｉの値が幾らであっても上記数５６の関係さえ満足され
れば等化は実現する。この時、タップ係数である各増幅
度と可変移相器３−１乃至３−Ｎの各制御電圧は次式に
示す関係を満足する。

【０１０４】

【数５７】

【０１０５】上記数５７は、本実施形態で提案したアダ
プティブアレーが、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎに
おいてトランスバーサルフィルタ６１により等化した信
号に対して、ビーム形成を行っていると解釈できること
を示している。すなわち、各アンテナ素子１−１乃至１
−Ｎで受信された信号が上手く等化できれば、その遅延
波と先行波を受信するようビーム形成を行う。すなわ
ち、先行波と遅延波の両方を取り込むようにビームを形
成すると解釈できる。これにより、トランスバーサルフ
ィルタ６１の出力信号ｚ_kにおける希望波のＳ／Ｎを大
幅に改善することができる。

【０１０６】

【実施例】本発明者は、上述の第３の実施形態に係るア
レーアンテナの制御装置についてシミュレーション実験
を行った。ここで、変調方式として差動符号化ＱＰＳＫ
を用い、送受信側にコールオフ率α＝０．５のルートロ
ールオフフィルタを配置した。アレーアンテナの素子数
Ｎは４で、ＴＤＬ回路７０として、遅延量τ＝１／２シ
ンボル間隔でＬ＝１１タップのものを用いた。また、検
波方式としては遅延検波を用いた。ただし、基本的にＭ
−ＣＭＡ法はブラインドアルゴリズムであるため検波方
式には依存しないので同期検波も適用可能である。伝送
路は静的な２波モデルを適用した。そのとき、直接波と
遅延波は等レベルとし、その到来方向はそれぞれ１０度
（直接波）、−３０度（遅延波）とした、また、ブロー
ドサイド方向にビームを向けた状態をアダプティブアレ
ーアンテナの初期条件とする。また、ＴＤＬ回路７０は
６タップ目をセンタタップとして動作させる。２度の位
相回転処理による不安定性を回避するため、センタタッ
プは振幅制御のみを行う構成とした。また、本実施形態
に係るアダプティブアレーアンテナは遅延波を取り込む
能力を有するため、搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ）を次
式で定義した。

【０１０７】

【数５８】

【０１０８】まず、ＣＮＲ＝６ｄＢの条件で、直接波に
対する遅延波の遅延量Δτｄを０．１Ｔ〜０．９Ｔ（こ
こで、Ｔはシンボル間隔である。）まで変化させたとき
の、アンテナの指向性パターンを図１０に示す。遅延量
Δτｄが０．５Ｔ以下では，直接波である先行波と同様
に遅延波方向にもビームを向け遅延波を取り込もうとし
ていることが分かる。これに対して、遅延量Δτｄが
０．７Ｔ以上になると、遅延波方向にはビームを向け
ず、先行波方向にアレーファクタ（利得）１２ｄＢのビ
ームを向けていることがわかる。これは、上述したよう
に１１タップのＴＤＬ回路７０を有するトランスバーサ
ルフィルタ６１では、遅延量Δτｄが０．５Ｔ以下の遅
延波は等化できるために、ビームを遅延波方向にも形成
するものと考えられる。一方、遅延量Δτｄが０．７Ｔ
を越えると当該トランスバーサルフィルタ６１の等化能
力を超えるため、遅延波方向にヌルを形成していると思
われる。

【０１０９】次いで、直接波に対する遅延波の遅延量Δ
τｄを０．１Ｔ〜０．９Ｔまで変化させた場合の、本実
施形態に係るアダプティブアレーアンテナのＢＥＲ特性
を図１１に示す。比較のために、空間信号処理のＭ−Ｃ
ＭＡ法を用いた第１の実施形態に係るアダプティブアレ
ーアンテナの特性と、遅延波がない場合の最大比合成ダ
イバーシチの理論値を付記する。図１１から明らかなよ
うに、遅延量Δτｄが小さいほど、高いＢＥＲ特性を示
すことが分かる。例えば、遅延量Δτｄ＝０．１Ｔでは
遅延波を上手く取り込むため、第１の実施形態よりも２
ｄＢ程度特性を改善できることがわかる。また、第３の
実施形態では、理論値に約１ｄＢまで漸近する優れた特
性を発揮することがわかる。これに対して、遅延量Δτ
ｄ＞０．７Ｔでは、図１０からわかるように遅延波にヌ
ルを向けるため、遅延波の取り込みによる利得がなくな
り、第１の実施形態の特性と一致する。

【０１１０】以上説明したように、第３の実施形態によ
れば、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が
少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を
行うことができるアレーアンテナの制御装置を提供する
ことができる。ここで、特に特にアレーアンテナ１００
の主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌル
を向けるように、適確に適応ビーム制御することができ
る。また、マルチパス伝送路において生じる希望波の遅
延波をトランスバーサルフィルタ６１を用いて取り込ん
で同相合成することができ、希望波における信号対雑音
電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。

【０１１１】＜第４の実施形態＞図４は、本発明に係る
第４の実施形態である衛星通信システムの構成を示すブ
ロック図であり、本実施形態は、第１乃至第３の実施形
態の応用例である。

【０１１２】図４において、可変ビーム衛星局５０は、
図１の複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎからな
るアレーアンテナ１００と大型展開反射鏡とを組み合わ
せて構成されたアンテナ群１００ａと、低雑音増幅器２
−１乃至２−Ｎと可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び合成
器４に加えて、合成器４から出力される無線信号を所定
の別の衛星無線周波数に変換する周波数変換部、その出
力を電力増幅する電力増幅部、地球制御局４０と無線通
信を行うためのアンテナ５０ａと、を備えて構成され
る。一方、地球制御局４０では、可変ビーム衛星局５０
と通信を行うアンテナ４０ａと図１のダウンコンバータ
５からＡ／Ｄ変換器９までの回路及びビーム制御回路１
０とを備えるとともに、ビーム制御回路１０で計算され
た可変移相器の各移相量を含む移相量制御コマンドを可
変ビーム衛星局５０に対して送信する送信機を備える。

【０１１３】地球局５１はデータ信号Ｓ１を含む無線信
号を可変ビーム衛星局５０に送信し、地球局５２はデー
タ信号Ｓ２を含む無線信号を可変ビーム衛星局５０に送
信し、地球局５３はデータ信号Ｓ３を含む無線信号を可
変ビーム衛星局５０に送信する。このとき、可変ビーム
衛星局５０はこれらの無線信号を中継して地球制御局４
０に送信する。地球制御局４０では、可変ビーム衛星局
５０のアレーアンテナ１００ａに接続される可変移相器
の各移相量を計算してその各移相量データを含む移相量
制御コマンドを可変ビーム衛星局５０に送信することに
より、可変ビーム衛星局５０から各地球局５１，５２，
５３に対する適応ビーム制御を行う。

【０１１４】すなわち、この応用例では、アクティブフ
ェーズドアレーに大型展開反射鏡を組み合わせて可変ビ
ーム衛星局５０に搭載し、地上の地球局４０へ向けて複
数の可変ビームを形成する。異なるビームで同一周波数
チャネルを再利用するには、一般に、ビーム間アイソレ
ーションを２０ｄＢ以上確保することが望まれる。しか
しながら、軌道上では、衛星の姿勢変動や大型反射鏡の
熱変型などによりビーム形状が劣化することが懸念され
る。そこで、これらの「宇宙環境変化」に対して自律的
に適応するアダプティブアンテナシステムを構成する。
宇宙部分は質量や消費電力に対する要求が非常に厳しい
ので必要最小限の機能だけを搭載し、それ以外の機能は
地上に設置する。すなわち、ビーム制御回路１０は地球
制御局４０に設けられるので、最適化アルゴリズムのバ
ージョンアップ、それを実行するコンピュータのハード
更改、ユーザの要望による評価関数の変更などの場合に
衛星打ち上げ後も地上で対応できる。各ビーム照射エリ
ア内の地球局５１，５２，５３からのアップリンク信号
を可変ビーム衛星局５０を介してフィーダ局である地球
制御局４０で受信判定し、衛星搭載の重み付け機能へフ
ィードバックする。すなわち、「重み付け機能」＋「合
成機能」は宇宙で、「判定」＋「重み演算」アルゴリズ
ムは地上で行う宇宙規模の適応ループとなる。

【０１１５】＜変形例＞以上の実施形態においては、リ
ニアアレーアンテナについて説明しているが、本発明は
これに限らず、２次元又は３次元の所定の配置形状で並
置された複数個のアンテナ素子からなるアレーアンテナ
にも適用することができる。すなわち、上記２つの実施
形態における適応アルゴリズムにおいては、各可変移相
器の移相量の変数の次元を変更するのみで対応すること
ができる。

【０１１６】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、複
数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されて
なるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの
制御装置又は制御方法において、上記各アンテナ素子で
受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段
を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させ、上記移
相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線
信号を出力し、上記合成後の無線信号をベースバンド信
号に復調し、上記復調されたベースバンド信号に基づい
て、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向け
るような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の
移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相
手段に出力する。従って、従来例に比較して構成が簡単
であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であって
も安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの
制御装置又は制御方法を提供することができる。

【０１１７】また、別の本発明によれば、上記の構成に
加えて、遅延線回路を備えたトランスバーサルフィルタ
を備え、当該トランスバーサルフィルタからの出力信号
と基準信号との誤差信号を発生し、上記各移相量をそれ
ぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、
上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算され
た誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド
信号と、上記遅延線回路の各遅延回路から出力される複
数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差
信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビー
ムを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得
を計算してそれぞれ出力する。従って、従来例に比較し
て構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な
環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレ
ーアンテナの制御装置を提供することができる。ここ
で、特にアレーアンテナの主ビームを希望波方向に向け
かつ、干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビ
ーム制御することができる。また、マルチパス伝送路に
おいて生じる希望波の遅延波をトランスバーサルフィル
タを用いて取り込んで同相合成することができ、希望波
における信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 本発明に係る第２の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ａの構成
を示すブロック図である。

【図３】 本発明に係る第３の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ｂの構成
を示すブロック図である。

【図４】 本発明に係る第４の実施形態である衛星通信
システムの構成を示すブロック図である。

【図５】 従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を
示すブロック図である。

【図６】 第１と第２の実施形態のシミュレーション結
果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の指向性
パターンを示すグラフである。

【図７】 第１の実施形態のシミュレーション結果であ
って１２８素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パ
ターンを示すグラフである。

【図８】 第１の実施形態のシミュレーション結果であ
って４素子リニアアレーアンテナの場合の二乗平均誤差
の収束特性を示すグラフである。

【図９】 第１と第２の実施形態のシミュレーション結
果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の搬送波
／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート
（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。

【図１０】 第３の実施形態のシミュレーション結果で
あって１１タップのＴＤＬ回路７０を有する４素子アダ
プティブリニアアレーアンテナの場合のアジマス角に対
する利得の特性を示すグラフである。

【図１１】 第１と第３の実施形態のシミュレーション
結果であって１１タップのＴＤＬ回路７０を有する４素
子アダプティブリニアアレーアンテナの場合の搬送波／
雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（Ｂ
ＥＲ）の特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）， ３−１乃至３−Ｎ…可変移相器、 ４…合成器、 ５…ダウンコンバータ、 ６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、 ７…復調器、 ８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ９…Ａ／Ｄ変換器、 １０，１０ａ，１０ｂ…ビーム制御回路、 ２０…ビーム制御部、 ２１…可変増幅器、 ２２…減算器、 ２３…基準信号発生器、 ６０…ビーム制御部、 ６１…トランスバーサルフィルタ、 ７０…ＴＤＬ回路、 ７１−１乃至７１−（Ｌ−１）…遅延回路、 ７２−０乃至７２−（Ｌ−１）…可変増幅器、 ７３…加算器、 １００…アレーアンテナ。

フロントページの続き (72)発明者 大平 孝 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール環境適 応通信研究所内 Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 DB03 FA06 FA17 FA20 FA23 FA26 FA29 FA32 GA02 GA08 HA05 JA07

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するための
   アレーアンテナの制御装置において、 上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を
   それぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個
   の移相手段と、 上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合
   成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、 上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信
   号に復調して出力する復調手段と、 上記復調手段から出力されるベースバンド信号に基づい
   て、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向け
   るような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の
   移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相
   手段に出力する制御手段とを備えたことを特徴とするア
   レーアンテナの制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のアレーアンテナの制御装
   置において、 上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれ
   ぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、
   上記ベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、
   計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルに基
   づいて上記ベースバンド信号の電力を最大にするよう
   に、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向け
   るための各移相量を計算して上記各移相手段に出力する
   ことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載のアレーアンテナの制御装
   置において、 上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の
   利得で利得制御して出力する利得制御手段と、 上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所
   定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減
   算手段とをさらに備え、 上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれ
   ぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、
   上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベク
   トルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクト
   ルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となる
   ように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に
   向けるための各移相量及び上記利得制御手段の利得を計
   算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に
   出力することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３のうちの１つに記載のア
   レーアンテナの制御装置において、 上記復調手段と上記制御手段との間に挿入して設けら
   れ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対
   してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタ
   ルのベースバンド信号を上記制御手段に出力する変換手
   段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制
   御装置。
5. 【請求項５】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するための
   アレーアンテナの制御装置において、 上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を
   それぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個
   の移相手段と、 上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合
   成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、 上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信
   号に復調して出力する復調手段と、 縦続接続された複数の遅延回路を備え、上記復調手段か
   ら出力されるベースバンド信号を順次所定の遅延時間だ
   け遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅延信号を
   出力する遅延線回路と、 上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを所定
   の利得で利得制御して出力する複数の利得制御手段と、 上記複数の利得制御手段から出力される複数の信号を加
   算して、加算結果の出力信号を出力する加算手段と、 上記加算手段から出力される出力信号と所定値の基準信
   号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、 上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト
   量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から
   出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計
   算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベース
   バンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号と
   に基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記ア
   レーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各
   移相量及び上記各利得制御手段の利得を計算してそれぞ
   れ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力する制
   御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制
   御装置。
6. 【請求項６】 請求項５記載のアレーアンテナの制御装
   置において、 上記復調手段と上記遅延線回路との間に挿入して設けら
   れ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対
   してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタ
   ルのベースバンド信号を上記遅延線回路に出力する変換
   手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの
   制御装置。
7. 【請求項７】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の
   間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するための
   アレーアンテナの制御方法において、 上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号
   を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相
   量だけ移相させるステップと、 上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後
   の無線信号を出力するステップと、 上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するス
   テップと、 上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレ
   ーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定
   の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各
   移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力す
   る制御ステップとを含むことを特徴とするアレーアンテ
   ナの制御方法。
8. 【請求項８】 請求項７記載のアレーアンテナの制御方
   法において、 上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量を
   それぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対す
   る、上記復調されたベースバンド信号の電力の傾斜ベク
   トルを計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾
   斜ベクトルに基づいて上記復調されたベースバンド信号
   の電力を最大にするように、上記アレーアンテナの主ビ
   ームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して上
   記各移相手段に出力することを含むことを特徴とするア
   レーアンテナの制御方法。
9. 【請求項９】 請求項７記載のアレーアンテナの制御方
   法において、 上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用
   いて、所定の利得で利得制御するステップと、 上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信
   号との間の誤差信号を発生するステップとをさらに含み 上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量を
   それぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対す
   る、上記発生された誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計
   算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記
   誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、
   上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるた
   めの各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移
   相手段及び上記利得制御手段に出力することを含むこと
   を特徴とするアレーアンテナの制御方法。
10. 【請求項１０】 請求項７乃至９のうちの１つに記載の
    アレーアンテナの制御方法において、 上記復調するステップの後であって上記制御ステップの
    前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナロ
    グ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベース
    バンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴
    とするアレーアンテナの制御方法。
11. 【請求項１１】 複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定
    の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するため
    のアレーアンテナの制御方法において、 上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号
    を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、所定の移相量だけ移
    相させて出力するステップと、 上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後
    の無線信号を出力するステップと、 上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調して出
    力するステップと、 縦続接続された複数の遅延回路を備えた遅延線回路を用
    いて、上記復調されたベースバンド信号を順次所定の遅
    延時間だけ遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅
    延信号を出力するステップと、 上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを、複
    数の利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御して
    出力するステップと、 上記利得制御された複数の信号を加算して、加算結果の
    出力信号を出力するステップと、 上記加算された出力信号と所定値の基準信号との間の誤
    差信号を発生して出力するステップと、 上記各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、
    各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトル
    を計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトル
    と、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、
    上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となる
    ように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に
    向けるための各移相量及び上記各利得を計算してそれぞ
    れ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力するス
    テップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御
    方法。
12. 【請求項１２】 請求項１１記載のアレーアンテナの制
    御方法において、 上記復調するステップの後であって上記遅延するステッ
    プの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してア
    ナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベ
    ースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを
    特徴とするアレーアンテナの制御方法。