JP3424724B2 - 干渉キャンセラ - Google Patents
干渉キャンセラInfo
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- JP3424724B2 JP3424724B2 JP33843596A JP33843596A JP3424724B2 JP 3424724 B2 JP3424724 B2 JP 3424724B2 JP 33843596 A JP33843596 A JP 33843596A JP 33843596 A JP33843596 A JP 33843596A JP 3424724 B2 JP3424724 B2 JP 3424724B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において干渉波による劣化を抑圧する干渉キャンセ
ラに関するものである。
通信において干渉波による劣化を抑圧する干渉キャンセ
ラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信においては、周波数
の有効利用を図るため周波数のゾーン繰り返しを行って
おり、同一チャネル干渉対策が重要な課題の一つであ
る。干渉キャンセラの一種である非線形干渉キャンセラ
はその有望な技術の一つであり、従来の非線形干渉キャ
ンセラを含む受信機の構成を図４に示す。
の有効利用を図るため周波数のゾーン繰り返しを行って
おり、同一チャネル干渉対策が重要な課題の一つであ
る。干渉キャンセラの一種である非線形干渉キャンセラ
はその有望な技術の一つであり、従来の非線形干渉キャ
ンセラを含む受信機の構成を図４に示す。
【０００３】まず、アンテナ１１から受信した受信波
は、低雑音アンプ１２で増幅された後にハイブリッド１
３で２分岐される。その１つの信号は、キャリア信号発
生器１４が出力するキャリア信号と乗算器１５で乗算さ
れた後にローパスフィルタ１６へ入力される。そして、
Ａ／Ｄ変換器１７でサンプリング周期Ｔs ごとにサンプ
リングされディジタル信号に変換される。ハイブリッド
１３よりの他方の信号は移相器１８では９０度位相回転
したキャリア信号と乗算器１９で乗算され、ローパスフ
ィルタ２１へ入力された後にＡ／Ｄ変換器２２でサンプ
リングされ、ディジタル信号に変換される。この操作は
準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２の出力は
準同期検波信号の同相成分及び直交成分に相当し、その
２つを合わせて時刻ｋＴs （ｋは整数）の受信信号ｘ
（ｋＴs ／Ｔ）とする。ここで、Ｔは変調のシンボル周
期であり、単位時刻に設定した。なお、低雑音アンプ１
２、ハイブリッド１３、乗算器１５及び１９、移相器１
８、ローパスフィルタ１６及び２１、Ａ／Ｄ変換器１７
及び２２はベースバンド受信信号発生器２４を構成す
る。受信信号は伝送路の同一チャネル干渉を受けてお
り、入力端子２６を通って非線形干渉キャンセラ２７へ
と入力される。非線形干渉キャンセラ２７は同一チャネ
ル干渉による伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望
波の判定信号を出力端子２８から出力する。
は、低雑音アンプ１２で増幅された後にハイブリッド１
３で２分岐される。その１つの信号は、キャリア信号発
生器１４が出力するキャリア信号と乗算器１５で乗算さ
れた後にローパスフィルタ１６へ入力される。そして、
Ａ／Ｄ変換器１７でサンプリング周期Ｔs ごとにサンプ
リングされディジタル信号に変換される。ハイブリッド
１３よりの他方の信号は移相器１８では９０度位相回転
したキャリア信号と乗算器１９で乗算され、ローパスフ
ィルタ２１へ入力された後にＡ／Ｄ変換器２２でサンプ
リングされ、ディジタル信号に変換される。この操作は
準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換器１７及び２２の出力は
準同期検波信号の同相成分及び直交成分に相当し、その
２つを合わせて時刻ｋＴs （ｋは整数）の受信信号ｘ
（ｋＴs ／Ｔ）とする。ここで、Ｔは変調のシンボル周
期であり、単位時刻に設定した。なお、低雑音アンプ１
２、ハイブリッド１３、乗算器１５及び１９、移相器１
８、ローパスフィルタ１６及び２１、Ａ／Ｄ変換器１７
及び２２はベースバンド受信信号発生器２４を構成す
る。受信信号は伝送路の同一チャネル干渉を受けてお
り、入力端子２６を通って非線形干渉キャンセラ２７へ
と入力される。非線形干渉キャンセラ２７は同一チャネ
ル干渉による伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望
波の判定信号を出力端子２８から出力する。
【０００４】この非線形干渉キャンセラ２７の構成を図
５Ａに示す（吉野 仁、府川和彦、鈴木 博、“ＲＬＳ
−ＭＬＳＥによる適応干渉キャンセラ”、信学論Ｂ−I
I、vol.J77-B-II、No.2, pp.74-84、1994年２月）。以
下では信号は全て、同相成分を実部に、直交成分を虚部
に持つ複素表示で表現することとし、考慮する干渉波の
数は１とし、本図においてサンプリング周期Ｔs は変調
のシンボル周期Ｔに等しいものとする。入力端子２６か
ら受信信号が入力する。レプリカ信号生成回路３１は、
複素シンボル系列候補群を入力端子３２から入力し、入
力端子３３から入力する伝送路特性推定値との畳み込み
演算を行い、その演算結果をレプリカ信号として出力端
子３４から出力する。複素シンボル系列候補群は希望波
の複素シンボル系列候補と干渉波の複素シンボル系列候
補で構成されており、伝送路特性推定値は希望波の伝送
路特性推定値と干渉波の伝送路特性推定値で構成されて
いる。複素減算器３６は受信信号とレプリカ信号との差
分を誤差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム
回路３８に入力する。
５Ａに示す（吉野 仁、府川和彦、鈴木 博、“ＲＬＳ
−ＭＬＳＥによる適応干渉キャンセラ”、信学論Ｂ−I
I、vol.J77-B-II、No.2, pp.74-84、1994年２月）。以
下では信号は全て、同相成分を実部に、直交成分を虚部
に持つ複素表示で表現することとし、考慮する干渉波の
数は１とし、本図においてサンプリング周期Ｔs は変調
のシンボル周期Ｔに等しいものとする。入力端子２６か
ら受信信号が入力する。レプリカ信号生成回路３１は、
複素シンボル系列候補群を入力端子３２から入力し、入
力端子３３から入力する伝送路特性推定値との畳み込み
演算を行い、その演算結果をレプリカ信号として出力端
子３４から出力する。複素シンボル系列候補群は希望波
の複素シンボル系列候補と干渉波の複素シンボル系列候
補で構成されており、伝送路特性推定値は希望波の伝送
路特性推定値と干渉波の伝送路特性推定値で構成されて
いる。複素減算器３６は受信信号とレプリカ信号との差
分を誤差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム
回路３８に入力する。
【０００５】ビタビアルゴリズム回路３８は、上述の複
素シンボル系列候補群を出力し、ビタビアルゴリズムを
用いて最尤系列推定による信号判定を行う。具体的に
は、複素シンボル系列候補群ごとにブランチメトリック
の累積値として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計
算し、パスメトリックを最大とする複素シンボル系列候
補群をビタビアルゴリズムにより求める。そして、選択
された複素シンボル系列候補群の希望波複素シンボルを
判定信号として出力端子２８へと出力する。パラメータ
推定回路４１は、複素シンボル系列候補群と誤差信号を
入力とする。これらの信号を用いて、誤差信号の平均２
乗を最小にするアルゴリズム、即ち最小２乗法で伝送路
特性推定値を求め出力する。最小２乗法のアルゴリズム
としては、正規方程式を厳密に逐次的に解くＲＬＳアル
ゴリズム、特性が良く演算量が少ないＬＭＳアルゴリズ
ムが一般的であり、この他にも様々なものが知られてい
る（Haykin, S.“Adaptive Filter Theory”，2nd, Ed.
Prentice-Hall, 1992）。
素シンボル系列候補群を出力し、ビタビアルゴリズムを
用いて最尤系列推定による信号判定を行う。具体的に
は、複素シンボル系列候補群ごとにブランチメトリック
の累積値として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計
算し、パスメトリックを最大とする複素シンボル系列候
補群をビタビアルゴリズムにより求める。そして、選択
された複素シンボル系列候補群の希望波複素シンボルを
判定信号として出力端子２８へと出力する。パラメータ
推定回路４１は、複素シンボル系列候補群と誤差信号を
入力とする。これらの信号を用いて、誤差信号の平均２
乗を最小にするアルゴリズム、即ち最小２乗法で伝送路
特性推定値を求め出力する。最小２乗法のアルゴリズム
としては、正規方程式を厳密に逐次的に解くＲＬＳアル
ゴリズム、特性が良く演算量が少ないＬＭＳアルゴリズ
ムが一般的であり、この他にも様々なものが知られてい
る（Haykin, S.“Adaptive Filter Theory”，2nd, Ed.
Prentice-Hall, 1992）。
【０００６】図５Ａのレプリカ信号生成回路３１の構成
を図５Ｂに示す。まず、入力端子３２から複素シンボル
系列候補群が入力し、希望波の複素シンボル系列候補は
シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３へ、干渉
波の複素シンボル系列候補はシンボル間隔形トランスバ
ーサルフィルタ４４へと入力される。また、入力端子３
３から伝送路特性推定値が入力し、希望波の伝送路特性
推定値はシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３
へ、干渉波の伝送路特性推定値はシンボル間隔形トラン
スバーサルフィルタ４４へと入力される。シンボル間隔
形トランスバーサルフィルタ４３及び４４は、それぞ
れ、希望波もしくは干渉波に関して、複素シンボル系列
と伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、その演算
結果を出力する。複素加算器４５は、シンボル間隔形ト
ランスバーサルフィルタ４３及び４４の出力信号を足し
あわせ、レプリカ信号として出力端子３４から出力す
る。
を図５Ｂに示す。まず、入力端子３２から複素シンボル
系列候補群が入力し、希望波の複素シンボル系列候補は
シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３へ、干渉
波の複素シンボル系列候補はシンボル間隔形トランスバ
ーサルフィルタ４４へと入力される。また、入力端子３
３から伝送路特性推定値が入力し、希望波の伝送路特性
推定値はシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ４３
へ、干渉波の伝送路特性推定値はシンボル間隔形トラン
スバーサルフィルタ４４へと入力される。シンボル間隔
形トランスバーサルフィルタ４３及び４４は、それぞ
れ、希望波もしくは干渉波に関して、複素シンボル系列
と伝送路特性推定値との畳み込み演算を行い、その演算
結果を出力する。複素加算器４５は、シンボル間隔形ト
ランスバーサルフィルタ４３及び４４の出力信号を足し
あわせ、レプリカ信号として出力端子３４から出力す
る。
【０００７】シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ
の構成は、遅延素子の遅延時間がシンボル周期であるト
ランスバーサルフィルタであり、その構成を図６Ａに示
す。入力端子５１から入力する複素シンボル系列は遅延
素子５２と複素乗算器５３とへ供給され、遅延素子５２
の出力は複素乗算器５４へ供給され、入力端子５５から
入力する伝送路特性推定値は、タップに相当する複素乗
算器５３，５４に設定され、複素シンボル系列と伝送路
特性推定値との畳み込み演算結果が複素加算器５６から
出力端子５７へと出力される。
の構成は、遅延素子の遅延時間がシンボル周期であるト
ランスバーサルフィルタであり、その構成を図６Ａに示
す。入力端子５１から入力する複素シンボル系列は遅延
素子５２と複素乗算器５３とへ供給され、遅延素子５２
の出力は複素乗算器５４へ供給され、入力端子５５から
入力する伝送路特性推定値は、タップに相当する複素乗
算器５３，５４に設定され、複素シンボル系列と伝送路
特性推定値との畳み込み演算結果が複素加算器５６から
出力端子５７へと出力される。
【０００８】次に、図５Ａのビタビアルゴリズム回路３
８が用いるビタビアルゴリズムについて、干渉波の数は
１、変調方式はＢＰＳＫ変調を例に具体的に述べる。ま
ず、状態について説明する。希望波及び干渉波の複素シ
ンボル｛ａ（ｋ＋１），ｂ（ｋ＋１）｝に対する複素シ
ンボル候補を｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝とす
る。伝送路における遅延波の最大遅延時間がＱＴのと
き、｛ａm (q) ，ｂm (q) ｜ｋ−Ｑ＋１＜ｑ＜ｋ｝を状
態と呼ぶ。この場合、状態数は２2Qとなり、複素シンボ
ル系列はこの状態の系列として記述することができる。
図６ＢにＱ＝１の状態遷移図、即ちトレリス図を示す。
時点ｋにおけるｓ番目の状態をσs (k) とする。ここで
は、０＜ｓ＜３であり、時点がｋからｋ＋１に進むとき
状態が遷移する。状態遷移は、希望波及び干渉波の複素
シンボル候補｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝の値
に依存するので、１つの状態から４通りの遷移が起き
る。同図が示すように、１つの状態から４つの状態へと
分岐し、また、４つの状態から１つの状態にマージす
る、遷移先でマージする４つの遷移から１つの遷移を選
択するために状態σs'(k) から状態σs (k+1) への遷移
に対応した遷移メトリックＪk+1 ［σs （k+1)，σ
s'(k) ］を用いる。
８が用いるビタビアルゴリズムについて、干渉波の数は
１、変調方式はＢＰＳＫ変調を例に具体的に述べる。ま
ず、状態について説明する。希望波及び干渉波の複素シ
ンボル｛ａ（ｋ＋１），ｂ（ｋ＋１）｝に対する複素シ
ンボル候補を｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝とす
る。伝送路における遅延波の最大遅延時間がＱＴのと
き、｛ａm (q) ，ｂm (q) ｜ｋ−Ｑ＋１＜ｑ＜ｋ｝を状
態と呼ぶ。この場合、状態数は２2Qとなり、複素シンボ
ル系列はこの状態の系列として記述することができる。
図６ＢにＱ＝１の状態遷移図、即ちトレリス図を示す。
時点ｋにおけるｓ番目の状態をσs (k) とする。ここで
は、０＜ｓ＜３であり、時点がｋからｋ＋１に進むとき
状態が遷移する。状態遷移は、希望波及び干渉波の複素
シンボル候補｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝の値
に依存するので、１つの状態から４通りの遷移が起き
る。同図が示すように、１つの状態から４つの状態へと
分岐し、また、４つの状態から１つの状態にマージす
る、遷移先でマージする４つの遷移から１つの遷移を選
択するために状態σs'(k) から状態σs (k+1) への遷移
に対応した遷移メトリックＪk+1 ［σs （k+1)，σ
s'(k) ］を用いる。
【０００９】状態σs'(k) からσs (k+1) への遷移にお
けるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリックＢＲ
［σs (k+1) ，σs'(k) ］を用いて Ｊk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ ＝Ｊk ［σs'(k) ］＋ＢＲ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ (1) で算出される。Ｊk ［σs'(k) ］は時点ｋにおけるパス
メトリックであり、対数尤度関数に対応している。状態
遷移σs'(k) →σs (k+1) における複素シンボル系列候
補群は｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝で表され
る。ビタビアルゴリズムではマージする４つの遷移に対
応したＪk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］を比較して最大
の遷移を選択し、その選択された遷移のメトリックを時
点ｋ＋１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs (k+1）］
にする。そして、選択された遷移にリンクする状態の時
系列、パスのみが最尤系列候補として残される。以後こ
の操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生き残る。こ
のパスは生き残りパスと呼ばれている。なお、メモリの
制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔまでしか
記憶せず、過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔの時点で生き残りパス
がマージしないなら現時点で最大尤度となる、つまりパ
スメトリック最大のパスに基づいて信号判定を行なう。
このとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したも
のであり、このＤＴを判定遅延時間という（G.Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol.COM-22, pp.624-636, 1974）。ただ
し、Ｄ＞Ｑである。
けるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリックＢＲ
［σs (k+1) ，σs'(k) ］を用いて Ｊk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ ＝Ｊk ［σs'(k) ］＋ＢＲ［σs (k+1) ，σs'(k) ］ (1) で算出される。Ｊk ［σs'(k) ］は時点ｋにおけるパス
メトリックであり、対数尤度関数に対応している。状態
遷移σs'(k) →σs (k+1) における複素シンボル系列候
補群は｛ａm （ｋ＋１），ｂm （ｋ＋１）｝で表され
る。ビタビアルゴリズムではマージする４つの遷移に対
応したＪk+1 ［σs (k+1) ，σs'(k) ］を比較して最大
の遷移を選択し、その選択された遷移のメトリックを時
点ｋ＋１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs (k+1）］
にする。そして、選択された遷移にリンクする状態の時
系列、パスのみが最尤系列候補として残される。以後こ
の操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生き残る。こ
のパスは生き残りパスと呼ばれている。なお、メモリの
制約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔまでしか
記憶せず、過去（Ｄ−Ｑ＋１）Ｔの時点で生き残りパス
がマージしないなら現時点で最大尤度となる、つまりパ
スメトリック最大のパスに基づいて信号判定を行なう。
このとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したも
のであり、このＤＴを判定遅延時間という（G.Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol.COM-22, pp.624-636, 1974）。ただ
し、Ｄ＞Ｑである。
【００１０】最後に、サンプリングクロックと干渉キャ
ンセラの特性について述べる。同一チャネル、符号間干
渉および雑音がない受信信号の同相成分、もしくは直交
成分の波形を図７Ａに示す。ここで、サンプリング周期
Ｔs は変調のシンボル周期Ｔと等しく、一点鎖線５９は
信号判定のしきい値を示すものとする。受信波（ａ）に
対するサンプリングクロックのタイミングオフセットが
０の場合は同図（ｂ）のサンプリング１に対応してお
り、タイミングオフセットがＴ／２の場合は同図（ｃ）
のサンプリング２に対応している。タイミングオフセッ
トが０だと、受信信号サンプリング値のレベルは常に一
定であるが、タイミングオフセットがＴ／２程度になる
とレベルが極端に小さくなる場合がある。受信信号サン
プリング値のレベルが小さくなると干渉キャンセラの特
性は劣化するので、サンプリングクロックのタイミング
オフセットにより干渉キャンセラの特性は劣化する。
ンセラの特性について述べる。同一チャネル、符号間干
渉および雑音がない受信信号の同相成分、もしくは直交
成分の波形を図７Ａに示す。ここで、サンプリング周期
Ｔs は変調のシンボル周期Ｔと等しく、一点鎖線５９は
信号判定のしきい値を示すものとする。受信波（ａ）に
対するサンプリングクロックのタイミングオフセットが
０の場合は同図（ｂ）のサンプリング１に対応してお
り、タイミングオフセットがＴ／２の場合は同図（ｃ）
のサンプリング２に対応している。タイミングオフセッ
トが０だと、受信信号サンプリング値のレベルは常に一
定であるが、タイミングオフセットがＴ／２程度になる
とレベルが極端に小さくなる場合がある。受信信号サン
プリング値のレベルが小さくなると干渉キャンセラの特
性は劣化するので、サンプリングクロックのタイミング
オフセットにより干渉キャンセラの特性は劣化する。
【００１１】また、従来の非線形干渉キャンセラは、図
７Ｂに示すように希望波６１と干渉波６２のバースト受
信タイミングが一致している同期系で動作することを前
提としており、同図（ｂ）に示すような受信タイミング
が一致していない非同期系では、充分な精度でレプリカ
信号を生成することができず特性が劣化する。以上説明
したように、従来の非線形干渉キャンセラでは、受信信
号のサンプリング周期がシンボル周期と一致しているた
め、サンプリングクロックのタイミングオフセットによ
り特性が大幅に劣化し、かつ、希望波と干渉波の受信タ
イミングが一致していない非同期系では充分な特性が得
られないという欠点があった。
７Ｂに示すように希望波６１と干渉波６２のバースト受
信タイミングが一致している同期系で動作することを前
提としており、同図（ｂ）に示すような受信タイミング
が一致していない非同期系では、充分な精度でレプリカ
信号を生成することができず特性が劣化する。以上説明
したように、従来の非線形干渉キャンセラでは、受信信
号のサンプリング周期がシンボル周期と一致しているた
め、サンプリングクロックのタイミングオフセットによ
り特性が大幅に劣化し、かつ、希望波と干渉波の受信タ
イミングが一致していない非同期系では充分な特性が得
られないという欠点があった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】この発明の目的は、サ
ンプリングクロックにタイミングオフセットがある場合
でも、また、希望波と干渉波の受信タイミングが一致し
ていない非同期系でも優れた誤り率特性が得られる非線
形干渉キャンセラを提供することにある。
ンプリングクロックにタイミングオフセットがある場合
でも、また、希望波と干渉波の受信タイミングが一致し
ていない非同期系でも優れた誤り率特性が得られる非線
形干渉キャンセラを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明における干渉キ
ャンセラは、（１）１シンボル周期より短かいサンプリ
ング周期の受信信号とタップ係数との畳み込み演算を行
う前段フィルタ手段、（２）希望波と干渉波の複素シン
ボル系列候補から成る複素シンボル系列候補群と、伝送
路特性推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号と
して出力するレプリカ信号生成フィルタ手段、（３）前
段フィルタ手段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信
号とし、この誤差信号を基に信号判定を行い、希望波の
判定信号と複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列
推定手段、（４）受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、タップ係数と伝送路特性推定値
とを推定するパラメータ推定手段とから成る。
ャンセラは、（１）１シンボル周期より短かいサンプリ
ング周期の受信信号とタップ係数との畳み込み演算を行
う前段フィルタ手段、（２）希望波と干渉波の複素シン
ボル系列候補から成る複素シンボル系列候補群と、伝送
路特性推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号と
して出力するレプリカ信号生成フィルタ手段、（３）前
段フィルタ手段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信
号とし、この誤差信号を基に信号判定を行い、希望波の
判定信号と複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列
推定手段、（４）受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、タップ係数と伝送路特性推定値
とを推定するパラメータ推定手段とから成る。
【００１４】ダイバーシチ受信を行うとき、前段フィル
タ手段は、複数のアンテナからの受信信号に対し各々異
なるタップ係数との畳み込み演算を行い、演算結果を足
しあわせ出力するように拡張できる。 ［作用］ この発明における基本的な作用は次のような
ものである。（１）前段フィルタ手段は、受信信号とタ
ップ係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリ
ングタイミング調整を行い、その演算結果を出力する。
（２）レプリカ信号生成フィルタ手段は、複素シンボル
系列候補群の要素である希望波と干渉波の複素シンボル
系列候補を、それぞれ対応する伝送路特性推定値との畳
み込み演算を行い、それらの演算結果を足し合わせるこ
とにより受信信号の推定値であるレプリカ信号を生成し
出力する。（３）最尤系列推定手段は、前段フィルタ手
段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号とし、この
誤差信号を尤度情報として最尤系列推定により信号判定
を行い、希望波の判定信号と複素シンボル系列候補群を
出力する。（４）パラメータ推定手段は、受信信号、複
素シンボル系列候補と誤差信号を入力として、伝送路特
性推定値の特定要素を固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の平均２乗が最小となるようにタップ係数と伝
送路特性推定値を推定する。
タ手段は、複数のアンテナからの受信信号に対し各々異
なるタップ係数との畳み込み演算を行い、演算結果を足
しあわせ出力するように拡張できる。 ［作用］ この発明における基本的な作用は次のような
ものである。（１）前段フィルタ手段は、受信信号とタ
ップ係数との畳み込み演算を行うことにより、サンプリ
ングタイミング調整を行い、その演算結果を出力する。
（２）レプリカ信号生成フィルタ手段は、複素シンボル
系列候補群の要素である希望波と干渉波の複素シンボル
系列候補を、それぞれ対応する伝送路特性推定値との畳
み込み演算を行い、それらの演算結果を足し合わせるこ
とにより受信信号の推定値であるレプリカ信号を生成し
出力する。（３）最尤系列推定手段は、前段フィルタ手
段の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号とし、この
誤差信号を尤度情報として最尤系列推定により信号判定
を行い、希望波の判定信号と複素シンボル系列候補群を
出力する。（４）パラメータ推定手段は、受信信号、複
素シンボル系列候補と誤差信号を入力として、伝送路特
性推定値の特定要素を固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の平均２乗が最小となるようにタップ係数と伝
送路特性推定値を推定する。
【００１５】前段フィルタ手段はダイバーシチ受信の
際、複数のアンテナからの受信信号に対し、各々異なる
タップ係数との畳み込み演算を行うことによりサンプリ
ングタイミング調整を行い、その複数の演算結果を足し
合わせ出力することも可能である。 ［従来との差異］従来技術とは、以下の点が異なる。 （１）前段フィルタ手段において、受信信号とタップ係
数との畳み込み演算を行うことによりサンプリングタイ
ミング調整を行い、その演算結果を用いて尤度情報を求
める。（２）前段フィルタ手段のタップ係数と伝送路特
性推定値は、伝送路特性推定値の特定要素を固定すると
いう拘束条件の下で、誤差信号の平均２乗が最小となる
ように推定する。
際、複数のアンテナからの受信信号に対し、各々異なる
タップ係数との畳み込み演算を行うことによりサンプリ
ングタイミング調整を行い、その複数の演算結果を足し
合わせ出力することも可能である。 ［従来との差異］従来技術とは、以下の点が異なる。 （１）前段フィルタ手段において、受信信号とタップ係
数との畳み込み演算を行うことによりサンプリングタイ
ミング調整を行い、その演算結果を用いて尤度情報を求
める。（２）前段フィルタ手段のタップ係数と伝送路特
性推定値は、伝送路特性推定値の特定要素を固定すると
いう拘束条件の下で、誤差信号の平均２乗が最小となる
ように推定する。
【００１６】
【発明の実施の形態】実施例１
この発明の実施例１の構成を図１に図５Ａと対応する部
分に同一符号を付けて示す（請求項１）。以下では考慮
する干渉波の数は１、即ちＮは１とする。入力端子２６
からサンプリング周期Ｔ／２の受信信号が入力する。サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットによる劣化
は、遅延素子の遅延時間が１シンボル周期Ｔ未満のトラ
ンスバーサルフィルタを用いれば補償できることが知ら
れている（Ungerboeck,G.,“Fractional tap-spacing e
qualizer and consequence for clock recovery in dat
a modems”，“IEEE Trans.on Commun,Vol.COM-24,No.
8,pp.856-864,Aug.1976）。従って、この発明では受信
信号を遅延時間が１Ｔより小さいトランスバーサルフィ
ルタの前段フィルタ手段に入力する。つまり受信信号を
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１に入力する。
このフィルタ７１は例えば図２Ａに示すような遅延時間
Ｔ／２の遅延素子７２を例えば２段持つトランスバーサ
ルフィルタであり、受信信号と、入力端子７３から入力
するタップ係数との畳み込み演算を行い、その演算結果
を出力する。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成
回路７５は図５Ｂに示したレプリカ信号生成回路３１と
ほぼ同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と
干渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボ
ル系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路特性
推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出
力する。ここでは、図５Ｂ中の希望波のレプリカ信号成
分を生成するシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ
４３は、図２Ｂに示すように先行波のフェージング振幅
を−１に固定してある。複素シンボル系列候補群は遅延
時間がＴの遅延素子７６に入力されると共に複素乗算器
７７へも供給され、遅延素子７６の出力は複素乗算器７
８に供給される。複素乗算器７７の乗数は−１に固定さ
れ、複素乗算器７８には希望波の伝送路特性推定値が乗
数として与えられる。複素乗算器７７，７８の出力は複
素加算器７９で加算されて出力される。この複素乗算器
７７の乗数を−１に固定するのは、後述するパラメータ
推定回路８１で希望波の先行波のフェージング振幅を−
１に固定するという拘束条件の下で誤差信号の２乗平均
が最小となるようにしていることにもとづく。
分に同一符号を付けて示す（請求項１）。以下では考慮
する干渉波の数は１、即ちＮは１とする。入力端子２６
からサンプリング周期Ｔ／２の受信信号が入力する。サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットによる劣化
は、遅延素子の遅延時間が１シンボル周期Ｔ未満のトラ
ンスバーサルフィルタを用いれば補償できることが知ら
れている（Ungerboeck,G.,“Fractional tap-spacing e
qualizer and consequence for clock recovery in dat
a modems”，“IEEE Trans.on Commun,Vol.COM-24,No.
8,pp.856-864,Aug.1976）。従って、この発明では受信
信号を遅延時間が１Ｔより小さいトランスバーサルフィ
ルタの前段フィルタ手段に入力する。つまり受信信号を
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１に入力する。
このフィルタ７１は例えば図２Ａに示すような遅延時間
Ｔ／２の遅延素子７２を例えば２段持つトランスバーサ
ルフィルタであり、受信信号と、入力端子７３から入力
するタップ係数との畳み込み演算を行い、その演算結果
を出力する。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成
回路７５は図５Ｂに示したレプリカ信号生成回路３１と
ほぼ同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と
干渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボ
ル系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路特性
推定値との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出
力する。ここでは、図５Ｂ中の希望波のレプリカ信号成
分を生成するシンボル間隔形トランスバーサルフィルタ
４３は、図２Ｂに示すように先行波のフェージング振幅
を−１に固定してある。複素シンボル系列候補群は遅延
時間がＴの遅延素子７６に入力されると共に複素乗算器
７７へも供給され、遅延素子７６の出力は複素乗算器７
８に供給される。複素乗算器７７の乗数は−１に固定さ
れ、複素乗算器７８には希望波の伝送路特性推定値が乗
数として与えられる。複素乗算器７７，７８の出力は複
素加算器７９で加算されて出力される。この複素乗算器
７７の乗数を−１に固定するのは、後述するパラメータ
推定回路８１で希望波の先行波のフェージング振幅を−
１に固定するという拘束条件の下で誤差信号の２乗平均
が最小となるようにしていることにもとづく。
【００１７】図１中の複素減算器３６は、前段フィルタ
７１の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号として出
力する。２乗演算回路３７は、その誤差信号の絶対値の
２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブランチ
メトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８に入力す
る。ビタビアルゴリズム回路３８は複素シンボル系列候
補群を出力し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系列推
定による信号判定を行う。具体的には、複素シンボル系
列候補群ごとにブランチメトリックの累積値として対数
尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメトリッ
クを最大とする複素シンボル系列候補群をビタビアルゴ
リズムにより求める。そして、選択された複素シンボル
系列候補群のうち希望波の複素シンボル候補を判定信号
として出力端子２８へ出力する。ここで、複素減算器３
６、２乗演算回路３７及びビタビアルゴリズム回路３８
は最尤系列推定手段に相当する。
７１の出力とレプリカ信号との差分を誤差信号として出
力する。２乗演算回路３７は、その誤差信号の絶対値の
２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブランチ
メトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８に入力す
る。ビタビアルゴリズム回路３８は複素シンボル系列候
補群を出力し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系列推
定による信号判定を行う。具体的には、複素シンボル系
列候補群ごとにブランチメトリックの累積値として対数
尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメトリッ
クを最大とする複素シンボル系列候補群をビタビアルゴ
リズムにより求める。そして、選択された複素シンボル
系列候補群のうち希望波の複素シンボル候補を判定信号
として出力端子２８へ出力する。ここで、複素減算器３
６、２乗演算回路３７及びビタビアルゴリズム回路３８
は最尤系列推定手段に相当する。
【００１８】パラメータ推定手段に相当するパラメータ
推定回路８１は、受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、希望波の先行波のフェージング
振幅を−１（定数）に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を求め出力
する。ここで、希望波の先行波のフェージング振幅は伝
送路特性推定値の特定要素に相当する。
推定回路８１は、受信信号、複素シンボル系列候補群と
誤差信号を入力として、希望波の先行波のフェージング
振幅を−１（定数）に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づきタップ係数及び伝送路特性推定値を求め出力
する。ここで、希望波の先行波のフェージング振幅は伝
送路特性推定値の特定要素に相当する。
【００１９】上記の拘束条件がないと、最小２乗推定で
はタップ係数及び伝送路特性推定値は全て０になってし
まい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件はこの事
態を防ぐために必要となっている。拘束条件下での最小
２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き出力電力
最小化アルゴリズムとして、R.T.Jr.Compton著“Adapti
ve antennas ”(Prentice Hall出版1988年）の第６章に
記載されているが、希望波の先行波の複素シンボル候補
を基準信号と見なせば、通常の最小２乗法のアルゴリズ
ムが適用できる。
はタップ係数及び伝送路特性推定値は全て０になってし
まい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件はこの事
態を防ぐために必要となっている。拘束条件下での最小
２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き出力電力
最小化アルゴリズムとして、R.T.Jr.Compton著“Adapti
ve antennas ”(Prentice Hall出版1988年）の第６章に
記載されているが、希望波の先行波の複素シンボル候補
を基準信号と見なせば、通常の最小２乗法のアルゴリズ
ムが適用できる。
【００２０】以下では数式を用いてこのことを説明す
る。受信信号をｘ（ｋＴs ／Ｔ）、タップ係数を
｛Ｗp ｝とすると、図１中の分数間隔形トランスバーサ
ルフィルタ７１の出力信号ｙ（ｉ）は ｙ（ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−1/2)＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋1/2) （２） となる。ここで、* は複素共役である。一方、レプリカ
信号生成回路７５の出力であるレプリカ信号ｙe （ｉ）
は、時刻ｉＴにおける希望波及び干渉波の複素シンボル
候補をａm （ｉ），ｂm （ｉ），希望波及び干渉波の伝
送路特性推定値を｛ｈ0 （ｊ）｝，｛ｈ1 （ｊ）｝とす
ると、 ｙe （ｉ）＝Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） ＋Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （３） となる。誤差信号ｅm （ｉ）はｙ（ｉ）−ｙe （ｉ）で
あるから、式（２）及び式（３）を用いて ｅm （ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−１）＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋１） −Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） −Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （４） となる。この誤差信号ｅm （ｉ）を、７次元拡張受信信
号ベクトルＸext （ｉ）と７次元拡張重み付け係数ベ
クトルＷext で表すと ｅm （ｉ）＝Ｗex H Ｘex（ｉ） （５） となる。ここで、H は複素共役転置であり、Ｘ
ex（ｉ）とＷexは Ｘex H （ｉ）＝［ａm * （ｉ）ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ） ｂm * （ｉ−１）ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （６） Ｗex H ＝［−ｈ0 （０）−ｈ0 （１）−ｈ1 （０）−ｈ1 （１） ｗ1 * ｗ2 * ｗ3 * ］ （７） と定める。先行波のフェージング振幅を−１とする拘束
条件はｈ0 （０）＝−１であり、 Ｗex H Ｔex＝１（const.) （８） と表すことができる。ただし、Ｔexは７次元拡張ステ
アリング・ベクトルであり、 Ｔex H ＝［１００００００］ （９） である。
る。受信信号をｘ（ｋＴs ／Ｔ）、タップ係数を
｛Ｗp ｝とすると、図１中の分数間隔形トランスバーサ
ルフィルタ７１の出力信号ｙ（ｉ）は ｙ（ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−1/2)＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋1/2) （２） となる。ここで、* は複素共役である。一方、レプリカ
信号生成回路７５の出力であるレプリカ信号ｙe （ｉ）
は、時刻ｉＴにおける希望波及び干渉波の複素シンボル
候補をａm （ｉ），ｂm （ｉ），希望波及び干渉波の伝
送路特性推定値を｛ｈ0 （ｊ）｝，｛ｈ1 （ｊ）｝とす
ると、 ｙe （ｉ）＝Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） ＋Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （３） となる。誤差信号ｅm （ｉ）はｙ（ｉ）−ｙe （ｉ）で
あるから、式（２）及び式（３）を用いて ｅm （ｉ）＝ｗ1 * ｘ（ｉ−１）＋ｗ2 * ｘ（ｉ）＋ｗ3 * ｘ（ｉ＋１） −Σj=0 1ｈ0 （ｊ）ａm （ｉ−ｊ） −Σj=0 1ｈ1 （ｊ）ｂm （ｉ−ｊ） （４） となる。この誤差信号ｅm （ｉ）を、７次元拡張受信信
号ベクトルＸext （ｉ）と７次元拡張重み付け係数ベ
クトルＷext で表すと ｅm （ｉ）＝Ｗex H Ｘex（ｉ） （５） となる。ここで、H は複素共役転置であり、Ｘ
ex（ｉ）とＷexは Ｘex H （ｉ）＝［ａm * （ｉ）ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ） ｂm * （ｉ−１）ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （６） Ｗex H ＝［−ｈ0 （０）−ｈ0 （１）−ｈ1 （０）−ｈ1 （１） ｗ1 * ｗ2 * ｗ3 * ］ （７） と定める。先行波のフェージング振幅を−１とする拘束
条件はｈ0 （０）＝−１であり、 Ｗex H Ｔex＝１（const.) （８） と表すことができる。ただし、Ｔexは７次元拡張ステ
アリング・ベクトルであり、 Ｔex H ＝［１００００００］ （９） である。
【００２１】式（８）の拘束条件で式（５）で表される
誤差信号ｅm （ｉ）の平均２乗を最小にするアルゴリズ
ムは、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして
知られているが、式（５）にｈ0 （０）＝−１を代入し
て以下のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリ
ズムが適用できる。 ｅm （ｉ）＝ａm （ｉ）−ＷH Ｘ（ｉ） （10） ここで、Ｘ（ｉ）は６次元受信信号ベクトル、Ｗは
６次元重み付け係数ベクトルであり、 ＸH （ｉ）＝［ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ）ｂm * （ｉ−１） ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （11） ＷH ＝［ｈ0 （１）ｈ1 （０）ｈ1 （１）−ｗ1 * −ｗ2 * −ｗ3 * ］ （12） と定める。式（１０）は最小２乗法における誤差信号の
標準形であり、希望波の先行波の複素シンボル候補ａm
（ｉ）を基準信号としＷexの代りにＷを推定するな
らば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
誤差信号ｅm （ｉ）の平均２乗を最小にするアルゴリズ
ムは、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして
知られているが、式（５）にｈ0 （０）＝−１を代入し
て以下のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリ
ズムが適用できる。 ｅm （ｉ）＝ａm （ｉ）−ＷH Ｘ（ｉ） （10） ここで、Ｘ（ｉ）は６次元受信信号ベクトル、Ｗは
６次元重み付け係数ベクトルであり、 ＸH （ｉ）＝［ａm * （ｉ−１）ｂm * （ｉ）ｂm * （ｉ−１） ｘ* （ｉ−1/2)ｘ* （ｉ）ｘ* （ｉ＋1/2)］ （11） ＷH ＝［ｈ0 （１）ｈ1 （０）ｈ1 （１）−ｗ1 * −ｗ2 * −ｗ3 * ］ （12） と定める。式（１０）は最小２乗法における誤差信号の
標準形であり、希望波の先行波の複素シンボル候補ａm
（ｉ）を基準信号としＷexの代りにＷを推定するな
らば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
【００２２】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットがある場合
でも特性の劣化を抑えることができる。また、希望波と
干渉波の受信タイミングが一致していない非同期系にお
いても、レプリカ信号生成回路７５が生成できない符号
間干渉が発生し、特性劣化の原因となるが、これを前段
フィルタが波形等化器として打ち消すように適応的に動
作するので良好に動作する。
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、サ
ンプリングクロックのタイミングオフセットがある場合
でも特性の劣化を抑えることができる。また、希望波と
干渉波の受信タイミングが一致していない非同期系にお
いても、レプリカ信号生成回路７５が生成できない符号
間干渉が発生し、特性劣化の原因となるが、これを前段
フィルタが波形等化器として打ち消すように適応的に動
作するので良好に動作する。
【００２３】なお、ここではサンプリング周期をＴ／２
としたが、他のサンプリング周期の値（シンボル周期Ｔ
以下）への拡張は容易に行える。このように入力信号の
サンプリング周期は１シンボル周期より小とされるが、
レプリカ信号生成回路７５、パラメータ推定回路８１、
最尤系列推定手段での各処理は１シンボル周期ごとでよ
い。
としたが、他のサンプリング周期の値（シンボル周期Ｔ
以下）への拡張は容易に行える。このように入力信号の
サンプリング周期は１シンボル周期より小とされるが、
レプリカ信号生成回路７５、パラメータ推定回路８１、
最尤系列推定手段での各処理は１シンボル周期ごとでよ
い。
【００２４】また、希望波の先行波のフェージング振幅
を固定したが、遅延波のフェージング振幅を固定するこ
とも可能である。この場合、図２Ｂに示すシンボル間隔
形トランスバーサルフィルタの複素乗算器７８に固定値
が設定され、複素乗算器７７に伝送路特性推定値が設定
される。さらに、ビタビアルゴリズム回路３８で用いる
ビタビアルゴリズムは、演算量を削減するため、本来の
ビタビアルゴリズムよりも状態数を少なくするＤＤＦＳ
Ｅ（Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation)
等の簡易アルゴリズムで代用することも可能である（Ha
llen,A.D.and C.Heegard, “Delayed decision-feedbac
k sequence estimation ”，IEEE Trans. Commun,vol.C
OM-37,pp.428-436,May 1989)。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図３に図１と対応する部
分に同一符号を付けて示す（請求項２）。この構成は実
施例１をダイバーシチ受信の場合に拡張したものであ
り、同図では２ブランチを例に示した。まず、入力端子
２６1 及び２６2からそれぞれ２つのアンテナからの受
信信号が入力する。ここで、各受信信号のサンプリング
周期はＴ／２である。入力端子２６1 からの受信信号は
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 でタップ係
数と畳み込み演算され、入力端子２６2 からの受信信号
は分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１2 で異なる
タップ係数と畳み込み演算される。複素加算器８２は分
数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 及び７１2 の
出力信号を足しあわせて出力する。分数間隔形トランス
バーサルフィルタ７１1 及び７１2 は、図２Ａに示した
遅延時間Ｔ／２の遅延素子を持つトランスバーサルフィ
ルタである。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。ここで、分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１
1 及び７１2 、複素加算器８２は前段フィルタ手段に相
当する。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号
生成回路７５は、実施例１と同様に図５Ｂに示したもの
と同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と干
渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボル
系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路推定値
との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出力す
る。複素減算器３６は、前段フィルタ手段の出力、即ち
複素加算器８２の出力信号とレプリカ信号との差分を誤
差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤差信号
の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ち
ブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８
に入力する。ビタビアルゴリズム回路３８は実施例１と
同様に、複素シンボル系列候補群を出力し、最尤系列推
定による信号判定を行い希望波の判定信号を出力端子２
８へ出力する。ここで、複素減算器３６、２乗演算回路
３７及びビタビアルゴリズム回路３８は最尤系列推定手
段に相当する。
を固定したが、遅延波のフェージング振幅を固定するこ
とも可能である。この場合、図２Ｂに示すシンボル間隔
形トランスバーサルフィルタの複素乗算器７８に固定値
が設定され、複素乗算器７７に伝送路特性推定値が設定
される。さらに、ビタビアルゴリズム回路３８で用いる
ビタビアルゴリズムは、演算量を削減するため、本来の
ビタビアルゴリズムよりも状態数を少なくするＤＤＦＳ
Ｅ（Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation)
等の簡易アルゴリズムで代用することも可能である（Ha
llen,A.D.and C.Heegard, “Delayed decision-feedbac
k sequence estimation ”，IEEE Trans. Commun,vol.C
OM-37,pp.428-436,May 1989)。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図３に図１と対応する部
分に同一符号を付けて示す（請求項２）。この構成は実
施例１をダイバーシチ受信の場合に拡張したものであ
り、同図では２ブランチを例に示した。まず、入力端子
２６1 及び２６2からそれぞれ２つのアンテナからの受
信信号が入力する。ここで、各受信信号のサンプリング
周期はＴ／２である。入力端子２６1 からの受信信号は
分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 でタップ係
数と畳み込み演算され、入力端子２６2 からの受信信号
は分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１2 で異なる
タップ係数と畳み込み演算される。複素加算器８２は分
数間隔形トランスバーサルフィルタ７１1 及び７１2 の
出力信号を足しあわせて出力する。分数間隔形トランス
バーサルフィルタ７１1 及び７１2 は、図２Ａに示した
遅延時間Ｔ／２の遅延素子を持つトランスバーサルフィ
ルタである。この畳み込み演算は、異なるタイミングの
受信信号の中から最適タイミングのものを選択する機能
があり、サンプリングタイミングの調整を適応的に行う
ことができる。また、希望波と干渉波の受信タイミング
が一致していない非同期系では、レプリカ信号生成回路
７５で生成できない符号間干渉が発生するが、この符号
間干渉についても、上述の畳み込み演算は打ち消すよう
な動作を行い、非同期系での劣化を補償することができ
る。ここで、分数間隔形トランスバーサルフィルタ７１
1 及び７１2 、複素加算器８２は前段フィルタ手段に相
当する。レプリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号
生成回路７５は、実施例１と同様に図５Ｂに示したもの
と同じ構成であり、希望波の複素シンボル系列候補と干
渉波の複素シンボル系列候補で構成される複素シンボル
系列候補群と、入力端子３３から入力する伝送路推定値
との畳み込み演算を行い、レプリカ信号として出力す
る。複素減算器３６は、前段フィルタ手段の出力、即ち
複素加算器８２の出力信号とレプリカ信号との差分を誤
差信号として出力する。２乗演算回路３７は、誤差信号
の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ち
ブランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路３８
に入力する。ビタビアルゴリズム回路３８は実施例１と
同様に、複素シンボル系列候補群を出力し、最尤系列推
定による信号判定を行い希望波の判定信号を出力端子２
８へ出力する。ここで、複素減算器３６、２乗演算回路
３７及びビタビアルゴリズム回路３８は最尤系列推定手
段に相当する。
【００２５】パラメータ推定手段に相当するパラメータ
推定回路８３は、入力端子２６1 及び２６2 から入力す
る受信信号、複素シンボル系列候補群と誤差信号を入力
として、希望波の先行波のフェージング振幅を−１（定
数）に固定するという拘束条件の下で、誤差信号の２乗
平均が最小となるように、即ち最小２乗法に基づきタッ
プ係数及び伝送路推定値を求め出力する。ここで、希望
波の先行波のフェージング振幅は伝送路特性推定値の特
定要素に相当する。
推定回路８３は、入力端子２６1 及び２６2 から入力す
る受信信号、複素シンボル系列候補群と誤差信号を入力
として、希望波の先行波のフェージング振幅を−１（定
数）に固定するという拘束条件の下で、誤差信号の２乗
平均が最小となるように、即ち最小２乗法に基づきタッ
プ係数及び伝送路推定値を求め出力する。ここで、希望
波の先行波のフェージング振幅は伝送路特性推定値の特
定要素に相当する。
【００２６】この実施例ではサンプリング周期Ｔ／２の
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、実
施例１と同様、サンプリングクロックのタイミングオフ
セットがある場合でも特性の劣化を抑えることができ、
希望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同
期系においても良好に動作する。加えて、複素加算器で
複数の分数間隔形トランスバーサルフィルタの出力を合
成しており、ダイバーシチ合成と等価な機能を有してい
る。従って、等化しきれない長い遅延時間の遅延波が到
来する場合や考慮外の干渉波が到来する場合でも、前段
フィルタ手段においてダイバーシチ合成により除去でき
るので、誤り率特性を維持できる。
受信信号を用いており、前段フィルタ手段において受信
信号とタップ係数との畳み込み演算を行うことにより、
サンプリングタイミング調整を行っている。従って、実
施例１と同様、サンプリングクロックのタイミングオフ
セットがある場合でも特性の劣化を抑えることができ、
希望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同
期系においても良好に動作する。加えて、複素加算器で
複数の分数間隔形トランスバーサルフィルタの出力を合
成しており、ダイバーシチ合成と等価な機能を有してい
る。従って、等化しきれない長い遅延時間の遅延波が到
来する場合や考慮外の干渉波が到来する場合でも、前段
フィルタ手段においてダイバーシチ合成により除去でき
るので、誤り率特性を維持できる。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
前段フィルタ手段において受信信号のタイミング調整を
行うので、受信信号のサンプリングクロックにタイミン
グオフセットがある場合でも良好に動作する。また、希
望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同期
系においても、劣化の要因となる符号間干渉を前段フィ
ルタが除去するので良好に動作する。また、ダイバーシ
チ受信への拡張構成では、等化しきれない長い遅延時間
の遅延波が到来する場合や考慮外の干渉波が到来する場
合でも、前段フィルタ手段においてダイバーシチ合成を
行うので、誤り率特性を維持できる。
前段フィルタ手段において受信信号のタイミング調整を
行うので、受信信号のサンプリングクロックにタイミン
グオフセットがある場合でも良好に動作する。また、希
望波と干渉波の受信タイミングが一致していない非同期
系においても、劣化の要因となる符号間干渉を前段フィ
ルタが除去するので良好に動作する。また、ダイバーシ
チ受信への拡張構成では、等化しきれない長い遅延時間
の遅延波が到来する場合や考慮外の干渉波が到来する場
合でも、前段フィルタ手段においてダイバーシチ合成を
行うので、誤り率特性を維持できる。
【００２８】この発明は同一キャリア周波数を多数のユ
ーザーが共用する無線システムに利用すると効果的であ
る。
ーザーが共用する無線システムに利用すると効果的であ
る。
【図１】この発明の実施例１の機能構成を示すブロック
図。
図。
【図２】Ａは図１中の前段フィルタ手段としての分数間
隔形トランスバーサルフィルタ７１の構成例を示すブロ
ック図、Ｂは図１中のレプリカ信号生成回路７５におけ
る希望波のシンボル間隔形トランスバーサルフィルタの
構成例を示すブロック図である。
隔形トランスバーサルフィルタ７１の構成例を示すブロ
ック図、Ｂは図１中のレプリカ信号生成回路７５におけ
る希望波のシンボル間隔形トランスバーサルフィルタの
構成例を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施例２の機能構成を示すブロック
図。
図。
【図４】従来の受信機の構成を示すブロック図。
【図５】Ａは図４中の従来の非線形干渉キャンセラ２７
の構成を示すブロック図、Ｂは図５Ａ中のレプリカ信号
生成回路３１の構成例を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図、Ｂは図５Ａ中のレプリカ信号
生成回路３１の構成例を示すブロック図である。
【図６】Ａは図５Ｂ中のシンボル間隔形トランスバーサ
ルフィルタの構成例を示すブロック図、Ｂはビタビアル
ゴリズムの状態遷移図である。
ルフィルタの構成例を示すブロック図、Ｂはビタビアル
ゴリズムの状態遷移図である。
【図７】Ａは受信信号とサンプリングタイミングの関係
を示す図、Ｂは希望波と干渉波の受信タイミングの説明
図である。
を示す図、Ｂは希望波と干渉波の受信タイミングの説明
図である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｌ 27/01 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｋ
Claims (2)
- 【請求項１】 １シンボル周期より短かいサンプリング
周期の受信信号を入力としてタップ係数との畳み込み演
算を行い、その演算結果を出力する前段フィルタ手段
と、 希望波の複素シンボル系列候補と、Ｎ波（但し、Ｎは自
然数）の干渉波の複素シンボル系列候補とで構成される
複素シンボル系列候補群を入力として、伝送路特性推定
値との畳み込み演算を、その推定値の特定要素を固定し
て行い、その演算結果をレプリカ信号として出力するレ
プリカ信号生成手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、希望波の判定信号と前
記複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列推定手段
と、 前記受信信号、前記複素シンボル系列候補群と前記誤差
信号を入力として、前記伝送路特性推定値の特定要素を
前記固定するという拘束条件の下で前記誤差信号の平均
２乗が最小となるように、前記タップ係数と前記伝送路
特性推定値を推定して出力するパラメータ推定手段とか
ら構成されることを特徴とする干渉キャンセラ。 - 【請求項２】 複数のアンテナからのそれぞれ１シンボ
ル周期より短かいサンプリング周期の受信信号を入力と
して、これらの受信信号に対し各々異なるタップ係数と
の畳み込み演算を行い、その複数の演算結果を足しあわ
せたものを出力する前段フィルタ手段と、 希望波の複素シンボル系列候補と、Ｎ波（但し、Ｎは自
然数）の干渉波の複素シンボル系列候補とで構成される
複素シンボル系列候補群を入力として、伝送路特性推定
値との畳み込み演算を、その推定値の特定要素を固定し
て行い、その演算結果をレプリカ信号として出力するレ
プリカ信号生成手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号とし、この誤差信号を尤度情報として最尤
系列推定により信号判定を行い、希望波の判定信号と前
記複素シンボル系列候補群を出力する最尤系列推定手段
と、 前記受信信号、前記複素シンボル系列候補群と前記誤差
信号を入力として、前記伝送路特性推定値の特定要素を
前記固定するという拘束条件の下で前記誤差信号の平均
２乗が最小となるように、前記タップ係数と前記伝送路
特性推定値を推定し出力するパラメータ推定手段とから
構成されることを特徴とする干渉キャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33843596A JP3424724B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 干渉キャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33843596A JP3424724B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 干渉キャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10178373A JPH10178373A (ja) | 1998-06-30 |
| JP3424724B2 true JP3424724B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=18318133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33843596A Expired - Fee Related JP3424724B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 干渉キャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3424724B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2809249B1 (fr) * | 2000-05-16 | 2004-04-23 | France Telecom | Procede et systeme de detection et de decodage iteratif de symboles recus, couple a une reestimation des coefficients du canal de transmission |
| JP4403010B2 (ja) * | 2004-02-03 | 2010-01-20 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 信号分離装置 |
-
1996
- 1996-12-18 JP JP33843596A patent/JP3424724B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10178373A (ja) | 1998-06-30 |
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