JPH10336083A - アダプティブアレイ受信機 - Google Patents
アダプティブアレイ受信機Info
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- JPH10336083A JPH10336083A JP9145148A JP14514897A JPH10336083A JP H10336083 A JPH10336083 A JP H10336083A JP 9145148 A JP9145148 A JP 9145148A JP 14514897 A JP14514897 A JP 14514897A JP H10336083 A JPH10336083 A JP H10336083A
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- Japan
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- signal
- transmission path
- delay
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速伝送の場合も全遅延波成分を取り込み、
かつビタビアルゴリズムの演算量を削減する。 【解決手段】 Ｑ個のアンテナよりの受信波のベースバ
ンド信号を、遅延回路６３Ａ，６３Ｂを通じ、又は直
接、誤差演算回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃへそれぞれ供
給し、受信ベースバンド信号を基に伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定し（６１）、これに基づき遅
延回路６３Ａ，６３Ｂの遅延量を制御して、遅延時間の
異なる３つの信号群とし、回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃ
でそれぞれ各遅延した受信ベースバンド信号と重み付け
係数との畳み込み演算して、それらとそのレプリカ信号
との差分を求め、遅延時間ごとの誤差信号を得、これら
誤差信号の２乗を加算し（６４）、ブランチメトリック
としてビタビアルゴリズム回路４８へ供給して最尤系列
推定により、希望波判定信号と、シンボル候補を出力す
る。
かつビタビアルゴリズムの演算量を削減する。 【解決手段】 Ｑ個のアンテナよりの受信波のベースバ
ンド信号を、遅延回路６３Ａ，６３Ｂを通じ、又は直
接、誤差演算回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃへそれぞれ供
給し、受信ベースバンド信号を基に伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定し（６１）、これに基づき遅
延回路６３Ａ，６３Ｂの遅延量を制御して、遅延時間の
異なる３つの信号群とし、回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃ
でそれぞれ各遅延した受信ベースバンド信号と重み付け
係数との畳み込み演算して、それらとそのレプリカ信号
との差分を求め、遅延時間ごとの誤差信号を得、これら
誤差信号の２乗を加算し（６４）、ブランチメトリック
としてビタビアルゴリズム回路４８へ供給して最尤系列
推定により、希望波判定信号と、シンボル候補を出力す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において干渉波及び符号間干渉による劣化を抑圧す
るアダプティブアレイ受信機に関するものである。
通信において干渉波及び符号間干渉による劣化を抑圧す
るアダプティブアレイ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の問題点 ディジタル移動通信においては、周波数の有効利用を図
るため周波数のゾーン繰り返しを行っており、同一チャ
ネル干渉対策が重要な課題の一つである。干渉キャンセ
ラの一種であるアダプティブアレイはその有望な技術の
一つであり、その動作を図６を用いて説明する。従来の
アダプティブアレイは、アンテナの指向性を適応的に制
御して、他局からの干渉波のみならず自局の信号である
希望波の遅延波までも除去してしまった。つまり図６Ａ
では希望波の先行波１０にアンテナ指向性の主ビーム１
１の方向が常に一致するように制御するが、干渉波の先
行波１２、希望波の第１遅延波１３及び第２遅延波１４
の到来角の方向に対し、指向特性の落ち込みと一致し、
希望波の第１遅延波１３と第２遅延波１４の方向に対し
てもアンテナゲインを下げて受信波として取り込まない
ようにしている。希望波の信号電力を増大させる為に
は、図６Ｂに示すように、希望波の第１遅延波１３と第
２遅延波１４の各到来方向にもアンテナ指向性特性のロ
ーブ１６，１７が生じてアンテナゲインを下げないよう
に制御することが望ましい。これは、アダプティブアレ
イと適応等化器の一種である最尤系列推定器とを組み合
わせることで可能となる。この組み合わせ構成を図７に
示す。
るため周波数のゾーン繰り返しを行っており、同一チャ
ネル干渉対策が重要な課題の一つである。干渉キャンセ
ラの一種であるアダプティブアレイはその有望な技術の
一つであり、その動作を図６を用いて説明する。従来の
アダプティブアレイは、アンテナの指向性を適応的に制
御して、他局からの干渉波のみならず自局の信号である
希望波の遅延波までも除去してしまった。つまり図６Ａ
では希望波の先行波１０にアンテナ指向性の主ビーム１
１の方向が常に一致するように制御するが、干渉波の先
行波１２、希望波の第１遅延波１３及び第２遅延波１４
の到来角の方向に対し、指向特性の落ち込みと一致し、
希望波の第１遅延波１３と第２遅延波１４の方向に対し
てもアンテナゲインを下げて受信波として取り込まない
ようにしている。希望波の信号電力を増大させる為に
は、図６Ｂに示すように、希望波の第１遅延波１３と第
２遅延波１４の各到来方向にもアンテナ指向性特性のロ
ーブ１６，１７が生じてアンテナゲインを下げないよう
に制御することが望ましい。これは、アダプティブアレ
イと適応等化器の一種である最尤系列推定器とを組み合
わせることで可能となる。この組み合わせ構成を図７に
示す。
【０００３】アンテナ２１1 ，２１2 ・・・，２１Q は
Ｑ（Ｑは２以上の自然数）本あり、受信波を受信する。
まず、アンテナ２１1 から受信した受信波は、低雑音ア
ンプ２２1 で増幅された後にハイブリッド２３1 で２分
岐される。その１つの信号は、キャリア信号発生器２４
が出力するキャリア信号と乗算器２５1 で乗算された後
に低域通過フィルタ２６1 へ入力される。このフィルタ
２６1 の出力は、Ａ／Ｄ変換器２７1 でサンプリング周
期Ｔs ごとにサンプリングされてディジタル信号に変換
される。ハイブリット２３1 よりの他方の出力は移相器
２８1 で９０度位相回転したキャリア信号と乗算器２９
1 で乗算され、低域通過フィルタ３１1へ入力された後
にＡ／Ｄ変換器３２1 でサンプリングされ、ディジタル
信号に変換される。この操作は準同期検波であり、Ａ／
Ｄ変換器２７1 及び３２1 の出力は準同期検波信号の同
相成分及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信ベー
スバンド信号とする。以後、ベースバンド信号は全て同
相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表示で表わ
すことにする。なお、低雑音アンプ２２1 ，ハイブリッ
ド２３1 ，乗算器２５1 及び２９1 ，移相器２８1 ，低
域通過フィルタ２６ 1 及び３１1 ，Ａ／Ｄ変換器２７1
及び３２1 はベースバンド受信信号発生器３３1 を構成
する。他のアンテナから受信した受信波についても同様
に、ベースバンド受信信号発生器に入力され受信ベース
バンド信号が出力される。よって対応する部分に同一番
号に添字だけを異ならせて示す。
Ｑ（Ｑは２以上の自然数）本あり、受信波を受信する。
まず、アンテナ２１1 から受信した受信波は、低雑音ア
ンプ２２1 で増幅された後にハイブリッド２３1 で２分
岐される。その１つの信号は、キャリア信号発生器２４
が出力するキャリア信号と乗算器２５1 で乗算された後
に低域通過フィルタ２６1 へ入力される。このフィルタ
２６1 の出力は、Ａ／Ｄ変換器２７1 でサンプリング周
期Ｔs ごとにサンプリングされてディジタル信号に変換
される。ハイブリット２３1 よりの他方の出力は移相器
２８1 で９０度位相回転したキャリア信号と乗算器２９
1 で乗算され、低域通過フィルタ３１1へ入力された後
にＡ／Ｄ変換器３２1 でサンプリングされ、ディジタル
信号に変換される。この操作は準同期検波であり、Ａ／
Ｄ変換器２７1 及び３２1 の出力は準同期検波信号の同
相成分及び直交成分に相当し、２つを合わせて受信ベー
スバンド信号とする。以後、ベースバンド信号は全て同
相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表示で表わ
すことにする。なお、低雑音アンプ２２1 ，ハイブリッ
ド２３1 ，乗算器２５1 及び２９1 ，移相器２８1 ，低
域通過フィルタ２６ 1 及び３１1 ，Ａ／Ｄ変換器２７1
及び３２1 はベースバンド受信信号発生器３３1 を構成
する。他のアンテナから受信した受信波についても同様
に、ベースバンド受信信号発生器に入力され受信ベース
バンド信号が出力される。よって対応する部分に同一番
号に添字だけを異ならせて示す。
【０００４】ベースバンド受信信号は伝送路の同一チャ
ネル干渉及び遅延波による符号間干渉を受けており、入
力端子３５1 〜３５Q を通ってアダプティブアレイ等化
信号処理部３６へと入力される。アダプティブアレイ等
化信号処理部３６は同一チャネル干渉及び符号間干渉に
よる伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望波の判定
信号を出力端子３７から出力する。
ネル干渉及び遅延波による符号間干渉を受けており、入
力端子３５1 〜３５Q を通ってアダプティブアレイ等化
信号処理部３６へと入力される。アダプティブアレイ等
化信号処理部３６は同一チャネル干渉及び符号間干渉に
よる伝送特性劣化を抑え、信号判定を行い希望波の判定
信号を出力端子３７から出力する。
【０００５】このアダプティブアレイ等化信号処理部３
６の構成を図８に示す（府川 和彦，“アダプティブア
レイと非線形干渉キャンセラとの縦続構成法とその特
性”，Ｂ−５−２０４，１９９７年電子情報通信学会総
合大会）。各アンテナからの受信ベースバンド信号が入
力端子３５1 〜３５Q を通って入力する。この受信ベー
スバンド信号群は、それぞれ複素乗算器３６1 〜３６Q
で重み付け係数が乗算された後、複素加算器３７で合成
されて合成信号として出力端子３８から出力される。こ
の過程は受信ベースバンド信号の線形合成であり、受信
ベースバンド信号に含まれる干渉波成分が除去される。
ここで、複素乗算器３６1 〜３６Q 及び複素加算器３７
はアダプティブアレイの機能を有し、前段フィルタ手段
３９に相当する。
６の構成を図８に示す（府川 和彦，“アダプティブア
レイと非線形干渉キャンセラとの縦続構成法とその特
性”，Ｂ−５−２０４，１９９７年電子情報通信学会総
合大会）。各アンテナからの受信ベースバンド信号が入
力端子３５1 〜３５Q を通って入力する。この受信ベー
スバンド信号群は、それぞれ複素乗算器３６1 〜３６Q
で重み付け係数が乗算された後、複素加算器３７で合成
されて合成信号として出力端子３８から出力される。こ
の過程は受信ベースバンド信号の線形合成であり、受信
ベースバンド信号に含まれる干渉波成分が除去される。
ここで、複素乗算器３６1 〜３６Q 及び複素加算器３７
はアダプティブアレイの機能を有し、前段フィルタ手段
３９に相当する。
【０００６】出力端子３８からの合成信号は希望波の遅
延波による符号間干渉が残っており、符号間干渉による
劣化を抑えるため、等化器の一種である最尤系列推定器
４１に入力される。まず、レプリカ信号生成手段に相当
するレプリカ信号生成回路４２は、複素シンボル系列候
補を入力端子４３から入力し、入力端子４４から入力す
る伝送路模擬フィルタ係数との畳み込み演算を行い、そ
の演算結果をレプリカ信号として出力端子４５から出力
する。誤差演算手段に相当する複素減算器４６は、端子
３８よりの合成信号とレプリカ信号との差分を誤差信号
として出力する。２乗演算回路４７は、その誤差信号の
絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブ
ランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路４８に
入力する。ビタビアルゴリズム回路４８は、上述の複素
シンボル系列候補を出力し、ビタビアルゴリズムを用い
て最尤系列推定による信号判定を行う。具体的には、複
素シンボル系列候補ごとにブランチメトリックの累積値
として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パ
スメトリックを最大とする複素シンボル系列候補をビタ
ビアルゴリズムにより求める。そして、選択された複素
シンボル系列候補を希望波複素シンボルの判定信号とし
て出力端子３７へと出力する。
延波による符号間干渉が残っており、符号間干渉による
劣化を抑えるため、等化器の一種である最尤系列推定器
４１に入力される。まず、レプリカ信号生成手段に相当
するレプリカ信号生成回路４２は、複素シンボル系列候
補を入力端子４３から入力し、入力端子４４から入力す
る伝送路模擬フィルタ係数との畳み込み演算を行い、そ
の演算結果をレプリカ信号として出力端子４５から出力
する。誤差演算手段に相当する複素減算器４６は、端子
３８よりの合成信号とレプリカ信号との差分を誤差信号
として出力する。２乗演算回路４７は、その誤差信号の
絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情報、即ちブ
ランチメトリックとしてビタビアルゴリズム回路４８に
入力する。ビタビアルゴリズム回路４８は、上述の複素
シンボル系列候補を出力し、ビタビアルゴリズムを用い
て最尤系列推定による信号判定を行う。具体的には、複
素シンボル系列候補ごとにブランチメトリックの累積値
として対数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パ
スメトリックを最大とする複素シンボル系列候補をビタ
ビアルゴリズムにより求める。そして、選択された複素
シンボル系列候補を希望波複素シンボルの判定信号とし
て出力端子３７へと出力する。
【０００７】図８のレプリカ信号生成回路４２はシンボ
ル間隔形トランスバーサル・フィルタで実現できる。シ
ンボル間隔形トランスバーサル・フィルタの構成は、遅
延素子の遅延時間がシンボル周期Ｔであるトランスバー
サル・フィルタであり、その構成を図９に示す。なお、
ここで伝送路における遅延波の最大遅延時間は２Ｔとし
た。入力端子４３から入力する複素シンボル系列候補と
は２段の遅延素子５０ 1 ，５０2 に入力され、入力端子
４４から入力する伝送路模擬フィルタ係数は、タップに
相当する複素乗算器５１1 〜５１3 に設定され、複素シ
ンボル系列候補と遅延素子５０1 ，５０2 の各出力と伝
送路模擬フィルタ係数とがそれぞれ乗算された後に加算
され、複素シンボル系列候補とフィルタ係数との畳み込
み演算結果が複素加算器５２から出力端子４５へと出力
される。
ル間隔形トランスバーサル・フィルタで実現できる。シ
ンボル間隔形トランスバーサル・フィルタの構成は、遅
延素子の遅延時間がシンボル周期Ｔであるトランスバー
サル・フィルタであり、その構成を図９に示す。なお、
ここで伝送路における遅延波の最大遅延時間は２Ｔとし
た。入力端子４３から入力する複素シンボル系列候補と
は２段の遅延素子５０ 1 ，５０2 に入力され、入力端子
４４から入力する伝送路模擬フィルタ係数は、タップに
相当する複素乗算器５１1 〜５１3 に設定され、複素シ
ンボル系列候補と遅延素子５０1 ，５０2 の各出力と伝
送路模擬フィルタ係数とがそれぞれ乗算された後に加算
され、複素シンボル系列候補とフィルタ係数との畳み込
み演算結果が複素加算器５２から出力端子４５へと出力
される。
【０００８】次に、図８のビタビアルゴリズム回路４８
が用いるビタビアルゴリズムについて、ＢＰＳＫ変調を
例に説明する。まず、状態について説明する。希望波の
複素シンボル｛ａ（ｋ＋１）｝に対する複素シンボル候
補を｛ａm （ｋ＋１）｝とする。伝送路における遅延波
の最大遅延時間がＮＴのとき、｛ａm （ｑ）｜ｋ−Ｎ＋
１＜ｑ＜ｋ｝を状態と呼ぶ。この場合、状態数は２N と
なり、複素シンボル系列はこの状態の系列として記述す
ることができる。図１０にＮ＝２の状態遷移図、即ちト
レリス図を示す。時点ｋにおけるｓ番目の状態をσ
s （ｋ）とする。ここでは、０＜ｓ＜３であり、時点が
ｋからｋ＋１に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、
希望波の複素シンボル候補｛ａm （ｋ＋１）｝の値に依
存するので、１つの状態から２通りの遷移が起きる。同
図が示すように、１つの状態から２つの状態へと分岐
し、また、２つの状態から１つの状態にマージする、遷
移先でマージする２つの遷移から１つの遷移を選択する
ためにσs'（ｋ）からσs （ｋ＋１）への遷移に対応し
た遷移メトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋１），σ
s'（ｋ）］を用いる。
が用いるビタビアルゴリズムについて、ＢＰＳＫ変調を
例に説明する。まず、状態について説明する。希望波の
複素シンボル｛ａ（ｋ＋１）｝に対する複素シンボル候
補を｛ａm （ｋ＋１）｝とする。伝送路における遅延波
の最大遅延時間がＮＴのとき、｛ａm （ｑ）｜ｋ−Ｎ＋
１＜ｑ＜ｋ｝を状態と呼ぶ。この場合、状態数は２N と
なり、複素シンボル系列はこの状態の系列として記述す
ることができる。図１０にＮ＝２の状態遷移図、即ちト
レリス図を示す。時点ｋにおけるｓ番目の状態をσ
s （ｋ）とする。ここでは、０＜ｓ＜３であり、時点が
ｋからｋ＋１に進むとき状態が遷移する。状態遷移は、
希望波の複素シンボル候補｛ａm （ｋ＋１）｝の値に依
存するので、１つの状態から２通りの遷移が起きる。同
図が示すように、１つの状態から２つの状態へと分岐
し、また、２つの状態から１つの状態にマージする、遷
移先でマージする２つの遷移から１つの遷移を選択する
ためにσs'（ｋ）からσs （ｋ＋１）への遷移に対応し
た遷移メトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋１），σ
s'（ｋ）］を用いる。
【０００９】状態σs'（ｋ）からσs （ｋ＋１）への遷
移におけるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリッ
クＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いて Ｊk+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］＝ Ｊk ［σs'（ｋ）］＋ＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ （１） で算出される。Ｊk ［σs'（ｋ）］は時点ｋにおけるパ
スメトリックであり、対数尤度関数に対応している。状
態遷移σs'（ｋ）→σs （ｋ＋１）における複素シンボ
ル系列候補は｛ａm （ｋ＋１）｝で表される。ビタビア
ルゴリズムではマージする２つの遷移に対応したＪk+1
［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を比較して最大の遷移
を選択し、その選択された遷移のメトリックを時点ｋ＋
１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋１）］に
する。そして、選択された遷移にリンクする状態の時系
列、パスのみが最尤系列候補として残される。以後この
操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生き残る。この
パスは生き残りパスと呼ばれている。なお、メモリの制
約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｎ＋１）Ｔまでしか記
憶せず、過去（Ｄ−Ｎ＋１）Ｔの時点で生き残りパスが
マージしないなら現時点で最大尤度となる、つまりパス
メトリック最大のパスに基づいて信号判定を行なう。こ
のとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したもの
であり、このＤＴを判定遅延時間という（ G. Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol.COM-22, pp.624-636,1974 ）．ただ
し、Ｄ＞Ｎである。
移におけるメトリックは、遷移ごとのブランチメトリッ
クＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を用いて Ｊk+1 ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］＝ Ｊk ［σs'（ｋ）］＋ＢＲ［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］ （１） で算出される。Ｊk ［σs'（ｋ）］は時点ｋにおけるパ
スメトリックであり、対数尤度関数に対応している。状
態遷移σs'（ｋ）→σs （ｋ＋１）における複素シンボ
ル系列候補は｛ａm （ｋ＋１）｝で表される。ビタビア
ルゴリズムではマージする２つの遷移に対応したＪk+1
［σs （ｋ＋１），σs'（ｋ）］を比較して最大の遷移
を選択し、その選択された遷移のメトリックを時点ｋ＋
１におけるパスメトリックＪk+1 ［σs （ｋ＋１）］に
する。そして、選択された遷移にリンクする状態の時系
列、パスのみが最尤系列候補として残される。以後この
操作を繰り返すと、状態の数だけパスが生き残る。この
パスは生き残りパスと呼ばれている。なお、メモリの制
約上、状態の時系列は過去（Ｄ−Ｎ＋１）Ｔまでしか記
憶せず、過去（Ｄ−Ｎ＋１）Ｔの時点で生き残りパスが
マージしないなら現時点で最大尤度となる、つまりパス
メトリック最大のパスに基づいて信号判定を行なう。こ
のとき判定される信号は、現時点からＤＴ遅延したもの
であり、このＤＴを判定遅延時間という（ G. Ungerboe
ck, “Adaptive maximum likelihood receiver for car
rier-modulated data-transmission systems, ”IEEE T
rans. Commun, vol.COM-22, pp.624-636,1974 ）．ただ
し、Ｄ＞Ｎである。
【００１０】次に、図８のパラメータ推定回路５４の動
作及び推定アルゴリズムについて説明する。パラメータ
推定手段に相当するパラメータ推定回路５４は、受信ベ
ースバンド信号、複素シンボル候補と誤差信号を入力と
して、希望波の先行波に対応する伝送路模擬フィルタの
係数を−１（定数）に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づき重み付け係数及び伝送路模擬フィルタ係数を
求め出力する。
作及び推定アルゴリズムについて説明する。パラメータ
推定手段に相当するパラメータ推定回路５４は、受信ベ
ースバンド信号、複素シンボル候補と誤差信号を入力と
して、希望波の先行波に対応する伝送路模擬フィルタの
係数を−１（定数）に固定するという拘束条件の下で、
誤差信号の２乗平均が最小となるように、即ち最小２乗
法に基づき重み付け係数及び伝送路模擬フィルタ係数を
求め出力する。
【００１１】上記の拘束条件がないと、最小２乗推定で
は重み付け係数及び伝送路模擬フィルタ係数は全て０に
なってしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件
はこの事態を防ぐために必要となっている。拘束条件下
での最小２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き
出力電力最小化アルゴリズムとして、Ｒ．Ｔ．Jr.Compt
on著“ Adaptive antennas”( Prentice Hall 出版１９
８８年）の第６章に記載されているが、希望波の先行波
の複素シンボル候補を基準信号と見なせば、通常の最小
２乗法のアルゴリズムが適用できる。
は重み付け係数及び伝送路模擬フィルタ係数は全て０に
なってしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。拘束条件
はこの事態を防ぐために必要となっている。拘束条件下
での最小２乗法は、アダプティブアレイの拘束条件付き
出力電力最小化アルゴリズムとして、Ｒ．Ｔ．Jr.Compt
on著“ Adaptive antennas”( Prentice Hall 出版１９
８８年）の第６章に記載されているが、希望波の先行波
の複素シンボル候補を基準信号と見なせば、通常の最小
２乗法のアルゴリズムが適用できる。
【００１２】以下では数式を用いてこのことを説明す
る。以下では、サンプリング周期Ｔsはシンボル周期Ｔ
に等しいとし、第ｑ（１＜ｑ＜Ｑ）アンテナの時刻ｉＴ
における受信ベースバンド信号をｘq (i) ，重み付け係
数を｛ｗｑ｝とすると、図８の前段フィルタ手段の出力
信号である合成信号ｙ(i) は ｙ(i) ＝Σq=1 Q ｗq * ｘq (i) （２） となる。ここで、* は複素共役である。一方、レプリカ
信号生成回路４８の出力であるレプリカ信号ｙe (i)
は、時刻 iＴにおける希望波の複素シンボル候補をａm
(i) 、伝送路模擬フィルタ係数を｛ｈ（ｑ）｝とする
と、 ｙe (i) ＝Σq=0 N ｈ（ｑ）ａm （ｉ−ｑ） （３） となる。誤差信号ｅm (i) はｙ(i) −ｙe (i) であるか
ら、式（２）と式（３）を用いて ｅm (i) ＝Σq=1 Q ｗq * ｘq (i) −Σq=0 N ｈ（ｑ）ａm （ｉ−ｑ） （４） となる。この誤差信号ｅm (i) を、（Ｎ＋Ｑ＋１）次元
拡張受信信号ベクトルＸext (i) と（Ｎ＋Ｑ＋１）次
元拡張重み付け係数ベクトルＷext で表すと ｅm (i) ＝Ｗext H Ｘext (i) （５） となる。ここで、H は複素共役転置であり、Ｘ
ext (i) とＷext は Ｘext H (i) ＝［ａm * (i) …ａm * （ｉ−Ｎ）ｘ1 * (i) …ｘQ * (i) ］ （６） Ｗext H ＝［−ｈ(O) …−ｈ(N) ｗ1 * …ｗQ * ］ （７） と定める。先行波の伝送路模擬フィルタの係数を−１と
する拘束条件はｈ(O) ＝−１であり、 Ｗext H Ｔext ＝１（const.) （８） と表すことができる。ただし、Ｔext は（Ｎ＋Ｑ＋
１）次元拡張ステアリング・ベクトルであり、 Ｔext H ＝［１０…０］ （９） である。
る。以下では、サンプリング周期Ｔsはシンボル周期Ｔ
に等しいとし、第ｑ（１＜ｑ＜Ｑ）アンテナの時刻ｉＴ
における受信ベースバンド信号をｘq (i) ，重み付け係
数を｛ｗｑ｝とすると、図８の前段フィルタ手段の出力
信号である合成信号ｙ(i) は ｙ(i) ＝Σq=1 Q ｗq * ｘq (i) （２） となる。ここで、* は複素共役である。一方、レプリカ
信号生成回路４８の出力であるレプリカ信号ｙe (i)
は、時刻 iＴにおける希望波の複素シンボル候補をａm
(i) 、伝送路模擬フィルタ係数を｛ｈ（ｑ）｝とする
と、 ｙe (i) ＝Σq=0 N ｈ（ｑ）ａm （ｉ−ｑ） （３） となる。誤差信号ｅm (i) はｙ(i) −ｙe (i) であるか
ら、式（２）と式（３）を用いて ｅm (i) ＝Σq=1 Q ｗq * ｘq (i) −Σq=0 N ｈ（ｑ）ａm （ｉ−ｑ） （４） となる。この誤差信号ｅm (i) を、（Ｎ＋Ｑ＋１）次元
拡張受信信号ベクトルＸext (i) と（Ｎ＋Ｑ＋１）次
元拡張重み付け係数ベクトルＷext で表すと ｅm (i) ＝Ｗext H Ｘext (i) （５） となる。ここで、H は複素共役転置であり、Ｘ
ext (i) とＷext は Ｘext H (i) ＝［ａm * (i) …ａm * （ｉ−Ｎ）ｘ1 * (i) …ｘQ * (i) ］ （６） Ｗext H ＝［−ｈ(O) …−ｈ(N) ｗ1 * …ｗQ * ］ （７） と定める。先行波の伝送路模擬フィルタの係数を−１と
する拘束条件はｈ(O) ＝−１であり、 Ｗext H Ｔext ＝１（const.) （８） と表すことができる。ただし、Ｔext は（Ｎ＋Ｑ＋
１）次元拡張ステアリング・ベクトルであり、 Ｔext H ＝［１０…０］ （９） である。
【００１３】式（８）の拘束条件で式（５）で表される
誤差信号ｅm (i) の平均２乗を最小にするアルゴリズム
は、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして知
られているが、式（５）にｈ(O) ＝−１を代入して以下
のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリズムが
適用できる。 ｅm (i) ＝ａm (i) −ＷH Ｘ(i) （10） ここで、Ｘ(i) は（Ｎ＋Ｑ）次元受信信号ベクトル、
Ｗは（Ｎ＋Ｑ）次元重み付け係数ベクトルであり、 ＸH (i) ＝［ａm * (i-1) …ａm * (i-N) ｘ1 * (i) …ｘQ * (i) ］ （11） ＷH ＝［ｈ(1) …ｈ(N) −ｗ1 * …−ｗQ * ］ （12） と定める。式（１０）は最小２乗法における誤差信号の
標準形であり、希望波の先行波の複素シンボル候補ａm
(i) を基準信号としＷext の代りにＷを推定するな
らば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
誤差信号ｅm (i) の平均２乗を最小にするアルゴリズム
は、拘束条件付き出力電力最小化アルゴリズムとして知
られているが、式（５）にｈ(O) ＝−１を代入して以下
のように変形すると通常の最小２乗法のアルゴリズムが
適用できる。 ｅm (i) ＝ａm (i) −ＷH Ｘ(i) （10） ここで、Ｘ(i) は（Ｎ＋Ｑ）次元受信信号ベクトル、
Ｗは（Ｎ＋Ｑ）次元重み付け係数ベクトルであり、 ＸH (i) ＝［ａm * (i-1) …ａm * (i-N) ｘ1 * (i) …ｘQ * (i) ］ （11） ＷH ＝［ｈ(1) …ｈ(N) −ｗ1 * …−ｗQ * ］ （12） と定める。式（１０）は最小２乗法における誤差信号の
標準形であり、希望波の先行波の複素シンボル候補ａm
(i) を基準信号としＷext の代りにＷを推定するな
らば、通常の最小２乗法のアルゴリズムが適用できる。
【００１４】さて、図８の前段フィルタ手段３９は、複
素乗算器３６1 〜３６Q を分数間隔形トランスバーサル
フィルタに置き換える構成が可能である。この構成を図
１１に示す。重み付け係数は各分数間隔形トランスバー
サルフィルタ５７1 〜５７Qのタップ係数として設定さ
れ、各アンテナからの受信ベースバンド信号は重み付け
係数との畳み込み演算が行われ、合成信号ｙ(i) は分数
間隔形トランスバーサルフィルタ５７1 〜５７Q の出力
信号の和として出力端子３８から出力される。分数間隔
形トランスバーサル・フィルタの構成は、図１２に示す
ように遅延素子の遅延時間がシンボル周期未満、例えば
Ｔ／２であるトランスバーサル・フィルタである。前段
フィルタ手段３８を上記のような構成にすれば、サンプ
リングクロックのタイミングオフセットによる劣化を抑
えることができる。
素乗算器３６1 〜３６Q を分数間隔形トランスバーサル
フィルタに置き換える構成が可能である。この構成を図
１１に示す。重み付け係数は各分数間隔形トランスバー
サルフィルタ５７1 〜５７Qのタップ係数として設定さ
れ、各アンテナからの受信ベースバンド信号は重み付け
係数との畳み込み演算が行われ、合成信号ｙ(i) は分数
間隔形トランスバーサルフィルタ５７1 〜５７Q の出力
信号の和として出力端子３８から出力される。分数間隔
形トランスバーサル・フィルタの構成は、図１２に示す
ように遅延素子の遅延時間がシンボル周期未満、例えば
Ｔ／２であるトランスバーサル・フィルタである。前段
フィルタ手段３８を上記のような構成にすれば、サンプ
リングクロックのタイミングオフセットによる劣化を抑
えることができる。
【００１５】最後に、伝送速度と遅延波の遅延時間の関
係について述べる。まず、希望波の各パスの遅延時間と
その平均電力の具体例を図１３（ａ）に示す。ここで
は、先行波と第１遅延波との遅延時間差が１Ｔ、先行波
と第２遅延波との遅延時間差が２Ｔであり、最大遅延時
間は２Ｔである。次に、伝送速度を２倍にした場合を図
１３（ｂ）に示す。伝送路の絶対的遅延時間は変らずシ
ンボル周期Ｔが１／２になるから、先行波と第１遅延波
との遅延時間差が２Ｔ、先行波と第２遅延波２との遅延
時間差が４Ｔとなり、最大遅延時間は４Ｔとなる。
係について述べる。まず、希望波の各パスの遅延時間と
その平均電力の具体例を図１３（ａ）に示す。ここで
は、先行波と第１遅延波との遅延時間差が１Ｔ、先行波
と第２遅延波との遅延時間差が２Ｔであり、最大遅延時
間は２Ｔである。次に、伝送速度を２倍にした場合を図
１３（ｂ）に示す。伝送路の絶対的遅延時間は変らずシ
ンボル周期Ｔが１／２になるから、先行波と第１遅延波
との遅延時間差が２Ｔ、先行波と第２遅延波２との遅延
時間差が４Ｔとなり、最大遅延時間は４Ｔとなる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ビタビアルゴリズムは
状態数に比例して演算量が増大し、その状態数は前に述
べたようにシンボル周期で規格化した最大遅延時間で指
数関数的に増大するので、伝送速度が非常に速くなると
演算量が膨大なものとなり、ハードウェア化が非常に困
難になる。
状態数に比例して演算量が増大し、その状態数は前に述
べたようにシンボル周期で規格化した最大遅延時間で指
数関数的に増大するので、伝送速度が非常に速くなると
演算量が膨大なものとなり、ハードウェア化が非常に困
難になる。
【００１７】以上説明したように、従来のアダプティブ
アレイと最尤系列推定器の縦続構成では、高速伝送に適
用しようとすると、ビタビアルゴリズムの演算量が膨大
となりハードウェア化が困難になるという欠点があっ
た。この発明の目的は、高速伝送の場合でも演算量が膨
大とならず、かつ伝送特性が維持できるアダプティブア
レイと最尤系列推定器を縦続構成したアダプティブアレ
イの受信機を提供することにある。
アレイと最尤系列推定器の縦続構成では、高速伝送に適
用しようとすると、ビタビアルゴリズムの演算量が膨大
となりハードウェア化が困難になるという欠点があっ
た。この発明の目的は、高速伝送の場合でも演算量が膨
大とならず、かつ伝送特性が維持できるアダプティブア
レイと最尤系列推定器を縦続構成したアダプティブアレ
イの受信機を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この発明におけるアダプ
ティブアレイ受信機は、（１）複数のアンテナからの受
信信号をベースバンド帯に変換して出力する受信手段、
（２）受信ベースバンド信号群から伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定する伝送路推定手段、（３）
受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異なる複
数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する遅延手段、
（４）遅延受信ベースバンド信号群と伝送路インパルス
レスポンスの電力分布と複素シンボル系列候補を入力と
して、遅延受信ベースバンド信号群の遅延時間に対応し
た複数の誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗を足し
あわせたものをブランチメトリックとして出力するブラ
ンチメトリック生成手段、（５）ブランチメトリックを
尤度情報として最尤系列推定により信号判定を行い、希
望波の判定信号と複素シンボル系列候補を出力する最尤
系列推定手段とから成る。
ティブアレイ受信機は、（１）複数のアンテナからの受
信信号をベースバンド帯に変換して出力する受信手段、
（２）受信ベースバンド信号群から伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定する伝送路推定手段、（３）
受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異なる複
数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する遅延手段、
（４）遅延受信ベースバンド信号群と伝送路インパルス
レスポンスの電力分布と複素シンボル系列候補を入力と
して、遅延受信ベースバンド信号群の遅延時間に対応し
た複数の誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗を足し
あわせたものをブランチメトリックとして出力するブラ
ンチメトリック生成手段、（５）ブランチメトリックを
尤度情報として最尤系列推定により信号判定を行い、希
望波の判定信号と複素シンボル系列候補を出力する最尤
系列推定手段とから成る。
【００１９】遅延手段は、（１）伝送路インパルスレス
ポンスの電力分布を基に遅延時間を設定するものと、
（２）予め遅延時間を固定するものの２種類の構成があ
る。ブランチメトリック生成手段は、遅延時間の異なる
遅延受信ベースバンド信号群ごとに誤差信号の２乗を生
成する誤差演算手段を備え、この誤差信号の２乗を足し
あわせたものをブランチメトリックとして出力する加算
手段から成り、この誤差演算手段は、（１）遅延受信ベ
ースバンド信号群を入力として重み付け係数との畳み込
み演算を行い、その演算結果を出力する前段フィルタ手
段、（２）複素シンボル系列候補群を入力として、伝送
路模擬フィルタ係数との畳み込み演算を行い、その演算
結果をレプリカ信号として出力するレプリカ信号生成手
段、（３）前段フィルタ手段の出力とレプリカ信号との
差分を誤差信号として出力する誤差演算手段、（４）伝
送路インパルスレスポンスの電力分布、遅延受信ベース
バンド信号群、複素シンボル系列候補及び誤差信号を入
力として、伝送路模擬フィルタ係数の特定要素を伝送路
インパルスレスポンスの電力を基に固定するという拘束
条件下で、誤差信号の平均２乗が最小となるように、重
み付け係数と伝送路模擬フィルタ係数を推定し出力する
パラメータ推定手段に展開できる。
ポンスの電力分布を基に遅延時間を設定するものと、
（２）予め遅延時間を固定するものの２種類の構成があ
る。ブランチメトリック生成手段は、遅延時間の異なる
遅延受信ベースバンド信号群ごとに誤差信号の２乗を生
成する誤差演算手段を備え、この誤差信号の２乗を足し
あわせたものをブランチメトリックとして出力する加算
手段から成り、この誤差演算手段は、（１）遅延受信ベ
ースバンド信号群を入力として重み付け係数との畳み込
み演算を行い、その演算結果を出力する前段フィルタ手
段、（２）複素シンボル系列候補群を入力として、伝送
路模擬フィルタ係数との畳み込み演算を行い、その演算
結果をレプリカ信号として出力するレプリカ信号生成手
段、（３）前段フィルタ手段の出力とレプリカ信号との
差分を誤差信号として出力する誤差演算手段、（４）伝
送路インパルスレスポンスの電力分布、遅延受信ベース
バンド信号群、複素シンボル系列候補及び誤差信号を入
力として、伝送路模擬フィルタ係数の特定要素を伝送路
インパルスレスポンスの電力を基に固定するという拘束
条件下で、誤差信号の平均２乗が最小となるように、重
み付け係数と伝送路模擬フィルタ係数を推定し出力する
パラメータ推定手段に展開できる。
【００２０】伝送路推定手段は、（１）受信ベースバン
ド信号群に含まれる１つの受信ベースバンド信号と、既
知のトレーニング信号との相関を求め、その相関値の２
乗を伝送路インパルスレスポンスの電力分布として出力
するものと、（２）受信ベースバンド信号群に含まれる
全ての受信ベースバンド信号と、既知のトレーニング信
号との相関を求め、その２乗の算術平均を伝送路インパ
ルスレスポンスの電力分布として出力するものの２種類
がある。作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）受信手段は、複数のアンテナからの受信信号
をベースバンド帯に変換し出力する。（２）伝送路推定
手段は、受信ベースバンド信号群から伝送路インパルス
レスポンスの電力分布を推定する。（３）遅延手段は、
受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異なる複
数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する。（４）ブ
ランチメトリック生成手段は、遅延受信ベースバンド信
号群と伝送路インパルスレスポンスの電力分布と複素シ
ンボル系列候補を入力として、遅延受信ベースバンド信
号群の遅延時間に対応した複数の誤差信号を生成し、こ
の誤差信号の２乗を足しあわせたものを尤度情報として
出力する。（５）最尤系列推定手段は、尤度情報から最
尤系列推定により信号判定を行う。
ド信号群に含まれる１つの受信ベースバンド信号と、既
知のトレーニング信号との相関を求め、その相関値の２
乗を伝送路インパルスレスポンスの電力分布として出力
するものと、（２）受信ベースバンド信号群に含まれる
全ての受信ベースバンド信号と、既知のトレーニング信
号との相関を求め、その２乗の算術平均を伝送路インパ
ルスレスポンスの電力分布として出力するものの２種類
がある。作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）受信手段は、複数のアンテナからの受信信号
をベースバンド帯に変換し出力する。（２）伝送路推定
手段は、受信ベースバンド信号群から伝送路インパルス
レスポンスの電力分布を推定する。（３）遅延手段は、
受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異なる複
数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する。（４）ブ
ランチメトリック生成手段は、遅延受信ベースバンド信
号群と伝送路インパルスレスポンスの電力分布と複素シ
ンボル系列候補を入力として、遅延受信ベースバンド信
号群の遅延時間に対応した複数の誤差信号を生成し、こ
の誤差信号の２乗を足しあわせたものを尤度情報として
出力する。（５）最尤系列推定手段は、尤度情報から最
尤系列推定により信号判定を行う。
【００２１】遅延手段は、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を基に遅延時間を設定することも、予め遅延
時間を固定することも可能である。従来技術とは、遅延
受信ベースバンド信号群、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布、複素シンボル系列候補を入力として、遅延
受信ベースバンド信号群の遅延時間に対応した複数の誤
差信号を生成し、この誤差信号の２乗を足しあわせたも
のをブランチメトリックとする点が異なる。
の電力分布を基に遅延時間を設定することも、予め遅延
時間を固定することも可能である。従来技術とは、遅延
受信ベースバンド信号群、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布、複素シンボル系列候補を入力として、遅延
受信ベースバンド信号群の遅延時間に対応した複数の誤
差信号を生成し、この誤差信号の２乗を足しあわせたも
のをブランチメトリックとする点が異なる。
【００２２】
【発明の実施の形態】実施例１ この発明の実施例１の構成を図１に示す（請求項１）。
端子３５1 〜３５Q から受信ベースバンド信号群が入力
する。伝送路推定手段６０に相当する伝送路特性推定回
路６１は、この受信ベースバンド信号群を基に伝送路イ
ンパルスレスポンスの電力分布を推定する。伝送路イン
パルスレスポンスの電力分布の具体例を図２に示す。こ
こで、到来角と遅延時間の異なる９つの遅延波成分が到
来するものとした。最大遅延時間が８Ｔであるので、Ｂ
ＰＳＫ変調の場合、従来のアダプティブアレイと最尤系
列推定器との縦続構成では、ビタビアルゴリズムの状態
数が２8 ＝２５６となり演算量が膨大になる。そこで図
１の構成では、図２に示すように、遅延波成分を遅延時
間差が２Ｔとなるよう３つのグループ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ
に分け、誤差演算回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃではアン
テナ指向性を適応的に制御してそれぞれグループ１Ａ，
１Ｂ，１Ｃの遅延波成分のみを取り込むようにする。現
時点をｉＴとするなら、グループ１Ａは時刻ｉ，ｉ−
１，ｉ−２の複素シンボルを含み、グループ１Ｂは時刻
ｉ−３，ｉ−４，ｉ−５の複素シンボル、グループ１Ｃ
は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルを含む。
しかし、可変遅延回路６３Ａで受信ベースバンド信号群
を６Ｔ遅延させれば、誤差演算回路６２Ａで抽出するグ
ループ１Ａの遅延波成分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８
の複素シンボルのみを含むことになる。同様に、可変遅
延回路６３Ｂで受信ベースバンド信号群を３Ｔ遅延させ
れば、誤差演算回路６２Ｂで抽出するグループ１Ｂの遅
延波成分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボル
のみを含むことになる。誤差演算回路６２Ｃには可変遅
延回路を通すことなく受信ベースバンド信号群を供給す
れば、誤差演算回路６２Ｃで抽出するグループ１Ｃの成
分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルのみを
含むことになる。このように、可変遅延回路６３Ａ及び
６３Ｂの遅延時間を調整すれば、誤差演算回路６２Ａ〜
６２Ｃで抽出する遅延波成分は全て、同じ時刻ｉ−６，
ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルのみを含むことになる。
そして、各誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃにおける各グル
ープ内における最大遅延は２Ｔであるから、実質最大遅
延時間を２Ｔとすることができ、ビタビアルゴリズムの
状態数を２2 ＝４と減らすことができるので、大幅に演
算量を削減できる。ここで、可変遅延回路６３Ａ及び６
３Ｂは遅延手段に相当し、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を基に遅延時間を設定し、遅延時間の異なる
３つの受信ベースバンド信号群を出力している。
端子３５1 〜３５Q から受信ベースバンド信号群が入力
する。伝送路推定手段６０に相当する伝送路特性推定回
路６１は、この受信ベースバンド信号群を基に伝送路イ
ンパルスレスポンスの電力分布を推定する。伝送路イン
パルスレスポンスの電力分布の具体例を図２に示す。こ
こで、到来角と遅延時間の異なる９つの遅延波成分が到
来するものとした。最大遅延時間が８Ｔであるので、Ｂ
ＰＳＫ変調の場合、従来のアダプティブアレイと最尤系
列推定器との縦続構成では、ビタビアルゴリズムの状態
数が２8 ＝２５６となり演算量が膨大になる。そこで図
１の構成では、図２に示すように、遅延波成分を遅延時
間差が２Ｔとなるよう３つのグループ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ
に分け、誤差演算回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃではアン
テナ指向性を適応的に制御してそれぞれグループ１Ａ，
１Ｂ，１Ｃの遅延波成分のみを取り込むようにする。現
時点をｉＴとするなら、グループ１Ａは時刻ｉ，ｉ−
１，ｉ−２の複素シンボルを含み、グループ１Ｂは時刻
ｉ−３，ｉ−４，ｉ−５の複素シンボル、グループ１Ｃ
は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルを含む。
しかし、可変遅延回路６３Ａで受信ベースバンド信号群
を６Ｔ遅延させれば、誤差演算回路６２Ａで抽出するグ
ループ１Ａの遅延波成分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８
の複素シンボルのみを含むことになる。同様に、可変遅
延回路６３Ｂで受信ベースバンド信号群を３Ｔ遅延させ
れば、誤差演算回路６２Ｂで抽出するグループ１Ｂの遅
延波成分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボル
のみを含むことになる。誤差演算回路６２Ｃには可変遅
延回路を通すことなく受信ベースバンド信号群を供給す
れば、誤差演算回路６２Ｃで抽出するグループ１Ｃの成
分は時刻ｉ−６，ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルのみを
含むことになる。このように、可変遅延回路６３Ａ及び
６３Ｂの遅延時間を調整すれば、誤差演算回路６２Ａ〜
６２Ｃで抽出する遅延波成分は全て、同じ時刻ｉ−６，
ｉ−７，ｉ−８の複素シンボルのみを含むことになる。
そして、各誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃにおける各グル
ープ内における最大遅延は２Ｔであるから、実質最大遅
延時間を２Ｔとすることができ、ビタビアルゴリズムの
状態数を２2 ＝４と減らすことができるので、大幅に演
算量を削減できる。ここで、可変遅延回路６３Ａ及び６
３Ｂは遅延手段に相当し、伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を基に遅延時間を設定し、遅延時間の異なる
３つの受信ベースバンド信号群を出力している。
【００２３】誤差演算回路６２Ａ，６２Ｂ，６２Ｃはそ
れぞれ、可変遅延回路６３Ａで遅延した受信ベースバン
ド信号群、可変遅延回路６３Ｂで遅延した受信ベースバ
ンド信号群、遅延していない受信ベースバンド信号群を
入力とし、さらに伝送路インパルスレスポンスの電力分
布と、ビタビアルゴリズム回路が出力する複素シンボル
系列候補を入力とする。そして、それぞれ誤差信号を生
成し、この誤差信号の２乗に負の定数を乗算した値を出
力する。複素加算器６４はこれらの値を足しあわせ、複
素シンボル系列候補に対応するブランチメトリックとし
て出力する。ここで、誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃと複
素加算器６４はブランチメトリック生成手段６５に相当
する。最尤系列推定手段６６に相当するビタビアルゴリ
ズム回路４８は、ブランチメトリックを尤度情報として
最尤系列推定により信号判定を行い、複素シンボル系列
候補を出力し、出力端子３７から希望波の判定信号を出
力する。
れぞれ、可変遅延回路６３Ａで遅延した受信ベースバン
ド信号群、可変遅延回路６３Ｂで遅延した受信ベースバ
ンド信号群、遅延していない受信ベースバンド信号群を
入力とし、さらに伝送路インパルスレスポンスの電力分
布と、ビタビアルゴリズム回路が出力する複素シンボル
系列候補を入力とする。そして、それぞれ誤差信号を生
成し、この誤差信号の２乗に負の定数を乗算した値を出
力する。複素加算器６４はこれらの値を足しあわせ、複
素シンボル系列候補に対応するブランチメトリックとし
て出力する。ここで、誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃと複
素加算器６４はブランチメトリック生成手段６５に相当
する。最尤系列推定手段６６に相当するビタビアルゴリ
ズム回路４８は、ブランチメトリックを尤度情報として
最尤系列推定により信号判定を行い、複素シンボル系列
候補を出力し、出力端子３７から希望波の判定信号を出
力する。
【００２４】このようにこの実施例では、遅延波成分を
全て取り込み、かつビタビアルゴリズムの状態数を減ら
して大幅に演算量を削減できる。次に、図１中の誤差演
算回路６２の構成を図３に示す（請求項３）。遅延受信
ベースバンド信号群が入力端子７１を通って入力する。
この遅延受信ベースバンド信号群は、図８の中で示した
構成の前段フィルタ手段３９において、それぞれ複素乗
算器３６1 〜３６Q で重み付け係数を乗算された後、複
素加算器３７で合成されて合成信号として出力端子３８
から出力される。この過程は遅延受信ベースバンド信号
の線形合成であり、遅延受信ベースバンド信号に含まれ
る干渉波成分が除去される。なお、図１１で示した構成
の前段フィルタ手段３９を用いることも可能である。レ
プリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成回路４
２は、複素シンボル系列候補を入力端子４３から入力
し、入力端子４４から入力する伝送路模擬フィルタ係数
との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信号
として出力端子４５から出力する。誤差演算手段に相当
する複素減算器４６は、合成信号とレプリカ信号との差
分を誤差信号として出力する。２乗演算回路４７は、誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとして出力端子７２から出
力する。パラメータ推定手段に相当するパラメータ推定
回路５４は、遅延受信ベースバンド信号群、複素シンボ
ル候補、誤差信号と伝送路インパルスレスポンスの電力
分布を入力として、希望波の先行波に対応する伝送路模
擬フィルタの係数を定数に固定するという拘束条件の下
で、誤差信号の２乗平均が最小となるように、重み付け
係数及び伝送路模擬フィルタ係数を求め出力する。
全て取り込み、かつビタビアルゴリズムの状態数を減ら
して大幅に演算量を削減できる。次に、図１中の誤差演
算回路６２の構成を図３に示す（請求項３）。遅延受信
ベースバンド信号群が入力端子７１を通って入力する。
この遅延受信ベースバンド信号群は、図８の中で示した
構成の前段フィルタ手段３９において、それぞれ複素乗
算器３６1 〜３６Q で重み付け係数を乗算された後、複
素加算器３７で合成されて合成信号として出力端子３８
から出力される。この過程は遅延受信ベースバンド信号
の線形合成であり、遅延受信ベースバンド信号に含まれ
る干渉波成分が除去される。なお、図１１で示した構成
の前段フィルタ手段３９を用いることも可能である。レ
プリカ信号生成手段に相当するレプリカ信号生成回路４
２は、複素シンボル系列候補を入力端子４３から入力
し、入力端子４４から入力する伝送路模擬フィルタ係数
との畳み込み演算を行い、その演算結果をレプリカ信号
として出力端子４５から出力する。誤差演算手段に相当
する複素減算器４６は、合成信号とレプリカ信号との差
分を誤差信号として出力する。２乗演算回路４７は、誤
差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算した値を尤度情
報、即ちブランチメトリックとして出力端子７２から出
力する。パラメータ推定手段に相当するパラメータ推定
回路５４は、遅延受信ベースバンド信号群、複素シンボ
ル候補、誤差信号と伝送路インパルスレスポンスの電力
分布を入力として、希望波の先行波に対応する伝送路模
擬フィルタの係数を定数に固定するという拘束条件の下
で、誤差信号の２乗平均が最小となるように、重み付け
係数及び伝送路模擬フィルタ係数を求め出力する。
【００２５】上記の拘束条件で用いる定数について、図
２の伝送路インパルスレスポンスの電力分布を例に説明
する。誤差演算回路６２Ａの場合は、従来と同様−１に
設定する。誤差演算回路６２Ｂの場合は、グループ１Ｂ
の遅延成分を抽出するので、−√（Ｐ３／Ｐ０）に設定
する。同様に、誤差演算回路６２Ｃの場合は、グループ
１Ｃの遅延成分を抽出するので、−√（Ｐ６／Ｐ０）に
設定する。このように設定すれば、誤差演算回路６２Ａ
〜６２Ｃ間で、誤差信号に含まれる雑音信号の平均電力
を均等にすることができ、電力の大きい遅延波ほど誤差
信号への寄与を大きくすることができる。
２の伝送路インパルスレスポンスの電力分布を例に説明
する。誤差演算回路６２Ａの場合は、従来と同様−１に
設定する。誤差演算回路６２Ｂの場合は、グループ１Ｂ
の遅延成分を抽出するので、−√（Ｐ３／Ｐ０）に設定
する。同様に、誤差演算回路６２Ｃの場合は、グループ
１Ｃの遅延成分を抽出するので、−√（Ｐ６／Ｐ０）に
設定する。このように設定すれば、誤差演算回路６２Ａ
〜６２Ｃ間で、誤差信号に含まれる雑音信号の平均電力
を均等にすることができ、電力の大きい遅延波ほど誤差
信号への寄与を大きくすることができる。
【００２６】次に、図１中の伝送路特性推定回路６１の
構成を図４Ａに示す（請求項４）。ここでは、ベースバ
ンド受信信号群に含まれる１つのベースバンド受信信号
として、アンテナ１１1 からのものを選ぶ。まず、シン
ボル間隔形トランスバーサルフィルタ７５にアンテナ１
１1 からのベースバンド受信信号が入力し、トレーニン
グ信号メモリ７６から出力されるトレーニング信号との
畳み込み演算が行われ、その演算結果がベースバンド受
信信号とトレーニング信号との相関波形として出力され
る。トレーニング信号として自己相関の強い信号が選ば
れているなら、上記の相関波形は伝送路インパルスレス
ポンスとほぼ等しくなる。伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を求めるために、２乗演算回路７７は相関波
形の絶対値２乗を計算し出力する。ここで、シンボル間
隔形トランスバーサルフィルタ７５と２乗演算回路７７
はトレーニング信号相関器７８を構成する。トレーニン
グ信号相関器７８の出力は伝送路インパルスレスポンス
の電力分布の時系列波形であり、制御回路７９はこの時
系列波形を基に、可変遅延回路６３Ａ及び６３Ｂの遅延
時間を制御信号Ｄｉｎ１及びＤｉｎ２でそれぞれ制御
し、図１中の誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃが取り込む遅
延波成分にオーバーラップが無く、電力が無視できない
遅延波成分を全て取り込むようにする。但し、各誤差演
算回路が取り込む遅延波の最大遅延時間差が予め定めた
値を越えないという条件の下である。また、誤差演算回
路６２Ａ〜６２Ｃのパラメータ推定で用いる拘束条件の
定数、誤差演算回路６２Ａの場合は−１、誤差演算回路
６２Ｂの場合は−√（Ｐ３／Ｐ０）、誤差演算回路６２
Ｃの場合は−√（Ｐ６／Ｐ０）を端子８１Ａ〜８１Ｃを
それぞれ通して出力する。
構成を図４Ａに示す（請求項４）。ここでは、ベースバ
ンド受信信号群に含まれる１つのベースバンド受信信号
として、アンテナ１１1 からのものを選ぶ。まず、シン
ボル間隔形トランスバーサルフィルタ７５にアンテナ１
１1 からのベースバンド受信信号が入力し、トレーニン
グ信号メモリ７６から出力されるトレーニング信号との
畳み込み演算が行われ、その演算結果がベースバンド受
信信号とトレーニング信号との相関波形として出力され
る。トレーニング信号として自己相関の強い信号が選ば
れているなら、上記の相関波形は伝送路インパルスレス
ポンスとほぼ等しくなる。伝送路インパルスレスポンス
の電力分布を求めるために、２乗演算回路７７は相関波
形の絶対値２乗を計算し出力する。ここで、シンボル間
隔形トランスバーサルフィルタ７５と２乗演算回路７７
はトレーニング信号相関器７８を構成する。トレーニン
グ信号相関器７８の出力は伝送路インパルスレスポンス
の電力分布の時系列波形であり、制御回路７９はこの時
系列波形を基に、可変遅延回路６３Ａ及び６３Ｂの遅延
時間を制御信号Ｄｉｎ１及びＤｉｎ２でそれぞれ制御
し、図１中の誤差演算回路６２Ａ〜６２Ｃが取り込む遅
延波成分にオーバーラップが無く、電力が無視できない
遅延波成分を全て取り込むようにする。但し、各誤差演
算回路が取り込む遅延波の最大遅延時間差が予め定めた
値を越えないという条件の下である。また、誤差演算回
路６２Ａ〜６２Ｃのパラメータ推定で用いる拘束条件の
定数、誤差演算回路６２Ａの場合は−１、誤差演算回路
６２Ｂの場合は−√（Ｐ３／Ｐ０）、誤差演算回路６２
Ｃの場合は−√（Ｐ６／Ｐ０）を端子８１Ａ〜８１Ｃを
それぞれ通して出力する。
【００２７】最後に、図１中の伝送路特性推定回路６１
の他の構成を図４Ｂに示す（請求項５）。図４Ｂでは伝
送路インパルスレスポンスの電力分布を求めるのに、各
アンテナ１１1 〜１１Q よりのベースバンド受信信号群
に含まれる全てのベースバンド受信信号とメモリ７６よ
りのトレーニング信号との各相関波形の絶対値２乗をト
レーニング信号相関器７８1 〜７８Q でそれぞれ求め、
その値を平均化回路８３で算術平均する。このような構
成にすると、伝送路インパルスレスポンスの電力分布に
おける推定精度を上げることができる。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図５に示す（請求項
２）。この構成は、実施例１における遅延手段の可変遅
延回路６３Ａ，６３Ｂを固定の遅延回路８５Ａ，８５Ｂ
に置き換えたもので、遅延回路８５Ａ及び８５Ｂの遅延
時間は予め定めた値に設定する。例えば、ビタビアルゴ
リズムの状態数を規定する最大遅延時間をＭＴとする
と、遅延回路に設定する遅延時間は（Ｍ＋１）Ｔの整数
倍に設定する。例えば、図１に示した実施例１のように
Ｍ＝２とすると、遅延回路８５Ａ及び８５Ｂの遅延時間
はそれぞれ６Ｔ，３Ｔとなる。この構成は遅延波間の遅
延時間差が小さいときに適しており、遅延時間差が大き
い場合は実施例１の構成が適している。
の他の構成を図４Ｂに示す（請求項５）。図４Ｂでは伝
送路インパルスレスポンスの電力分布を求めるのに、各
アンテナ１１1 〜１１Q よりのベースバンド受信信号群
に含まれる全てのベースバンド受信信号とメモリ７６よ
りのトレーニング信号との各相関波形の絶対値２乗をト
レーニング信号相関器７８1 〜７８Q でそれぞれ求め、
その値を平均化回路８３で算術平均する。このような構
成にすると、伝送路インパルスレスポンスの電力分布に
おける推定精度を上げることができる。実施例２ この発明の他の実施例の構成を図５に示す（請求項
２）。この構成は、実施例１における遅延手段の可変遅
延回路６３Ａ，６３Ｂを固定の遅延回路８５Ａ，８５Ｂ
に置き換えたもので、遅延回路８５Ａ及び８５Ｂの遅延
時間は予め定めた値に設定する。例えば、ビタビアルゴ
リズムの状態数を規定する最大遅延時間をＭＴとする
と、遅延回路に設定する遅延時間は（Ｍ＋１）Ｔの整数
倍に設定する。例えば、図１に示した実施例１のように
Ｍ＝２とすると、遅延回路８５Ａ及び８５Ｂの遅延時間
はそれぞれ６Ｔ，３Ｔとなる。この構成は遅延波間の遅
延時間差が小さいときに適しており、遅延時間差が大き
い場合は実施例１の構成が適している。
【００２８】図２において、有意な遅延波、つまり雑音
レベルより十分大きな電力の遅延波が、例えば５Ｔまで
であれば図１中の可変遅延回路６３Ａの遅延時間を３Ｔ
とし、誤差演算回路６２Ａと６２Ｃの各出力のみを利用
するようにすればよい。一般に、ビタビアルゴリズム回
路４８で必要とする状態数を規定する最大遅延時間Ｍ
Ｔ、実施例ではＭ＝２を決定し、伝搬路での最大遅延時
間ＭMAX Ｔが予測されるから（ＭMAX ＋１）Ｔ／（Ｍ＋
１）Ｔの値（小数は桁上する）の数だけ誤差演算回路６
２Ａ，６２Ｂ，・・・を設け、これより１つ少なく可変
遅延回路６３Ａ，６３Ｂ，・・・を設ける。それらの遅
延量は（Ｍ＋１）Ｔ，２（Ｍ＋１）Ｔ，・・・と決定す
る。トレーニング信号相関器２８の出力から伝送路イン
パルスレスポンスの電力分布の時系列波形における、十
分大きな遅延波は全て取込むように、使用する誤差演算
回路６２Ａ，６２Ｂ，・・・を決める。
レベルより十分大きな電力の遅延波が、例えば５Ｔまで
であれば図１中の可変遅延回路６３Ａの遅延時間を３Ｔ
とし、誤差演算回路６２Ａと６２Ｃの各出力のみを利用
するようにすればよい。一般に、ビタビアルゴリズム回
路４８で必要とする状態数を規定する最大遅延時間Ｍ
Ｔ、実施例ではＭ＝２を決定し、伝搬路での最大遅延時
間ＭMAX Ｔが予測されるから（ＭMAX ＋１）Ｔ／（Ｍ＋
１）Ｔの値（小数は桁上する）の数だけ誤差演算回路６
２Ａ，６２Ｂ，・・・を設け、これより１つ少なく可変
遅延回路６３Ａ，６３Ｂ，・・・を設ける。それらの遅
延量は（Ｍ＋１）Ｔ，２（Ｍ＋１）Ｔ，・・・と決定す
る。トレーニング信号相関器２８の出力から伝送路イン
パルスレスポンスの電力分布の時系列波形における、十
分大きな遅延波は全て取込むように、使用する誤差演算
回路６２Ａ，６２Ｂ，・・・を決める。
【００２９】なお、図１に示した構成で図２中で遅延時
間９Ｔ，１０Ｔ，１１Ｔの遅延波のレベルも十分大きな
場合は、これらをも取り込むために可変遅延回路から６
３Ａ，６３Ｂの遅延時間を、それぞれ４Ｔ，８Ｔとし、
ビタビアルゴリズム回路４８の状態は遅延時間差３Ｔを
基に決めるように、つまり状態を決める系列長を変更し
て利用可能な遅延波をすべて利用することも可能であ
る。
間９Ｔ，１０Ｔ，１１Ｔの遅延波のレベルも十分大きな
場合は、これらをも取り込むために可変遅延回路から６
３Ａ，６３Ｂの遅延時間を、それぞれ４Ｔ，８Ｔとし、
ビタビアルゴリズム回路４８の状態は遅延時間差３Ｔを
基に決めるように、つまり状態を決める系列長を変更し
て利用可能な遅延波をすべて利用することも可能であ
る。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
到来角の異なる遅延波成分を遅延時間を基準にして複数
グループに分け、同一グループに属する遅延波の最大遅
延時間差を小さくし、個々に同一グループに属する遅延
波のみを抽出するようにアンテナゲインを制御すること
により、高速伝送の場合でも、遅延波成分を全て取り込
み、かつビタビアルゴリズムの状態数を減らして大幅に
演算量を削減できるアダプティブアレイと最尤系列推定
器の縦続構成を実現できる。
到来角の異なる遅延波成分を遅延時間を基準にして複数
グループに分け、同一グループに属する遅延波の最大遅
延時間差を小さくし、個々に同一グループに属する遅延
波のみを抽出するようにアンテナゲインを制御すること
により、高速伝送の場合でも、遅延波成分を全て取り込
み、かつビタビアルゴリズムの状態数を減らして大幅に
演算量を削減できるアダプティブアレイと最尤系列推定
器の縦続構成を実現できる。
【００３１】同一チャネル干渉が無視できず、高速伝送
を行う無線システムに利用すると効果的である。
を行う無線システムに利用すると効果的である。
【図１】この発明の実施例１の機能的構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図２】伝送路インパルスレスポンスの電力分布の例２
を示す図。
を示す図。
【図３】図１中の誤差演算回路６２の機能的構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図４】図１中の伝送路特性推定回路６１の機能的構成
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図５】この発明の実施例２の機能的構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図６】Ａは従来のアダプティブアレイにおけるアンテ
ナ指向特性と希望波、遅延波、干渉波の関係例を示す
図、Ｂは従来のアダプティブアレイと最尤系列推定器と
の縦続構成におけるアンテナ指向特性と希望波、遅延
波、干渉波の関係例を示す図である。
ナ指向特性と希望波、遅延波、干渉波の関係例を示す
図、Ｂは従来のアダプティブアレイと最尤系列推定器と
の縦続構成におけるアンテナ指向特性と希望波、遅延
波、干渉波の関係例を示す図である。
【図７】従来のアダプティブアレイと最尤系列推定器と
の縦続構成の機能的構成を示すブロック図。
の縦続構成の機能的構成を示すブロック図。
【図８】図７中のアダプティブアレイ等化信号処理部３
６の機能的構成を示すブロック図。
６の機能的構成を示すブロック図。
【図９】図８中のレプリカ信号生成回路４２の機能的構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図１０】ビタビアルゴリズムのトレリス遷移図。
【図１１】図８中の前段フィルタ３９の他の構成例を示
す図。
す図。
【図１２】図１１の分数間隔形トランスバーサルフィル
タ５７の機能的構成を示すブロック図。
タ５７の機能的構成を示すブロック図。
【図１３】伝送路インパルスレスポンスの電力分布の例
を示す図。
を示す図。
Claims (5)
- 【請求項１】 複数のアンテナからの受信信号をベース
バンド帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受
信手段と、 前記受信ベースバンド信号群を基に伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定する伝送路推定手段と、 前記伝送路インパルスレスポンスの電力分布を基に前記
受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異なる複
数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する遅延手段
と、 前記遅延受信ベースバンド信号群と前記伝送路インパル
スレスポンスの電力分布と複素シンボル系列候補を入力
として、前記遅延受信ベースバンド信号群の遅延時間に
対応した複数の誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗
を足しあわせたものをブランチメトリックとして出力す
るブランチメトリック生成手段と、 前記ブランチメトリックを尤度情報として最尤系列推定
により信号判定を行い、希望波の判定信号と前記複素シ
ンボル系列候補を出力する最尤系列推定手段とから構成
されることを特徴とするアダプティブアレイ受信機。 - 【請求項２】 複数のアンテナからの受信信号をベース
バンド帯に変換し受信ベースバンド信号群を出力する受
信手段と、 前記受信ベースバンド信号群を基に伝送路インパルスレ
スポンスの電力分布を推定する伝送路推定手段と、 前記受信ベースバンド信号群を遅延させ遅延時間の異な
る複数の遅延受信ベースバンド信号群を出力する遅延手
段と、 前記遅延受信ベースバンド信号群と前記伝送路インパル
スレスポンスの電力分布と複素シンボル系列候補を入力
として、前記遅延受信ベースバンド信号群の遅延時間に
対応した複数の誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗
を足しあわせたものをブランチメトリックとして出力す
るブランチメトリック生成手段と、 前記ブランチメトリックを尤度情報として最尤系列推定
により信号判定を行い、希望波の判定信号と前記複素シ
ンボル系列候補を出力する最尤系列推定手段とから構成
されることを特徴とするアダプティブアレイ受信機。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載のアダプティブアレ
イ受信機において、 前記ブランチメトリック生成手段は、 遅延時間の異なる前記遅延受信ベースバンド信号群ごと
に、前記遅延受信ベースバンド信号群と前記伝送路イン
パルスレスポンスの電力分布と前記複素シンボル系列候
補を入力として、誤差信号の２乗を生成する誤差演算手
段と、 この誤差信号の２乗を足しあわせたものを前記ブランチ
メトリックとして出力する加算手段から成り、 前記誤差演算手段は、 前記遅延受信ベースバンド信号群を入力として重み付け
係数との畳み込み演算を行い、その演算結果を出力する
前段フィルタ手段と、 前記複素シンボル系列候補群を入力として、伝送路模擬
フィルタ係数との畳み込み演算を行い、その演算結果を
レプリカ信号として出力するレプリカ信号生成手段と、 前記前段フィルタ手段の出力と前記レプリカ信号との差
分を誤差信号としてその２乗を出力する誤差演算手段
と、 前記伝送路インパルスレスポンスの電力分布と前記遅延
受信ベースバンド信号群と前記複素シンボル系列候補と
前記誤差信号を入力として、前記伝送路模擬フィルタ係
数の特定要素を前記伝送路インパルスレスポンスの電力
分布を基に固定するという拘束条件下で、前記誤差信号
の平均２乗が最小となるように、前記重み付け係数と前
記伝送路模擬フィルタ係数を推定し出力するパラメータ
推定手段とから構成されることを特徴とするアダプティ
ブアレイ受信機。 - 【請求項４】 請求項１又は２記載のアダプティブアレ
イ受信機において、 前記伝送路推定手段は、前記受信ベースバンド信号群に
含まれる１つの受信ベースバンド信号と、既知のトレー
ニング信号との相関を求め、その相関値の２乗を前記伝
送路インパルスレスポンスの電力分布として出力するこ
とを特徴とするアダプティブアレイ受信機。 - 【請求項５】 請求項１又は２記載のアダプティブアレ
イ受信機において、 前記伝送路推定手段は、前記受信ベースバンド信号群に
含まれる全ての受信ベースバンド信号と、既知のトレー
ニング信号との相関を求め、その２乗の算術平均を前記
伝送路インパルスレスポンスの電力分布として出力する
ことを特徴とするアダプティブアレイ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9145148A JPH10336083A (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | アダプティブアレイ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9145148A JPH10336083A (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | アダプティブアレイ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10336083A true JPH10336083A (ja) | 1998-12-18 |
Family
ID=15378536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9145148A Pending JPH10336083A (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | アダプティブアレイ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10336083A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000074267A1 (fr) * | 1999-05-31 | 2000-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur et procede d'egalisation |
| WO2000077953A1 (fr) * | 1999-06-16 | 2000-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur radio et procede de reception adaptatif |
| KR20020056118A (ko) * | 2000-12-29 | 2002-07-10 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서의 전후방 지에스 필터를 이용한 신호입사각 추정 장치 및 그 방법 |
| US6763077B1 (en) | 1999-06-18 | 2004-07-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiving apparatus and array combining method |
| US6810096B1 (en) | 1999-05-31 | 2004-10-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Reception apparatus and replica signal generating method |
| JP2008219078A (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 等化回路および歪軽減方法 |
-
1997
- 1997-06-03 JP JP9145148A patent/JPH10336083A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000074267A1 (fr) * | 1999-05-31 | 2000-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur et procede d'egalisation |
| KR100403662B1 (ko) * | 1999-05-31 | 2003-10-30 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 무선 수신 장치 및 등화 처리 방법 |
| US6810096B1 (en) | 1999-05-31 | 2004-10-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Reception apparatus and replica signal generating method |
| WO2000077953A1 (fr) * | 1999-06-16 | 2000-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur radio et procede de reception adaptatif |
| US6763077B1 (en) | 1999-06-18 | 2004-07-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiving apparatus and array combining method |
| KR20020056118A (ko) * | 2000-12-29 | 2002-07-10 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서의 전후방 지에스 필터를 이용한 신호입사각 추정 장치 및 그 방법 |
| JP2008219078A (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 等化回路および歪軽減方法 |
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