KR100656786B1 - 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템및 그 방법 - Google Patents

복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템및 그 방법 Download PDF

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KR100656786B1
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방승찬
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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 복수채널 수신기에 제로-포싱 등화 알고리즘을 적용하여 각 수신 채널이 동일한 전달함수 특성을 갖도록 하고 수신기의 비선형 주파수 응답에 의한 신호 왜곡을 보상함으로써, 배열 안테나 시스템에서 복수채널 수신기의 채널 간의 오차와 채널 내의 주파수 비선형성을 보정할 수 있는, 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 있어서, 외부로부터 수신된 수신 신호에 오차보정신호 발생부로부터의 오차보정신호를 결합하여 복수채널 수신부로 전달하기 위한 배열 안테나부; 상기 배열 안테나부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 신호처리하여 출력하기 위한 상기 복수채널 수신부; 오차보정신호를 발생시켜 상기 배열 안테나부와 상기 오차보정부로 전달하기 위한 상기 오차보정신호 발생부; 상기 복수채널 수신부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 오차보정신호 발생부로부터 전달받은 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 계산하여 수신 신호의 오차를 보정하고, 상기 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하기 위한 상기 오차보정부; 및 상기 오차보정부로부터 오차보정된 수신 신호를 전달받아 안테나 빔을 형성하기 위한 빔형성부를 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 기지국 시스템 등에 이용됨.
오차보정, 오차보정계수 추정, 오차보정 전력제어, 제로-포싱 적응 알고리즘, 복수채널 수신기, 기지국 시스템

Description

복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법{Base multi station system and method for calibration of many-channel receiver}
도 1은 본 발명에 따른 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 대한 일실시예 구성도,
도 2는 본 발명에 따른 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 대한 기저대역 등가 모델을 나타낸 도면,
도 3은 본 발명에 따른 기지국 시스템에서 오차보정신호 발생기와 오차보정기를 상세 설명하기 위한 상세 구성도,
도 4는 본 발명에 따른 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
100 : 배열 안테나부 110 : 안테나
120 : 결합기 130, 240 : 전력 분배기
200 : 복수채널 수신부 201 : 저잡음 증폭기
202 : 주파수 혼합기 203 : 표면 탄성파 필터
204 : 가변 증폭기 205 : 앨리어싱 제거 필터
206 : 아날로그/디지털 변환기 207 : 디지털 I/Q 복조기
210 : RF 수신기 220 : 이득 제어기
230 : 국부 발진기 300 : 오차보정신호 발생부
310 : 오차보정신호 발생기 311 : 오차보정비트 발생기
312 : 펄스 성형 필터 313 : 표적 응답 필터
320 : 디지털/아날로그 변환기 330 : 가변 증폭기
340 : 주파수 혼합기 350 : 이미지 제거 필터
400 : 오차보정부 410 : 오차보정기
411 : 오차보정계수 연산기 412 : 오차보정 필터
413 : 복소 곱셈기 414 : 버퍼
415 : 결합기
본 발명은 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 복수채널 수신기에 제로-포싱 등화 알고리즘을 적용하여 각 수신 채널이 동일한 전달함수 특성을 갖도록 하고 수신기의 비선형 주파수 응답에 의한 신호 왜곡을 보상함으로써, 배열 안테나 시스템에서 복수채널 수신기의 채널 간의 오차와 채널 내의 주파수 비선형성을 보정할 수 있는, 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.
스마트 안테나는 이동통신 기지국 시스템에서 최대 거리와 용량을 증가시켜주는 장점이 있다. 이러한 스마트 안테나 시스템에서는 사용자를 지향하는 안테나 빔을 형성하여 안테나 이득을 증가시키고, 다른 사용자로부터의 간섭을 제거한다.
여기서, 안테나 빔은 일반적으로 기저대역에서 생성되며 각 사용자들이 서로 다른 공간신호를 가지므로 서로 다른 빔형성 가중치를 사용자 송/수신 데이터에 대해 적용할 수 있다.
한편, RF 송/수신기의 전달함수는 아날로그 소자들의 크기와 위상 특성이 서로 동일하지 않기 때문에 배열 안테나의 채널마다 다르다. 따라서 오차보정 과정을 통하여 모든 채널이 동일한 전달함수를 갖도록 해야만 정확한 빔을 형성할 수 있다. 또한, 광대역 수신기의 경우에는 한 채널 내에서도 수신기의 주파수 응답이 비선형적인데 이 또한 정확한 빔을 형성하는 데에 방해요소로 작용한다.
이러한 수신기에서 오차를 보정하는 방법은 수신기의 이득이 자동 이득 제어기(AGC : Auto Gain Controller)의 변화에 따라 계속적으로 변하기 때문에 매우 복잡하다.
종래에는 레이더나 방향 탐지 시스템 응용 분야에서 복수채널 수신기의 오차보정에 관한 많은 알고리즘이 제안되어 왔다. 그 중 일부는 수신 신호를 이용하여 자동으로 배열 안테나와 복수채널 수신기 모두의 오차를 보정하는 것이었다.
그러나 기지국 배열 안테나에 수신되는 신호에는 서로 다른 많은 도래각을 갖는 많은 복수 경로의 신호가 존재하기 때문에 스마트 안테나에서는 안테나와 수신기의 오차보정 과정을 분리하여 처리하는 것이 유리하다. 또한, 안테나 자체의 오차는 시스템 성능을 크게 저하시키지 않기 때문에 안테나의 오차보정보다는 복수채널 수신기의 오차보정을 정확하게 하는 것이 중요하다.
또한, 스마트 안테나 시스템은 시스템 가동 초기뿐만 아니라 시스템이 작동 중일 때에도 오차보정을 수행할 수 있어야 하는데 이를 실시간 오차보정이라 한다. 즉, 온도나 습도의 시간에 따른 변화로 인하여 수신기의 전달함수가 시간에 따라 달라지기 때문에 주기적으로 오차보정을 수행해야 하는 것이다.
이러한 실시간 오차보정 중의 한 가지 방법은 논-블라인드(non-blind) 오차보정 방법으로서, 이는 알고 있는 신호를 작동 중인 복수채널 수신기에 주입하여 기준이 되는 오차보정신호로 이용하는 것이다. 그러나 이 방법은 오차보정신호가 작동 중인 시스템에 간섭으로 작용하여 시스템 성능을 저하시키는 문제점이 있었다.
그리고 스마트 안테나 시스템을 위한 대부분의 오차보정 방법들은 협대역으로 가정하여 수신기 전달함수를 복소 스칼라로 표현한다. 그러나 광대역 수신기에서는 전달함수가 복소 벡터로 표현되어야 하므로 단일 탭 복소 곱셈보다는 복수 탭 필터링에 의하여 오차가 수정되어야 한다. 따라서 모든 수신 채널들이 동일한 주파수 응답을 갖도록 하는 광대역 오차보정 방법이 필요하다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 복수채널 수신기 에 제로-포싱 등화 알고리즘을 적용하여 각 수신 채널이 동일한 전달함수 특성을 갖도록 하고 수신기의 비선형 주파수 응답에 의한 신호 왜곡을 보상함으로써, 배열 안테나 시스템에서 복수채널 수신기의 채널 간의 오차와 채널 내의 주파수 비선형성을 보정할 수 있는, 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 부 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 있어서, 외부로부터 수신된 수신 신호에 오차보정신호 발생부로부터의 오차보정신호를 결합하기 위한 배열 안테나부; 상기 배열 안테나부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 신호처리하여 출력하기 위한 복수채널 수신부; 오차보정신호를 발생시켜 상기 배열 안테나부와 오차보정부로 전달하기 위한 상기 오차보정신호 발생부; 상기 복수채널 수신부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 오차보정신호 발생부로부터 전달받은 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 계산하여 수신 신호의 오차를 보정하고, 상기 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하기 위한 상기 오차보정부; 및 상기 오차보정부로부터 오차보정된 수신 신호를 전달받아 안테나 빔을 형성하기 위한 빔형성부를 포함한다.
한편, 본 발명의 방법은, 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법에 있어서, 오차보정비트 신호를 생성하고 필터링을 통하여 오차보정신호를 발생시키는 오차보정신호 발생 단계; 외부로부터 수신되는 수신 신호에 상기 발생시킨 오차보정신호를 결합하여 신호처리하는 단계; 상기 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 발생시킨 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 추정하여 수신 신호의 오차를 보정하는 오차보정 단계; 및 오차보정신호의 전력을 제어하여 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하는 오차보정신호 전력 제어 단계를 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 대한 일실시예 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템은 배열 안테나부(100), 복수채널 수신부(200), 오차보정신호 발생부(300), 오차보정부(400), 및 빔형성부(500)를 포함한다.
상기 배열 안테나부(100)는 외부로부터 수신된 수신 신호에 오차보정신호 발생부(300)로부터 생성된 오차보정신호를 결합하여 복수채널 수신부(200)로 전달하는 역할을 한다.
여기서, 상기 배열 안테나부(100)는 다수 개의 배열 안테나(110)와 결합기(120), 및 전력 분배기(130)를 포함한다.
그리고 상기 복수채널 수신부(200)는 상기 배열 안테나부(100)로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 증폭, 주파수 하향 변환, 필터링, 및 아날로그/디지털 변환 등의 과정을 거쳐 신호처리하여 출력하는 역할을 한다.
여기서, 도 1을 참조하여 상기 복수채널 수신부(200)에 대하여 좀 더 상세히 설명하면 다음과 같다.
배열 안테나(110)를 통해 수신된 수신 신호는 결합기(120)에 의해 오차보정신호가 결합된 후에 복수채널 수신기(200)에 전달되어 저잡음 증폭기(LNA : Low Noise Amplifier)(201)에 의해 증폭된다. 이때, m번째 채널의 저잡음 증폭기(201) 출력에서의 열잡음 전력 스펙트럼 밀도는 하기의 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00001
여기서,
Figure 112004058694729-pat00002
와
Figure 112004058694729-pat00003
는 m번째 채널의 저잡음 증폭기(201)에서 잡음 지수와 전력 이득을 나타내고,
Figure 112004058694729-pat00004
는 입력 백색 열잡음의 전력 스펙트럼 밀도를 나타낸다.
상기 저잡음 증폭기 LNA(201)의 출력은 국부 발진기(LO)(230)에 의해 중간주파수 대역으로 하향 변환되고 표면 탄성파(SAW : Surface Acoustic Wave) 필터(203)에 의해 필터링된다. 이때, 모든 채널은 채널 간의 일관성을 유지하기 위하여 같은 국부 발진기(230)를 사용한다.
이후, 수신 신호는 가변 증폭기(204)에서 증폭되는데 그 이득은 이득 제어기(220)의 자동이득제어(AGC : Auto Gain Control)에 의해 결정된다. 이때, 모든 채널에 대한 수신기 이득은 단일 이득 제어 신호로 제어되어 채널 간의 이득 차이는 상수로 일정하게 유지되며, 그로 인하여 오차보정계수는 채널 간의 상대적인 전달함수로만 결정된다. 따라서 오차보정기는 자동이득제어에 의한 전달함수의 빠른 변화를 추적할 필요 없이 단지 온도와 습도에 의해 천천히 변하는 특성만을 추적하면 되는 것이다.
이후, 상기 가변 증폭기(204)를 통과한 신호는 앨리어싱 제거 필터(205)로 전달되어 잡음과 스피리어스가 제거되며, 이렇게 생성된 최종 수신 신호는 아날로그/디지털 변환기(206)에서 디지털로 바뀐 뒤 디지털 I/Q 복조기(DIQ)(207)에 의해 복소수 기저 대역 신호로 변환되어 오차보정부(400)로 전달된다.
한편, 상기 오차보정신호 발생부(300)는 오차보정신호를 발생시켜 상기 배열 안테나부(100)와 오차보정부(400)로 전달하는 역할을 한다.
여기서, 상기 오차보정신호 발생부(300)는 오차보정신호를 발생시키기 위한 오차보정신호 발생기(310), 상기 오차보정신호 발생기(310)로부터 생성된 디지털 오차보정신호를 아날로그 오차보정신호로 변환하기 위한 디지털/아날로그 변환기(320), 상기 복수채널 수신부(200) 내의 이득 제어기(220)의 제어에 따라 상기 오차보정신호를 증폭시키기 위한 가변 증폭기(330), 상기 가변 증폭기(330)에서 증폭된 오차보정신호의 주파수를 상향 변환하기 위한 주파수 혼합기(340), 및 주파수 상향 변환된 오차보정신호의 잡음을 제거하기 위한 이미지 제거 필터(350)를 포함한다.
그리고 상기 오차보정부(400)는 상기 복수채널 수신부(200)로부터의 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 오차보정신호 발생부(300)로부터의 오차보정신호를 전달받아 오차보정계수를 계산하여 수신 신호의 오차를 보정하고, 상기 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하는 역할을 한다.
여기서, 상기 오차보정부(400)는 상기 복수채널 수신부(200)의 채널 수에 상응하는 오차보정기(410)를 포함한다.
한편, 상기 빔형성부(500)는 상기 오차보정부(400)에서 오차보정된 수신 신호를 전달받아 안테나 빔을 형성하는 역할을 한다.
여기서, 상기 오차보정신호 발생부(300), 및 상기 오차보정부(400)를 도 1을 참조하여 좀 더 상세히 살펴보면 다음과 같다.
오차보정신호는 오차보정신호 발생기(310)에서 생성되어 디지털/아날로그 변환기(320), 가변 증폭기(330)와 주파수 혼합기(340), 및 이미지 제거 필터(350)를 거쳐 전력 분배기(130)와 결합기(120)를 통해 복수채널 수신부(200)의 각 채널로 주입된다. 이때, 오차보정신호에 대한 주파수 혼합기(340)는 가능한 한 균등 이득과 선형 위상 주파수 응답을 갖도록 하고, 상기 가변 증폭기(330)의 이득은 복수채널 수신부(200)의 이득 제어기(220)에 의해 제어된다.
그리고 복수채널 수신부(200)를 통과해 오차보정부(400)로 전달되는 수신 신호는 오차보정신호를 포함하는 신호이다. 이때, 오차보정신호는 수신 신호에 대해 간섭으로 작용한다. 따라서 오차보정부(400)는 오차보정계수를 계산한 후에 간섭 제거기를 통해 수신 신호로부터 오차보정신호를 제거한 후에 빔형성기(500)로 전달한다.
도 2는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 대한 기저대역 등가 모델을 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 오차보정신호는 전력 분배기(130) 및 결합기(120)를 통해 수신 채널에 주입된다. 이때, 열잡음
Figure 112006079191984-pat00005
는 공간적, 시간적으로 백색 가우스 잡음으로 가정한다. 또한, 복수채널 수신부(200)의 채널 잡음 지수가 같으므로 잡음은 동일한 분산을 갖는 것으로 가정하면, 각 수신기 출력에서의 잡음 전력은 수신기 이득과 잡음 온도에 의존한다.
그리고 RF 수신기의 전달함수는 FIR(Finite Impulse Response) 필터로 모델링 한다. 또한, 잡음은 RF 수신기(210)를 통해 전달되기 전에 안테나 수신 신호와 결합되는데 이는 통신 채널 등화 문제에서 잡음이 채널 왜곡 이후에 더해지는 것과는 다르다.
도 3은 본 발명에 따른 기지국 시스템에서 오차보정신호 발생기와 오차보정기를 상세 설명하기 위한 상세 구성도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 기지국 시스템에서 오차보정신호 발생기(310)는 오차보정비트 발생기(311), 펄스 성형 필터(312), 및 표적 응답 필터(313)를 포함하며, 오차보정부(400)는 오차보정계수 연산기(411), 및 오차보정 필터(412)를 포함한다.
먼저, 상기 오차보정신호 발생기(310)를 상세히 살펴보면 다음과 같다.
상기 오차보정비트 발생기(311)는 실수값인 오차보정비트 신호를 생성하는 역할을 한다.
그리고 상기 펄스 성형 필터(312)는 상기 오차보정비트 발생기(311)에서 생성한 오차보정비트 신호를 전달받아 펄스 성형하는 역할을 한다.
이때, 본 발명에서의 펄스 성형 필터(312)는 오차보정신호에만 적용되는 것으로서, 일반적인 통신 시스템에서의 송/수신 신호에 대한 펄스 성형 필터와는 무관하다.
오차보정신호의 대역폭은 오차보정을 하는 시스템의 대역폭을 포함하도록 정해진다. 일반적인 통신 시스템에서 RF 수신기의 대역폭은 안테나 신호보다 넓으므로, 여기서 오차보정신호의 대역폭은 안테나 신호의 대역폭보다 넓어야 한다.
그리고 상기 표적 응답 필터(313)는 상기 펄스 성형 필터(312)로부터 펄스 성형된 오차보정비트 신호를 전달받아 상기 복수채널 수신부(200)의 전체 채널의 전달함수를 결정하는 역할을 한다. 예를 들어, 단일 반송파 통신 시스템에서 표적 응답 필터는 SRRC(square root raised cosine) 필터가 된다.
그리고 오차보정비트 발생기(311)와 표적 응답 필터(313)의 출력은 오차보정신호 지연을 보상하도록 일정 시간 지연 후, 오차보정부(400)에 전달되어 오차보정계수를 계산하는 데에 이용된다.
다음으로, 상기 오차보정부(400)에 대하여 상세히 살펴보면 다음과 같다.
여기서, 오차보정부(400)는 m개의 오차보정기(410)로 구성된다. 각 오차보정기(410)는 오차보정계수 연산기(411), 및 오차보정 필터(412)를 포함하며, 각 오차보정기(410)는 하나의 수신 채널에 할당되어 독립적으로 작동한다.
상기 오차보정계수 연산기(411)는 상기 배열 안테나부(100)로부터
Figure 112006079191984-pat00006
간격으로 전달받은 오차보정신호와 상기 오차보정신호 발생부(300)로부터 전달받은 오차보정비트 신호, 및 오차보정 필터(412)로부터 전달받은 오차보정 필터링값을 제로-포싱 적응 알고리즘(제로-포싱 등화 알고리즘)에 적용하여 오차보정 필터의 탭 계수를 계산하는 역할을 한다.
여기서, 상기 오차보정계수 연산기(411)는 각 채널에 할당되어 제로-포싱(zero-forcing) 적응 알고리즘을 이용하여 해당 오차보정 필터(412)의 탭 계수를 계산한다. 제로-포싱 적응 알고리즘은 잡음은 무시하고 채널 왜곡만을 고려하기 때문에 RF 오차보정에 적합하다.
그리고 각 채널에 할당된 상기 오차보정 필터(412)는 피드포워드 필터링 구조를 가지며, 상기 오차보정계수 연산기(411)로부터 전달받은 탭 계수와 상기 복수채널 수신부(200)로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 이용하여 해당 채널의 전달함수 왜곡을 보상하는 역할을 한다.
여기서, 상기 오차보정 필터(412)는 복소 곱셈기(413), 버퍼(414), 및 결합기(415)를 포함하며, 하나의 복소 곱셈기(413)가 매 K 버퍼(414)마다 할당되어 필터의 기저대역 응답의 복제 신호가 고주파 대역에서 나타나도록 해준다. 이 복제 신호는 전 대역에 걸쳐 잡음 전력을 증가시킬 수 있으나 고주파 대역에서의 잡음은 표면 탄성파(SAW) 필터와 앨리어싱 제거 필터에 의해 실제로 필터링 되기 때문에 샘플링된 수신 신호가 신호 대역폭의 4배 또는 8배가 된다면 복제 신호에 의한 잡음 증가는 무시할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법에 대한 일실시예 흐름도로서, 외부로부터의 수신 신호를 배열 안테나에서 수신하고 있다는 가정하에 그 동작 과정이 시작된다.
먼저, 오차보정신호 발생부(300)가 오차보정신호를 생성한다(610).
이후, 배열 안테나부(100)가 외부로부터 수신되는 수신 신호에 오차보정신호를 결합한다(620).
이후, 복수채널 수신부(200)가 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 신호처리하여 오차보정부(400)로 전달한다(630).
이후, 오차보정부(400)가 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 오차보정신호 발생부(300)로부터 전달받은 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 계산하여 수신 신호의 오차를 보정한다(640).
이후, 오차보정부(400)가 수신 신호의 오차보정 후 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거한다(650).
이후, 빔형성부(500)가 오차보정된 수신 신호를 전달받아 안테나 빔을 형성한다(660).
일반적으로 광대역 수신기에서의 오차보정은 다중경로 효과에 의한 심벌 간 간섭(ISI : Inter Symbol Interference)을 제거하는 채널 등화 방법과 유사하다. 종래의 채널 등화 방법에서는 MMSE(minimum mean squared error) 기반 알고리즘이 주로 이용되었으며, 제로-포싱 적응 알고리즘은 간단함에도 불구하고 잡음을 고려하지 않아 잡음 향상 효과가 있기 때문에 거의 이용되지 않았다.
그러나 수신기 오차보정에는 제로-포싱 적응 알고리즘이 MMSE 기반 알고리즘보다 적합한데, 이는 오차보정의 목적이 수신기 왜곡만을 보정하는 것이기 때문이다. 이러한 제로-포싱 적응 알고리즘은 전체 신호 경로의 임펄스 응답에서 정확한 시간점 이외의 지점에서는 0으로 채워 넣는다.
본 발명에서는 오차보정계수를 계산하기 위해 제로-포싱 적응 알고리즘을 이용한다. 각 채널에 대해서 오차보정기(410)는 모두 같으므로 한 채널에 대한 알고리즘으로 전체 동작을 설명하기에 충분하다. 본 발명에서는 m번째 채널을 예를 들어 설명하기로 한다.
m번째 채널에 대한 오차보정기(410)의 출력은 하기의 [수학식 2]와 같다.
Figure 112004058694729-pat00007
여기서,
Figure 112006079191984-pat00008
은 오차보정비트 신호이고,
Figure 112006079191984-pat00009
은 m번째 채널 출력에서의 수신 신호와 잡음의 합이다. 또한,
Figure 112006079191984-pat00010
은 오차보정 출력에서의 오차보정비트에 대한 복소 임펄스 응답으로서 하기의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00011
여기서,
Figure 112006079191984-pat00012
은 컨벌루션을 뜻하고
Figure 112006079191984-pat00013
와
Figure 112006079191984-pat00014
는 도 3에서의 크기 이득이다. 또한,
Figure 112006079191984-pat00015
과
Figure 112006079191984-pat00016
은 각각 m번째 채널에 대한 오차보정 필터(412)와 RF 수신기(210)의 임펄스 응답이며,
Figure 112006079191984-pat00017
는 펄스 성형 필터(312)의 임펄스 응답이고,
Figure 112006079191984-pat00018
은 m번째 채널의 전력 분배기(130)의 전달함수이다.
본 발명에 따른 제로-포싱 적응 알고리즘은 후술하는 [수학식 4] 내지 [수학식 6]을 이용하여 비용 함수를 최소화하는 탭 계수 벡터를 찾는다.
Figure 112004058694729-pat00019
여기서, Re(.)과 Im(.)은 각각 복소값의 실수부와 허수부를 나타낸다. 그리고
Figure 112006079191984-pat00020
는
Figure 112006079191984-pat00021
이 수렴하는 기준 임펄스 응답이며 하기의 [수학식 5]와 같이 주어진다.
Figure 112004058694729-pat00022
여기서,
Figure 112006079191984-pat00023
는 표적 응답 필터(313)의 임펄스 응답이다. 상기의 [수학식 3]에서의
Figure 112006079191984-pat00024
은
Figure 112006079191984-pat00025
이
Figure 112006079191984-pat00026
에 수렴함에 따라
Figure 112006079191984-pat00027
에 수렴하는데 이는 m번째 RF 수신기(210)의 전달함수 왜곡이 오차보정 필터(412)에 의해 보정됨을 나타낸다.
한편, 비용함수를 최소화하는 오차보정계수 벡터는 하기의 [수학식 6]과 같이 계산된다.
Figure 112004058694729-pat00028
여기서,
Figure 112004058694729-pat00029
은 탭 계수 벡터이고 μ는 적응 상수이다. 또한,
Figure 112004058694729-pat00030
는
Figure 112004058694729-pat00031
에 대한 의 복소 미분 벡터를 뜻하며 하기의 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00033
여기서,
Figure 112006079191984-pat00034
과
Figure 112006079191984-pat00035
은 각각
Figure 112006079191984-pat00036
의 실수부와 허수부이며, 미분 벡터의 i번째 실수부와 허수부는 하기의 [수학식 8] 및 [수학식 9]와 같다.
Figure 112004058694729-pat00037
Figure 112004058694729-pat00038
여기서, sign(.)은 부호 함수이고
Figure 112004058694729-pat00039
은 전체 임펄스 응답과 기준 응답의 차이이다.
그리고
Figure 112006079191984-pat00040
을 오차보정기(410) 입력에서의 오차보정비트에 대한 임펄스 응답으로 두면
Figure 112006079191984-pat00041
는 하기의 [수학식 10]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00042
여기서,
Figure 112006079191984-pat00043
과
Figure 112006079191984-pat00044
은 각각
Figure 112006079191984-pat00045
의 실수부와 허수부이며, 이로부터
Figure 112006079191984-pat00046
는 하기의 [수학식 11]과 같이 표현된다.
Figure 112004058694729-pat00047
여기서,
Figure 112004058694729-pat00048
이 최고값을 가지며 다른 값보다 훨씬 큰 점을 가질 때, 즉
Figure 112004058694729-pat00049
일 때 상기의 [수학식 11]은 하기의 [수학식 12]와 같이 표현된다.
Figure 112004058694729-pat00050
따라서 이로부터 오차보정계수는 2L+1 개의 독립된 식으로 분해되며 하기의 [수학식 13]과 같이 표현된다.
Figure 112004058694729-pat00051
여기서,
Figure 112004058694729-pat00052
의 크기와 위상은 1과
Figure 112004058694729-pat00053
으로 가정한다.
또한, 오차보정비트는 상호 상관성이 없으므로 앙상블 평균을 구하면 하기의 [수학식 14]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00054
여기서,
Figure 112006079191984-pat00055
은 오차보정신호이며, 이로부터 오차보정계수는 하기의 [수학식 15]와 같이 구해진다.
Figure 112004058694729-pat00056
여기서, 부호 함수와 앙상블 평균 연산자를 제거하고 스토캐스틱 그레디언트 식으로 변환하여 최종적으로 오차보정계수를 구하면 하기의 [수학식 16]과 같이 된다.
Figure 112004058694729-pat00057
지금까지는 오차보정계수를 구하는 방법을 상세히 살펴보았다. 이후로는 오차보정신호의 전력제어 방법에 대하여 살펴보기로 한다.
오차보정신호의 전력은 오차보정신호 대 잡음 비(이하, "CSNR"이라 함)가 상수로 유지되도록 제어되어야 한다. CSNR에서의 잡음은 안테나 신호와 열잡음을 의미하며, 이 CSNR 제어는 실시간 오차보정에서는 필수적이다.
오차보정신호의 전력이 안테나를 통해 수신되는 수신 신호 전력보다 훨씬 크게 되면 수신기의 이득은 오차보정신호에 좌우되어 양자화 오차가 증가하게 된다. 반면에 오차보정신호의 전력이 수신 신호에 비해 너무 작으면 오차보정계수를 계산하는 알고리즘 성능이 저하되는 문제점이 생긴다.
따라서 오차보정 시에는 CSNR을 일정하게 하는 것 외에 오차보정기(410) 입력에서 오차보정신호의 전력을 고정시킬 필요가 있다. 수신기의 이득은 이득 제어기(220) 내의 자동이득제어(AGC) 회로에 의해 계속적으로 급격히 변하기 때문에 오차보정기(410) 입력에서의 오차보정신호 전력을 적절히 제어하지 않는다면 시간적으로 급격히 변하게 된다. 이렇게 되면 상대적으로 수렴 속도가 느린 오차보정기(410)는 이 변화를 따라갈 수가 없으며, 또한 간섭 제거기로부터 오차보정신호를 제거하는 것이 어려워진다. 따라서 수신기의 오차보정 시에 오차보정신호의 전력 제어는 꼭 필요한 요소이다.
본 발명에 따른 오차보정신호의 전력 제어를 수식적으로 설명하면 다음과 같다.
협대역 가정을 적용하면 m번째 오차보정기(410) 입력에서의 수신 신호는 하기의 [수학식 17]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004058694729-pat00058
여기서,
Figure 112006079191984-pat00059
는 오차보정신호이며
Figure 112006079191984-pat00060
은 그 크기를 나타낸다. 또한,
Figure 112006079191984-pat00061
는 안테나 수신 신호와 잡음의 합이다. 오차보정신호와 수신 신호 및 잡음의 합은 서로 상관성이 없으므로 오차보정기(410) 입력에서의 신호 전력은 하기의 [수학식 18]과 같다.
Figure 112004058694729-pat00062
여기서,
Figure 112006079191984-pat00063
은 오차보정신호 전력이고
Figure 112006079191984-pat00064
은 안테나 수신 신호 및 잡음의 합 전력이다.
그리고 오차보정신호 전력 대 잡음 비(CSNR)는 하기의 [수학식 19]와 같이 정의한다.
Figure 112004058694729-pat00065
여기서,
Figure 112004058694729-pat00066
이고
Figure 112004058694729-pat00067
으로 M개의 수신 채널에 대한 평균값을 의미한다.
그리고 전체 수신 신호 전력
Figure 112006079191984-pat00068
는 이득 제어기(220)의 자동이득제어에 의해 고정값을 갖도록 제어되므로 CSNR은 하기의 [수학식 20]과 같이 오차보정신호만을 제어하여 조정된다.
Figure 112004058694729-pat00069
여기서,
Figure 112006079191984-pat00070
는 오차보정신호 전력을 제어하기 위해 사용되는 가변 증폭기(330) 이득의 로그값이며,
Figure 112006079191984-pat00071
는 이득 제어기(220)의 자동이득제어에 의해 계산된 수신기의 이득
Figure 112006079191984-pat00072
에 대한 로그값의 시간 증분이다.
또한,
Figure 112006079191984-pat00073
는 기준 오차보정신호 전력
Figure 112006079191984-pat00074
와 추정된 오차보정신호 전력
Figure 112006079191984-pat00075
과의 차이이며, ρ는 수렴 속도를 결정하는 상수이다. 그리고
Figure 112006079191984-pat00076
는 오차보정신호 전력이 기준 전력에 수렴한 후에 출렁거림을 제거한다.
상기의 [수학식 17] 내지 [수학식 20]을 이용하여 공간적으로 평균된 오차보정신호의 전력은 하기의 [수학식 21]과 같이 추정된다.
Figure 112004058694729-pat00077
여기서,
Figure 112006079191984-pat00078
은 오차보정신호
Figure 112006079191984-pat00079
의 전력이고
Figure 112006079191984-pat00080
는
Figure 112006079191984-pat00081
의 샘플이다. 또한,
Figure 112006079191984-pat00082
로서
Figure 112006079191984-pat00083
는
Figure 112006079191984-pat00084
의 샘플을 의미한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같은 본 발명은, 복수채널 수신기에 제로-포싱 등화 알고리즘을 적용함으로써, 각 수신 채널이 동일한 전달함수 특성을 갖도록 하여 배열 안테나 시스템에서 복수채널 수신기의 채널 간의 오차를 보정할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 각 수신기의 비선형 주파수 응답에 의한 신호 왜곡을 보상함으로써, 배열 안테나 시스템에서 복수채널 수신기 채널 내의 주파수 비선형성을 보정할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 수신기의 오차보정 시 오차보정신호의 전력을 제어함으로써, 오차보정신호의 시스템에 대한 간섭을 최소화할 수 있는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템에 있어서,
    외부로부터 수신된 수신 신호에 오차보정신호 발생부로부터의 오차보정신호를 결합하기 위한 배열 안테나부;
    상기 배열 안테나부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 신호처리하여 출력하기 위한 복수채널 수신부;
    오차보정신호를 발생시켜 상기 배열 안테나부와 오차보정부로 전달하기 위한 상기 오차보정신호 발생부;
    상기 복수채널 수신부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 오차보정신호 발생부로부터 전달받은 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 계산하여 수신 신호의 오차를 보정하고, 상기 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하기 위한 상기 오차보정부; 및
    상기 오차보정부로부터 오차보정된 수신 신호를 전달받아 안테나 빔을 형성하기 위한 빔형성부
    를 포함하는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 오차보정신호 발생부는,
    오차보정신호를 발생시키기 위한 오차보정신호 발생기;
    상기 오차보정신호 발생기로부터의 디지털 오차보정신호를 아날로그 오차보정신호로 변환하기 위한 디지털/아날로그 변환기;
    상기 복수채널 수신부로부터의 이득 제어에 따라 상기 디지털/아날로그 변환기로부터의 오차보정신호를 증폭시키기 위한 가변 증폭기;
    상기 가변 증폭기에서 증폭한 오차보정신호의 주파수를 상향 변환시키기 위한 주파수 혼합기; 및
    상기 주파수 혼합기에서 주파수 상향 변환시킨 오차보정신호의 잡음을 제거하기 위한 이미지 제거 필터
    를 포함하는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 오차보정신호 발생기는,
    실수값인 오차보정비트 신호를 생성하기 위한 오차보정비트 발생기;
    상기 오차보정비트 발생기에서 생성한 오차보정비트 신호를 전달받아 펄스 성형하기 위한 펄스 성형 필터; 및
    상기 펄스 성형 필터에서 펄스 성형한 오차보정비트 신호를 전달받아 상기 복수채널 수신부의 전체 채널의 전달함수를 결정하기 위한 표적 응답 필터
    를 포함하는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 오차보정부는,
    상기 복수채널 수신부의 채널 수에 상응하는 개수의 오차보정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 각 오차보정기는,
    상기 복수채널 수신부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 오차보정신호 발생부로부터 전달받은 오차보정비트 신호, 및 오차보정 필터로부터 전달받은 오차보정 필터링값을 제로-포싱 적응 알고리즘에 적용하여 상기 오차보정 필터의 탭 계수를 추정하기 위한 오차보정계수 연산기; 및
    상기 오차보정계수 연산기로부터 전달받은 탭 계수와 상기 복수채널 수신부로부터 전달받은 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 이용하여 해당 채널의 전달함수 왜곡을 보상하기 위한 상기 오차보정 필터
    를 포함하는 복수채널 수신기의 오차보정 기능을 가지는 기지국 시스템.
  6. 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법에 있어서,
    오차보정비트 신호를 생성하고 필터링을 통하여 오차보정신호를 발생시키는 오차보정신호 발생 단계;
    외부로부터 수신되는 수신 신호에 상기 발생시킨 오차보정신호를 결합하여 신호처리하는 단계;
    상기 오차보정신호가 결합된 수신 신호와 상기 발생시킨 오차보정신호를 이용하여 오차보정계수를 추정하여 수신 신호의 오차를 보정하는 오차보정 단계; 및
    오차보정신호의 전력을 제어하여 수신 신호에 결합된 오차보정신호를 제거하는 오차보정신호 전력 제어 단계
    를 포함하는 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 오차보정 단계는,
    오차보정 필터의 탭 계수 벡터를 찾기 위해 표적 응답 필터의 출력신호와 오차보정신호가 결합된 수신 신호를 제로-포싱 적응 알고리즘에 적용하여 비용함수를 생성하는 단계;
    상기 비용함수를 최소화하는 복소수 오차보정계수 벡터를 찾기 위하여 복소수 미분과정을 수행하는 단계; 및
    상기 복소수 미분과정의 결과에서 얻어진 복소수 오차보정 벡터를 스토캐스틱 그레디언트 형태로 변환하여 오차보정계수를 계산하는 단계
    를 포함하는 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법.
  8. 제 6항 또는 제 7항에 있어서,
    상기 오차보정신호 전력제어 단계는,
    오차보정신호 전력제어를 상기 복수채널 수신기의 자동이득제어와 반대로 하여 오차보정신호의 전력을 일정하게 유지하는 것을 특징으로 하는 기지국 시스템에서 복수채널 수신기의 오차보정 방법.
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