JP2000188567A - 受信信号系列推定方法及びこの方法を用いたアダプティブ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 演算量が膨大とならず、かつ伝送特性が維持
できる受信信号系列推定方法及びこの方法を用いたアダ
プティブ受信機を提供すること。 【解決手段】 端子３０−１〜３０−Ｌから、Ｌ本のア
ンテナからのベースバンド帯に変換された受信ベースバ
ンド信号群がＭ個の前段フィルタ７２〜７４へ入力され
る。前段フィルタ７２〜７４は、前記受信ベースバンド
信号群を、パラメータ推定回路７１からのＭ組の重み付
け係数群を用いて、線形合成してＭ個の線形合成信号を
生成する。遅延回路７５、７６は、Ｍ個の線形合成信号
を、それぞれ異なる遅延時間だけ遅延させる。加算器７
８は、遅延回路７５、７６の出力と前段フィルタ７４の
出力とを足しあわせて合成信号を出力し、最尤系列推定
回路４２は、合成信号出力から信号判定を行い希望波の
判定信号を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号系列推定
方法及びこの方法を用いたアダプティブ受信機に係り、
特に、干渉波及び符号問干渉による劣化を抑圧する受信
信号系列推定方法及びこの方法を用いたアダプティブ受
信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動通信においては、周波数
の有効利用を図るため周波数のゾーン繰り返しを行って
おり、同一チャネル干渉対策が重要な課題の一つであ
る。干渉キャンセラの一種であるアダプティブアレイは
その有望な技術の一つであり、その動作を図１を用いて
説明する。従来のアダプティブアレイは、アンテナの指
向性を適応的に制御して、アンテナゲイン１１を希望波
の先行波１０に対してのみ大きく設定している。その結
果、他局からの干渉波のみならず自局の信号である希望
波の遅延波までも除去してしまった。

【０００３】図１では、干渉波の先行波１２、干渉波の
第１遅延波１６及び干渉波の第２遅延波１５の到来角の
方向に対してアンテナゲインを下げているが、希望波の
第１遅延波１３と希望波の第２遅延波１４の方向に対し
てもアンテナゲインを下げて受信波として取り込まない
ようにしている。しかし、希望波の信号電力を増大させ
る為には、図２に示すように、希望波の第１遅延波１３
と希望波の第２遅延波１４の方向にはアンテナゲインを
下げないように制御することが望ましい。これは、アダ
プティブアレイと適応等化器の一種である最尤系列推定
器とを組み合わせることで可能となる。この組み合わせ
構成を図３に示す。

【０００４】図３において、アンテナ２０−１〜２０−
ＬはＬ（Ｌは２以上の自然数）本あり、受信波を受信す
る。まず、アンテナ２０−１から受信した受信波は、低
雑音アンプ２２で増幅された後にハイブリッド２３で分
岐される。一方の信号は、キャリア信号発生器３１が出
力するキャリア信号を乗算器２４で乗算された後にロー
パスフィルタ２６へ入力される。そして、Ａ／Ｄ変換器
２８でサンプリング周期Ｔ_s ごとにサンプリングされデ
ィジタル信号に変換される。他方の信号は、π／２移相
器３４で９０度位相回転したキャリア信号を乗算器２５
で乗算され、ローパスフィルタ２７へ入力された後にＡ
／Ｄ変換器２９でサンプリングされ、ディジタル信号に
変換される。この操作は準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換
器２８及びＡ／Ｄ変換器２９の出力は準同期検波信号の
同相成分及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信べ
ースバンド信号とする。以後、べースバンド信号は全て
同相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表示で表
わすことにする。

【０００５】なお、低雑音アンプ２２、ハイブリッド２
３、乗算器２４及び乗算器２５、移相器３４、ローパス
フィルタ２６及びローパスフィルタ２７、Ａ／Ｄ変換器
２８及びＡ／Ｄ変換器２９はべースバンド受信信号発生
器２１−１を構成する。他のアンテナから受信した受信
波についても同様に、べースバンド受信信号発生器２１
−Ｌに入力され、受信べースバンド信号が出力される。
ここで、べースバンド受信信号発生器２１−１〜２１−
Ｌは受信手段に相当する。

【０００６】ベースバンド受信信号は、伝送路の同一チ
ャネル干渉及び遅延波による符号問干渉を受けており、
入力端子３０−１〜３０−Ｌを通ってアダプティブアレ
イ等化信号処理部３２へと入力される。アダプティブア
レイ等化信号処理部３２は同一チャネル干渉及び符号問
干渉による伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望波
の判定信号を出力端子３３から出力する。

【０００７】このアダプティブアレイ等化信号処理部３
３の構成を図４に示す（府川 和彦、“アダプティブア
レイと非線形干渉キャンセラとの縦続構成法とその特
性”、Ｂ−５−２０４、１９９７年電子情報通信学会総
合大会）。ここでは、サンプリング周期Ｔ_s は変調のシ
ンボル周期Ｔに等しいものとする。各アンテナ２０−１
〜２０−Ｌからの受信べースバンド信号が入力端子３０
−１〜３０−Ｌを通って入力する。この受信べースバン
ド信号群は、それぞれ複素乗算器４０−１〜４０−Ｌで
重み付け係数Ｗ^* ₁ 〜Ｗ^* _L を乗算された後、複素加算
器４４で合成されて合成信号ｙ(i) として出力端子Ａか
ら出力される。この過程は受信べースバンド信号の線形
合成であり、受信ベースバンド信号に含まれる干渉波成
分が除去される。ここで、複素乗算器４０−１〜４０−
Ｌ及び複素加算器４４はアダプティブアレイの機能を有
し、前段フィルタ手段４１を構成する。

【０００８】前段フィルタ手段４１の出力端子Ａからの
合成信号は希望波の遅延波による符号問干渉が残ってお
り、符号問干渉による劣化を抑えるため、等化器の一種
である最尤系列推定器４２に入力される。まず、レプリ
カ信号生成回路４７は、入力端子Ｓから入力する複素シ
ンボル系列候補と、入力端子Ｈから入力する伝送路模擬
フィルタ係数との畳み込み演算を行い、その演算結果を
レプリカ信号ｙ_e (i)として出力端子Ｒから出力する。
複素減算器４５は、合成信号ｙ(i) とレプリカ信号ｙ_e
(i) との差分を誤差信号ｅ_m (i) として出力する。

【０００９】２乗演算器４６は、誤差信号ｅ_m (i) の絶
対値の２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブ
ランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路４８に
入力する。ビタビアルゴリズム回路４８は、上述の複素
シンボル系列候補を出力し、ビタビアルゴリズムを用い
て最尤系列推定による信号判定を行う。具体的には、複
素シンボル系列候補ごとにブランチメトリックの累積値
として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パ
スメトリックを最大とする複素シンボル系列候補をビタ
ビアルゴリズムにより求める。そして、選択された複素
シンボル系列候補を希望波複素シンボルの判定信号とし
て出力端子３３へと出力する。

【００１０】図４のレプリカ信号生成回路４７はシンボ
ル間隔形トランスバーサル・フィルタで実現できる。シ
ンボル間隔形トランスバーサル・フィルタの構成は、遅
延素子の遅延時間がシンボル周期Ｔであるトランスバー
サル・フィルタであり、その構成を図５に示す。なお、
ここで伝送路における遅延波の最大遅延時間は２Ｔとし
た。入力端子Ｓから入力する複素シンボル系列候補と、
入力端子Ｈから入力する伝送路模擬フィルタ係数は、タ
ップに相当する複素乗算器５３〜５５に設定され、複素
シンボル系列候補と伝送路模擬フィルタ係数との畳み込
み演算結果が複素加算器５６から出力端子Ｒへと出力さ
れる。

【００１１】次に、図４のビタビアルゴリズム回路４８
が用いるビタビアルゴリズムについて、ＢＰＳＫ変調を
例に説明する。まず、状態について説明する。特定ユー
ザのｋ時点の希望波の複素シンボル｛a(k)｝に対する複
素シンボル侯補を｛ａ_m (k)｝とする。伝送路における
遅延波の最大遅延時間がＮＴのとき、｛ａ_m (q) ｜k-N+
1 ≦q ≦k ｝を状態と呼ぶ。ここでは、ＢＰＳＫ変調の
場合であるので、複素シンボルが２値であり、その状態
数は２^N となる（なお、複素シンボルが多値（Ｊ）の場
合は、Ｊ^N となる。）。複素シンボル系列は、この状態
の時系列として記述することができる。

【００１２】図６にＮ＝２の状態遷移図、即ちトレリス
図を示す。時点ｋにおけるｓ番目の状態をσ_s (k) とす
る。ここでは、０≦ｓ≦３であり、時点がｋからｋ＋１
に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、希望波の複素
シンボル侯補｛ａ_m (k+1) ｝の値に依存するので、１つ
の状態から、２通りの遷移が起きる。同図が示すよう
に、１つの状態から２つの状態へと分岐し、また、２つ
の状態から１つの状態にマージする。遷移先でマージす
る２つの遷移から１つの遷移を選択するために、

【００１３】

【数１】

【００１４】のメトリックを時点ｋ＋１におけるパスメ
トリックＪ_k+1 ［σ_s (k+1) ］にする。そして、選択さ
れた遷移にリンクする状態の時系列、パスのみが最尤系
列候補として残される。以後この操作を繰り返すと、状
態の数だけパスが生き残る。このパスは生き残りパスと
呼ばれている。なお、メモリの制約上、状態の時系列は
過去（Ｄ−Ｎ＋１）Ｔまでしか記憶せず、過去（Ｄ−Ｎ
＋１）Ｔの時点で生き残りパスがマージしないなら現時
点で最大尤度となる、つまりパスメトリック最大のパス
に基づいて信号判定を行なう。このとき判定される信号
は、現時点からＤＴ遅延したものであり、このＤＴを判
定遅延時間という（Ｇ．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ、“Ａｄ
ａｐｔｉｖｅ ｍａｘｉｍｕｍ １ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ
ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ−ｍｏｄ
ｕｌａｔｅｄ ｄａｔａ−ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ
ｓｙｓｔｅｍｓ、”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕ
ｎ、ｖｏ１．ＣＯＭ−２２、ｐｐ．６２４−６３６、１
９７４）。ただし、Ｄ≧Ｎである。

【００１５】次に、図４のパラメータ推定回路４３の動
作及び推定アルゴリズムについて説明する。パラメータ
推定手段に相当するパラメータ推定回路４３は、受信べ
ースバンド信号ｘ₁ (i) 〜ｘ_L (i) 、複素シンボル系列
候補と誤差信号ｅ_m (i) を入力として、希望波の先行波
に対応する伝送路模擬フィルタの係数（例えば、図４の
複素乗算器５３の係数）を−１（定数）に固定するとい
う拘束条件の下で、誤差信号の２乗平均が最小となるよ
うに、即ち最小２乗法に基づき重み付け係数及び伝送路
模擬フィルタ係数を推定し出力する。

【００１６】上記の拘束条件がないと、最小２乗推定で
は重み付け係数及び伝送路模擬フィルタ係数は全て０に
なってしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件
はこの事態を防ぐために必要となっている。拘束条件下
での最小２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き
出力電力最小化アルゴリズムとして、Ｒ．Ｔ．Ｊｒ．Ｃ
ｏｍｐｔｏｎ著“Ａｄａｐｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ
ｓ”（ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａ１１出版、１９８８年）の
第６章に記載されているが、希望波の先行波の複素シン
ボル候補を基準信号と見なせば、通常の最小２乗法のア
ルゴリズムが適用できる。

【００１７】以下では数式を用いて、このことを説明す
る。ここでは、サンプリング周期Ｔ _s 、はシンボル周期
Ｔに等しいとし、Ｌ個のアンテナのうち、ｐ番目のアン
テナ２０−ｐ（１≦P ≦Ｌ）の時刻ｉＴにおける受信ベ
ースバンド信号をｘ_p (i) 、重み付け係数を｛ｗ_p ｝と
すると、図４の前段フィルタ手段４１の出力信号である
合成信号ｙ(i) は

【００１８】

【数２】

【００１９】となる。ここで、^* は複素共役である。一
方、レプリカ信号生成回路４７の出力であるレプリカ信
号ｙ_e (i) は、時刻ｉＴにおける希望波の複素シンボル
侯補をａ_m (i) 、伝送路模擬フィルタ係数を｛ｈ（ｐ)
｝とすると、

【００２０】

【数３】

【００２１】式（８）の拘束条件で式（５）で表される
誤差信号ｅ_m (i) の平均２乗を最小にするアルゴリズム
は、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして知
られているが、式（５）にｈ（０）＝−１を代入して以
下のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリズム
が適用できる。

【００２２】 ｅ_m (i) ＝ａ_m (i) −Ｗ^H Ｘ(i) ・・・・・（１０） ここで、Ｘ(i) は（Ｎ＋Ｌ）次元受信信号ベクトル、Ｗ
は（Ｎ＋Ｌ）次元重み付け係数ベクトルであり、

【００２３】

【数４】

【００２４】と定める。式（１０）は最小２乗法におけ
る誤差信号の標準形であり、希望波の先行波の複素シン
ボル侯補ａ_m (i) を基準信号としＷ_ext の代りにＷを推
定するならば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用
できる。さて、図４の前段フィルタ手段４１は、複素乗
算器４０−１〜４０−Ｌを分数間隔形トランスバーサル
・フィルタに置き換える構成が可能である。この構成を
図７に示す。重み付け係数は各分数間隔形トランスバー
サル・フィルタ６０−１〜６０−Ｌのタップ係数として
設定され、各アンテナからの受信ベースバンド信号は重
み付け係数との畳み込み演算が行われ、合成信号は分数
間隔形トランスバーサル・フィルタ６０−１〜６０−Ｌ
の出力信号が、複素数加算器４４で加算され、それらの
和として出力端子Ａから出力される。

【００２５】分数間隔形トランスバーサル・フィルタ６
０−１〜６０−Ｌの構成は、図８に示すように遅延素子
６２、６３の遅延時間がシンボル周期未満であるトラン
スバーサル・フィルタである。前段フィルタ手段４１を
上記のような構成にすれば、サンプリングクロックのタ
イミングオフセットによる劣化を抑えることができる。
なお、この場合サンプリング周期Ｔ_s と遅延素子の遅延
時間は等しくする必要がある。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】希望波の各パスの遅延
時間とその平均電力の具体例を図９（Ａ）に示す。ここ
では、先行波と第１遅延波との遅延時間差が１Ｔ、先行
波と第２遅延波との遅延時間差が２Ｔであり、最大遅延
時間は２Ｔである。次に、同じ条件で、伝送速度を２倍
にした場合を図９（Ｂ）に示す。伝送路の絶対的遅延時
間は変らずシンボル周期Ｔが１／２になるから、先行波
と第１遅延波との遅延時間差が２Ｔ、先行波と第２遅延
波との遅延時間差が４Ｔとなり、最大遅延時間は４Ｔと
なる。

【００２７】このように、伝送速度が高速になる程、受
信波の相対的な最大遅延時間が大きくなることがわか
る。ところで、ビタビアルゴリズムは状態数に比例して
演算量が増大する。一方、状態数は前に述べたように、
最大遅延時間がＮＴで、複素シンボルがＪ値の場合は、
Ｊ^N となり、指数関数的に増大する。その結果、ビタビ
アルゴリズムにおける演算量は、伝送速度が非常に速く
なると演算量が膨大なものとなり、ハードウェア化が非
常に困難になるという問題がある。

【００２８】本発明は、上記問題に鑑みなされたもので
あり、高速伝送の場合でも演算量が膨大とならず、かつ
伝送特性が維持できる受信信号系列推定方法及びこの方
法を用いたアダプティブ受信機を提供することを目的と
するものである。

【００２９】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載された発
明は、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個のトランスバーサル型
前段フィルタ７２〜７４、１０１−１〜１０１−Ｌ、１
０３−１〜１０３−Ｌ、１０５−１〜１０５−Ｌによ
り、Ｌ本（Ｌは２以上の整数）のアンテナからのベース
バンド帯に変換された受信ベースバンド信号群をＭ個の
信号に変換し、各前記前段フィルタからのＭ個の信号を
前記前段フィルタに接続されたＭ個の固定又は可変の遅
延手段７５、７６、８０、８１、１０２−１〜１０２−
Ｌ、１０４−１〜１０４−Ｌにより、それぞれ異なる所
定時間遅延させ、遅延されたＭ個の信号を加算器７８、
１０６により足しあわせて合成し、該合成した信号に基
づいて、最尤系列推定手段４２により、受信信号系列を
推定することを特徴とする受信信号系列推定方法であ
る。

【００３０】請求項１記載の発明によれば、Ｌ本のアン
テナからのベースバンド帯に変換された受信ベースバン
ド信号群をＭ個の信号に変換し、各記前段フィルタの出
力を前段フィルタに接続されたＭ個の固定又は可変の遅
延手段により、それぞれ異なる所定時間遅延させ、遅延
されたＭ個の信号を加算器により足しあわせて合成し、
該合成した信号に基づいて、最尤系列推定手段により、
受信信号系列を推定することにより、高速伝送の場合で
も演算量が膨大とならず、かつ伝送特性が維持できる受
信信号系列推定方法を提供することができる。

【００３１】請求項２に記載された発明は、Ｌ本（Ｌは
２以上の整数）のアンテナからのベースバンド帯に変換
された受信ベースバンド信号群が印加されるトランスバ
ーサル・フィルタ型前段フィルタ７２〜７４、１０１−
１〜１０１−Ｌ、１０３−１〜１０３−Ｌ、１０５−１
〜１０５−Ｌ、該前段フィルタの出力を加算する加算器
７８、１０６前記前段フィルタの係数を設定するフィル
タ係数設定手段（例えば、図１０、図１２又は図１５に
おけるパラメータ推定回路７１の一部である前段フィル
タの係数設定部分に相当する）及び前記加算器の出力か
ら受信信号系列を推定する最尤系列推定手段４２を有す
るアダプティブ受信機において、該アダプティブ受信機
は、前記Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の前段フィルタを設
け、さらに該Ｍ個の前段フィルタと前記加算器の間に固
定又は可変の遅延手段７５、７６、８０、８１、１０２
−１〜１０２−Ｌ、１０４−１〜１０４−Ｌを設け、前
記前段フィルタは、前記受信ベースバンド信号群を、前
記フィルタ係数設定手段からのＭ組の重み付け係数群を
用いて、線形合成してＭ個の線形合成信号を生成し、前
記遅延手段は、該Ｍ個の線形合成信号を、それぞれ異な
る遅延時間だけ遅延させ、前記加算器は、前記遅延手段
の出力を足しあわせて合成信号を出力し、前記最尤系列
推定手段は、該合成信号出力から希望波の判定信号を得
ることを特徴とするアダプティブ受信機である。

【００３２】請求項２記載の発明は、請求項１記載の受
信信号系列推定方法を用いたアダプティブ受信機であ
る。請求項２記載の発明によれば、高速伝送の場合でも
演算量が膨大とならず、かつ伝送特性が維持できるアダ
プティブ受信機を提供することができる。請求項３に記
載された発明は、Ｌ本（Ｌは２以上の整数）のアンテナ
からの受信信号をベースバンド帯に変換し受信ベースバ
ンド信号群を出力する受信手段２１−１〜２１−Ｌと、
前記受信ベースバンド信号群をＭ組（Ｍは２以上の整
数）の重み付け係数群Ｗ_inを用いて線形合成してＭ個の
線形合成信号を生成し、それぞれ異なる遅延時間で遅延
させた後足しあわせ、合成信号として出力する線形合成
手段７０、８２、１００と、前記合成信号から、複素シ
ンボル系列候補と伝送路模擬フィルタ係数との畳み込み
演算結果を差し引いたものを誤差信号とし、この誤差信
号の絶対値２乗を尤度情報として最尤系列推定により信
号判定を行い、希望波の判定信号と前記複素シンボル系
列候補を出力する最尤系列推定手段４２と、前記受信ベ
ースバンド信号群と前記複素シンボル系列候補と前記誤
差信号を入力として、前記誤差信号の平均２乗が最小と
なるように前記重み付け係数群と前記伝送路模擬フィル
タ係数を推定し出力するパラメータ推定手段７１から構
成されることを特徴とするアダプティブアレイ受信機で
ある。

【００３３】請求項３記載の発明は、請求項２記載の発
明を具体化したものである。請求項３記載の発明によれ
ば、高速伝送の場合でも演算量が膨大とならず、かつ伝
送特性が維持できるアダプティブ受信機を提供すること
ができる。請求項４に記載された発明は、Ｌ本（Ｌは２
以上の整数）のアンテナからの受信信号をベースバンド
帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受信手段
２１−１〜２１−Ｌと、前記受信ベースバンド信号群を
Ｍ組（Ｍは２以上の整数）の重み付け係数群を用いて線
形合成してＭ個の線形合成信号を生成し、それぞれ異な
る遅延時間で遅延させた後足しあわせ、合成信号として
出力する線形合成手段７０、８２、１００と、前記受信
ベースバンド信号群を基に伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を推定し、前記線形合成手段の前記遅延時間
を制御する伝送路推定手段７９と、前記合成信号から、
複素シンボル系列候補と伝送路模擬フィルタ係数との畳
み込み演算結果を差し引いたものを誤差信号とし、この
誤差信号の絶対値２乗を尤度情報として最尤系列推定に
より信号判定を行い、希望波の判定信号と前記複素シン
ボル系列候補を出力する最尤系列推定手段４２と、前記
受信べースバンド信号群と前記複素シンボル系列候補と
前記誤差信号を入力として、前記誤差信号の平均２乗が
最小となるように前記重み付け係数群と前記伝送路模擬
フィルタ係数を推定し出力するパラメータ推定手段７１
から構成されることを特徴とするアダプティブアレイ受
信機である。

【００３４】請求項４記載の発明によれば、伝送路推定
手段が、受信ベースバンド信号を基に伝送路インパルス
レスポンスの電力分布を推定して、遅延操作の遅延時間
を適応的に制御することができる。

【００３５】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面と共に説明する。 （実施例１）本発明の実施例１の構成を図１０に示す。
まず、端子３０−１〜３０−Ｌから受信ベースバンド信
号群が前段フィルタ手段７２〜７４へと入力される。こ
の前段フィルタ手段７２〜７４の構成は図４または図７
に示したものと同じである。ここでは、伝送路インパル
スレスポンスを図１１のように仮定し、到来角と遅延時
間の異なる９つの遅延波成分が到来するものとする。最
大遅延時間が８Ｔであるので、ＢＰＳＫ変調の場合、従
来のアダプティブアレイと最尤系列推定器との縦続構成
では、ビタビアルゴリズムの状態数が２⁸ ＝２５６とな
り演算量が膨大になる。そこで図１０の構成では、図１
１に示すように、遅延波成分を遅延時間差が２Ｔとなる
よう３つのグループＡ、Ｂ、Ｃに分け、前段フィルタ手
段７２〜７４では、アンテナ指向性を適応的に制御し
て、それぞれグループＡ〜Ｃの遅延波成分のみを取り込
むようにする。

【００３６】ここで、現時点ｉＴとするなら、グループ
Ａは時刻ｉ、ｉ−１、ｉ−２の複素シンボルを含み、グ
ループＢは時刻ｉ−３、ｉ−４、ｉ−５の複素シンボ
ル、グループＣは時刻ｉ−６、ｉ−７、ｉ−８の複素シ
ンボルを含む。しかし、遅延回路（遅延手段）７５で前
段フィルタ手段７２の出力を６Ｔ遅延させれば、この信
号は時刻ｉ−６、ｉ−７、ｉ−８の複素シンボルのみを
含むことになる。同様に、遅延回路７６で前段フィルタ
手段７３の出力を３Ｔ遅延させれば、遅延回路７６の出
力信号は時刻ｉ−６、ｉ−７、ｉ−８の複素シンボルの
みを含むことになる。従って、遅延回路７５、遅延回路
７６及び前段フィルタ手段７４の出力信号は、全て、同
じ時刻ｉ−６、ｉ−７、ｉ−８の複素シンボルのみを含
むことになる。そして、これらの信号を複素加算器で加
算して得られる合成信号も、時刻ｉ−６、ｉ−７、ｉ−
８の複素シンボルのみを含むこととなり、実質最大遅延
時間を２Ｔとすることができる。従って、最大遅延時間
が２Ｔとなり、ビタビアルゴリズムの状態数を２² ＝４
と減らすことができるので、演算量を大幅に削減するこ
とができる。

【００３７】なお、上記実施例では、前段フィルタ手段
７４は、遅延回路が接続されていないように説明した
が、前段フィルタ手段７４は、遅延時間０の遅延回路が
接続されているとみることもできる。また、実際に、前
段フィルタ手段７４の遅延時間が０であっても、他の遅
延回路との調整のために、遅延回路を接続することもで
きる。

【００３８】ここで、前段フィルタ手段７２〜７４、遅
延回路７５、７６及び複素加算器７８は線形合成手段７
０を構成する。また、入力端子Ｗin₁ 〜Ｗin₃ から入力
する前段フィルタ手段７２〜７４の重み付け係数群は、
Ｍ＝３組の重み付け係数群に相当している。複素加算器
７８が出力する合成信号は、最尤系列推定手段に相当す
る最尤系列推定器４２へ入力される。この構成は図４に
示したものと同じであり、合成信号から、複素シンボル
系列候補と、入力端子Ｈinから入力する伝送路模擬フィ
ルタ係数との畳み込み演算結果を差し引いたものを誤差
信号とする。この誤差信号の絶対値２乗を尤度情報とし
て最尤系列推定により信号判定を行い、希望波の判定信
号を出力端子３３から出力する。

【００３９】また、出力端子Ｅout から誤差信号が、出
力端子Ｓout から複素シンボル系列候補が出力され、パ
ラメータ推定手段に相当するパラメータ推定回路７１に
入力される。このパラメータ推定回路７１は図４に示し
たものと同じであり、前段フィルタ手段７２〜７４の重
み付け係数群が乗算される被乗算信号、即ち受信ベース
バンド信号群をも入力として、誤差信号の平均２乗が最
小となるように重み付け係数群と伝送路模擬フィルタ係
数を推定し出力する。

【００４０】このように本構成では、遅延波成分を全て
取り込み、かつビタビアルゴリズムの状態数を減らして
大幅に演算量を削減できる。 （実施例２）図１１の伝送路インパルスレスポンスの例
では、遅延波をグループに分けたとき、その遅延時間差
（隣接するグループ間の最小遅延時間差、グループＡと
Ｂでは電力Ｐ２とＰ３の遅延波の遅延時間差）が１Ｔの
場合であった。この遅延時間差が１Ｔより大きくなり、
かつ伝送路により変動する場合、図１０に示した実施例
の遅延回路７５、７６の遅延時間は適応的に制御する必
要がある。その構成を図１２に示す。図１０に示した実
施例１との違いは、伝送路推定手段に相当する伝送路特
性推定回路７９が付加されている点にある。この伝送路
特性推定回路７９は、受信ベースバンド信号群を入力と
して伝送路インパルスレスポンスの電力分布を推定し、
線形合成手段の可変遅延回路８０、８１の遅延時間を制
御する。

【００４１】次に、図１２の伝送路特性推定回路７９の
構成を図１３に示す。ここでは、ベースバンド受信信号
群に含まれる１つのベースバンド受信信号として、アン
テナ２０−１からのものを選ぶ。まず、シンボル間隔形
トランスバーサル・フィルタにアンテナ２０−１からの
ベースバンド受信信号が入力端子３０−１から入力し、
トレーニング信号メモリ９２から出力されるトレーニン
グ信号ＴＲ_inとの畳み込み演算が行われ、その演算結果
がベースバンド受信信号とトレーニング信号との相関波
形として出力される。

【００４２】トレーニング信号ＴＲ_inとして自己相関の
強い信号が選ばれているなら、上記の相関波形は伝送路
インパルスレスポンスとほぼ等しくなる。伝送路インパ
ルスレスポンスの電力分布を求めるために、２乗演算回
路９５は相関波形の絶対値２乗を計算し出力する。ここ
で、シンボル間隔形トランスバーサル・フィルタ９４と
２乗演算回路９５はトレーニング信号相関器９０を構成
する。

【００４３】トレーニング信号相関器９０の出力ＣＯＲ
_out は伝送路インパルスレスポンスの電力分布の時系列
波形であり、制御回路９１はこの時系列波形を基に、可
変遅延回路８０、８１の遅延時間を制御する。即ち、制
御回路９１の出力信号Ｄin１、Ｄin２により、可変遅延
回路８０、８１の遅延時間を制御し、図１２の前段フィ
ルタ手段７２〜７４が取り込む遅延波成分に、オーバー
ラップが無く、電力が無視できない遅延波成分を全て取
り込むようにする。

【００４４】また、図１２の伝送路特性推定回路７９の
他の構成を図１４に示す。図１３の構成とは、伝送路イ
ンパルスレスポンスの電力分布を求めるのに、ベースバ
ンド受信信号群に含まれる全てのベースバンド受信信号
とトレーニング信号ＴＲ_inとの相関波形の絶対値２乗を
トレーニング信号相関器９６−１〜９６−Ｌで求め、そ
の値を平均化回路９９で算術平均している点が異なる。
このような構成にすると、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布における推定精度を上げることができる。

【００４５】図１２に示した実施例２の構成では、可変
遅延回路８０、８１と前段フィルタ手段７２〜７４の順
番を入れ換えて、受信ベースバンド信号群を遅延させた
ものを前段フィルタ手段７２〜７４の入力とすることも
可能であり、図１０に示した実施例１も同様である。次
に図１２と等価で、線形合成手段の構成が異なる構成例
を図１５に示す。分数間隔形トランスバーサル・フィル
タ１０１−１〜１０１−Ｌは図１２の前段フィルタ手段
７４に相当し、これらの出力端子ＦＴout １−１〜ＦＴ
out Ｌ−１から出力される信号の和が前段フィルタ手段
７４の出力に相当する。分数間隔形トランスバーサル・
フィルタ１０１−１〜１０１−Ｌの出力端子ＣＡ１−１
〜ＣＡＬ−１から出力される信号は、単に遅延した受信
ベースベンド信号群であり、これが可変遅延回路１０２
−１〜１０２−Ｌで遅延される。分数間隔形トランスバ
ーサル・フィルタ１０３−１〜１０３−Ｌには遅延した
受信ベースベンド信号群が入力するが、その遅延時間は
図１２の可変遅延回路８１の遅延時間と等しくなるよう
可変遅延回路１０２−１〜１０２−Ｌの遅延時間が設定
される。従って、分数間隔形トランスバーサル・フィル
タ１０３−１〜１０３−Ｌは図１２の前段フィルタ手段
７３に相当し、これらの出力端子ＦＴout １−２〜ＦＴ
out Ｌ−２から出力される信号の和が図１２の可変遅延
回路８１の出力に相当する。同様に、分数間隔形トラン
スバーサル・フィルタ１０５−１〜１０５−Ｌには遅延
した受信ベースベンド信号群が入力するが、その遅延時
間は図１２の可変遅延回路８０の遅延時間と等しくなる
よう可変遅延回路１０４−１〜１０４−Ｌの遅延時間が
設定される。従って、分数間隔形トランスバーサル・フ
ィルタ１０５−１〜１０５−Ｌは図１２の前段フィルタ
手段７２に相当し、これらの出力端子ＦＴout１−３〜
ＦＴout Ｌ−３から出力される信号の和が図１２の可変
遅延回路８０の出力に相当する。

【００４６】以上のことから、分数間隔形トランスバー
サル・フィルタ１０１−１〜１０１−Ｌの出力端子ＦＴ
out １−１〜ＦＴout Ｌ−１から出力される信号、分数
間隔形トランスバーサル・フィルタ１０３−１〜１０３
−Ｌの出力端子ＦＴout １−２〜ＦＴout Ｌ−２から出
力される信号、及び分数間隔形トランスバーサル・フィ
ルタ１０５−１〜１０５−Ｌの出力端子ＦＴout １−３
〜ＦＴout Ｌ−３から出力される信号の和は複素加算器
１０６で求められるが、この演算結果は合成信号とな
る。他の最尤系列推定器４２、パラメータ推定回路７１
及び伝送路特性推定回路７９の動作は図１２に示したも
のと同じである。

【００４７】以上説明したように、到来角の異なる遅延
波成分を遅延時間を基準にして複数グループに分け、同
一グループに属する遅延波の最大遅延時間差を小さく
し、個々に同一グループに属する遅延波のみを抽出する
ようにアンテナゲインを制御することにより、高速伝送
の場合でも、遅延波成分を全て取り込み、かつビタビア
ルゴリズムの状態数を減らして大幅に演算量を削減でき
るアダプティブアレイと最尤系列推定器の縦続構成を実
現できる。

【００４８】本発明は、同一チャネル干渉が無視でき
ず、高速伝送を行う無線システムに利用すると効果的で
ある。

【００４９】

【発明の効果】上述の如く本発明によれば、次に述べる
種々の効果を実現することができる。請求項１記載の発
明によれば、Ｌ本のアンテナからのベースバンド帯に変
換された受信ベースバンド信号群をＭ個の信号に変換
し、各記前段フィルタの出力を前段フィルタに接続され
たＭ個の固定又は可変の遅延手段により、それぞれ異な
る所定時間遅延させ、遅延されたＭ個の信号を加算器に
より足しあわせて合成し、該合成した信号に基づいて、
最尤系列推定手段により、受信信号系列を推定すること
により、高速伝送の場合でも演算量が膨大とならず、か
つ伝送特性が維持できる。

【００５０】請求項２〜４記載の発明によれば、高速伝
送の場合でも演算量が膨大とならず、かつ伝送特性が維
持できるアダプティブ受信機を提供することができる。
特に、請求項４記載の発明によれば、伝送路推定手段
が、受信ベースバンド信号を基に伝送路インパルスレス
ポンスの電力分布を推定して、遅延操作の遅延時間を適
応的に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のアダプティブアレイにおけるアンテナゲ
インの例を説明するための図である。

【図２】従来のアダプティブアレイと最尤系列推定器と
の縦続構成におけるアンテナゲインの例を説明するため
の図である。

【図３】従来のアダプティブアレイと最尤系列推定器と
の縦続構成の構成図である。

【図４】図３のアダプティブアレイ等化信号処理部の構
成図である。

【図５】図４のレプリカ信号生成回路の構成図である。

【図６】ビタビアルゴリズムのトレリス遷移図である。

【図７】図４の前段フィルタの他の構成例を説明するた
めの図である。

【図８】図７の分数間隔形トランスバーサル・フィルタ
の構成図である。

【図９】伝送路インパルスレスポンスの電力分布の例
（その１）を説明するための図である。

【図１０】実施例１の構成図である。

【図１１】伝送路インパルスレスポンスの電力分布の例
（その２）を説明するための図である。

【図１２】実施例２の構成図である。

【図１３】図１０の伝送特性推定回路の構成例を説明す
るための図である。

【図１４】図１０の伝送特性推定回路の他の構成例を説
明するための図である。

【図１５】実施例２の他の構成図である。

【符号の説明】

２０−１〜２０−Ｌ アンテナ ３０−１〜３０−Ｌ アダプティブアレイ等化信号処
理部の入力端子 ３３ 出力端子 ４０−１〜４０−Ｌ 複素乗算器 ４２ 最尤系列推定器 ４３、７１ パラメータ推定回路 ４４、７８、１０６ 複素加算器 ４５ 複素減算器 ４６、９５ ２乗演算器 ６０−１、６０−２、１０１−１〜１０１−Ｌ、１０３
−１〜１０３−Ｌ、１０５−１〜１０５−Ｌ ７０、８２、１００ 線形合成手段 ７２〜７３ 前段フィルタ ７５、７６ 遅延回路 ７９ 伝送路特性推定回路 ８０、８１、１０２−１〜１０２−Ｌ、１０４−１〜１
０４−Ｌ可変遅延回路 ９０、９６−１〜９６−Ｌ トレーニング信号相関器 ９１ 制御回路 ９２ トレーニング信号メモリ ９４ シンボル間隔形トランスバーサルフィルタ ９９ 平均化回路

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J021 AA02 AA03 AA04 AA05 AA06 DB01 EA02 FA09 FA10 FA13 FA14 FA15 FA16 FA20 FA23 FA32 GA08 5J065 AA01 AB01 AC02 AD10 AE06 AF03 AG05 AH02 AH03 5K059 CC03 CC04 DD33 DD35

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｍ（Ｍは２以上の整数）個のトランスバ
   ーサル型前段フィルタにより、Ｌ本（Ｌは２以上の整
   数）のアンテナからのベースバンド帯に変換された受信
   ベースバンド信号群をＭ個の信号に変換し、 各前記前段フィルタからのＭ個の信号を前記前段フィル
   タに接続されたＭ個の固定又は可変の遅延手段により、
   それぞれ異なる所定時間遅延させ、 遅延されたＭ個の信号を加算器により足しあわせて合成
   し、 前記合成した信号に基づいて、最尤系列推定手段によ
   り、受信信号系列を推定することを特徴とする受信信号
   系列推定方法。
2. 【請求項２】 Ｌ本（Ｌは２以上の整数）のアンテナか
   らのベースバンド帯に変換された受信ベースバンド信号
   群が印加されるトランスバーサル・フィルタ型前段フィ
   ルタ、前記前段フィルタの出力を加算する加算器、前記
   前段フィルタの係数を設定するフィルタ係数設定手段及
   び前記加算器の出力から受信信号系列を推定する最尤系
   列推定手段を有するアダプティブ受信機において、 前記アダプティブ受信機は、前記Ｍ（Ｍは２以上の整
   数）個の前段フィルタを設け、さらに前記Ｍ個の前段フ
   ィルタと前記加算器の間に固定又は可変の遅延手段を設
   け、 前記前段フィルタは、前記受信ベースバンド信号群を、
   前記フィルタ係数設定手段からのＭ組の重み付け係数群
   を用いて、線形合成してＭ個の線形合成信号を生成し、 前記遅延手段は、該Ｍ個の線形合成信号を、それぞれ異
   なる遅延時間だけ遅延させ、 前記加算器は、前記遅延手段の出力を足しあわせて合成
   信号を出力し、 前記最尤系列推定手段は、該合成信号出力から希望波の
   判定信号を得ることを特徴とするアダプティブ受信機。
3. 【請求項３】 Ｌ本（Ｌは２以上の整数）のアンテナか
   らの受信信号をベースバンド帯に変換し受信ベースバン
   ド信号群を出力する受信手段と、 前記受信ベースバンド信号群をＭ組（Ｍは２以上の整
   数）の重み付け係数群を用いて線形合成してＭ個の線形
   合成信号を生成し、それぞれ異なる遅延時間で遅延させ
   た後足しあわせ、合成信号として出力する線形合成手段
   と、 前記合成信号から、複素シンボル系列候補と伝送路模擬
   フィルタ係数との畳み込み演算結果を差し引いたものを
   誤差信号とし、この誤差信号の絶対値２乗を尤度情報と
   して最尤系列推定により信号判定を行い、希望波の判定
   信号と前記複素シンボル系列候補を出力する最尤系列推
   定手段と、 前記受信ベースバンド信号群と前記複素シンボル系列候
   補と前記誤差信号を入力として、前記誤差信号の平均２
   乗が最小となるように前記重み付け係数群と前記伝送路
   模擬フィルタ係数を推定し出力するパラメータ推定手段
   から構成されることを特徴とするアダプティブアレイ受
   信機。
4. 【請求項４】 Ｌ本（Ｌは２以上の整数）のアンテナか
   らの受信信号をベースバンド帯に変換し受信ベースバン
   ド信号群を出力する受信手段と、 前記受信ベースバンド信号群をＭ組（Ｍは２以上の整
   数）の重み付け係数群を用いて線形合成してＭ個の線形
   合成信号を生成し、それぞれ異なる遅延時間で遅延させ
   た後足しあわせ、合成信号として出力する線形合成手段
   と、 前記受信ベースバンド信号群を基に伝送路インパルスレ
   スポンスの電力分布を推定し、前記線形合成手段の前記
   遅延時間を制御する伝送路推定手段と、 前記合成信号から、複素シンボル系列候補と伝送路模擬
   フィルタ係数との畳み込み演算結果を差し引いたものを
   誤差信号とし、この誤差信号の絶対値２乗を尤度情報と
   して最尤系列推定により信号判定を行い、希望波の判定
   信号と前記複素シンボル系列候補を出力する最尤系列推
   定手段と、 前記受信べースバンド信号群と前記複素シンボル系列候
   補と前記誤差信号を入力として、前記誤差信号の平均２
   乗が最小となるように前記重み付け係数群と前記伝送路
   模擬フィルタ係数を推定し出力するパラメータ推定手段
   から構成されることを特徴とするアダプティブアレイ受
   信機。