JP3375139B2 - アダプティブアレイ送受信機 - Google Patents

アダプティブアレイ送受信機

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JP3375139B2 JP53415298A JP53415298A JP3375139B2 JP 3375139 B2 JP3375139 B2 JP 3375139B2 JP 53415298 A JP53415298 A JP 53415298A JP 53415298 A JP53415298 A JP 53415298A JP 3375139 B2 JP3375139 B2 JP 3375139B2
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、ディジタル無線通信において干渉波及び
符号間干渉による劣化を抑圧するアダプティブアレイ送
受信機に関するものであり、特に、上り回線と下り回線
で同一キャリア周波数を使用するTDD方式におけるアダ
プティブアレイ送受信機に関する。
従来の技術 ディジタル移動通信においては、周波数の有効利用を
図るため周波数のゾーンを繰り返しを行っており、同一
チャネル干渉対策が重要な課題の一つである。干渉キャ
ンセラの一種であるアダプティブアレイはその有望な技
術の一つであり、上り回線における基地局受信を例に、
その動作を図１を用いて説明する。アダプティブアレイ
によれば、アレイアンテナ11を構成する複数のアンテナ
からの受信信号の位相、振幅を制御して合成することに
より、アレイアンテナ全体としての指向性10を適応的に
制御して干渉波を抑圧することができる。図１に示す例
において、基地局BSが移動局M1からの送信波を受信する
場合は、干渉局となる移動局M2及びM3からの受信波を抑
えるため、移動局M2及びM3の方向に対してアレイアンテ
ナ11のアンテナゲインを下げて受信される干渉を抑え、
移動局M1方向のアンテナゲインを高くして希望波が十分
大きなレベルで受信されるようにしている。
図２はTDD（Time Division Duplex）方式におけるフ
レーム構成を示す。TDD方式では、図２行Ａに示すよう
に、例えば移動局M1,M2,M3が同一周波数のキャリアを時
分割で使用し、しかも各移動局の使用する上り回線（ア
ップリンク）ULと下り回線（ダウンリンク）DLのキャリ
ア周波数も同じである。従って、例えば移動局M1は図２
行Ｂに示すように、与えられたタイムスロットの上り回
線ULでバースト状に信号を基地局に送信し、下り回線DL
でバースト状に基地局からの信号を受信する。各バース
ト信号はトレーニング信号TRとそれに続くデータ信号DA
TAとから構成され、上りバースト信号と下りバースト信
号はガードタイムTGを間に挟んで隣接している。従っ
て、伝送路のインパルスレスポンスが上下バーストの間
に急激に変動しなければ、上り回線と下り回線の伝送路
インパルスレスポンスはほぼ同じと見なせる。ガードタ
イムTGは伝送路の比較的長い伝送路遅延を考慮して決め
られる。
この様に、TDD方式のように上り回線と下り回線で同
一のキャリア周波数を用いる方式では、隣接する上りバ
ースト信号と下りバースト信号はほぼ同じ伝送路を伝搬
すると見なせるので、上り回線と下り回線の伝送路のイ
ンパルスレスポンスも同じであるとみなせる。従って、
上り回線で得られた受信アンテナゲインのパターンを、
下り回線の送信アンテナパターンとして用いれば、下り
回線の移動局における受信干渉を低減できる。このこと
を図１で説明するならば、受信アンテナゲイン10を送信
アンテナパターンとすると、移動局M2及びM3の方向に電
波は飛ばす移動局M1の方向に送信波が送信されるので、
移動局M2及びM3における干渉を抑えることができる。
この送信方式を用いたアダプティブアレイ送受信機が
例えば冨里 繁，松本 正による“TDD移動通信システ
ムにおけるアダプティブアレイ送受アレーの効果",B−
５−87,1997年電子情報通信学会総合大会に、示されて
おり、その構成を多少補って図３に示す。なお、図３に
おいて受信ベースバンド信号のサンプリング周期TSは変
調のシンボル周期Ｔに等しいとする。
アレイアンテナ11を構成するＱ（Ｑは２以上の整数）
本の送受共用アンテナ111〜11Qから送受分波器121〜12Q
を通った受信波は、それぞれ対応するベースバンド受信
信号発生器131〜13Qでベースバンド帯に変換され、受信
ベースバンド信号として出力端子141〜14Qから出力され
る。ここで、受信ベースバンド信号は同相成分と直交成
分を有する信号であり、図中のベースバンド受信信号発
生器131〜13Qは受信部13を構成している。以後、ベース
バンド信号は全て、同相成分を実部、直交成分を虚部と
する複素表示で表わすことにする。送受共用アンテナ11
1〜11Qからの高周波受信信号に対応する受信ベースバン
ド信号x1（ｉ）〜xQ（ｉ）は、複素乗算器151〜15Qでそ
れぞれ重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊が乗算された後、複素加
算器16で互いに加算され合成信号ｙ（ｉ）として出力さ
れる。この重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を適応的に制御する
ことでアレイアンテナ11の受信アンテナゲインの指向性
を制御することができ、従って干渉波を抑圧するように
合成信号ｙ（ｉ）を生成することができる。ここで、複
素乗算器151〜15Qと複素加算器16は線形合成部20を構成
している。判定器17は合成信号ｙ（ｉ）を硬判定して判
定信号を出力端子18から出力する。
パラメータ推定の初期収束の為に既知のトレーニング
信号を使用するものとし、受信信号は、図２で説明した
ようにトレーニング信号の後にデータ信号が続くバース
ト構成で送られるものとする。スイッチ回路19は、トレ
ーニング信号区間ではトレーニング信号メモリ21が出力
するトレーニング信号を、続くデータ信号区間では判定
信号を出力する。複素減算器22は、スイッチ回路19の出
力と複素加算器16からの合成信号との差分を誤差信号ｅ
（ｉ）として出力する。ここで、判定器17、スイッチ回
路19、トレーニング信号メモリ21と複素減算器22は信号
判定部24を構成している。パラメータ推定部23は、受信
ベースバンド信号群x1（ｉ）〜xQ（ｉ）と誤差信号ｅ
（ｉ）を入力として、誤差信号ｅ（ｉ）の２乗平均が最
小になるように、最小２乗法のアルゴリズムを用いて重
み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を推定する。
一方、送信信号は入力端子25から入力しハイブリッド
26を通って、複素乗算器271〜27Qへと入力される。複素
乗算器271〜27Qでは、送信信号に上述の重み付け係数w1
＊〜wQ ＊をそれぞれ乗算する。これは、送信アンテナパ
ターンを受信アンテナパターンに一致させることと等価
な操作である。ここで、ハイブリッド26と複素乗算器27
1〜27Qは送信ベースバンド生成部30を構成している。複
素乗算器271〜27QのＱ個の出力信号は、送信ベースバン
ド信号としてRF変調波発生器281〜28QでそれぞれRF周波
数帯に変換され、送受分波器121〜12Qを通って対応する
送受共用アンテナ111〜11Qから送信される。ここで、RF
変調波発生器281〜28Qは送信部28を構成している。
上記のベースバンド受信信号発生器131〜13QとRF変調
波発生器281〜28Qは、キャリア信号発生器29が出力する
キャリア信号により、周波数ダウンコンバート及びアッ
プコンバートを行う。図４にベースバンド受信信号発生
器13q（ｑ＝1,…,Q）の構成を示す。入力端子31qから入
力する受信波は、低雑音アンプ32で増幅された後にハイ
ブリッド33で分岐される。その１つの信号は、入力端子
34からのキャリア信号を乗算器35で乗算された後に、低
域通過フィルタ36へ入力され、その後、A/D変換器37で
サンプリング周期TSごとにサンプリングされディジタル
信号に変換される。ハイブリッド33よりの他方の信号は
移相器38で90度位相回転したキャリア信号と乗算器39で
乗算され、低域通過フィルタ41へ入力された後にA/D変
換器42でサンプリングされ、ディジタル信号に変換され
る。この操作は準同期検波であり、A/D変換器37及び42
の出力は準同期検波信号の同相成分及び直交成分に相当
し、２つを合わせて受信ベースバンド信号xqとして出力
端子14qから出力され、図３の乗算器15qに供給される。
次に、図５にRF変調波発生器28q（ｑ＝1,…,Q）の構
成を示す。入力端子44qから送信ベースバンド信号vqが
入力する。送信ベースバンド信号vqの同相成分は乗算器
45で入力端子34からのキャリア信号が乗算される。一
方、直交成分は移相器46で90度位相回転したキャリア信
号が乗算器47により乗算される。乗算器45及び47の出力
は加算器48で合成された後、送信アンプ49で増幅され、
出力端子51qから出力され、図３の送受分波器12qを経て
アンテナ11qに供給される。
さて、図３に示したアダプティブアレイ送受信機で
は、遅延波の遅延時間が変調のシンボル周期Ｔの0.2倍
より長くなると符号間干渉が無視できなくなる。そのよ
うな遅延波が到来する場合、即ち周波数選択性フェージ
ング条件において、希望局からの遅延波は干渉波として
除去されるので無駄になってしまい、希望局からの電波
を有効に受信してないことになる。加えて、アンテナの
数をＱとし、希望波の遅延波も含めて干渉波の数をＱ以
上とすれば、Ｑ−１までの干渉波しか除去できないの
で、希望波の遅延波を除去する分、他干渉局からの電波
を除去できなくなり、受信伝送特性が劣化する。また、
アダプティブアレイ送受信機の送信波を受信する移動局
は、遅延波による符号間干渉の劣化を抑えるため、受信
機に等化器の機能を付加しなくてはならず、移動局の受
信機のハードウエア規模は膨大なものとなる。
以上説明したように、従来のアダプティブアレイ送受
信機では、周波数選択性フェージング条件で、希望局か
らの電波を有効に受信できず、他局からの干渉波を除去
しきれないので受信伝送特性が劣化し、加えて、送信波
を受信する移動局の受信機に等化器の機能か必要となり
ハードウエア化が困難になるという欠点があった。
この発明の目的は、周波数選択性フェージング条件の
場合でも受信伝送特性が劣化せず、かつ移動局の受信機
に等化器の機能を必要としないアダプティブアレイ送受
信機を提供することにある。
発明の開示 TDD方式を使うこの発明によるアダプティブアレイ送
受信機は： Ｑ（Ｑは２以上）本の送受共用アンテナからの受信波
をベースバンドに変換し受信ベースバンド信号群を出力
する受信手段と、 上記受信ベースバンド信号群に対して各々重み付け係
数により重み付けを行い、それによって得られた重み付
け受信ベースバンド信号を足し合わせて合成信号を生成
する線形合成手段と、 帰還複素シンボル信号と帰還形フィルタ係数との畳み
込み演算を行い、それによって得られた演算結果を帰還
信号として出力する帰還形フィルタ手段と、 上記合成信号と上記帰還信号を入力として信号判定を
行い判定信号を出力し、更にその信号判定に伴う誤差信
号と上記帰還複素シンボル信号とパラメータ推定用複素
シンボルを出力する信号判定手段と、 上記受信ベースバンド信号群と上記パラメータ推定用
複素シンボル信号と上記誤差信号を入力し、上記誤差信
号の２乗平均が最小になるように、上記重み付け係数と
上記帰還形フィルタ係数を推定し出力するパラメータ推
定手段と、 上記帰還形フィルタ係数を、遅延した送信歪信号に畳
み込み演算して推定伝送路歪を得て、送信信号から上記
推定伝送路歪を減算し、その減算結果を上記送信歪信号
として生成する送信歪手段と、 上記送信歪信号に上記重み付け係数との重み付け演算
を行い、Ｑ個の送信ベースバンド信号を生成する送信ベ
ースバンド生成手段と、 上記送信ベースバンド信号をRF周波数に変換して対応
する上記送受共用アンテナから送信する送信手段、 とを含む。
上記信号判定手段は、合成信号を硬判定する判定帰還
を行うものでもよいし、レプリカ信号との差分を誤差信
号として、この誤差信号を基に最尤系列推定により信号
判定を行う最尤系列推定を行うものでもよい。
図面の簡単な説明 図１は基地局における従来のアダプティブアレイのア
ンテナ指向特性と基地局及び移動局位置の関係例を示す
図。
図２はTDDにおけるバースト信号のフレーム構成を示
す図。
図３は従来のアダプティブアレイ送受信機の機能的構
成を示すブロック図。
図４は図３におけるベースバンド受信信号発生器13の
機能的構成を示すブロック図。
図５は図３におけるRF変調波発生器28の機能的構成を
示すブロック図。
図６はこの発明の実施例１の機能構成を示すブロック
図。
図７はこの発明の実施例２中のアダプティブアレイ等
化受信部の機能構成を示すブロック図。
図８は図７におけるビタビアルゴリズムによるトレリ
ス図の例。
図９は図７の変形実施例を示す機能構成ブロック図。
図10は図７の他の変形実施例を示す機能構成ブロック
図。
図11は図６の変形実施例を示す機能構成ブロック図。
図12は図７の更に他の変形実施例を示す機能構成ブロ
ック図。
図13は乗算器としてトランスバーサルフィルタを使用
した場合の実施例を示す機能ブロック図。
図14は図13におけるトランスバーサルフィルタの構成
例を示すブロック図。
図15は分数間隔形トランスバーサルフィルタの例を示
すブロック図。
図16Aはトレーニング信号区間において複素乗算器77
に与える利得制御信号を示す波形図。
図16Bは図16Aの利得制御信号によってパルス化された
送信歪信号ｂ（ｉ）の波形図。
発明を実施するための最良の形態 実施例１ この発明の実施例１の構成を図６に示す。ただし、ア
レイアンテナ11,送受分波部12、ベースバンド受信信号
発生部13、及びRF変調波発生部28の構成は図３における
ものと同様なので、図にはブロックのみを示してある。
ここでは、サンプリング周期TSはシンボル周期Ｔに等し
く、希望波の遅延波の最大遅延時間を1Tとする。端子14
1〜14Qから受信ベースバンド信号群x1（ｉ）〜xQ（ｉ）
が入力する。送受共用アンテナ111〜11Qからの高周波受
信信号に対応する受信ベースバンド信号x1（ｉ）〜x
Q（ｉ）は、複素乗算器151〜15Qで重み付け係数w1 ＊〜w
Q ＊をそれぞれ乗算された後、複素加算器16で互いに加
算され、合成信号ｙ（ｉ）として出力される。この重み
付け係数w1 ＊〜wQ ＊を適応的に制御することで受信アン
テナゲインの指向性を制御することができ、干渉波を抑
圧するように合成信号ｙ（ｉ）を生成することができ
る。ここで、複素乗算器151〜15Qと複素加算器16は線形
合成部20を構成している。
この実施例では、パラメータ推定の初期収束の為にス
イッチ回路19が、トレーニング信号区間ではトレーニン
グ信号メモリ21から読み出された既知のトレーニング信
号を減算器22に与え、合成信号との誤差信号ｅ（ｉ）を
得る。それに基づいて、後述するようにパラメータ推定
部71は伝送路のインパルス応答（帰還形フィルタ係数wb
＊に対応）及び重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を推定する。ト
レーニング信号に続くデータ信号区間ではスイッチ回路
19は判定器17が出力する判定信号を減算器22に与えて合
成信号と比較し、それら間の誤差ｅ（ｉ）に基づいてパ
ラメータ推定回路71は帰還形フィルタ係数wb ＊と重み付
け係数w1 ＊〜WQ ＊を適応的に更新する。
この実施例ではスイッチ回路19の出力である複素シン
ボル信号aR（ｉ）を遅延素子62で1T遅延させ、複素乗算
器63で帰還形フィルタ係数wb ＊を畳み込み演算（乗算）
し、帰還信号として出力する。帰還信号は遅延波による
符号間干渉を推定したものであり、複素乗算器63は帰還
形フィルタ部64を構成している。複素減算器65は、符号
間干渉を除去するため、合成信号ｙ（ｉ）から帰還信号
を差し引いて符号間干渉除去信号を生成し、判定器17へ
与える。判定器17はこの信号を硬判定して判定信号を出
力端子18から出力する。複素減算器22は、符号間干渉除
去信号と、判定信号であるスイッチ回路19の出力a
R（ｉ）との差分を誤差信号ｅ（ｉ）として出力し、パ
ラメータ推定部71に与える。遅延素子62、複素減算器22
及び65、判定器17、スイッチ回路19とトレーニング信号
メモリ21は、信号判定部67を構成し、信号判定部67と帰
還フィルタ部64は判定帰還形の等化器66を構成してい
る。また、線形合成部20と等化器66とを併せて、アダプ
ティブアレイ等化受信部60と呼ぶことにする。
パラメータ推定部71は、受信ベースバンド信号群x
1（ｉ）〜xQ（ｉ）と、遅延した判定信号である遅延素
子出力aR（ｉ−１）と、誤差信号ｅ（ｉ）とを入力とし
て、誤差信号ｅ（ｉ）の平均２乗が最小になるように最
小２乗法のアルゴリズムを用いて重み付け係数w1 ＊〜wQ
＊と帰還形フィルタ係数wb ＊を推定し出力する。
上述の信号判定部67では遅延波による信号間干渉を除
去しているので、上述の線形合成部20において希望波の
遅延波は除去されていない。線形合成部20においては、
アンテナの数をＱとすればＱ−１までの干渉波しか除去
できないので、希望波の遅延波を除去しなくてすむ分、
他干渉局からの電波を除去できることになる。一方、図
３に示した従来のものは、信号判定部24において合成信
号から符号間干渉を除去する構成になっておらず、パラ
メータ推定部23における適応アルゴリズムによりむしろ
希望局からの遅延波成分は干渉波とみなされ、線形合成
部20に対する重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を制御することで
除去されてしまうので、その分、他の干渉局からの除去
できる干渉波の数が減ることになる。従って、この実施
例の方がより他干渉局からの電波を除去できる分、受信
伝送特性が改善される。
次に、図６の送信部について説明する。前述のよう
に、TDD方式では上り回線と下り回線は同一キャリア周
波数を用いるため、上り回線、下り回線の伝送路はほぼ
同じとみなすことができる。そこで、送信側では、受信
側で上り信号の最後のシンボルを受信したときに算出し
た帰還形フィルタ係数wb ＊を複素乗算器74でそのまま使
い、予測される符号間干渉による伝送路歪を生成し、そ
の伝送路歪を送信すべきベースバンド信号aT（ｉ）から
予め減算器75で減算しておく、即ちプリコーディングを
行う。更に、係数wb ＊を算出した時に算出されている重
み付け係数w1 ＊〜wQ ＊をそのまま使って送信ベースバン
ド生成物30に対して使うことにより、アレイアンテナ11
の受信アンテナパターンと同じアンテナパターンを送信
時に設定する。送信歪信号ｂ（ｉ）は遅延素子73で1T遅
延された後、複素乗算器74で帰還形フィルタ係数wb ＊を
乗算される。複素減算器75では、入力端子25から入力す
る送信複素シンボル信号aT（ｉ）から、この乗算結果を
差し引く。送信複素シンボル信号aT（ｉ）のＩ軸及びＱ
軸における信号点の数をＭとすると、modulo演算部72は
その減算結果｛aT（ｉ）−wb ＊ｂ（ｉ−１）｝に対しmo
d2M演算を行う。即ち、次式 ｂ（ｉ）＝｛aT（ｉ）−wb ＊ｂ（ｉ−１）｝mod 2M
（１） を演算することにより、複素減算器75の減算結果の実部
又は虚部が−Ｍ〜＋Ｍの領域外にあった場合、その実部
又は虚部に対し2Mの整数倍を減算又は加算することにな
り、−Ｍ〜＋Ｍの領域内にシフトさせることができる。
QPSK変調の場合、Ｍ＝２である。この処理は、送信歪信
号ｂ（ｉ）が遅延素子73、複素乗算器74を経て複素減算
器75に帰還されることにより、伝送路の状態によって帰
還ループが発散してしまうのを防ぐためである。なお、
移動局の受信機はこのmodulo演算を考慮して信号判定を
する必要がある。この様なmodulo演算による発散防止
は、例えばHarashima et al,“Matched−Transmission
Technique for Channels with Intersymbol Interferen
ce",IEEE Trans.Commun.,vol.COM−20,pp.774−780,Aug
ust 1972に示されているが、この発明のようなアダプテ
ィブアレイへの適用は示されていない。
式（１）により得られた信号を新たに送信歪信号ｂ
（ｉ）とする。ここで、複素減算器75、modulo演算器7
2、遅延素子73及び複素乗算器74は送信歪部76を構成し
ている。乗算器77、78については後述することにし、こ
こでは利得G0＝G1＝１を乗算するものとする（即ちこの
実施例では省略してもよい）。このように送信信号をプ
リコーディングする目的は、この送信信号を受信する受
信端において、遅延波による符号間干渉を受けない受信
波を生成する為であり、伝送路で受けるであろう符号間
干渉に相当する歪分を送信信号aT（ｉ）から予め引き算
しておくことにより、受信端でその歪が打消されるよう
にする。
送信歪部76の出力信号である送信歪信号ｂ（ｉ）は送
信フィルタ部79において所定の帯域に制限されてからハ
イブリッド26を経て、複素乗算器271〜27Qへと入力され
る。複素乗算器271〜27Qでは、帯域制限された送信歪信
号ｂ（ｉ）に上述の重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を乗算す
る。これは、送信アンテナパターンを受信アンテナパタ
ーンに一致させることと等価な操作である。複素乗算器
271〜27QのＱ個の出力信号は、送信ベースバンド信号と
して、出力端子441〜44QからRF変調波発生部28、送受分
波部12を経てアレイアンテナ11に供給される。ここで、
送信フィルタ部79と、ハイブリッド26と複素乗算器271
〜27Qは送信ベースバンド生成部30を構成し、送信歪部7
6と送信ベースバンド生成部30は送信アレイプリコーデ
ィング部70を構成している。
送信歪信号ｂ（ｉ）を送信すると、受信端において受
信波が符号間干渉を受けないことを既に述べた。次にこ
れを数式を使って説明する。まず、線形合成部20の出力
信号である合成信号ｙ（ｉ）は、スイッチ回路19の出力
aR（ｉ）、帰還形フィルタ係数wb ＊及び誤差信号ｅ
（ｉ）を用いて表すと ｙ（ｉ）＝aR（ｉ）＋wb ＊aR（ｉ−１）＋ｅ（ｉ）
（２） となる。ｙ（ｉ）のｚ変換をＹ（z-1）、aR（ｉ）のｚ
変換をAR（z-1）、及びｅ（ｉ）のｚ変換をＥ（z-1）と
して、式（２）をｚ変換で表すと Ｙ（z-1）＝（１＋wb ＊z-1）AR（z-1）＋Ｅ（z-1）
（３） となる。従って、伝送路インパルスレスポンスのｚ変換
をＨ（z-1）とすると、 Ｈ（z-1）＝（１＋wb ＊z-1） （４） となる。次に、送信歪信号ｂ（ｉ）を送信信号aT（ｉ）
と帰還形フィルタ係数wb ＊を用いて表すと ｂ（ｉ）＝aT（ｉ）−wb ＊ｂ（ｉ−１）＋2Mc（ｉ） （５） となる。ここで、ｃ（ｉ）は実部と虚部が整数となる離
散複素数である。り、ｂ（ｉ）のｚ変換をＢ（z-1）、a
T（ｉ）のｚ変換をAT（z-1）、ｃ（ｉ）のｚ変換をＣ
（z-1）として、式（５）をｚ変換で表すと （１＋wb ＊z-1）Ｂ（z-1）＝AT（z-1）＋2MC（z-1） （６） となる。さらに式（４）を用いると、式（６）は Ｈ（z-1）Ｂ（z-1）＝AT（z-1）＋2MC（z-1） （７） となる。ここで、Ｈ（z-1）Ｂ（z-1）は受信端における
受信信号であり、これがaT（ｉ）のｚ変換Ａ（z-1）と2
Mc（ｉ）のｚ変換2MC（z-1）との和に等しいということ
は、受信信号が離散複素数が加わるものの、遅延波によ
る符号間干渉を受けていないことを意味する。
このように、周波数選択性フェージング条件でも受信
信号が遅延波による符号間干渉を受けないので、移動局
の受信機に等化器の機能が不要となり、ハードウエア化
が簡単になる。
実施例２ 前述の図６に示した実施例におけるアダプティブアレ
イ等化受信部60の等化器66は、信号判定部67において合
成信号から遅延波による符号間干渉を除去しているの
で、希望波の遅延波の電力が有効に使われていない。こ
の電力を有効に用いるアダプティブアレイ等化受信部60
の実施例を図７に示す。この実施例では等化器66の信号
判定部67に最尤系列判定法を用いる。なお、その他のア
レイアンテナ11、送受分波部12、ベースバンド受信信号
発生部13、RF変調波発生部28、送信アレイプリコーディ
ング部70等は、図６に示したものと同じものを適用する
ものとし、図示していない。また、サンプリング周期TS
はシンボル周期Ｔに等しく、希望波の遅延波の最大遅延
時間を1Tとする。
端子141〜14Qからの受信ベースバンド信号群x1（ｉ）
〜xQ（ｉ）は、複素乗算器151〜15Qで重み付け係数w1 ＊
〜wQ ＊をそれぞれ乗算された後、複素加算器16で互いに
加算され、合成信号ｙ（ｉ）として出力される。この重
み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を適応的に制御することで受信ア
ンテナゲインの指向性を制御し、干渉波が抑圧された希
望波の合成信号ｙ（ｉ）を生成することができる。
信号判定部67は複素減算器86と、２乗演算回路87と、
ビタビアルゴリズム演算回路81と、スイッチ回路19と、
トレーニング信号メモリ21とから構成されている。この
実施例においても、スイッチ回路19により受信信号のト
レーニング信号区間ではメモリ21から読み出されたトレ
ーニング信号が選択され、データ信号区間ではビタビア
ルゴリズム演算回路81からの受信信号に対する候補シン
ボル信号が選択され、帰還形フィルタ部85に与えられ
る。ビタビアルゴリズム演算回路81が出力する複素シン
ボル候補am（ｉ）はスイッチ回路19を経て、帰還形フィ
ルタ部85において、遅延素子82に与えられて1T遅延さ
れ、他方で複素加算器84に与えられる。この遅延素子に
より遅延された複素シンボル候補am（ｉ−１）はパラメ
ータ推定部71に与えられると共に、複素乗算器83に与え
られてパラメータ推定部71からの帰還形フィルタ係数wb
＊が畳み込み演算（ここでは乗算）される。乗算結果は
複素加算器84で遅延前の複素シンボル候補am（ｉ）と足
し合わされ、帰還信号として複素減算器86に与えられ
る。ここで、遅延素子82、複素乗算器83及び複素加算器
84は、帰還形フィルタ部85を構成し、図６の実施例にお
ける帰還形フィルタ部64に対応する。複素加算器84が出
力する帰還信号は伝送路遅延と伝送路歪みを受けた受信
信号を推定したレプリカ信号である。
複素減算器86は、合成信号ｙ（ｉ）とレプリカ信号と
の差分を誤差信号ｅ（ｉ）として出力する。２乗演算回
路87は、誤差信号ｅ（ｉ）の絶対値２乗に負の定数を乗
算した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとして出
力する。ビタビアルゴリズム演算回路81は、上述の複素
シンボル候補を出力し、ビタビアルゴリズムを用いて最
尤系列推定による信号判定を行う。具体的には、複素シ
ンボル系列候補ごとにブランチメトリックの累積値とし
て対数尤度開数、即ちパスメトリックを計算し、パスメ
トリックを最大とする複素シンボル系列候補をビタビア
ルゴリズムにより求める。更に、選択された複素シンボ
ル系列候補を、判定遅延だけ遅れて判定信号として出力
端子18へ出力する。パラメータ推定部71は、受信ベース
バンド信号群x1〜xQと、遅延複素シンボルam（ｉ−１）
と、誤差信号ｅ（ｉ）とが与えられ、誤差信号ｅ（ｉ）
のパワーが最小となるよう、最小２乗法アルゴリズムに
より帰還形フィルタ係数wb ＊と重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊
を決定する。この信号判定部67と帰還形フィルタ部85は
最尤系列推定を用いた等化器66を構成している。
例えば変調方式がQPSK変調で、伝送路が２波1T遅延の
場合、最尤系列推定にビタビアルゴリズムを用いると、
そのトレリス図は図８に示すようになる。各時刻ｉで生
き残ったパス全てに、即ち各状態S1,S2,S3,S4毎に、そ
の状態に対応する複素シンボルam（ｉ）を複素シンボル
候補として出力し、パラメータ推定部71でパラメータ推
定を行う。従って、各時刻では状態数（図８では４）分
についてパラメータ推定を行う必要があり、演算量が増
すが、伝送路の変動には十分追従できる。なお、送信ベ
ースバンド生成部30に設定する重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊
及び送信歪部76に設定する帰還形フィルタ係数wb ＊は、
受信バーストの最終シンボルで最尤系列に対応する状態
のものである。
図７の実施例では、遅延後の複素シンボル信号am（ｉ
−１）に対し帰還形フィルタ係数wb ＊を乗算したが、図
９に示すように遅延前のシンボル信号am（ｉ）に帰還形
フィルタ係数wb ＊を乗算してもよい。その場合には、送
信側の送信歪部76（図６参照）の複素乗算器74の重み付
け係数及び複素乗算器78の利得G1としてそれぞれ
（wb ＊）-1を与える。ただし、複素乗算器78は結局単に
増幅器として作用するだけなので、利得G1＝（wb ＊）-1
の代わりにG1＝１を与えてもよい（即ち、乗算器78を省
略してもよい）。その他の構成は図７と同様である。
図７の実施例において、遅延後のシンボル信号am（ｉ
−１）の代わりに図10に示すように、ビタビアルゴリズ
ム演算回路81の判定出力をパラメータ推定部71に与える
ように変形してもよい。ビタビアルゴリズムは判定遅延
を伴い、判定信号は現時点から判定遅延分遅延するが、
伝送路の変動がその判定遅延の間に無視できるのであれ
ば問題はなく、各時刻ｉで状態数分だけパラメータ推定
を行う必要がないので演算量を削減できる。この場合、
パラメータ推定部71は判定遅延を考慮して図10に示すよ
うに受信ベースバンド信号x1（ｉ），…,xQ（ｉ）と誤
差信号ｅ（ｉ）に対しそれぞれ判定遅延分だけ遅延回路
71C1〜71CQ及び71Bによりそれぞれ遅延されてからパラ
メータ推定回路71Aに与える。
図11は、図６の実施例においてトレーニング信号区間
に推定したパラメータwb ＊及びw1 ＊〜wQ ＊をデータ信号
区間に変更せず、そのまま使う場合の実施例である。こ
の場合、パラメータ推定部71にはトレーニング信号を複
素シンボル列aR（ｉ）,aR（ｉ＋１），…として順次与
え、誤差信号ｅ（ｉ）とトレーニングシンボル信号a
R（ｉ）及び受信ベースバンド信号x1〜xQから最小２乗
法により逐次、重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊と帰還形フィル
タ係数wb ＊を決定し、トレーニング信号の最終のシンボ
ル信号に対して決定されたそれら重み付け係数w1 ＊〜wQ
＊と帰還形フィルタ係数wb ＊をデータ信号区間にそのま
ま変更せずに使用する。
図12の実施例は、図７の実施例に対し図11の実施例と
同様に、トレーニング信号区間で推定したパラメータw1
＊〜wQ ＊とwb ＊をデータ信号区間において変更せず使用
する場合の実施例である。この場合もトレーニング信号
区間におけるパラメータの推定はトレーニング信号メモ
リ21からの複素シンボル信号am（ｉ）が直接パラメータ
推定部71に与えられ、そのトレーニングシンボル信号
と、受信ベースバンド信号x1〜xQと、複素減算器86から
の誤差信号ｅ（ｉ）とから最小２乗法アルゴリズムによ
り逐次パラメータw1 ＊〜wQ ＊及びwb ＊を推定する。トレ
ーニング信号の最後の複素シンボル信号に対し推定され
たパラメータは、データ信号区間に変更されず、そのま
ま使用される。
図７、９、10、12の実施例における等化器66では、図
６の実施例における等化器66と異なり、遅延波による符
号間干渉を除去していないので、希望波の遅延波の電力
を有効に利用しており、図６及び11の実施例より更に受
信伝送特性を向上させることができる。
以上説明した各実施例では、線形合成部20において複
素乗算器151〜15Qを使用し、また送信ベースバンド信号
生成部30において複素乗算器271〜27Qを使用して、それ
ぞれ重み付け係数w1 ＊〜wQ ＊を乗算する場合を示した
が、これらの乗算器の代わりにトランスバーサルフィル
タを使用し、重み付け係数w1 H〜wQ Hをそれぞれフィルタ
係数として与えてもよい。その場合の実施例を図13に示
す。図13において、等化器66は信号判定部67として図
６、11に示したような硬判定を行うものでも、図７、
９、10、12に示したような最尤系列推定を行うものでも
どちらでもよい。パラメータ推定部71は受信ベース信号
x1（ｉ）〜xQ（ｉ）と、誤差信号ｅ（ｉ）と、受信シン
ボルaR（ｉ）又はaR（ｉ−１）から帰還形フィルタ係数
wb ＊とフィルタ係数w1 H〜wQ Hを推定する。これらフィル
タ係数は線形合成部20のトランスバーサルフィルタ911
〜91Qで受信ベースバンド信号x1（ｉ）〜xQ（ｉ）とそ
れぞれ畳み込み演算が行われ、送信ベースバンド生成部
30のトランスバーサルフィルタ921〜92Qでそれぞれ送信
歪信号ｂ（ｉ）と畳み込み演算が行われる。
図13の実施例は、サンプリング周期TSがシンボル周期
Ｔに等しい場合である。この場合、線形合成部20の各ト
ランスバーサルフィルタ91q（ｑ＝1,…,Q）は、例えば
図14に示すように遅延時間がシンボル周期Ｔと同じ遅延
素子9Aが複数段直列接続され、それら遅延素子の直列接
続の入力信号xq（ｉ）と、それぞれの遅延段の出力x
q（ｉ−１）,xq（ｉ−２），…にそれぞれ乗算器9Bによ
り重み付け係数（フィルタ係数）w1 ＊,w2 ＊,w3 ＊が乗算
され、これらの乗算結果は加算器9Cにより加算される。
即ち入力信号xq（ｉ）がフィルタ係数ベクトルWq Hで畳
み込み演算され、出力される。送信ベースバンド生成部
30のトランスバーサルフィルタ921〜92Qも同様に構成さ
れる。
一般に、サンプリング周期TSがシンボル周期Ｔと等し
いと、サンプリングクロックのタイミングオフセットに
より大幅に平均BER特性が劣化することが知られてい
る。この劣化を避けるためには、サンプリング周期をシ
ンボル周期Ｔ未満、例えばT/2とする分数間隔サンプリ
ングを行うことが有効である。そのような分数間隔サン
プリング周期を実現するには、図13の実施例において、
線形合成部20と送信ベースバンド生成部30の各トランス
バーサルフィルタ91q,92q（ｑ＝1,…,Q）を、例えば図1
5に示すように、図14のトランスバーサルフィルタの遅
延素子9Aをそれぞれ遅延時間がサンプリング周期Ｔの1/
2の遅延素子9A'に置き換えればよい。この構成を図13の
全てのトランスバーサルフィルタ911〜91Q、921〜92Qに
適用した場合、送信歪部76の出力信号はシンボル周期Ｔ
毎に出力されるので、送信フィルタ部79でサンプリング
周期TSの1/2毎の信号に変換した後、トランスバーサル
フィルタ921〜92Qに入力する必要がある。この送信フィ
ルタ部79としては、よく知られているコサインロールオ
フフィルタ又はルートロールオフフィルタ等を用いれば
良い。
図６の実施例で説明したように、基地局の送信アレイ
プリコーディング部70の送信歪部76では、帰還ループが
発散するのを防止するためmodulo演算部72を設けてい
る。一方、移動局は基地局から送信されるバースト信号
のトレーニング信号区間に受信信号に対する同期を確立
し、続くデータ信号を受信するが、基地局でmodulo演算
部72により2Mの整数倍を入力信号｛aT（ｉ）−wb ＊ｂ
（ｉ−１）｝に対し減算又は加算した場合、移動局側で
それを受信する際に、キャリア同期が困難になる問題が
生じる。特に、キャリア同期がトレーニング信号区間に
おいてとれないと、移動局は基地局からの送信信号を正
しく受信できない。そこで、図６に示す複素乗算器77に
例えば図16Aに示すような増幅率が１と０を繰り返して
変化する利得制御信号G0をトレーニング信号区間におい
て与えることにより、図16Bに示すように、送信歪信号
ｂ（ｉ）をパルス状にし、それによって絶対値の大きな
信号が帰還しないようにする。この利得制御はトレーニ
ング信号区間のみ行い、データ信号区間では利得信号G0
を１に設定する。このトレーニング信号区間の利得制御
は、前述したどの実施例にも適用することができる。
また、上述の各実施例では、希望波の遅延波の最大遅
延時間を1Tとしてきたが、最大遅延時間NT（Ｎは２以上
の整数）の場合の拡張は容易であり、図6,11の帰還形フ
ィルタ部64の複素乗算器63と、送信歪部76の複素乗算器
74、及び図７、９、12、13の帰還フィルタ部85の複素乗
算器83を、それぞれＮタップのシンボル間隔形トランス
バーサルフィルタに置き換え、そのタップ係数を帰還形
フィルタ係数とすればよい。ただし、図９の構成例では
遅延素子82の遅延時間をNTにする必要がある。
発明の効果 以上説明したように、周波数選択性フェージング条件
の場合でも受信伝送特性が劣化せず、かつ、送信信号を
フィルタリングすることで遅延波による符号間干渉を抑
えることができるので、移動局の受信機に等化器の機能
を必要としないアダプティブアレイ送受信機を提供する
ことができる。
同一チャネル干渉が無視できず、高速伝送を行う無線
システムに利用すると効果的である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−204902（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−95655（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−53727（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−369129（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−235896（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−316083（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−15377（ＪＰ，Ａ) 冨田 繁，府川 和彦，松本 正, “ＴＤＤマルチメディア移動通信方式用 時空プリコーディングの伝送特性”，電 子情報通信学会技術研究報告，日本，電 子情報通信学会，1998年 １月22日，Ｖ ｏｌ．97，Ｎｏ．484，ｐｐ．55−60, ＤＳＰ97−133 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/005 - 7/015 H04B 3/00 H01Q 3/00 ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ) ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】TDD方式におけるアダプティブアレイ送受
    信機であり、以下の手段を含む： Ｑ本の送受共用アンテナからの受信波をベースバンドに
    変換し受信ベースバンド信号群を出力する受信手段と、
    Ｑは２以上の整数であり、 上記受信ベースバンド信号群に対して各々重み付け係数
    により重み付けを行い、それによって得られた重み付け
    受信ベースバンド信号を足し合わせて合成信号を生成す
    る線形合成手段と、 帰還複素シンボル信号と帰還形フィルタ係数との畳み込
    み演算を行い、それによって得られた演算結果を帰還信
    号として出力する帰還形フィルタ手段と、 上記合成信号から上記帰還信号を差し引いて誤差信号を
    生成する減算手段と、上記誤差信号の２乗を尤度情報と
    して最尤系列推定により信号判定を行い、判定信号を出
    力すると共に、複素シンボル候補を上記帰還複素シンボ
    ル信号として出力する最尤系列推定手段とを含み、上記
    誤差信号とパラメータ推定用複素シンボルを出力する信
    号判定手段と、 上記受信ベースバンド信号群と上記誤差信号と上記判定
    信号が入力され、上記受信ベースバンド信号群を上記信
    号判定手段の判定遅延分遅延させる第１遅延手段と、上
    記誤差信号を上記判定遅延分遅延する第２遅延手段と、
    遅延された上記誤差信号と遅延された上記受信ベースバ
    ンド信号と上記判定信号とに基づき上記重み付け係数と
    上記帰還形フィルタ係数を推定するパラメータ推定回路
    とを含み、受信バーストの最終シンボルで求めた上記状
    態の上記重み付け係数と上記帰還形フィルタ係数を上記
    送信歪手段と上記送信ベースバンド生成手段に設定する
    パラメータ推定手段と、 上記帰還形フィルタ係数を、遅延した送信歪信号に畳み
    込み演算して推定伝送路歪を得て、送信信号から上記推
    定伝送路歪を減算し、その減算結果を上記送信歪信号と
    して生成する送信歪手段と、 上記送信歪信号に上記重み付け係数との重み付け演算を
    行い、Ｑ個の送信ベースバンド信号を生成する送信ベー
    スバンド生成手段と、 上記送信ベースバンド信号をRF周波数に変換して対応す
    る上記送受共用アンテナから送信する送信手段。
  2. 【請求項２】請求項１のアダプティブアレイ送受信機に
    おいて、上記帰還形フィルタ手段は、過去の上記複素シ
    ンボル候補と上記帰還形フィルタ係数との畳み込み演算
    を行う乗算手段と、その演算結果と現時点の上記複素シ
    ンボル候補とを加算し、その加算結果を上記帰還信号と
    して出力する複素加算器とを含む。
  3. 【請求項３】請求項２のアダプティブアレイ送受信機に
    おいて、上記帰還形フィルタ手段は上記複素シンボル候
    補と上記帰還形フィルタ係数との畳み込み演算を行う複
    素乗算手段と、その演算結果と過去の上記複素シンボル
    候補とを加算し、その加算結果を上記帰還信号として出
    力する複素加算器とを含む。
  4. 【請求項４】請求項１、２又は３のアダプティブアレイ
    送受信機において、上記パラメータ推定手段は、受信信
    号中のトレーニング信号区間において上記判定信号とし
    て受信トレーニング信号を入力し、上記受信トレーニン
    グ信号の最終シンボルでパラメータ推定を終了して、こ
    のときの上記重み付け係数と上記帰還形フィルタ係数を
    上記送信歪手段と上記送信ベースバンド生成手段に設定
    する。
  5. 【請求項５】請求項４のアダプティブアレイ送受信機に
    おいて、上記信号判定手段は、トレーニング信号が格納
    されたトレーニング信号メモリと、受信信号のトレーニ
    ング信号区間において上記トレーニング信号メモリから
    読み出されたトレーニング信号を上記帰還複素シンボル
    信号として出力するスイッチ手段とを含む。
  6. 【請求項６】請求項１〜５の何れかのアダプティブアレ
    イ送受信機において、上記線形合成手段は、上記受信ベ
    ースバンド信号群を各々乗算器で上記重み付け係数を乗
    算する第１複素乗算器と、その乗算結果を足し合わせた
    ものを上記合成信号として出力する第１複素加算器とを
    有し、上記送信ベースバンド生成手段は、上記送信歪フ
    ィルタ信号に上記重み付け係数を乗算する第２複素乗算
    器を有し、その乗算結果をＱ個の上記送信ベースバンド
    信号として出力する。
  7. 【請求項７】請求項１〜５の何れかのアダプティブアレ
    イ送受信機において、上記送信歪信号を所定の帯域に制
    限し、それによって帯域制限された上記送信歪信号を上
    記送信ベースバンド生成手段に与える送信フィルタ手段
    が設けられている。
  8. 【請求項８】請求項７のアダプティブアレイ送受信機に
    おいて、上記線形合成手段は、上記受信ベースバンド信
    号群に上記重み付け係数をタップ係数として畳み込み演
    算する第１トランスバーサルフィルタと、それらの演算
    結果を足し合わせ上記合成信号として出力する第１複素
    加算手段を含み、上記送信ベースバンド生成手段は、上
    記送信歪信号に上記重み付け係数をタップ係数として畳
    み込み演算する第２トランスバーサルフィルタを含み、
    それらの演算結果をＱ個の上記送信ベースバンド信号と
    して出力する。
  9. 【請求項９】請求項８のアダプティブアレイ送受信機に
    おいて、上記線形合成手段と上記送信ベースバンド生成
    手段の上記第１及び第２トランスバーサルフィルタは分
    数間隔形トランスバーサルフィルタであり、上記送信フ
    ィルタ手段は、上記送信歪フィルタ信号を、上記分数間
    隔形トランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間を
    サンプリング周期とする信号に変換する。
  10. 【請求項１０】請求項１〜９の何れかのアダプティブア
    レイ送受信機において、さらに上記送信歪信号の電力が
    予め決めた値の範囲内になるよう、上記送信歪信号に対
    しモジュロ演算を行うモジュロ演算手段が設けられてい
    る。
  11. 【請求項１１】請求項10のアダプティブアレイ送受信機
    において、上記送信歪み手段は、送信トレーニング信号
    区間において増幅率を１と０に繰り返し制御して上記モ
    ジュロ演算手段の出力をパルス波形にする手段が設けら
    れている。
JP53415298A 1997-06-03 1998-06-02 アダプティブアレイ送受信機 Expired - Fee Related JP3375139B2 (ja)

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