RU2137302C1 - Способ и устройство для подавления интерференции в многоантенных цифровых сотовых системах связи - Google Patents

Способ и устройство для подавления интерференции в многоантенных цифровых сотовых системах связи Download PDF

Info

Publication number
RU2137302C1
RU2137302C1 RU97103217A RU97103217A RU2137302C1 RU 2137302 C1 RU2137302 C1 RU 2137302C1 RU 97103217 A RU97103217 A RU 97103217A RU 97103217 A RU97103217 A RU 97103217A RU 2137302 C1 RU2137302 C1 RU 2137302C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
metric
attenuation
hypothetical
samples
received signal
Prior art date
Application number
RU97103217A
Other languages
English (en)
Other versions
RU97103217A (ru
Inventor
Грегори Е. Боттомлей
Original Assignee
Эрикссон Инк.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Эрикссон Инк. filed Critical Эрикссон Инк.
Publication of RU97103217A publication Critical patent/RU97103217A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2137302C1 publication Critical patent/RU2137302C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03331—Arrangements for the joint estimation of multiple sequences
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W16/00—Network planning, e.g. coverage or traffic planning tools; Network deployment, e.g. resource partitioning or cells structures
    • H04W16/24—Cell structures
    • H04W16/28—Cell structures using beam steering

Abstract

Предложена цифровая система радиосвязи, в которой обеспечивается уменьшение появляющихся в каналах нежелательных эффектов затухания сигнала, временной дисперсии и интерференции благодаря использованию подавления интерференции и комбинированию приема на разнесенные антенны. Система цифровых последовательностей, несущая цифровые сигналы, передается по радиоканалам, в которых сигналы могут искажаться затуханием, временной дисперсией и интерференцией. Искаженные сигналы принимаются приемником, имеющим одну или несколько антенн. Принятые сигналы обрабатываются с образованием потоков выборок принимаемого сигнала для каждой антенны. Комбинированием гипотетических последовательностей сигналов и моделей для каждого канала вырабатываются расчетные выборки принимаемых сигналов для каждой антенны. Обработкой выборок принимаемых сигналов и расчетных выборок принимаемых сигналов совместно с функцией корреляции ослабления получают метрику плеч, используемую в алгоритме. Витерби или в ином алгоритме определения последовательности. Процессор метрики плеч выбирает одну из нескольких конфигураций в зависимости от того, являются ли канал изменяемым во времени. Технический результат заключается в уменьшении затухания и интерференции сигнала. 4 с. и 21 з.п. ф-лы, 8 ил.

Description

Настоящая заявка сопутствует заявке на патент США номер....... (номер дела поверенного Е8699) на "Способ и устройство для уменьшения комплексной комбинаторной разновременности и приемник с оценкой последовательности", изобретатели Джоан Скольд и Пер-Олф Эриксон, поданной одновременно с настоящей заявкой. Права на упомянутую заявку переуступлены тому же заявителю, что и в настоящей заявке. Данная ссылка рассматривается, как включение упомянутой заявки полностью в настоящую заявку.
Область изобретения
Настоящее изобретение относится в общем к демодуляции радиосигналов с цифровой модуляцией, принимаемых многими антеннами, и более конкретно - к комбинированию принимаемых на разнесенные антенны радиосигналов, подверженных многопутевому затуханию, рассеянию (дисперсии) во времени и интерференции.
Предпосылки изобретения
Обычной проблемой, существующей при радиопередаче сигналов, является то, что иногда сигналы теряются в результате многопутевого затухания и интерференции, существующих в каналах радиопередачи. В дальнейшем термины "канал радиопередачи", "радиоканал" и "канал" используются, как эквивалентные ссылки на один и тот же предмет. Имеется два основных многопутевых эффекта: равномерное затухание и дисперсия во времени. Равномерное затухание возникает при взаимодействии передаваемого сигнала или главного луча с его эхо, или отражениями, поступающими в приемник примерно в то же самое время. При наличии большого числа отражений равномерное затухание отвечает релеевскому распределению. Дисперсия во времени возникает, когда разные эхо задерживаются по отношению к главному лучу. В окружающем радиопространстве могут также существовать источники сигналов, не ортогональных желаемому сигналу. Неортогональные или интерферирующие сигналы часто приходят от радиоисточников, работающих на той же частоте (т.н. интерференция с совпадающими каналами), или от радиоисточников, работающих на близких частотных полосах (т.н. интерференция с соседними каналами); далее источники неортогональных сигналов упоминаются, как интерферирующие.
Известным способом уменьшения релеевского затухания является использование приемника, снабженного двумя или несколькими взаимно разнесенными антеннами, например, как это описано в "Основах конструирования мобильных систем связи" Вильямом С.Ю. Ли, Говард В. Само и Ко., Индиана, США (Mobile Communications Design Fundamentals by William C.Y. Lee, Howard W. Sams & Co., Indiana, USA). В разделе 3.5.1 этой книги приведено несколько примеров, описывающих, как можно скомбинировать сигналы от двух приемных усилителей с раздельными антеннами для противодействия затуханию. Подобная техника обычно именуется комбинированием приема на разнесенные антенны.
Дисперсия во времени может быть успешно скорректирована применением компенсатора. При цифровой модуляции сигнала можно использовать компенсатор оценки наибольшего правдоподобия последовательности (MLSE), такой, как описан в "Цифровых системах связи, 2 изд." Джоном Г. Проакисом, Мак-Гроу Хилл Бук Компани, Нью Йорк, США, 1989 г. (Digital Communications, 2nd Ed., by John G. Proakis, Mc-Graw Hill Book Company, New York, N.Y., USA, 1989). В разделе 6.7 этой книги описаны различные способы детектирования сигналов, искаженных дисперсией во времени либо интерференцией между символами (ISI), с помощью компенсации оценки наибольшего правдоподобия последовательности (MLSE).
Влияние интерференции с другими сигналами может быть уменьшено использованием техники антенных решеток с многими антеннами. Например, для "управления" установкой нуля диаграммы направленности антенны в направлении интерферирующего источника можно использовать адаптивное формирование луча.
Недавно были предложены способы, частично решающие проблему многопутевого затухания и интерференции. В патенте США US 5.191.598 Бакштрома и др., например, задача аккуратного детектирования сигналов при наличии равномерного затухания и дисперсии во времени решается применением алгоритма Витерби (Viterbi) с передаточной функцией, определенной для каждой антенны. Ссылка на патент США US 5.191.598 рассматривается как включение его полностью в настоящую заявку.
Способ аккуратного детектирования сигналов при наличии равномерного затухания и интерференции описан в IEEE Трудах по технологии передачи, том 42, No. 4, ноябрь 1993, в статье Дж.Х. Винтерса "Прием и сопровождение сигнала с помощью адаптивных антенных решеток в цифровой мобильной радиосистеме IS-54 с равномерным затуханием (IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol.42. No.4, Nov. 1993, J.H. Winters: "Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays in the Digital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading").
В реальных системах радиосвязи равномерное затухание, дисперсия во времени и интерференция обычно сосуществуют. Хотя упомянутые выше приемы и направлены на решение некоторых из этих проблем, существует потребность одновременного и совместного противодействия равномерному затуханию, дисперсии во времени и интерференции.
Существо изобретения
С учетом приведенных предпосылок целью настоящего изобретения является совместное противодействие и исправление одновременно существующих равномерного затухания, дисперсии во времени и интерференции.
Предлагается способ генерирования и передачи сигнала, несущего передаваемую последовательность символов, и приема сигнала на одну или несколько антенн. Сигнал обрабатывается, образуя выборки принимаемого сигнала для каждой антенны. Для каждой антенны определяются характеристики соединения канала. Определяется также функция корреляции ослабления. С использованием полученных выборок принимаемого сигнала, характеристики соединения канала и функции корреляции ослабления в мостовом метрическом процессоре формируют метрику плеч моста. Эта метрика используется в алгоритме определения последовательности для определения переданной последовательности символов.
В одном из вариантов осуществления изобретения метрика плеч моста формируется путем генерации гипотетической последовательности символов и ее фильтрации с применением полученной характеристики соединения канала с получением в результате гипотетических выборок принимаемого сигнала для каждой антенны. При вычитании гипотетических выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала получают гипотетический сигнал ошибки, на основе которого вместе с функцией корреляции ослабления формируют указанную метрику.
В другом варианте осуществления изобретения определение функции корреляции ослабления осуществляют при генерации последовательности символов, полученной опытным путем, с последующей фильтрацией с применением полученной характеристики соединения канала с получением в результате опытных выборок принимаемого сигнала для каждой антенны. При вычитании опытных выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала получают опытный сигнал ошибки, на основе которого вместе с функцией ослабления корреляции формируют поправку к функции корреляции ослабления.
Еще в одном варианте осуществления изобретения метрику плеч задают путем генерации гипотетической последовательности символов и предварительного расчета значений для всех гипотетических последовательностей символов с использованием характеристик соединения канала и функции корреляции ослабления. Для задания метрики плеч предварительно рассчитанные величины обрабатываются совместно с выборками из принимаемых сигналов.
В следующем варианте осуществления изобретения метрика плеч задается путем генерации гипотетической последовательности символов и комбинирования выборки принимаемых сигналов с характеристиками соединения канала и функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей, используемых при обработке гипотетических последовательностей символов для получения метрики.
Предложено также устройство, содержащее цифровой передатчик, генерирующий и передающий сигнал, несущий передаваемую последовательность символов, приемник, принимающий упомянутый сигнал на одну или несколько антенн, аналого-цифровой (A/D) конвертер, преобразующий принимаемый сигнал в выборки принимаемого сигнала для каждой антенны, определитель характеристики соединения канала, служащий для определения характеристик соединения канала для каждой антенны и определитель функции корреляции ослабления, служащий для определения функции корреляции ослабления. Устройство содержит также мостовой метрический процессор, связанный с определителями характеристики соединения канала, определителем функции ослабления корреляции и выборками принимаемых сигналов, для получения метрики плеч с использованием выборки принимаемых сигналов, характеристик соединения канала и функций корреляции ослабления. Выход процессора метрики плеч связан с процессором определения последовательности, который производит определение упомянутой последовательности передаваемых символов.
В другом варианте осуществления изобретения процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетическую последовательность символов, связанный с цифровым фильтром, фильтрующим эту последовательность с помощью характеристик соединения канала для получения гипотетических выборок принимаемого сигнала для каждой антенны. Фильтры связаны со средством вычитания гипотетических выборок принимаемого сигнала из выборок из принятого сигнала, производящим гипотетические сигналы ошибки, связанным со средством обработки гипотетических выборок принимаемого сигнала вместе с функцией корреляции ослабления, задающим указанную метрику.
Предложен также еще один вариант осуществления изобретения, в котором определитель функции корреляции ослабления содержит генератор последовательности символов, полученной опытным путем, связанный с цифровым фильтром, фильтрующим эту последовательность с помощью характеристик соединения канала, для получения опытных выборок принимаемого сигнала для каждой антенны. Выходы фильтров связаны со средством вычитания опытных выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала, производящим опытные сигналы ошибки, связанным со средством обработки опытных выборок принимаемого сигнала вместе с функцией корреляции ослабления, для получения поправки к функции корреляции ослабления.
Эти и другие признаки и преимущества настоящего изобретения могут быть ясны лицу, имеющему обычные познания в данной области техники, из настоящего описания и чертежей, в которых одинаковые ссылочные обозначения относятся к одинаковым элементам.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 схематически иллюстрирует цифровую систему радиосвязи.
Фиг. 2 схематически иллюстрирует процессор приемника и функцию передачи согласно настоящему изобретению.
Фиг.3 схематически иллюстрирует функцию передачи.
Фиг.4 схематически иллюстрирует процессор метрики плеча.
Фиг. 5 схематически иллюстрирует настраиваемый определитель функции корреляции ослабления.
Фиг. 6 схематически иллюстрирует еще один вариант осуществления процессора метрики плеча согласно настоящему изобретению.
Фиг. 7 схематически иллюстрирует другой вариант осуществления процессора приемника и функции передачи согласно настоящему изобретению.
Фиг. 8 схематически иллюстрирует еще один вариант осуществления процессора приемника и функции передачи согласно настоящему изобретению.
Описание осуществления изобретения
В нижеследующем описании в целях объяснения, но не ограничения объема, приводятся конкретные детали, такие, как отдельные цепи, компоненты цепей, приемы (техника) и т.д., для обеспечения ясного понимания изобретения. Однако лицу, имеющему обычные познания в данной области техники, очевидно, что настоящее изобретение может быть осуществлено и в других вариантах, отличающихся от описанных отдельными деталями. В иных случаях здесь опущено подробное описание хорошо известных способов, устройств и цепей, чтобы не утяжелять описание настоящего изобретения ненужными подробностями.
Система, содержащая радиопередатчик и приемник, используемая в системах радиосвязи, схематически проиллюстрирована на фиг. 1. Система радиосвязи может работать с использованием множественного доступа с разделением частоты (FDMA), множественного доступа с разделением времени ((TDMA), множественного доступа с разделением кодов (CDMA) или их комбинаций. Передатчик имеет генератор цифровых символов 102, принимающий сигнал 101, несущий информацию и генерирующий соответствующую последовательность цифровых символов S. Символы S подвергаются цифро-аналоговому (D/A) преобразованию, модуляции, фильтрации формы импульсов, усилению и в качестве аналогового сигнала Y передаются цифровым передатчиком 103 в соответствии с известными приемами.
В дополнение к тепловому шуму, может существовать также интерферирующий источник 108, передающий сигнал X, который может быть неортогонален сигналу Y. Сигналы X и Y распространяются по различным радиоканалам и перехватываются антеннами 104 количеством D.
Радиоблоки 105 усиливают, преобразуют и фильтруют принимаемые сигналы согласно известным способам получения аналоговых сигналов. Каждый аналоговый сигнал связан с аналого-цифровым преобразователем (A/D) 106, преобразующим аналоговый сигнал в поток выборок из принимаемых сигналов rd(kTs), где Ts - период образцов, величина k - целое число, а нижний индекс d указывает, что сигнал поступает с антенны, имеющей номер d, причем 1 ≤ d ≤ D. Период выборки Ts может быть менее периода символов Т. Принимаемые потоки выборок из сигналов собираются в процессоре 107, который обрабатывает эти потоки, определяя поток передаваемых цифровых символов Sо. Далее в описании используется выражение "функция передачи 109'' в качестве общей ссылки на путь сигнала через цифровой передатчик 103, канал радиопередачи (не показанный на фиг.1), антенны 104, радиоблоки 105 и A/D 106.
Процессорный блок 107 более подробно показан на фиг.2, где для упрощения число антенн D ограничено тремя, обозначенными a, b и с. Процессорный блок 107 может быть, например, процессором цифровых сигналов (DSP), таким, как TMS320C50, выпускаемым фирмой Техас Инструментс (Texas Instruments). Функцией процессорного блока 107 является определение потока Sо передаваемых цифровых символов, который бы хорошо соответствовал последовательности S первоначально переданных символов.
Функция передачи 109 производит потоки ra(kTs), rb(kTs) и rc(kTs) выборок из принимаемого сигнала, посылаемые на процессорный блок 107, где они обрабатываются в соответствии с настоящим изобретением. Потоки ra(kTs), rb(kTs) и rc(kTs) выборок из принимаемого сигнала соединяются в предпроцессоре сигналов или синхронизаторе (sync), блок 206, где потоки выборок из принимаемого сигнала коррелируются с известными временно-синхронизирующими последовательностями, как это описано, например, Джованна и др. в статье "Быстро перестраиваемые эквилайзеры для узкополосных TDMA мобильных радиосистем", IEEE Труды по технологии передачи, том 40, No. 2, май 1991, стр. 392-404 (IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 40, No. 2, May 1991, pp. 392-404: Giovanna et al. "Fast Adaptive Equalizers for Narrow-Band TDMA Mobile Radio"), Для случаев демодуляции разнесенных символов, если период выборки Ts меньше периода символов Т, пред-процессор сигналов 206 выполняет десятичное преобразование потоков ra(kTs), rb(kTs) и rc(kTs) выборок из принимаемого сигнала, образуя одну выборку на символ, обозначенную, соответственно, ra(n), rb(n) и rc(n). Для случая демодуляции разнесенных фракций, генерируется более одной выборки на символ.
Определяющие цепи 202а, 202b и 202с вырабатывают характеристики соединения канала ca(τ), cb(τ) и cc(τ) используемые для моделирования радиопередающего канала, соответствующего каждой конкретной антенне. Первоначальная характеристика соединения канала может быть получена из величин наименьшего квадратичного отклонения корреляции синхронизации согласно известным приемам. Если должны быть отслежены каналы, обычно используют получаемые данные и временные определения величин, генерируемых процессором 204 определения последовательностей. Лицам, сведущим в данной области техники, отслеживание каналов известно, например, из ранее упоминавшегося издания "Цифровые системы связи, 2 изд." Джона Г. Проакиса, и работы А.П. Кларка и С. Харихарана "Перестраиваемые определители канала для высокочастотного радиосоединения", IEEE Труды по связи, том 37, стр. 918-926, сентябрь 1989 (A. P. С] ark and S. Hariharan, "Adaptive Channel Estimates for an HF Padio Link", IEEE Trans. on Communications, vol. 37, pp. 918-926, Sept. 1989). Характеристики соединения канала ca τ , cb τ и cc τ подаются на вход мостового метрического процессора 203.
На вход мостового метрического процессора 203 подается также функция корреляции ослабления, получаемая от определителя 207 функции корреляции ослабления. Определение функции корреляции ослабления включает обработку информации о функции корреляции ослабления между антеннами 104, или между относительными фазами выборок, как это более подробно будет описано ниже. Определитель функции корреляции ослабления использует функции корреляции ослабления для поправки и возможного отслеживания определения функции корреляции ослабления, как это более подробно будет описано ниже в тексте и со ссылкой на чертежи.
Мостовой метрический процессор 203 использует выборки принимаемого сигнала ra(n), rb(n) и rc(n), характеристики соединения канала ca(τ), cb(τ) и cc(τ) и определение функции корреляции ослабления, вырабатывая метрику моста Mh(n). Эта метрика моста используется, например, в процессоре 204 определения последовательности для выработки временных и конечных определений передаваемых символов.
Для лица, имеющего обычные познания в данной области техники, является понятным, как работает изобретение при использовании разнесенных фракций (Т/М). В этом случае каждый предпроцессор 206 сигнала вырабатывает М выборок на период символа, что соответствует М разным фазам выборок. При этом создается М потоков выборок из принимаемого сигнала на антенну. В результате мостовой метрический процессор 203 получает D раз по М потоков выборок. Как и ранее, определяющие цепи 202a-202c вырабатывают характеристики соединения канала, соответственно, для антенн a-c. Однако в этом случае определяющих цепей больше, поскольку требуется определение для каждой фазы выборки. Аналогично определитель 207 функции корреляции ослабления определяет функцию корреляции ослабления по антеннам и по фазам выборки. При этом D антенн и М фаз выборки рассматриваются как взятые D раз М антенн, В результате мостовой метрический процессор работает в режиме, эквивалентном наличию D раз М антенн и одной выборки на символ. Очевидно также, что настоящее изобретение может быть использовано в случае одной принимающей антенны и при использовании разнесенных фракций.
Функция передачи 109 более подробно иллюстрируется на фиг. 3, где для упрощения число интерферирующих источников сокращено до одного. Для лица, сведующего в данной области техники, очевидно, что настоящее изобретение может также быть использовано в случаях, когда имеется два или более интерферирующих источников. Функция передачи 109 начинается с пути сигнала для последовательности S символов через цифровой передатчик 103, который передает аналоговый сигнал Y. Аналоговый сигнал Y распространяется через отдельные радиопередающие каналы к каждой из трех принимающих антенн: радиоканал 301а на принимающую антенну 104а, радиоканал 301b на принимающую антенну 104b и радиоканал 301с на принимающую антенну 104с. Аналогично интерферирующий сигнал X также распространяется по трем другим отдельным радиоканалам 302а-302с соответственно к принимающим антеннам 104а-104с. Радиоканалы 301а-301с и 302а-302с могут вносить затухание и дисперсию во времени. Всегда присутствующие тепловые шумы na-nc также принимаются соответственно антеннами 104а-104с. Каждая антенна 104а-104с связана соответственно с радиоблоком 105а-105с, который усиливает, преобразует и фильтрует принимаемые сигналы согласно известным приемам получения аналогового сигнала. Каждый аналоговый сигнал связан с аналого-цифровым (A/D) преобразователем 106а-106с, который преобразует аналоговые сигналы в потоки выборок из принимаемого сигнала ra(kTs), rb(kTs) и rc(kTs). Одним из методов преобразования аналогового в цифровой сигнал является использование логарифмически-полярной обработки сигнала, описанной в патенте США US 5.048.059 Дента, включаемого во всем его объеме в настоящее описание посредством ссылки. Для последующей обработки осуществляется преобразование логарифмически-полярного сигнала в прямоугольные, так что используются, например, сигналы I и Q, упоминаемые иногда, как комплексные величины. При первоначальном применении обработки логарифмически-полярного сигнала можно использовать приемник с ограничением, выдающий величину и фазу сигналов, что упрощает адаптивное управление усилением.
В MLSE эквилайзере анализируются все возможные последовательности S передаваемых символов. В одном из вариантов осуществления изобретения гипотетические значения символов Sh(n) фильтруются с помощью функций оценки ответвлений каналов ca(τ), cb (τ) и cc(τ) при этом получаются гипотетические выборки принимаемых сигналов rah(n), rbh(n) и rch(n) для каждой антенны. Разница между гипотетическими rah(n)-rch(n) и фактически принимаемыми ra(n)-rc(n) потоками сигналов, именуемая гипотетической ошибкой, является оценкой приемлемости соответствующей гипотезы. Величина среднеквадратичного отклонения гипотетической ошибки используется в качестве метрики для оценки конкретной гипотезы.
Метрики для различных гипотез аккумулируются и с помощью алгоритма оценки последовательностей определяется, какая из гипотез является наилучшей. Этот процесс может быть эффективно реализован с помощью алгоритма Витерби, известного в динамическом программировании. Описание алгоритма Витерби можно найти в статье Формей Г. "Алгоритм Витерби", Труды IEEE (Formey G. "The Viterbi Alogorithm" Proc. of the IEEE), том 61, стр. 268-278, март 1973 г. Для лица, имеющего обычные познания в данной области техники, очевидно, что могут использоваться и другие алгоритмы оценки последовательностей, например М-алгоритм.
В MLSE эквилайзере имеются состояния, соответствующие различным гипотетическим последовательностям символам Sh(n). Для каждого приближения существуют предыдущие состояния, каждое из которых ассоциируется с аккумулированной метрикой. Каждая пара предыдущего состояния с текущим состоянием отражается в метрике ветви Mh(n). Предполагаемой метрикой текущего состояния явится тогда сумма метрики плеча Mh(n) и ранее аккумулированной метрики. Для каждого текущего состояния в качестве предшествующего состояния отбирается то предыдущее состояние, которое имеет наименьшую предполагаемую метрику, и наименьшая предполагаемая метрика становится аккумулированной метрикой для текущего состояния. Для комбинирования метрик, описанного в вышеупомянутом патенте США 5.191.598, метрика плеча может быть выражена как:
Mh(n) = [r(n)-Csh(n)]H D[r(n)-Csh(n)],
где r(n) = [ra(n)rb(n)rc(n)]
Figure 00000002

Функции оценки ответвлений каналов для каждого сигнала, принимаемого на антенны 104а-104с обозначаются ca( τ , cb(τ) и cc(τ) соответственно, где τ обозначает задержку (т.е. τ = 0 для главного луча, τ = 1 для первого эхо и т. д. ). Nt обозначает число ответвлений каналов на антенну и Ka, Kb, Kc обозначают весовые коэффициенты соответственно для антенн 104а-104с.
В настоящем изобретении используется преимущество того, что с точки зрения комбинирования и сравнения, ослабление сигналов (интерференция + шумы) на разнесенных принимающих антеннах зачастую коррелируется. Развитие комбинаторной техники с использованием этой корреляции позволяет получить значительные преимущества. Для оптимальной работы может быть использован процесс декорреляции или "обеления", а оптимальная метрика ветви может включать инверсию матрицы корреляции ослабления. В соответствии с настоящим изобретением оптимальной метрикой плеча является:
Mh(n) = [r(n)-C(n)Sh(n)]H A(n)[r(n)-C(n)Sh(n)] = eh H(n)A(n)eh(n)
где A(n) = Rzz(n)-1, или соответствующая величина;
Rzz(n) = E(z(n)zH(n));
z(n) = [za(n)zb(n)zc(n))T;
eh(n) = r(n)-C(n)Sh(n).
На разницу каналов во времени и корреляцию ослабления указывает индекс n. Матрица Rzz(n) является матрицей корреляции ослабления в дискретном времени, n. Матрица А(n) (т.е. матрица А) представляет собой инверсию матрицы Rzz(n), или соответствующую сопряженную величину, или псевдоинверсию. Как очевидно для лица, сведующего в данной области техники, Rzz(n) и А(n) представляют собой конкретные примеры свойств корреляции ослабления, другие примеры которых также известны. В последующем термин "матрица А" используется в его широком значении для обозначения любого определения свойств корреляции ослабления.
Ослабление на антеннах 104а-104с во время n обозначается соответственно za(n), zb(n) и zc(n). Для данной гипотезы eh(n) служит оценкой процесса ослабления. Как было показано выше, матрица А, А(n) является инверсией матрицы Rzz(n). Для случая нескоррелированного ослабления (т.е. при отсутствии интерферирующего источника) матрица А вырождается в диагональную матрицу D. Если сигнал известен или он определен правильно, ослабление характеризуется:
z(n) = r(n)-C(n)Sdet(n)
где Sdet(n) = [Sdet(n)Sdet(n-1)...]T
Заметим, что Sdet(n) в каждый момент времени n является известной или определенной последовательностью символов.
Определение матрицы А, используемой в настоящем изобретении, может быть выполнено многими путями в зависимости от конкретного применения и требуемого выполнения. Простейшим приближением является использование для матрицы А фиксированных величин, содержащихся в памяти и не обновляемых. Такие величины прежде всего зависят от конфигурации принимающих антенн и от используемых несущих частот. Другой подход заключается в определении матрицы А из информации о синхронизации и сохранении величин матрицы А постоянными между этапами синхронизации. При каждом новом появлении поля синхронизации матрица А вычисляется заново, с использованием предыдущих значений величин матрицы, или без использования последних. Еще один подход заключается в использовании полей синхронизации для инициализации или уточнения величин матрицы А и затем в использовании решений, принятых по данным о характеристиках полей, для определения величин матрицы А.
Следует уделить внимание методам, используемым для определения величин матрицы А. Поскольку матрица А содержит информацию относительно свойств корреляции ослабления, могут быть использованы стандартные методы определения корреляции или применены инверсные корреляционные матрицы. Используя известные, или измеренные величины символов, величины ослабления могут быть получены из разности выборок потоков фактически принимаемых сигналов ra(n) - rc(n) и гипотетических принимаемых сигналов rah(n) - rch(n).
В каждый момент времени n она дает вектор величины ослабления, обозначаемый z(n); по одному значению для каждой антенны. Прямой путь формирования матрицы А дается уравнением:
R(n) = λ R(n-1) + Kz(n)zH(n),
А(n)= R-1(n),
K является масштабирующей константой, обычно 1 или V (1- λ ). Поскольку R(n) является эрмитовой матрицей, требуется вычисление только части элементов матрицы.
Подобный прямой путь отличается высокой сложностью вычислений. Одной из возможностей уменьшить эту сложность является применение леммы инверсии матриц для получения матрицы А непосредственно из:
Figure 00000003

где p(n) = А(n-1)z(n).
Поскольку матрица А является эрмитовой, достаточно вычислить диагональные элементы матрицы и элементы, расположенные либо над диагональю, либо под ней.
Описанная выше техника определения и отслеживания матрицы А приведена только в иллюстративных целях. В общем, матрица А может быть выражена и определена рядом путей, как это должно быть очевидно лицу, имеющему обычные познания в данной области техники. См., например, книгу С.Хайкина "Теория адаптивных фильтров", Прентис-Холл, Инглевуд Клифс, Нью-Джерси (S.Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N.J.), второе издание, 1991. Настоящее изобретение может также быть использовано и в случае эквилизации "вслепую", когда не имеется известных синхронизирующих последовательностей. В этом случае матрицу А определяют тем же путем, что и характеристики каналов.
Далее настоящее изобретение в целях иллюстрации будет описано более подробно в четырех различных вариантах осуществления.
Описание варианта осуществления, имеющего эквилайзер разделенных символов с двумя антеннами и с адаптивными определителями каналов
В первом варианте осуществления представлен процессор 107 имеет эквилайзер разделенных символов (т.е., разделенных по Т), отслеживающий характеристики или всплески канала над фоном. Этот вариант осуществления применим в цифровой сотовой системе, определенной стандартом IS-54B, имеющей относительно долгие всплески сигнала (TDMA) или временные позиции (6,67 миллисекунд). Плечевой метрический процессор 203 этого варианта более подробно иллюстрируется на фиг. 4, где для простоты количество антенн ограничено двумя, помеченными а и b. Полезность данного варианта заключается в том, что в большинстве сотовых систем используются две принимающих антенны и уже применяется в каком то виде комбинирование сигналов от разнесенных антенн. Как и ранее, для лица, имеющего обычные знания в данной области техники, очевидно, что данный вариант может использоваться в случае трех и более антенн.
Матрица корреляции ослабления Rzz и инверсная матрица корреляции ослабления А определяются следующим образом:
Figure 00000004

Figure 00000005

Переменная Paa обозначает ослабление мощности, поступающей на антенну a; переменная Pbb обозначает ослабление мощности, поступающей на антенну b. Недиагональные матричные элементы определяют величины перекрестной корреляции: Pab обозначает корреляцию ослабления сигнала, поступающего на антенну а, сопряженную с поступающим на антенну b.
При этом метрика плеч выражается:
Figure 00000006

где
Figure 00000007
и ed,h(n) = rd(n) - rd,h(n)
Вычисление этой плечевой метрики схематически проиллюстрировано на фиг. 4.
Генератор последовательности символов 410 вырабатывает гипотетические последовательности символов Sh(n). Эти последовательности фильтруются в фильтрах 400 с использованием определителей ветвей канала cb(τ) и ca(τ) для антенн а и b, образуя гипотетические выборки принимаемых сигналов соответственно ra,h(n) и rb,h(n). Гипотетические выборки принимаемых сигналов ra,h(n) вычитаются из выборок сигналов, фактически принятых на антенну а, ra(n), в суммирующем соединителе 401, образуя сигналы ошибки ea,h(n). Аналогично, гипотетические выборки принимаемых сигналов rb,h(n) вычитаются из выборок сигналов, фактически принятых на антенну b, rb(n), в суммирующем соединителе 402, образуя сигналы ошибки eb,h(n). Блоки 403 формируют квадратичные значения сигналов ошибки ea,h(n) и eb,h(n). Квадратичное значение сигнала ошибки ea,h(n) умножается на множитель maa в соединительном элементе 406, и результат подается на суммирующий элемент 408. Квадратичное значение сигнала ошибки eb,h(n) умножается на множитель mbb в соединительном элементе 407, и результат nfr;t подается на суммирующий элемент 408. Наконец, умножитель 404 формирует произведение ea,h(n) и e* b,h(n), которое затем умножается на множитель mab в умножителе 405, при этом учитываются только действительные части. Результат вычитается в сумматоре 408, выходом которого является метрика плеча Mh(n). Множители maa, mbb и mab связаны с матрицей корреляции ослабления следующими выражениями:
maa = wpbb
mbb = wpaa
mab = 2wpab
Как это очевидно для лица, сведующего в данной области техники, понятие w известно при расчетах метрики плеч, оно может иметь различные значения и даже может быть опущено, когда знаменатель в w приближается к нулю.
В момент времени n, элементы матрицы дополняются следующим образом:
Figure 00000008

Figure 00000009

Figure 00000010

К является нормирующим фактором, который при равенстве единице исключается из расчетов, сокращая количество операций. K может быть определен из значения λ , являющейся так называемым "фактором забывчивости".
Схематическая иллюстрация дополнения матрицы корреляции ослабления приведена на фиг. 5. Временные значения Sdet(n) опытно определенных выборок, формируемые процессором 204 определения последовательности, фильтруются в фильтрах 500 с использованием значений определителей ветвей канала ca τ и cb τ , получаемых с определителей ветвей канала 202 для антенн а и b, и образуют соответственно ожидаемые принимаемые выборки ra,det(n) и rb,det(n). Сигнал ослабления Za(n)4 образуется при вычитании в суммирующем соединителе 501 значений ra,det(n) из выборки фактически полученных сигналов ra(n) с антенны а. Аналогично сигнал ослабления zb(n)4 образуется при вычитании в суммирующем соединителе 502 значений rb.det(n) из выборки фактически полученных сигналов rb(n) с антенны b. Если временные значения опытно определенных выборок правильны, и определения ветвей каналов верны, тогда сигналы ошибки za(n) и zb(n) выражают ослабление, получаемое на антеннах а и b соответственно. Сигналы ослабления za(n) и zb(n) нормируются на корень из нормирующего фактора K в умножителях 503 и 505 соответственно для получения нормированных сигналов ослабления, подаваемых соответственно на блоки 506 и 507.
Мощность ослабления paa(n), поступающая на антенну а, умножается в умножителе 511 на фактор забывчивости λ и суммируется в соединительном устройстве 510 с квадратичной величиной нормированного сигнала ослабления с блока 506, образуя скорректированное значение мощности ослабления paa(n+1). Затем величина paa(n+1) используется для перезаписи в соответствующем месте памяти 515 предыдущего значения мощности ослабления paa(n). Аналогично предыдущее значение мощности ослабления pbb(n), поступавшее на антенну b, умножается в умножителе 513 на фактор забывчивости λ и суммируется в соединительном устройстве 512 с квадратичной величиной нормированного сигнала ослабления с блока 507, образуя скорректированное значение мощности ослабления pbb(n+1), которое используется для перезаписи в соответствующем месте памяти 514 предыдущего значения мощности ослабления pbb(n). Для получения уточненной перекрестной корреляции ослабления, нормированный сигнал ошибки с умножителя 503 умножается на сопряженный нормированный сигнал ошибки с умножителя 505 в соединителе 504. Также, предшествующее значение перекрестной корреляции pab(n), хранящееся в памяти 516, нормируется на фактор забывчивости в умножителе 509. Выход соединителя 504 суммируется в соединителе 508 с выходом умножителя 509, образуя исправленное значение перекрестной корреляции pab(n+1). Как и ранее, уточненное значение перекрестной корреляции pab(n+1) используется для перезаписи в соответствующем месте памяти 514 предыдущего значения pab(n).
Обычно имеется задержка в уточнении значений ветвей канала, которое позволяло бы временно определенным символам стать реальными. В патенте США US 5.164.961 Гудмунсона и др., полностью включаемом в настоящее описание посредством ссылки, эту задержку избегают, используя многоканальные модели: по одной для каждого состояния в процессоре 204 определения последовательности. В соответствии с настоящим изобретением также имеется задержка в уточнении величин матрицы А. Лицу, имеющему обычные познания в данной области техники, должно быть очевидно, что этой задержки можно избежать, используя множественные матрицы А, по одной на каждое состояние в процессоре 204 определения последовательности.
Описание варианта осуществления, имеющего эквилайзер разделенных символов с двумя антеннами и с фиксированными определителями каналов
Во втором варианте осуществления изобретения приемник снабжен эквилайзером разделенных символов, в котором канал может рассматриваться как статический с TDMA всплесками. Этот вариант осуществления применим в цифровой сотовой системе, определенной всеевропейским стандартом GSM, имеющей относительно короткие величины временных полей TDMA (577 микросекунд). В этом случае матрица Rzz корреляции ослабления и, следовательно, матрица А, не изменяется со всплесками и может быть определена из синхронизирующего слова (пароля), включенного в обрамление GSM. В этом случае метрика плеча может быть представлена следующим образом:
Mh(n) = [r(n) - Csh(n)]H A(r(n)-Csh(n))
Mh(n) = rH(n)Ar(n) - 2Re{sh(n)HCHAr(n)} + Sh(n)HCHACsh(n)
Как это проиллюстрировано на фиг. 6, экономится время обработки благодаря предварительному вычислению сохраняемых в памяти 601 следующих величин для всех возможных гипотетических последовательностей символов Sh:
fh = 2AHCsh
gh = sh HCHACsh
Используя эти предварительно вычисленные значения, можно упростить метрику плеч следующим образом:
Mh(n) = -Re{fh Hr(n)} + gh
где: r(n) = [ra(n)rb(n)]T
Для каждой гипотетической последовательности символов Sh(n), выборки принимаемых сигналов ra(n) и rb(n) умножаются, соответственно, в блоках 602 и 603 на соответствующую величину fh, которая заранее вычислена, как это описано выше, и берется из памяти 601; используются только действительные части произведений. Индекс h является индексом гипотезы, соотносящей конкретную величину fh с данной гипотетической последовательностью символов sh(n). Выход умножителей 602 и 603 связан с суммирующим соединителем 604, где они суммируются, а результат передается на соединительное устройство 605, в котором выход соединительного устройства 604 вычитается из соответствующей величины gh, которая также вычисляется заранее, как это описано выше, и поступает из памяти 601. Результатом является метрика плеча Mh(n).
Описание варианта осуществления, имеющего эквилайзер разделенных фракций, с одной или несколькими антеннами и с адаптивными определителями каналов с частичной оптимизацией
В следующем варианте осуществления изобретения имеется приемник, имеющий одну или несколько антенн, связанных с процессором 107, снабженный эквилайзером разделенных фракций (Т/М) с адаптивным построением каналов. Этот вариант осуществления применим в цифровой сотовой системе, определенной стандартом IS-54B, имеющей относительно долгие (6,67 миллисекунд) временные позиции, или всплески сигнала, так что величины, характеризующие ветви канала, должны уточняться в периоды всплесков. Процессор 107 приемника для данного варианта более подробно иллюстрируется на фиг.7, где для простоты показаны только один интерферирующий источник X и три антенны, обозначенные a, b и с, и принято, что М = 2. Для лица, имеющего обычные познания в данной области техники, очевидно, что настоящее изобретение может быть осуществлено и при нескольких интерферирующих источниках, при ином количестве антенн и при факторе разделения фракций, не равном двум. Функция передачи 109, показанная на фиг. 7, может быть, например, идентичной той, которая описана в связи с фиг. 3, производящей три потока выборок принимаемого сигнала: ra(kTs), rb(kTs) и rc(kTs). Каждый из потоков выборок принимаемого сигнала ra(kTs)-rc(kTs) связан с пред-процессором 707 сигнала, осуществляющем корреляцию с известной картиной синхронизации, подобно тому, как это описано для блока 206 в связи с фиг.2. С использованием определенного критерия оптимизации, например, максимума энергии в ветви канала, из значений корреляции определяют значения времени. Поскольку в данном варианте осуществления изобретения значение М выбрано равным двум, каждый пред-процессор 707 сигнала вырабатывает из каждого поступающего потока выборок принимаемого сигнала две выборки на символ. Например, как показано на фиг. 7, из поступающего потока выборок принимаемого сигнала ra(kTs) вырабатываются ra0(n) и ra1(n). Аналогично из поступающих потоков выборок принимаемого сигнала rb(kTs) rc(kTs) вырабатываются соответственно rb0(n), rb1(n) и rc0(n), rc01(n). Если бы, например, значение М было бы выбрано равным четырем, тогда производились бы 4 выборки на символ. Данные сигналы ra0(n), ra1(n), rb0(n), rb1(n), rc0(n) и rc01(n) подаются на плечевой метрический пред-процессор 701, где они обрабатываются, как если бы каждый сигнал ra0(n), ra1(n), rb0(n), rb1(n), rc1(n) и rc01(n) поступал бы с отдельной антенны.
На практике в целях уменьшения сложности использования (данного варианта) возможно обобщить выражение для метрики плеча и сделанные расчеты. Уменьшение сложности может быть достигнуто в двух направлениях: а) обобщением выражения для метрики плеча и подбором подходящих значений и b) изменением порядка расчетов, при котором рассчитываются приближения определенных величин. При использовании первого направления метрические множители, которые могут быть заранее рассчитаны для всех гипотез, выражаются следующим образом;
e(j,n) = cH(j,n)A(n)r(n)
f(j,n) = сH(j,n)A(n)c(n)
g(j,k,n) = сH(j,n)A(n)c(n),
где k > j,
и где c(j,n) есть j-тый столбец c(n). J есть число ветвей канала. Другими словами, вектор r(n) принимаемого сигнала моделируется следующим образом:
Figure 00000011

Величины e(j,n), f(j,n) и g(j,k,n) вычисляются плечевым метрическим пред-процессором 701 и хранятся в памяти (не показанной на фиг. 7). Индексы j и k являются индексами лучей. Величины e(j,n), f(j,n) и g(j,k,n) называются метрическими множителями, поскольку они могут быть использованы при операции умножения для получения метрик эквилайзера в плечевом метрическом процессоре 704, вычисляющем метрику плеч Mh(n) согласно выражениям:
Figure 00000012

Figure 00000013

В системах, где все величины имеют одни и те же амплитуды, таких, как бинарные системы с ключами фазового сдвига (BPSK) и четверичные системы с ключами фазового сдвига (QPSK), выражение
Figure 00000014
является константой, независимой от гипотез. Таким образом, оно может быть опущено, имея в виду необходимость вычисления и использования метрических множителей f(j,n).
Хотя данный вариант осуществления изобретения иллюстрирован примером с тремя антеннами, лицу, имеющему обычные познания в данной области техники, должно быть очевидно, что настоящее изобретение может работать и с одной антенной с эквилизацией разделенных фракций.
Описание варианта осуществления, имеющего эквилайзер разделенных фракций, с одной или несколькими антеннами и с адаптивными определителями каналов с полной оптимизацией
Дальнейшее уменьшение сложности может быть достигнуто при использовании процессора 107 приемника, показанного на фиг. 8. Процессор 107 приемника, показанный на фиг. 8, в своем существе идентичен изображенному на фиг.7, с отличием в плечевом метрическом пред-процессоре 801 и в плечевом метрическом пред-процессоре 804. Как показано на фиг. 8, плечевой метрический пред-процессор 801 предварительно вычисляет и сохраняет в памяти (не показанной на чертеже) следующие альтернативные метрические множители:
Figure 00000015

Figure 00000016

На практике может оказаться предпочтительным аппроксимировать A(n+j) значениями А(n) и c(j,n+j), a c(j+k,n+j) - соответственно значениями c(j,n) и c(j+k, n). Альтернативные метрические множители Z(n) и S(k,n) связаны с плечевым метрическим процессором 804, который вычисляет метрику плеч согласно выражению:
Figure 00000017

Хотя данный вариант осуществления изобретения проиллюстрирован для случая с тремя антеннами, лицу, имеющему обычные познания в данной области, должно быть очевидно, что настоящее изобретение может быть осуществлено с одной антенной и с эквилайзером разделенных фракций. Далее, хотя настоящее изобретение описано применительно к конкретной цифровой сотовой системе связи, лица, сведущие в данной области техники, поймут, что настоящее изобретение применимо и в других системах связи и, следовательно, настоящее изобретение не ограничивается конкретными вариантами осуществления, описанными и проиллюстрированными в описании. Различные варианты осуществления и их видоизменения, помимо показанных и описанных здесь, равно как и вариации, модификации, и эквивалентные осуществления могут быть разумно предложены на основе данного описания и чертежей, без отхода от существа и объема изобретения. Хотя настоящее изобретение подробно описано здесь применительно к его преимущественным вариантам осуществления, следует понимать, что они описаны лишь в качестве иллюстрации и примеров настоящего изобретения, главным образом в целях предоставления полного и достаточного для осуществления изобретения описания. Соответственно полагается, что настоящее изобретение ограничено только смыслом и объемом прилагаемой формулы изобретения.

Claims (25)

1. Способ уменьшения затухания сигнала, временной дисперсии и интерференции в системах радиосвязи, включающий следующие операции: (а) генерирование и передачу сигнала, представляющего собой последовательность передаваемых символов, (b) прием упомянутого сигнала по крайней мере на две отдельные антенны, (с) обработку упомянутого сигнала с получением выборок принимаемого сигнала для каждой из упомянутых антенн, (d) определение характеристик соединения канала для каждой упомянутой антенны и выработку значений этих характеристик, отличающийся тем, что способ дополнительно содержит операции: (е) определение функции корреляции ослабления и выработку значений функции корреляции ослабления, (f) формирование метрики плеч в процессоре метрики плеч с использованием выборок принимаемого сигнала, характеристик соединения канала и значений функции корреляции ослабления и (g) использование упомянутой метрики плеч в алгоритме определения последовательности для определения упомянутой переданной последовательности символов.
3. Способ по п.1, отличающийся тем, что в операции обработки (с) используется логарифмически полярная обработка сигнала.
3. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутые значения функции корреляции ослабления представлены в виде инверсии матрицы корреляции ослабления.
4. Способ по п.1, отличающийся тем, что операция формирования (f) включает: (а) генерирование гипотетических последовательностей символов, (b) фильтрацию упомянутых гипотетических последовательностей символов с упомянутыми характеристиками соединения канала для получения гипотетических выборок принимаемого сигнала для каждой антенны, (с) вычитание упомянутых гипотетических выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала для получения гипотетических сигналов ошибки и (d) обработку упомянутых гипотетических сигналов ошибки вместе с упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрики плеч.
5. Способ по п.1, отличающийся тем, что операция определения (е) включает: (а) генерирование последовательностей символов, полученных опытным путем, (b) фильтрацию упомянутых последовательностей символов, полученных опытным путем, вместе с упомянутыми характеристиками соединения канала для получения опытных выборок принимаемого сигнала для каждой антенны, (с) вычитание упомянутых опытных выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала для получения опытных сигналов ошибки и (d) обработку упомянутых опытных сигналов ошибки вместе с функцией корреляции ослабления для получения поправки к вышеупомянутой функции корреляции ослабления.
6. Способ по п.1, отличающийся тем, что операция формирования (f) включает: (а) генерирование гипотетических последовательностей символов, (b) подсчет предварительно рассчитанных значений для всех гипотетических последовательностей символов с использованием упомянутой характеристики соединения канала и функции корреляции ослабления и (с) обработку упомянутых выборок из принимаемого сигнала совместно с предварительно рассчитанными величинами для получения метрики плеч.
7. Способ по п.1, отличающийся тем, что операция формирования (f) включает: (а) генерирование гипотетических последовательностей символов и фильтрацию гипотетических последовательностей символов вместе с характеристиками соединения канала для получения гипотетических выборок принимаемого сигнала, (b) получение метрических множителей e(j, n) путем вычитания гипотетических выборок принимаемого сигнала из выборок принимаемого сигнала, (с) получение метрических множителей f(j, n) и g(j, k, n) путем умножения квадратичных значений сигнала ошибки e(j, n) на множитель, учитывающий функции корреляции ослабления, (d) получение метрики плеч путем сложения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
8. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутая операция формирования (f) включает: а) генерирование гипотетических последовательностей символов, b) получение метрических множителей e(j, n) путем комбинаторного соединения выборок принимаемого сигнала с упомянутыми характеристиками соединения канала и упомянутыми характеристиками ослабления канала, с) получение метрических множителей g(j, k, n) путем комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутыми характеристиками ослабления канала, и d) получение метрики плеч путем комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
9. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутая операция использования (g) включает дополнительно использование алгоритма Витерби.
10. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутая операция формирования (f) включает: а) генерирование гипотетических последовательностей символов, b) получение метрических множителей z(n) путем комбинаторного соединения упомянутых выборок принимаемого сигнала с упомянутыми характеристиками соединения канала и упомянутыми характеристиками ослабления канала, с) получение метрических множителей s(k, n) путем комбинаторного соединения упомянутых выборок принимаемого сигнала между собой и с упомянутыми характеристиками ослабления канала и d) получение метрики плеч путем комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей z(n) и s(k, n) с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
11. Устройство для уменьшения затухания сигнала, временной дисперсии и интерференции в системах радиосвязи, включающее цифровой передатчик, генерирующий и передающий сигнал, несущий передаваемую последовательность символов, приемник, принимающий упомянутый сигнал по крайней мере на две отдельные антенны и аналогово-цифровой преобразователь, преобразующий упомянутый сигнал в выборки принимаемого сигнала для каждой из упомянутых антенн, и определитель характеристики соединения канала для определения характеристик соединения канала для каждой из упомянутых антенн для получения характеристик соединения канала, отличающееся тем, что устройство дополнительно содержит определитель функции корреляции ослабления, служащий для определения функций корреляции ослабления и вырабатывающий значение функций корреляции ослабления, процессор метрики плеч, служащий для получения метрики плеч с использованием выборок принимаемого сигнала, характеристик соединения канала и функций корреляции ослабления, и процессор определения последовательности, использующий метрику плеч для определения упомянутой последовательности передаваемых символов.
12. Устройство по п.11, отличающееся тем, что в упомянутом аналогово-цифровом преобразователе используется логарифмически полярная обработка сигнала.
13. Устройство по п. 11, отличающееся тем, что процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства фильтрования упомянутых гипотетических последовательностей символов с помощью характеристик соединения канала для получения гипотетических выборок принимаемого сигнала для каждой антенны, средства вычитания упомянутых гипотетических выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала для получения гипотетических сигналов ошибки и средства для обработки упомянутых гипотетических сигналов ошибки вместе с функцией корреляции ослабления для получения метрики плеч.
14. Устройство по п.11, отличающееся тем, что упомянутый определитель функции корреляции ослабления содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий последовательности символов, полученных опытным путем, цифровой фильтр для фильтрования упомянутых последовательностей символов, полученных опытным путем, с помощью характеристик соединения канала для получения выборок принимаемого сигнала для каждой антенны, средства вычитания упомянутых выборок принимаемого сигнала из выборок принятого сигнала для получения опытных сигналов ошибки, и средства для обработки упомянутых опытных сигналов ошибки вместе с функцией корреляции ослабления для получения поправки к функции корреляции ослабления.
15. Устройство по п.11, отличающееся тем, что упомянутый процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства подсчета предварительно рассчитанных значений для всех гипотетических последовательностей символов с использованием упомянутых характеристик соединения канала и упомянутой функции корреляции ослабления и средства обработки упомянутых выборок принимаемого сигнала совместно с предварительно рассчитанными величинами для получения метрики плеч.
16. Устройство по п.11, отличающееся тем, что упомянутый процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства для комбинаторного соединения выборок принимаемого сигнала с характеристиками соединения канала и упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей е(j, n) и для комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей f(j, n) и g(j, k, n) и для комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов для получения метрики плеч.
17. Устройство по п.11, отличающееся тем, что упомянутый процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства для комбинаторного соединения упомянутых выборок принимаемого сигнала с упомянутыми характеристиками соединения канала и упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей z(n) и для комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей s(k, n) и для комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей z(n) и s(k, n) с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов для получения метрики плеч.
18. Устройство по п.11, отличающееся тем, что процессор определения упомянутой последовательности использует алгоритм Витерби.
19. Способ уменьшения затухания сигнала, временной дисперсии и интерференции в системах радиосвязи, включающий следующие операции:
(а) генерирование и передачу сигнала, представляющего собой последовательность передаваемых символов, (b) прием упомянутого сигнала на антенну, (с) обработку упомянутого сигнала с получением выборок принимаемого сигнала для упомянутой антенны так, чтобы получить несколько выборок сигнала на период символа, (d) определение характеристик соединения канала для этой антенны для получения характеристик соединения канала, отличающийся тем, что способ дополнительно содержит следующие операции: (е) определение функций корреляции ослабления и выработку значений функции корреляции ослабления, (f) формирование метрики плеч в процессоре метрики плеч с использованием выборок принимаемого сигнала, характеристик соединения канала и функций корреляции ослабления и (g) использование метрики плеч в алгоритме определения последовательности для определения упомянутой последовательности передаваемых символов.
20. Способ по п.19, отличающийся тем, что упомянутая операция формирования (f) включает: (а) генерирование гипотетических последовательностей символов, (b) получение метрических множителей e(j, n) путем комбинаторного соединения выборок принимаемого сигнала с характеристиками соединения канала и упомянутыми характеристиками ослабления канала, с) получение метрических множителей f(j, n) и g(j, k, n) путем комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутыми характеристиками ослабления канала и d) получение метрики плеч путем комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
21. Способ по п.19, отличающийся тем, что упомянутая операция формирования (f) включает: a) генерирование гипотетических последовательностей символов, b) получение метрических множителей e(j, n) путем комбинаторного соединения выборок принимаемого сигнала с характеристиками соединения канала и упомянутыми характеристиками ослабления канала, с) получение метрических множителей g(j, k, n) путем комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутыми характеристиками ослабления канала и d) получение метрики плеч путем комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
22. Способ по п.19, отличающийся тем, что упомянутая операция (f) включает: а) генерирование гипотетических последовательностей символов, b) получение метрических множителей z(n) путем комбинаторного соединения упомянутых гипотетических последовательностей символов с упомянутыми характеристиками соединения канала и упомянутыми характеристиками ослабления канала, с) получение метрических множителей s(k,n) путем комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутыми характеристиками ослабления канала и d) получение метрики плеч путем комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей z(n) и s(k, n) с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов.
23. Устройство для уменьшения затухания сигнала, временной дисперсии и интерференции в системах радиосвязи, содержащее цифровой передатчик, генерирующий и передающий сигнал, несущий передаваемую последовательностью символов, приемник, принимающий упомянутый сигнал на антенну и аналогово-цифровой преобразователь, преобразующий упомянутый сигнал в выборки принимаемого сигнала для упомянутой антенны так, чтобы были образованы множественные выборки сигнала на символ, определитель характеристики соединения канала для определения характеристик соединения канала для упомянутой антенны для получения характеристик соединения канала, отличающееся тем, что устройство дополнительно содержит определитель функции корреляции ослабления, служащий для определения функции корреляции ослабления и вырабатывающий значение функции корреляции ослабления, процессор метрики плеч, служащий для получения метрики плеч с использованием выборки принимаемого сигнала, характеристик соединения канала и функций корреляции ослабления, и процессор определения последовательности, использующий упомянутую метрику плеч для определения упомянутой последовательности передаваемых символов.
24. Устройство по п.23, отличающееся тем, что упомянутый процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства для комбинаторного соединения выборок полученного сигнала с характеристиками соединения канала и упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей e(j, n) и для комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей f(j, n)и g(j, k, n) и для комбинаторного соединения упомянутых метрических множителей с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов для получения метрики плеч.
25. Устройство по п.23, отличающееся тем, что упомянутый процессор метрики плеч содержит генератор последовательности символов, вырабатывающий гипотетические последовательности символов, средства для комбинаторного соединения выборок полученного сигнала с упомянутыми характеристиками соединения канала и упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей z(n) и для комбинаторного соединения упомянутых характеристик соединения канала между собой и с упомянутой функцией корреляции ослабления для получения метрических множителей s(k, n), а также для комбинаторного соединения упомянутых множителей z(n) и s(k, n) с упомянутыми гипотетическими последовательностями символов для получения метрики плеч.
RU97103217A 1994-08-02 1995-07-28 Способ и устройство для подавления интерференции в многоантенных цифровых сотовых системах связи RU2137302C1 (ru)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US284775 1994-08-02
US08/284,775 US5680419A (en) 1994-08-02 1994-08-02 Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems
PCT/US1995/009484 WO1996004738A1 (en) 1994-08-02 1995-07-28 Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU97103217A RU97103217A (ru) 1999-04-10
RU2137302C1 true RU2137302C1 (ru) 1999-09-10

Family

ID=23091485

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU97103217A RU2137302C1 (ru) 1994-08-02 1995-07-28 Способ и устройство для подавления интерференции в многоантенных цифровых сотовых системах связи

Country Status (15)

Country Link
US (1) US5680419A (ru)
EP (1) EP0775405B1 (ru)
JP (1) JPH11509377A (ru)
KR (1) KR100297350B1 (ru)
CN (1) CN1082300C (ru)
AT (1) ATE201543T1 (ru)
AU (1) AU691953B2 (ru)
BR (1) BR9508455A (ru)
CA (1) CA2195849C (ru)
DE (1) DE69521050T2 (ru)
FI (1) FI970414A (ru)
MX (1) MX9700707A (ru)
NO (1) NO970389L (ru)
RU (1) RU2137302C1 (ru)
WO (1) WO1996004738A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2498514C1 (ru) * 2009-08-17 2013-11-10 Квэлкомм Инкорпорейтед Способы и устройство для уменьшения/подавления помех в сигналах захвата нисходящей линии связи

Families Citing this family (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6173014B1 (en) * 1994-08-02 2001-01-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method of and apparatus for interference rejection combining and downlink beamforming in a cellular radio communications system
US6081566A (en) * 1994-08-02 2000-06-27 Ericsson, Inc. Method and apparatus for interference rejection with different beams, polarizations, and phase references
US6137843A (en) * 1995-02-24 2000-10-24 Ericsson Inc. Methods and apparatus for canceling adjacent channel signals in digital communications systems
JP3576676B2 (ja) * 1996-01-31 2004-10-13 三菱電機株式会社 ダイバーシチ受信機
US5796788A (en) * 1996-04-19 1998-08-18 Ericsson Inc. Method and apparatus for interference decorrelation in time and space
US5905721A (en) * 1996-09-26 1999-05-18 Cwill Telecommunications, Inc. Methods for channel estimation and signal detection of CDMA signals
US5878093A (en) * 1996-12-16 1999-03-02 Ericsson Inc. Interference rejection combining with frequency correction
US6301238B1 (en) 1997-01-28 2001-10-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Directional-beam generative apparatus and associated method
US5991273A (en) * 1997-05-01 1999-11-23 Nortel Networks Corporation Determining SINR in a communications system
FI103618B1 (fi) * 1997-07-04 1999-07-30 Nokia Telecommunications Oy Vastaanotetun signaalin tulkitseminen
GB2327176B (en) * 1997-07-08 2002-04-24 Ericsson Telefon Ab L M Signal quality measurement
US6333953B1 (en) * 1997-07-21 2001-12-25 Ericsson Inc. System and methods for selecting an appropriate detection technique in a radiocommunication system
JP3180761B2 (ja) * 1997-07-23 2001-06-25 三菱電機株式会社 系列推定方法及び系列推定装置
US6108517A (en) * 1997-07-28 2000-08-22 Ericsson Inc. Methods and apparatus for joint demodulation of adjacent channel signals in digital communications systems
US6185258B1 (en) * 1997-09-16 2001-02-06 At&T Wireless Services Inc. Transmitter diversity technique for wireless communications
US6084862A (en) * 1997-09-26 2000-07-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Time dispersion measurement in radio communications systems
SE520420C2 (sv) * 1997-10-28 2003-07-08 Ericsson Telefon Ab L M Anordning samt förfarande för att identifiera batterityp samt för att mäta batteritemperatur
DE69833780T2 (de) 1997-10-31 2006-08-17 Cingular Wireless Ii Llc. Maximal-wahrscheinlichkeitsdetektion von verketteten raum/zeit kodes für schnurlose anwendungen mit sender-diversity
US6694154B1 (en) 1997-11-17 2004-02-17 Ericsson Inc. Method and apparatus for performing beam searching in a radio communication system
US6600447B1 (en) * 1997-12-19 2003-07-29 Ericsson Inc. Apparatus and method for determining signal direction from an estimated signal medium response for a ray component of a radio signal
SE512656C2 (sv) * 1998-07-06 2000-04-17 Radio Design Innovation Tj Ab Förfarande för att minska fädning i ett telekommunikationssystem
US6301293B1 (en) * 1998-08-04 2001-10-09 Agere Systems Guardian Corp. Detectors for CDMA systems
US6487255B1 (en) * 1998-08-31 2002-11-26 Ericsson Inc. Information generation for coherent demodulation of differentially encoded signals
FI106897B (fi) 1998-09-14 2001-04-30 Nokia Networks Oy RAKE-vastaanotin
US6363104B1 (en) 1998-10-02 2002-03-26 Ericsson Inc. Method and apparatus for interference cancellation in a rake receiver
US6687461B1 (en) 1998-11-04 2004-02-03 Board Of Regents, The University Of Texas System Active optical lattice filters
US6128330A (en) 1998-11-24 2000-10-03 Linex Technology, Inc. Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum
US6320919B1 (en) 1998-11-30 2001-11-20 Ericsson Inc. Adaptive channel characterization using decoded symbols
US6396885B1 (en) * 1998-12-02 2002-05-28 Nortel Networks Limited Co-channel interference reduction in wireless communications systems
US6700923B1 (en) 1999-01-04 2004-03-02 Board Of Regents The University Of Texas System Adaptive multiple access interference suppression
US7099410B1 (en) * 1999-01-26 2006-08-29 Ericsson Inc. Reduced complexity MLSE equalizer for M-ary modulated signals
US6782036B1 (en) 1999-05-26 2004-08-24 Board Of Regents, The University Of Texas System Smart antenna multiuser detector
WO2000074332A1 (en) * 1999-06-01 2000-12-07 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
US7072410B1 (en) 1999-06-01 2006-07-04 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
US6674815B2 (en) * 1999-06-16 2004-01-06 Ericsson, Inc Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel
US6470192B1 (en) 1999-08-16 2002-10-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericcson (Publ) Method of an apparatus for beam reduction and combining in a radio communications system
US6115406A (en) * 1999-09-10 2000-09-05 Interdigital Technology Corporation Transmission using an antenna array in a CDMA communication system
US6278726B1 (en) 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
US6990160B1 (en) * 1999-09-17 2006-01-24 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Reception apparatus and method
US7088671B1 (en) 1999-11-24 2006-08-08 Peter Monsen Multiple access technique for downlink multibeam digital radio systems
AU772722B2 (en) 1999-11-26 2004-05-06 Nokia Corporation Rake receiver
US7092457B1 (en) * 2000-01-18 2006-08-15 University Of Southern California Adaptive iterative detection
US6678508B1 (en) 2000-02-07 2004-01-13 Ericsson Inc. Power conservation method for mobile communications device with two receivers
US7515659B2 (en) 2001-05-04 2009-04-07 Agere Systems Inc. Decoding techniques for multi-antenna systems
EP1152576B8 (en) 2000-05-05 2009-12-23 Agere Systems, Inc. Joint estimation using the M-algorithm or T-algorithm in multiantenna systems
US20020106040A1 (en) * 2001-02-02 2002-08-08 Sarnoff Corporation Method and apparatus for reducing multipath distortion in a wireless ian system
AU2001264906A1 (en) * 2000-05-22 2001-12-03 Sarnoff Corporation Method and apparatus for reducing multipath distortion in a wireless lan system
US6847690B1 (en) * 2000-11-22 2005-01-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Determinant-based synchronization techniques and systems
KR100488102B1 (ko) * 2000-12-26 2005-05-09 엘지전자 주식회사 병렬 간섭제거기를 사용하는 채널추정 장치
US6920191B2 (en) 2001-02-02 2005-07-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Estimation and compensation of the pulse-shape response in wireless terminals
US20040004945A1 (en) * 2001-10-22 2004-01-08 Peter Monsen Multiple access network and method for digital radio systems
US7346126B2 (en) * 2001-11-28 2008-03-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for channel estimation using plural channels
US8045935B2 (en) 2001-12-06 2011-10-25 Pulse-Link, Inc. High data rate transmitter and receiver
US7483483B2 (en) 2001-12-06 2009-01-27 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US7450637B2 (en) 2001-12-06 2008-11-11 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US7406647B2 (en) 2001-12-06 2008-07-29 Pulse-Link, Inc. Systems and methods for forward error correction in a wireless communication network
US7391815B2 (en) 2001-12-06 2008-06-24 Pulse-Link, Inc. Systems and methods to recover bandwidth in a communication system
US7317756B2 (en) 2001-12-06 2008-01-08 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
FR2833435B1 (fr) * 2001-12-06 2004-02-27 Thomson Licensing Sa Methode de selection de chemin de reception et dispositif de reception comprenant plusieurs chemins de reception
US7403576B2 (en) 2001-12-06 2008-07-22 Pulse-Link, Inc. Systems and methods for receiving data in a wireless communication network
US8095857B2 (en) * 2001-12-18 2012-01-10 Agere Systems Inc. Method and apparatus for joint equalization and decoding of multidimensional codes transmitted over multiple symbol durations
US7133477B2 (en) * 2002-01-02 2006-11-07 Intel Corporation Robust low complexity multi-antenna adaptive minimum mean square error equalizer
SE0201103D0 (sv) * 2002-04-11 2002-04-11 Ericsson Telefon Ab L M Diagonally Layered Multi-Antenna Transmission for Frequency Selective Channels
JP3928489B2 (ja) * 2002-06-07 2007-06-13 ソニー株式会社 通信方法、通信システム及び通信機器
US6907272B2 (en) * 2002-07-30 2005-06-14 UNIVERSITé LAVAL Array receiver with subarray selection
US7042657B2 (en) * 2003-08-28 2006-05-09 Board Of Regents The University Of Texas System Filter for selectively processing optical and other signals
US7437135B2 (en) 2003-10-30 2008-10-14 Interdigital Technology Corporation Joint channel equalizer interference canceller advanced receiver
US7400692B2 (en) 2004-01-14 2008-07-15 Interdigital Technology Corporation Telescoping window based equalization
US7463672B2 (en) * 2004-03-16 2008-12-09 Peter Monsen Technique for adaptive multiuser equalization in code division multiple access systems
AU2005203278A1 (en) * 2004-08-12 2006-03-02 Nec Australia Pty Ltd Method for calculating filter coefficients for an equaliser in a communication receiver
US7505539B2 (en) * 2004-10-06 2009-03-17 Broadcom Corporation Method and system for single antenna receiver system for HSDPA
US7590204B2 (en) * 2005-02-14 2009-09-15 Peter Monsen Technique for adaptive equalization in band-limited high data rate communication over fading dispersive channels
US7991088B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7796956B2 (en) * 2005-05-03 2010-09-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver for a multi-antenna, multi-band radio
US7751372B2 (en) * 2005-09-23 2010-07-06 Peter Monsen Technique for adaptive data rate communication over fading dispersive channels
FI20065438A0 (fi) * 2006-06-22 2006-06-22 Nokia Corp Häiriönpoistoyksikkö ja häiriönpoistomenetelmä
US8022860B1 (en) 2006-07-24 2011-09-20 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Enchanced interference cancellation and telemetry reception in multipath environments with a single paraboic dish antenna using a focal plane array
WO2008056224A2 (en) * 2006-11-06 2008-05-15 Nokia Corporation Apparatus, methods, and computer program products providing reduced interference in a multi-antenna system
CN1972165B (zh) * 2006-12-15 2010-12-08 华为技术有限公司 一种干扰检测方法及装置
US8045645B2 (en) * 2007-06-08 2011-10-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Signal processor for estimating signal parameters using an approximated inverse matrix
US8259827B2 (en) 2009-01-16 2012-09-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Quick paging receivers in telecommunication systems
CA2717661A1 (en) 2008-03-06 2009-09-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Quick paging receivers in telecommunication systems
US9451515B2 (en) 2011-05-06 2016-09-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for neighbor cell range extension
US8503587B2 (en) 2011-05-23 2013-08-06 Harris Corporation Adaptive channel tracking using peak fade depth estimation over a slot
US8971431B1 (en) * 2013-08-30 2015-03-03 Amlogic Co., Ltd. Channel estimation for OFDM signals

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4713817A (en) * 1985-04-25 1987-12-15 Codex Corporation Multidimensional, convolutionally coded communication systems
US4644562A (en) * 1985-08-28 1987-02-17 At&T Company Combined cross polarization interference cancellation and intersymbol interference equalization for terrestrial digital radio systems
CA1338153C (en) * 1987-11-10 1996-03-12 Yoshihiro Nozue Interference canceller
EP0425488B1 (en) * 1988-07-13 1992-04-15 AlliedSignal Inc. Pollution control catalyst for minimizing h2s emissions
SE463540B (sv) * 1988-09-19 1990-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Saett foer att i ett radiokommunikationssystem digitalisera godtyckliga radiosignaler samt anordning foer utoevande av saettet
EP0381949A1 (de) * 1989-02-01 1990-08-16 Siemens Aktiengesellschaft Diversity-Kombinator
SE464902B (sv) * 1989-10-24 1991-06-24 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att adaptera en viterbialgoritm till en kanal med skiftande oeverfoeringsegenskaper samt en anordning foer genomfoerande av foerfarandet
US5031193A (en) * 1989-11-13 1991-07-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals
SE465597B (sv) * 1990-02-16 1991-09-30 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att reducera inverkan av faedning hos en viterbimottagare med minst tvaa antenner
DE4018044A1 (de) * 1990-06-06 1991-12-12 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen
EP0543328B1 (en) * 1991-11-18 1999-03-17 Nec Corporation Automatic equalizer capable of effectively cancelling intersymbol interference and cross polarization interference in co-channel dual polarization
US5319677A (en) * 1992-05-12 1994-06-07 Hughes Aircraft Company Diversity combiner with MLSE for digital cellular radio
US5351274A (en) * 1993-08-20 1994-09-27 General Electric Company Post detection selection combining diversity receivers for mobile and indoor radio channels
US5440590A (en) * 1993-11-01 1995-08-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for producing a usable signal from received diverse modulated signals
US5481572A (en) * 1994-08-02 1996-01-02 Ericsson Inc. Method of and apparatus for reducing the complexitiy of a diversity combining and sequence estimation receiver

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2498514C1 (ru) * 2009-08-17 2013-11-10 Квэлкомм Инкорпорейтед Способы и устройство для уменьшения/подавления помех в сигналах захвата нисходящей линии связи
US9338031B2 (en) 2009-08-17 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for interference decrease/cancellation on downlink acquisition signals

Also Published As

Publication number Publication date
CN1157073A (zh) 1997-08-13
NO970389L (no) 1997-04-02
DE69521050D1 (de) 2001-06-28
ATE201543T1 (de) 2001-06-15
EP0775405A1 (en) 1997-05-28
JPH11509377A (ja) 1999-08-17
BR9508455A (pt) 1998-06-09
KR100297350B1 (ko) 2001-10-25
AU3150795A (en) 1996-03-04
EP0775405B1 (en) 2001-05-23
WO1996004738A1 (en) 1996-02-15
CA2195849C (en) 2005-05-17
CA2195849A1 (en) 1996-02-03
NO970389D0 (no) 1997-01-29
MX9700707A (es) 1997-06-28
CN1082300C (zh) 2002-04-03
AU691953B2 (en) 1998-05-28
FI970414A0 (fi) 1997-01-31
US5680419A (en) 1997-10-21
DE69521050T2 (de) 2001-11-29
FI970414A (fi) 1997-03-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2137302C1 (ru) Способ и устройство для подавления интерференции в многоантенных цифровых сотовых системах связи
US6081566A (en) Method and apparatus for interference rejection with different beams, polarizations, and phase references
US6330294B1 (en) Method of and apparatus for digital radio signal reception
US5533067A (en) Method and device for estimating transmitted signals in a receiver in digital signal transmission operations
US5481572A (en) Method of and apparatus for reducing the complexitiy of a diversity combining and sequence estimation receiver
CA2036423C (en) Method of reducing the influence of fading of a viterbi receiver having at least two antennas
US7359466B2 (en) Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system
JP4409634B2 (ja) 自己同期等化方法及びシステム
EP0944977B1 (en) Method and apparatus for digital symbol detection using transmission medium response estimates
US6243415B1 (en) Process of multisensor equalization allowing multisensor reception in the presence of interference and multiple propagation paths and receiver for the implementation thereof
EP0667686A2 (en) DS/CDMA diveristy receiver with despreading filters
MXPA97000707A (en) Method and apparatus to combine the rejection of interference in multip antenna cellular telecommunications systems
US6700923B1 (en) Adaptive multiple access interference suppression
US7636407B2 (en) Signal detector used in wireless communication system
US5796788A (en) Method and apparatus for interference decorrelation in time and space
KR100795824B1 (ko) 안테나 어레이를 구비한 통신시스템에서 다이버시티이득을 얻기 위한 신호 처리 방법 및 장치
JPH10507598A (ja) Ｔｄｍａシステムにおける信号検出方法
EP0477183B1 (en) Space-diversity digital radio mobile receiver and relevant process
US5870430A (en) Process for multi-sensor equalisation in a radio receiver in the presence of interference and multiple propagation paths
NO964411L (no) Fremgangsmåte for mottaking, samt mottaker
Ng et al. Space-time processing for fast fading channels with co-channel interferences
US7907663B1 (en) Multi-user equalization method and device for wireless communication system
JPH10336083A (ja) アダプティブアレイ受信機
GB2346765A (en) Radio communications receiver
KR20090038280A (ko) 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서의 향상된신호 검출장치 및 그 방법