JP2001285157A - 復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 干渉波の存在する周波数選択性フェージング
伝送路においても、十分なパスダイバーシチ効果を得る
ことが可能な復調器を得ること。 【解決手段】 複数のアンテナの受信信号にタップ係数
を乗算し、それらを加算してアレイ出力を生成するアダ
プティブアレイ部１１と、トレーニング系列または送信
系列の候補を選択するスイッチ部１６と、トレーニング
系列または送信系列の候補にタップ係数を乗算し、それ
らを加算してアレイ出力のレプリカを生成するレプリカ
生成手段１２ａと、前記アレイ出力と前記アレイ出力の
レプリカとの差を誤差信号として出力する減算器１３
と、誤差信号に基づいてタップ係数を更新するタップ係
数更新部１４と、誤差信号の２乗を２乗誤差として出力
する２乗回路１５と、２乗誤差に基づいて最尤系列推定
を行う系列推定部７１と、を備える構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、たとえば、ディジ
タル移動体通信，ディジタル衛星通信，ディジタル移動
体衛星通信等のディジタル無線通信機器に使用される復
調器に関するものであり、特に、フェージングの影響お
よび同一周波数による電波干渉の影響を抑圧することが
可能な復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】以下、従来の復調器について説明する。
たとえば、ディジタル移動体通信においては、受信信号
の振幅や位相が激しく変動する「フェージング」の影響
を受ける場合がある。これは、伝送路上の電波が、移動
局周辺の地形や地物から、反射，回折，散乱等の影響を
受けることにより発生する。また、ディジタル移動体通
信において、遅延波の遅延時間がシンボル長に比べて無
視できないような場合には、信号のスペクトルが歪んで
大幅な特性劣化が起こる。このようなフェージングは、
スペクトル歪みに周波数依存性があることから「周波数
選択性フェージング」と呼ばれる。

【０００３】この周波数選択性フェージングの影響を克
服するための技術として、たとえば、「適応等化器」が
知られている。適応等化器としては、たとえば、判定値
を帰還して遅延波の影響を取り除く判定帰還形適応等化
器（ＤＦＥ）や、送信された可能性のあるすべての系列
の中から最も送信された可能性の高い系列を選ぶ最尤系
列推定（以降、ＭＬＳＥと呼ぶ）、等がある。

【０００４】また、上記ディジタル移動体通信において
は、セルのゾーン半径を小さくし、かつ同一周波数を繰
り返し使用することで、「周波数の有効利用を図る」、
という試みがなされている。しかしながら、このような
通信環境においては、同一周波数を使用する隣接セルか
ら漏れてくる電波により同一チャネル干渉が生じ、特性
が劣化してしまう、という問題があった。そこで、従来
においては、このような同一チャネル干渉波を抑圧する
ための技術として、たとえば、アダプティブアレイがよ
く知られている。

【０００５】さらに、干渉波の存在する周波数選択性フ
ェージング伝送路において、遅延波も希望波の電力とし
て利用しつつ、同一チャネル干渉波を抑圧可能な、たと
えば、「アダプティブアレイと適応等化器との縦続構
成」を用いた通信方式が検討されている。

【０００６】以下、従来の復調器の一例として、「アダ
プティブアレイとＭＬＳＥとの縦続構成」を用いた通信
方式について説明する。たとえば、「アダプティブアレ
イとＭＬＳＥとの縦続構成」を用いた従来の復調器とし
ては、信学技報（電子情報通信学会：Ａ・Ｐ９７−１４
６（１９９７）の第８５〜９２頁）に掲載された、研究
報告「“アダプティブアレイとＭＬＳＥ検波器との縦続
構成法とその特性”：府川和彦」、がある。図１６は、
上記信学技報に掲載された従来の復調器の構成を示す図
である。

【０００７】なお、上記の文献では、「アダプティブア
レイと、マルチユーザー検出可能なＭＬＳＥ検波器と、
の縦続構成」について検討しているが、ここでは、簡単
のため、「アダプティブアレイと、シングルユーザーを
検出するＭＬＳＥと、の縦続構成」について説明する。

【０００８】図１６において、１１はアダプティブアレ
イ部であり、１２はレプリカ生成部であり、１３は減算
器であり、１４はタップ係数更新部であり、１５は２乗
回路であり、１６はスイッチ部であり、１７は系列推定
部である。また、この従来の復調器において、１０１は
受信ベースバンド信号であり、１０２はアレイ出力であ
り、１０３はアレイ出力のレプリカであり、１０４は誤
差信号であり、１０５はタップ係数であり、１０６はト
レーニング系列であり、１０７は２乗誤差であり、１０
８は送信系列の候補であり、１０９は硬判定データであ
る。

【０００９】つぎに、上記のように構成される従来の復
調器の動作を簡単に説明する。まず、受信ベースバンド
信号１０１とタップ係数１０５が入力されると、アダプ
ティブアレイ部１１では、各アンテナの受信ベースバン
ド信号１０１に対してフィルタリング処理を行い、さら
にそれらの処理結果を加算し、その加算結果をアレイ出
力１０２として出力する。そして、アレイ出力１０２
は、減算器１３へ送られる。

【００１０】また、スイッチ１６では、この復調器がト
レーニング系列１０６に相当する部分の受信信号を処理
している期間についてはトレーニング系列１０６を、一
方、この復調器がランダムデータに相当する部分の受信
信号を処理している期間については送信系列の候補１０
８を、それぞれレプリカ生成部１２に対して出力する。

【００１１】レプリカ生成部１２では、トレーニング系
列１０６およびタップ係数１０５が入力されると、トレ
ーニング系列１０６とタップ係数１０５との乗算結果を
加算し、その加算結果をアレイ出力のレプリカ１０３と
して出力する。一方、送信系列の候補１０８およびタッ
プ係数１０５が入力されると、送信系列の候補１０８と
タップ係数１０５との乗算結果を加算し、その加算結果
をアレイ出力のレプリカ１０３として出力する。

【００１２】図１７は、レプリカ生成部１２の内部構成
を示す図である。図１７において、４１はシフトレジス
タであり、４２は乗算器であり、４３は加算器であり、
さらに４０１はシフトレジスタ出力である。

【００１３】このように構成されたレプリカ生成部１２
において、シフトレジスタ４１では、トレーニング系列
１０６もしくは送信系列の候補１０８が入力されると、
受信信号のシンボル周期Ｔ毎に、トレーニング系列１０
６もしくは送信系列の候補１０８をシンボル周期Ｔだけ
遅延させ、その結果をシフトレジスタ出力４０１として
出力する。たとえば、シフトレジスタ４１の段数（以
降、伝送路メモリ長と呼ぶ）がＤ₀であるものとし、時
刻ｉＴにおけるトレーニング系列１０６もしくは送信系
列の候補１０８をｂ_e（ｉ）とし、さらに時刻ｉＴにお
けるシフトレジスタ出力４０１をＢ（ｉ）とすると、シ
フトレジスタ出力Ｂ（ｉ）は、式（１）のように表すこ
とができる。 Ｂ^H（ｉ）＝［ｂ_e ^*（ｉ），ｂ_e ^*（ｉ−１），…，ｂ_e ^*（ｉ−Ｄ₀）］ …（１） ただし、Ｂ^Hは複素共役転置を、ｂ^*は複素共役を、それ
ぞれ表す。

【００１４】乗算器４２では、シフトレジスタ出力４０
１とタップ係数１０５とをそれぞれ乗算し、その乗算結
果を加算器４３に対して出力する。加算器４３では、受
け取った乗算結果およびシフトレジスタ出力４０１の第
１要素を加算し、その加算結果をアレイ出力のレプリカ
１０３として出力する。たとえば、時刻ｉＴにおけるア
レイ出力のレプリカ１０３をｙ_e（ｉ）とすると、アレ
イ出力のレプリカｙ_e（ｉ）は、式（２）のように表す
ことができる。 ｙ_e（ｉ）＝ｂ_e（ｉ）＋Ｗ_e ^HＢ₁´（ｉ） …（２）

【００１５】ただし、Ｗ_eはレプリカ生成部１２のＤ₀次
元タップ係数ベクトルであり、Ｂ₁´（ｉ）はシフトレ
ジスタ出力Ｂ（ｉ）の第１要素を除いたＤ₀次元ベクト
ルであり、それぞれ式（３）および式（４）で定義され
る。 Ｗ_e ^H＝［Ｗ^* _(2M+1)L+1，Ｗ^* _(2M+1)L+2，…，Ｗ^* _(2M+1)L+D0］ …（３） Ｂ₁´^H（ｉ） ＝［ｂ_e ^*（ｉ−１），ｂ_e ^*（ｉ−２），…，ｂ_e ^*（ｉ−Ｄ₀）］ …（４）

【００１６】なお、Ｗ_(2M+1)L+dはレプリカ生成部１２
の第ｄ（１≦ｄ≦Ｄ₀）タップのタップ係数１０５であ
る。また、Ｂ（ｉ）の第１要素にタップ係数を乗算せず
にそのまま加算しているのは、すべてのシフトレジスタ
出力４０１にタップ係数を乗算してタップ係数の更新を
行うと、タップ係数がすべてゼロに収束してしまい、タ
ップ係数の推定が行えなくなるためである。そして、ア
レイ出力のレプリカ１０３は、減算器１３へ送られる。

【００１７】その後、減算器１３では、アレイ出力のレ
プリカ１０３からアレイ出力１０２を減算し、その減算
結果を誤差信号１０４としてタップ係数更新部１４と２
乗回路１５に対して出力する。

【００１８】タップ係数更新部１４では、受け取った誤
差信号１０４の２乗平均値ができるだけ小さくなるよう
にタップ係数１０５を更新する。このタップ係数を更新
するための適応アルゴリズムとしては、たとえば、最小
２乗平均（以降、ＬＭＳと呼ぶ）アルゴリズムや逐次最
小２乗（以降、ＲＬＳと呼ぶ）アルゴリズムなどの最小
２乗法のアルゴリズムが用いられる。

【００１９】そして、更新されたタップ係数１０５は、
アダプティブアレイ部１１とレプリカ生成部１２に対し
て出力される。その後、つぎの時刻においてアダプティ
ブアレイ部１１，レプリカ生成部１２，および減算器１
３で再び誤差信号１０４が求められ、タップ係数更新部
１４では、その誤差信号１０４を用いて随時タップ係数
１０５を更新する、という処理を繰り返す。この復調器
においては、トレーニング系列１０６に相当する部分の
受信信号を処理している期間に、上記の処理を繰り返す
ことで、タップ係数１０５を推定することが可能とな
る。一方、ランダムデータに相当する部分の受信信号を
処理している期間には、前記推定したタップ係数１０５
が固定される。

【００２０】また、２乗回路１５では、受け取った誤差
信号１０４を２乗し、その計算結果を２乗誤差１０７と
して系列推定部１７へ出力する。

【００２１】系列推定部１７では、受け取った２乗誤差
１０７をブランチメトリックとして用い、ランダムデー
タに相当する部分の受信信号を処理している期間に、既
知の最尤系列推定処理により送信系列を推定し、その推
定結果を硬判定データ１０９として出力する。

【００２２】このように、従来の復調器は、同一チャネ
ル干渉波の存在する周波数選択性フェージング伝送路に
おいても、アダプティブアレイとＭＬＳＥとが縦続に接
続された構成をとり、さらにこの構成によってアダプテ
ィブアレイのタップ係数とＭＬＳＥ（レプリカ生成部１
２）のタップ係数とを同時に推定することで、良好な特
性を得ることが可能となる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来の復調器の構成においては、希望波の遅延波に対し
て、アダプティブアレイのビームを向けることができな
いため、たとえば、遅延波の到来方向によっては、遅延
波の電力を効率良く取り込むことができず、十分なパス
ダイバーシチ効果を得ることができない、という問題が
あった。

【００２４】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、干渉波の存在する周波数選択性フェージング伝送
路においても、遅延波の電力を効率よく取り込むこと
で、十分なパスダイバーシチ効果を得ることが可能な復
調器を得ることを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる復調器にあって
は、複数のアンテナの受信信号にタップ係数を乗算し、
それらの乗算結果を加算してアレイ出力を生成するアレ
イ出力生成手段（後述する実施の形態のアダプティブア
レイ部１１に相当）と、トレーニング系列または送信系
列の候補のいずれか一方を選択する選択手段（スイッチ
部１６に相当）と、前記トレーニング系列または前記送
信系列の候補にタップ係数を乗算し、それらの乗算結果
を加算してアレイ出力のレプリカを生成し、さらに目標
信号として用いるタップのタイミングを過去にずらすレ
プリカ生成手段（レプリカ生成手段１２ａに相当）と、
前記アレイ出力と前記アレイ出力のレプリカとの差を求
め、その演算結果を誤差信号として出力する誤差信号出
力手段（減算器１３に相当）と、前記誤差信号に基づい
て前記タップ係数を更新するタップ係数更新手段（タッ
プ係数更新部１４に相当）と、前記誤差信号を２乗し、
その演算結果を２乗誤差として出力する２乗誤差出力手
段（２乗回路１５に相当）と、前記２乗誤差をブランチ
メトリックとして用いることにより最尤系列推定を行
い、その推定結果を硬判定データとして出力する系列推
定手段（系列推定部１７に相当）と、を備えることを特
徴とする。

【００２６】つぎの発明にかかる復調器にあっては、ト
レーニング系列または送信系列の候補のいずれか一方を
選択する選択手段（スイッチ部１６に相当）と、複数の
アンテナの受信信号と、前記トレーニング系列または前
記送信系列の候補と、に基づいて、タップ係数の推定処
理および２乗誤差の算出処理を行い、さらに目標信号と
して用いるタップのタイミングが異なる複数のタップ係
数推定／２乗誤差算出手段（各メトリック生成部に相
当）と、前記複数の２乗誤差に対してスイッチング制御
を行い、その制御で選択された２乗誤差を出力する２乗
誤差制御手段（スイッチ制御回路６２、スイッチ群６３
に相当）と、前記選択された２乗誤差を加算し、その加
算結果をブランチメトリックとして出力するブランチメ
トリック出力手段（加算器６４に相当）と、前記ブラン
チメトリックを用いることにより最尤系列推定を行い、
その推定結果を硬判定データとして出力する系列推定手
段（系列推定部１７に相当）と、を備えることを特徴と
する。

【００２７】つぎの発明にかかる復調器において、前記
２乗誤差制御手段は、トレーニング系列に相当する部分
の受信信号の処理期間における、２乗誤差の累積値に基
づいて、前記スイッチング制御を行うことを特徴とす
る。

【００２８】つぎの発明にかかる復調器にあっては、ト
レーニング系列または送信系列の候補のいずれか一方を
選択する選択手段（スイッチ１６に相当）と、複数のア
ンテナの受信信号と、前記トレーニング系列または前記
送信系列の候補と、に基づいて、タップ係数の推定処理
および２乗誤差の算出処理を行い、さらに目標信号とし
て用いるタップのタイミングが異なる複数のタップ係数
推定／２乗誤差算出手段（各メトリック生成部に相当）
と、前記複数の２乗誤差に対して重み付け係数を乗算
し、その乗算により重み付けられた２乗誤差を出力する
重み付け手段（重み付け制御回路７１、乗算器７２に相
当）と、前記重み付けられた２乗誤差を加算し、その加
算結果をブランチメトリックとして出力するブランチメ
トリック出力手段（加算器６４に相当）と、前記ブラン
チメトリックを用いることにより最尤系列推定を行い、
その推定結果を硬判定データとして出力する系列推定手
段（系列推定部１７に相当）と、を備えることを特徴と
する。

【００２９】つぎの発明にかかる復調器において、前記
重み付け手段は、トレーニング系列に相当する部分の受
信信号の処理期間における、２乗誤差の累積値に基づい
て、重み付け係数を求めることを特徴とする。

【００３０】つぎの発明にかかる復調器において、前記
系列推定手段（系列推定部１７ａに相当）は、所定のリ
スト出力ビタビアルゴリズムを用いて系列推定を行うこ
とを特徴とする。

【００３１】つぎの発明にかかる復調器において、前記
系列推定手段（系列推定部１７ｂに相当）は、誤り訂正
のための軟判定データを出力することを特徴とする。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる復調器の
実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、こ
の実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。

【００３３】実施の形態１．図１は、本発明にかかる復
調器の実施の形態１の構成を示す図である。本実施の形
態では、干渉波の存在する周波数選択性フェージング伝
送路においても、十分なパスダイバーシチ効果を得るこ
とが可能な構成として、たとえば、「アダプティブアレ
イとビタビ等化器との縦続接続」を採用する。図１にお
いて、１１はアダプティブアレイ部であり、１２ａは目
標信号として用いるタップのタイミングを過去にずらし
たレプリカ生成部であり、１３は減算器であり、１４は
タップ係数更新部であり、１５は２乗回路であり、１６
はスイッチ部であり、１７は系列推定部である。また、
この復調器において、１０１は受信ベースバンド信号で
あり、１０２はアレイ出力であり、１０３はアレイ出力
のレプリカであり、１０４は誤差信号であり、１０５は
タップ係数であり、１０６はトレーニング系列であり、
１０７は２乗誤差であり、１０８は送信系列の候補であ
り、１０９は硬判定データである。

【００３４】つぎに、本実施の形態における復調器の動
作を詳細に説明する。まず、アダプティブアレイ部１１
では、受信ベースバンド信号１０１およびタップ係数１
０５の入力に伴って、各アンテナの受信ベースバンド信
号１０１に対してフィードフォワードフィルタ（以降、
ＦＦフィルタと呼ぶ）２１ａ〜２１ｌを用いてフィルタ
リング処理を行い、さらにそれらの処理結果を加算し、
その加算結果をアレイ出力１０２として出力する。

【００３５】なお、図２は、上記アダプティブアレイ部
１１の内部構成を示す図であり、図２において、２１
ａ，２１ｂ，…，２１ｌはＦＦフィルタであり、２２は
加算器であり、さらに、２０１はＦＦフィルタ出力を示
す。また、図３は、ＦＦフィルタ２１ａ〜２１ｌの内部
構成を示す図であり、各ＦＦフィルタにおいて、３１は
シフトレジスタであり、３２は乗算器であり、３３は加
算器であり、さらに、３０１はシフトレジスタ出力を示
す。

【００３６】このように構成されたＦＦフィルタ２１ａ
〜２１ｌでは、まず、受信ベースバンド信号１０１を受
け取ったシフトレジスタ３１が、受信信号のサンプリン
グ周期Ｔ_S毎に、その受信ベースバンド信号１０１をサ
ンプリング周期Ｔ_Sだけ遅延させ、そして、その処理結
果をシフトレジスタ出力３０１として出力する。たとえ
ば、アレイアンテナの素子数がＬであり、ＦＦフィルタ
２１ａ〜２１ｌのタップ数が（２Ｍ＋１）であるものと
し、また、時刻ｔにおける第ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）素子の受
信ベースバンド信号１０１をｒ_l（ｔ）とし、時刻ｉＴ
における第第ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）素子のシフトレジスタ出
力３０１をｒ_l（ｉ）とすると、シフトレジスタ出力ｒ_l
（ｉ）は、式（５）のように表すことができる。 ｒ_l ^H（ｉ）＝［ｒ_l ^*（ｉＴ−ＭＴ_S＋η），ｒ_l ^*｛ｉＴ−（Ｍ−１）Ｔ_S＋η｝ ，…，ｒ_l ^*（ｉＴ＋ＭＴ_S＋η）］ …（５） ただし、ｒ_l ^Hは複素共役転置を表し、ｒ_l ^*は複素共役を
表し、ηはタイミングオフセットを表す。

【００３７】乗算器３２では、シフトレジスタ出力３０
１とタップ係数１０５とを乗算し、その乗算結果を加算
器３３に対して出力する。加算器３３では、受け取った
乗算結果を加算し、その加算結果をＦＦフィルタ出力２
０１として出力する（図２および図３参照）。たとえ
ば、時刻ｉＴにおける第ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）素子のＦＦフ
ィルタ出力２０１をｙ_l（ｉ）とすると、ＦＦフィルタ
出力ｙ_l（ｉ）は、式（６）のように表すことができ
る。 ｙ_l（ｉ）＝Ｗ_l ^Hｒ_l（ｉ） …（６）

【００３８】ただし、Ｗ_lは第ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）素子の
（２Ｍ＋１）次元タップ係数ベクトルであり、式（７）
のように定義される。 Ｗ_l ^H＝［Ｗ_1l ^*，Ｗ_2l ^*，…，Ｗ_(2M+1)l ^*］ …（７） なお、Ｗ_mlは第ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）素子の第ｍ（１≦ｍ≦
２Ｍ＋１）タップのタップ係数１０５を表す。そして、
ＦＦフィルタ出力２０１は、図２の加算器２２へ送られ
る。

【００３９】加算器２２では、ＦＦフィルタ２１ａ〜２
１ｌから出力されるＦＦフィルタ出力２０１を加算し、
その加算結果をアレイ出力１０２として出力する。たと
えば、時刻ｉＴにおけるアレイ出力１０２をｙ（ｉ）と
すると、アレイ出力ｙ（ｉ）は、式（８）のように表す
ことができる。

【００４０】

【数１】

【００４１】また、式（８）をベクトル表現するため
に、時刻ｉＴにおける（２Ｍ＋１）Ｌ次元受信信号ベク
トルＸ^H（ｉ）および（２Ｍ＋１）Ｌ次元タップ係数ベ
クトルＷ^Hを、式（９）および式（１０）で定義する
と、アレイ出力ｙ（ｉ）は、式（１１）のように表すこ
とができる。 Ｘ^H（ｉ）＝［ｒ₁ ^H（ｉ），ｒ₂ ^H（ｉ），…，ｒ_L ^H（ｉ）］ …（９） Ｗ^H（ｉ）＝［Ｗ₁ ^H，Ｗ₂ ^H，…，Ｗ_L ^H］ …（１０） ｙ（ｉ）＝Ｗ^HＸ（ｉ） …（１１）

【００４２】そして、上記のように求められたアレイ出
力１０２は、図１の減算器１３へ送られる。

【００４３】一方、スイッチ部１６では、トレーニング
系列１０６および系列推定部１７から出力される送信系
列の候補１０８の入力に伴って、たとえば、この復調器
がトレーニング系列１０６に相当する部分の受信信号を
処理している期間についてはトレーニング系列１０６
を、一方、この復調器がランダムデータに相当する部分
の受信信号を処理している期間については送信系列の候
補１０８を、それぞれレプリカ生成部１２ａへ出力す
る。

【００４４】図４は、レプリカ生成部１２ａの内部構成
を示す図である。図４において、４１はシフトレジスタ
であり、４２ａは乗算器であり、４３は加算器であり、
さらに４０１はシフトレジスタ出力である。

【００４５】このように構成されたレプリカ生成部１２
ａにおいて、シフトレジスタ４１では、たとえば、トレ
ーニング系列１０６とタップ係数１０５が入力される
と、受け取ったトレーニング系列１０６とタップ係数１
０５との乗算結果を加算し、その加算結果をアレイ出力
のレプリカ１０３として出力する。一方、送信系列の候
補１０８とタップ係数１０５が入力されると、受け取っ
た送信系列の候補１０８とタップ係数１０５との乗算結
果を加算し、その加算結果をアレイ出力のレプリカ１０
３として出力する。

【００４６】また、図４に示すレプリカ生成部１２ａで
は、目標信号として用いるタップのタイミングを過去に
ずらした状態を表しており、詳細には、目標信号として
用いるタップのタイミングを１シンボルだけ過去にずら
した例を示している。図１７に示す従来技術との差異
は、目標信号として用いるタップのタイミングを、すな
わち、タップ係数を乗算せずに加算するシフトレジスタ
出力４０１のタイミングを、１シンボルだけ過去にずら
した点である。

【００４７】このように構成されたレプリカ生成部１２
ａでは、トレーニング系列１０６もしくは送信系列の候
補１０８と、タップ係数１０５と、が入力されると、加
算器４３が、それらの乗算結果と、シフトレジスタ出力
４０１の第ｎ要素と、を加算し、その加算結果をアレイ
出力のレプリカ１０３として出力する（図１および図４
参照）。たとえば、時刻ｉＴにおけるアレイ出力のレプ
リカ１０３をｙ_e（ｉ）とすると、アレイ出力のレプリ
カｙ_e（ｉ）は、式（１２）のように表すことができ
る。 ｙ_e（ｉ）＝ｂ_e（ｉ−ｎ＋１）＋Ｗ_e ^HＢ_n´（ｉ） …（１２）

【００４８】ただし、図４においては、ｎ＝２の場合、
すなわち、前記タイミングをシフトレジスタ出力４０１
の第２要素の位置とした場合、を一例として表してい
る。また、Ｗ_eは式（３）で定義されるレプリカ生成部
１２ａのＤ₀次元タップ係数ベクトルであり、Ｂ_n´
（ｉ）はシフトレジスタ出力４０１の第ｎ要素を除いた
Ｄ₀次元ベクトルであり、Ｄ₀次元ベクトルＢ_n´（ｉ）
は、式（１３）で定義される。 Ｂ_n´^H（ｉ） ＝［ｂ_e ^*（ｉ），…，ｂ_e ^*（ｉ−ｎ＋２），ｂ_e ^*（ｉ−ｎ）， …，ｂ_e ^*（ｉ−Ｄ₀）］ …（１３）

【００４９】そして、アレイ出力のレプリカ１０３は、
図１の減算器１３へ送られ、その後、この復調器では、
シフトレジスタ出力４０１の第ｎ要素ｂ_e（ｉ−ｎ＋
１）を目標信号として、タップ係数の更新処理および送
信系列の推定処理が行われる。

【００５０】具体的にいうと、減算器１３では、アレイ
出力のレプリカ１０３からアレイ出力１０２を減算し、
その減算結果を誤差信号１０４としてタップ係数更新部
１４と２乗回路１５に対して出力する。たとえば、時刻
ｉＴにおける誤差信号１０４をｅ（ｉ）とすると、誤差
信号ｅ（ｉ）は、式（１４）のように表すことができ
る。 ｅ（ｉ）＝ｙ_e（ｉ）−ｙ（ｉ） ＝ｂ_e（ｉ−ｎ＋１）＋Ｗ_e ^HＢ´（ｉ）−Ｗ^HＸ（ｉ） …（１４）

【００５１】タップ係数更新部１４では、受け取った誤
差信号１０４の２乗平均値ができるだけ小さくなるよう
に、タップ係数１０５を更新する。タップ係数を更新す
るための適応アルゴリズムとしては、従来同様、ＬＭＳ
アルゴリズム（最小２乗平均）やＲＬＳアルゴリズム
（逐次最小２乗）などの、最小２乗法のアルゴリズムが
用いられる。ここでは、これらのアルゴリズムを用いる
ために、式（１４）を式（１５）のように変形する。 ｅ（ｉ）＝ｂ_e（ｉ−ｎ＋１）−Ｗ_ext ^HＸ_ext（ｉ） …（１５）

【００５２】ただし、Ｗ_extおよびＸ_ext（ｉ）は、以下
の式（１６）および式（１７）で定義される｛（２Ｍ＋
１）Ｌ＋Ｄ₀｝次元拡張ベクトルである。 Ｗ_ext ^H＝［Ｗ_e ^H，Ｗ^H］ …（１６） Ｘ_est ^H（ｉ）＝［−Ｂ₁´^H（ｉ），Ｘ^H（ｉ）］ …（１７）

【００５３】以上のような式の変形処理を行い、さらに
式（１５）におけるシフトレジスタ出力４０１の要素ｂ
_e（ｉ−ｎ＋１）を目標信号とみなせば、式（１５）
は、最小２乗法の標準的な誤差信号の形式となるので、
通常の最小２乗法のアルゴリズムを適用することができ
る。

【００５４】たとえば、ＲＬＳアルゴリズムを用いた場
合、タップ係数１０５は、式（１８）〜（２１）により
更新される。

【数２】

【００５５】 α（ｉ）＝ｂ_e（ｉ−ｎ＋１）−Ｗ_ext ^H（ｉ−１）Ｘ_ext（ｉ） …（１９） Ｗ_ext（ｉ）＝Ｗ_ext（ｉ−１）＋Ｋ（ｉ）α^*（ｉ） …（２０） Ｐ（ｉ） ＝λ_RLS ^-1Ｐ（ｉ−１）−λ_RLS ^-1Ｋ（ｉ）Ｘ_ext ^H（ｉ）Ｐ（ｉ−１） …（２１）

【００５６】ただし、Ｗ_ext（ｉ）は時刻ｉＴにおける
拡張ベクトルＷ_extの推定値であり、Ｋ（ｉ）はカルマ
ンゲインであり、Ｐ（ｉ）は拡張ベクトルＸ_ext（ｉ）
の自己相関行列の逆行列であり、α（ｉ）は事前推定誤
差であり、λ_RLSは忘却係数（１以下の正数）である。
また、初期条件は、以下の式（２２）および式（２３）
で与えられる。 Ｐ（０）＝δ_RLS ^-1Ｉ …（２２） Ｗ_ext（０）＝０ …（２３） δ_RLSは微小の正数であり、Ｉは単位行列であり、０は
零ベクトルである。

【００５７】以上のようにして更新されたタップ係数１
０５は、図１のアダプティブアレイ部１１とレプリカ生
成部１２ａに送られる。その後、つぎの時刻においてア
ダプティブアレイ部１１，レプリカ生成部１２ａ，およ
び減算器１３で再び誤差信号１０４が求められ、タップ
係数更新部１４では、その誤差信号１０４を用いて随時
タップ係数１０５を更新する、という処理を繰り返す。
この復調器においては、トレーニング系列１０６に相当
する部分の受信信号を処理している期間に、上記の処理
を繰り返すことで、タップ係数１０５を推定することが
可能となる。一方、ランダムデータに相当する部分の受
信信号を処理している期間には、前記推定したタップ係
数１０５が固定される。

【００５８】また、誤差信号１０４を受け取ったもう一
方の２乗回路１５においては、その誤差信号１０４を２
乗し、その処理結果を２乗誤差１０７として系列推定部
１７に対して出力する。たとえば、時刻ｉＴにおける２
乗誤差１０７をΓ_iとすると、２乗誤差Γ_iは、式（２
４）のように表すことができる。 Γ_i＝｛ｅ（ｉ）｝² …（２４）

【００５９】系列推定部１７では、出力した送信系列の
候補１０８に対応した２乗誤差１０７が入力されると、
その２乗誤差１０７をブランチメトリックとして用い、
最尤系列推定により送信系列を推定し、その推定結果を
硬判定データ１０９として出力する。

【００６０】図５は、系列推定部１７の内部構成を示す
図である。図５において、５１はＡＣＳ演算回路であ
り、５２はパスメトリックメモリであり、５３はパスメ
モリであり、さらに５０１はパスメトリックを示し、５
０２は一時刻前のパスメトリックを示し、５０３は生き
残りパスを示す。

【００６１】このように構成される系列推定部１７で
は、時刻ｉＴにおけるビタビアルゴリズムのステートｓ
_iおよびブランチｓ_i／ｓ_i-1につながるパスを、それぞ
れ、式（２５）および式（２６）で定義する。 ｓ_i＝［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V+1´］ …（２５） ｓ_i／ｓ_i-1＝［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V´］ …（２６） ただし、Ｉ_i´はステートｓ_iまたはブランチｓ_i／ｓ_i-1
により決定される送信系列の候補であり、Ｖはビタビア
ルゴリズムのメモリ長である。また、本実施の形態で
は、ビタビアルゴリズムのメモリ長Ｖが伝送路メモリ長
Ｄ₀と等しいものとする。

【００６２】図５に示す系列推定部１７において、ＡＣ
Ｓ演算回路５１が、ブランチｓ_i／ｓ_i-1により決定され
る送信系列の候補１０８：［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ
_i-V´］を、レプリカ生成部１２ａに出力すると、その
送信系列の候補１０８に対応する２乗誤差１０７が入力
される。そこで、ＡＣＳ演算回路５１では、式（２７）
のように、パスメトリックメモリ５２に蓄えられている
一時刻前のパスメトリック５０２に対して２乗誤差１０
７を加算し、すべてのブランチｓ_i／ｓ_i-1に対してパス
メトリックの候補を算出する。 Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1］＝Ｈ_i-1［ｓ_i-1］＋Γ_i［ｓ_i／ｓ_i-1］ …（２７） ただし、Γ_i［ｓ_i／ｓ_i-1］はブランチｓ_i／ｓ_i-1に対
応する２乗誤差１０７であり、Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1］はブ
ランチｓ_i／ｓ_i-1により決定されるパスメトリックの候
補であり、Ｈ_i-1［ｓ_i-1］はステートｓ_i-1により決定
される一時刻前のパスメトリック５０２である。

【００６３】また、ＡＣＳ演算回路５１では、式（２
８）に示すように、すべてのステートｓ_i毎に、ブラン
チｓ_i／ｓ_i-1により決定されるパスメトリックの候補Ｈ
_i［ｓ_i／ｓ_i-1］を比較し、その結果、最も小さいもの
をパスメトリック５０１としてパスメトリックメモリ５
２とパスメモリ５３へ出力する。

【００６４】

【数３】 ただし、Ｈ_i［ｓ_i］はステートｓ_iにより決定されるパ
スメトリック５０１である。

【００６５】さらに、ＡＣＳ演算回路５１では、「どの
パスを選択したかという情報」を生き残りパス５０３と
してパスメモリ５３に対して出力する。

【００６６】最後に、パスメモリ５３では、所定の時刻
分の生き残りパス５０３を蓄え、パスメトリック５０１
が最小となるパスにより決定される送信系列を、硬判定
データ１０９として出力する。

【００６７】このように、本実施の形態の復調器におい
ては、アダプティブアレイとビタビ等化器とが縦続に接
続された構成をとり、さらに、レプリカ生成部において
目標信号として用いるタップのタイミングを変更可能と
することで、同一チャネル干渉波の存在する周波数選択
性フェージング伝送路においても、遅延波にアダプティ
ブアレイのビームを向けることが可能となる。これによ
り、干渉波の存在する周波数選択性フェージング伝送路
として、たとえば、遅延波の電力が先行波の電力よりも
大きな伝送路においても、遅延波の電力を効率よく取り
込むことができるため、従来技術よりも良好なビット誤
り率特性を得ることができる。

【００６８】実施の形態２．図６は、本発明にかかる復
調器の実施の形態２の構成を示す図である。なお、本実
施の形態において、先に説明した実施の形態１と同様の
構成については、同一の符号を付してその説明を省略す
る。図６において、６１，６１ａ，…，６１ｄ₀はメト
リック生成部であり、６２はスイッチ制御回路であり、
６３はスイッチ群であり、６４は加算器である。また、
６０１はスイッチ制御信号を示し、６０２は選択された
２乗誤差を示し、６０３はブランチメトリックを示す。

【００６９】つぎに、本実施の形態における復調器の動
作を詳細に説明する。なお、先に説明した実施の形態１
と同様の動作については、その説明を省略する。スイッ
チ１６は、トレーニング系列１０６および送信系列の候
補１０８が入力されると、トレーニング系列に相当する
部分の受信信号を処理している期間についてはトレーニ
ング系列１０６を、ランダムデータに相当する部分の受
信信号を処理している期間については送信系列の候補１
０８を、それぞれメトリック生成部（０）６１〜
（Ｄ₀）６１ｄ₀に対して出力する。

【００７０】メトリック生成部（０）６１〜（Ｄ₀）６
１ｄ₀では、受信ベースバンド信号１０１と、トレーニ
ング系列１０６もしくは送信系列の候補１０８と、を受
け取ると、目標信号として用いるタップのタイミングを
０〜シンボル過去にずらし、個々にタップ係数の推定処
理および２乗誤差１０７の算出処理を行う。なお、本実
施の形態では、（Ｄ₀＋１）個のメトリック生成部を有
する場合について例示するが、必ずしも（Ｄ₀＋１）個
のメトリック生成部を用意する必要はなく、伝送路の条
件によってその数を削減することとしてもよい。

【００７１】図７は、メトリック生成部（０）６１の内
部構成を示す図である。また、図８は、目標信号として
用いるタップのタイミングを１シンボル過去にずらした
メトリック生成部（１）６１ａの内部構成を示す図であ
る。図示のメトリック生成部（０）６１およびメトリッ
ク生成部（１）６１ａは、それぞれ図１６および図１に
示す復調器からスイッチ１６と系列推定部１７を取り除
いたものとなっているため、その他の構成については、
同一の符号を付してその説明を省略する。なお、上記以
外のメトリック生成部（２）〜（Ｄ₀−１）について
は、目標信号として用いるタップのタイミングをさらに
１シンボルずつ過去にずらしたものであるため、その構
成については説明を省略し、以降は、メトリック生成部
（Ｄ₀）６１ｄ₀の構成および動作について説明を行う。

【００７２】図９は、目標信号として用いるタップのタ
イミングをＤ₀シンボル過去にずらしたメトリック生成
部（Ｄ₀）６１ｄ₀の内部構成を示す図である。図９にお
いて、１２ｄ₀は目標信号として用いるタップのタイミ
ングをＤ₀シンボル過去にずらしたレプリカ生成部であ
る。また、図１０は、レプリカ生成部１２ｄ₀の内部構
成を示す図であり、このレプリカ生成部１２ｄ₀におい
て、４２ｄ₀は乗算器である。

【００７３】このように構成されたレプリカ生成部１２
ｄ₀では、前述した実施の形態１のレプリカ生成部１２
ａと同様に、トレーニング系列１０６もしくは送信系列
の候補１０８とタップ係数１０５とを受け取ると、それ
らの乗算結果とシフトレジスタ出力４０１の第（Ｄ₀＋
１）要素を加算し、その加算結果をアレイ出力のレプリ
カ１０３として出力する。たとえば、時刻ｉＴにおける
アレイ出力のレプリカ１０３をｙ_e（ｉ）とすると、ア
レイ出力のレプリカｙ_e（ｉ）は、式（２９）のように
表すことができる。 ｙ_e（ｉ）＝ｂ_e（ｉ−Ｄ₀）＋Ｗ_e ^HＢ_D0+1´（ｉ） …（２９）

【００７４】ただし、Ｗ_eは式（３）で定義されたレプ
リカ生成部のＤ₀次元タップ係数ベクトルであり、Ｂ
_D0+1´（ｉ）はシフトレジスタ出力４０１の第（Ｄ₀＋
１）要素を除いたＤ₀次元ベクトルであり、このＤ₀次元
ベクトルＢ_D0+1´（ｉ）は、以下の式（３０）で定義さ
れる。 Ｂ_D0+1´^H（ｉ） ＝［ｂ_e ^*（ｉ），ｂ_e ^*（ｉ−１），…，ｂ_e ^*（ｉ−Ｄ₀＋１）］ …（３０） 以上のようにして求められたアレイ出力のレプリカ１０
３は、図９の減算器１３へ送られ、シフトレジスタ出力
４０１の第（Ｄ₀＋１）要素ｂ_e（ｉ−Ｄ₀）を目標信号
として、タップ係数の推定処理および２乗誤差１０７の
算出処理が行われる。

【００７５】本実施の形態の復調器では、まず、メトリ
ック生成部（０）６１〜（Ｄ₀）６１ｄ₀において、タッ
プ係数１０５を推定後、そのタップ係数１０５を固定し
て再度トレーニング系列に相当する部分の受信信号を処
理し、その処理で出力される２乗誤差１０７を、後述す
るスイッチ制御回路６２で用いる。一方、ランダムデー
タに相当する部分の受信信号を処理している期間ついて
は、トレーニング系列の期間で推定したタップ係数１０
５を固定して２乗誤差１０７を求める。なお、本実施の
形態においては、トレーニング系列の部分で推定したタ
ップ係数１０５を固定して、ランダムデータに相当する
部分の受信信号を処理する場合について例示するが、こ
れに限らず、たとえば、系列推定部１７より仮判定値を
出力し、その仮判定値から求めた誤差信号に基づいて、
ランダムデータの部分のタップ係数１０５を更新するこ
ととしてもよい。

【００７６】また、メトリック生成部（０）６１〜（Ｄ
₀）６１ｄ₀の生成する２乗誤差１０７は、図６のスイッ
チ制御回路６２およびスイッチ群６３に送られ、たとえ
ば、スイッチ制御回路６２では、トレーニング系列に相
当する部分の２乗誤差１０７を受け取ると、その２乗誤
差１０７の累積値を求める。ここでは、予め定められた
スレッショルドと２乗誤差１０７の累積値とを比較し、
たとえば、２乗誤差１０７の累積値がスレッショルドよ
りも小さい場合には、スイッチ群６３内の対応するスイ
ッチをＯＮとし、一方、２乗誤差１０７の累積値がスレ
ッショルドよりも大きい場合には、ＯＦＦとするよう
な、スイッチ制御信号６０１を出力する。なお、本実施
の形態では、スイッチ群６３を「２乗誤差１０７の累積
値の大きさ」により制御したが、これに限らず、たとえ
ば、２乗誤差１０７の累積値の代わりに、「誤差信号１
０４の絶対値の累積値」を用いることとしてもよい。ま
た、トレーニング系列と受信信号との相関値を用いたス
ライディング相関法などの手段によって遅延波の遅延時
間を推定し、その推定結果に基づいてスイッチ群６３の
ＯＮ／ＯＦＦを制御することとしてもよい。

【００７７】また、２乗誤差１０７を受け取ったもう一
方のスイッチ群６３では、ランダムデータに相当する部
分の受信信号を処理している期間においてスイッチ制御
信号６０１と２乗誤差１０７とを受け取ると、そのスイ
ッチ制御信号６０１に基づいてスイッチのＯＮ／ＯＦＦ
を行い、たとえば、ＯＮに設定されたスイッチから２乗
誤差６０２を出力する。

【００７８】加算器６４では、選択された２乗誤差６０
２を加算し、その加算結果をブランチメトリック６０３
として系列推定部１７に対して出力する。そして、系列
推定部１７では、受け取ったブランチメトリック６０３
を用いて最尤系列推定を行い、その推定結果を硬判定デ
ータ１０９として出力する。

【００７９】このように、本実施の形態においては、タ
ップのタイミングが異なる複数のメトリック生成部を備
え、さらに各メトリック生成部が遅延時間の異なる遅延
波に対してビームを向けるようにタップ係数を推定す
る。これにより、各メトリック生成部が出力する２乗誤
差を選択し、その加算結果をブランチメトリックとして
用いているため、遅延波の電力も取り込むことで十分な
パスダイバーシチ効果が得られ、従来技術および前述の
実施の形態１と比べて、さらにビット誤り率特性を改善
することができる。

【００８０】実施の形態３．図１１は、本発明にかかる
復調器の実施の形態３の構成を示す図である。なお、本
実施の形態において、先に説明した実施の形態１および
２と同様の構成については、同一の符号を付してその説
明を省略する。図１１において、７１は重み付け制御回
路であり、７２は乗算器群であり、７０１は重み付け制
御信号、７０２は重み付けされた２乗誤差である。

【００８１】つぎに、本実施の形態における復調器の動
作を詳細に説明する。なお、先に説明した実施の形態１
または２と同様の動作については、その説明を省略す
る。スイッチ１６は、トレーニング系列１０６と系列推
定部１７から出力される送信系列の候補１０８が入力さ
れると、トレーニング系列に相当する部分の受信信号を
処理している期間についてはトレーニング系列１０６
を、ランダムデータに相当する部分の受信信号を処理し
ている期間については送信系列の候補１０８を、それぞ
れメトリック生成部（０）６１〜（Ｄ₀）６１ｄ₀へ出力
する。

【００８２】メトリック生成部（０）６１〜（Ｄ₀）６
１ｄ₀では、受信ベースバンド信号１０１と、トレーニ
ング系列１０６もしくは送信系列の候補１０８と、を受
け取ると、タップ係数の推定処理および２乗誤差１０７
の算出処理を行い、それらの処理結果として２乗誤差１
０７を、重み付け制御回路７１および乗算器７２に対し
て出力する。

【００８３】本実施の形態では、実施の形態２と同様
に、メトリック生成部（０）６１〜（Ｄ₀）６１ｄ₀にお
いて、まずトレーニング系列に相当する部分の受信信号
を処理してタップ係数を推定後、そのタップ係数を固定
して再度トレーニング系列に相当する部分の受信信号を
処理し、その処理で出力される２乗誤差１０７を、後述
する重み付け制御回路７１で用いる。一方、ランダムデ
ータに相当する部分の受信信号を処理している期間につ
いては、トレーニング系列の部分で推定したタップ係数
を固定して２乗誤差１０７を求める。なお、本実施の形
態では、トレーニング系列の部分で推定したタップ係数
を固定して、ランダムデータに相当する部分の受信信号
を処理する場合について例示するが、これに限らず、た
とえば、系列推定部１７より仮判定値を出力し、その仮
判定値から求めた誤差信号に基づいて、ランダムデータ
の部分のタップ係数を更新することとしてもよい。

【００８４】重み付け制御回路７１では、トレーニング
系列に相当する部分の２乗誤差１０７を受け取ると、そ
の２乗誤差１０７の累積値の逆数を求め、その処理結果
を重み付け係数７０１として出力する。なお、ここで
は、重み付け係数７０１を「２乗誤差１０７の累積値の
逆数」としたが、これに限らず、たとえば、「２乗誤差
１０７の累積値から予め定めたテーブル」を用いて重み
付け係数７０１を求めることとしてもよい。また、「２
乗誤差１０７の累積値」の代わりに、図７〜図９におけ
る「誤差信号１０４の絶対値の累積」値を用いることと
してもよい。また、実施の形態２のように選択された２
乗誤差に対して、重み付けを行うこととしてもよい。

【００８５】乗算器７２では、ランダムデータに相当す
る部分の２乗誤差１０７と重み付け係数７０１とを乗算
し、その乗算結果を重み付けされた２乗誤差７０２とし
て出力する。そして、加算器６４では、重み付けされた
２乗誤差７０２を加算し、その加算結果をブランチメト
リック６０３として出力する。最後に、系列推定部１７
では、ブランチメトリック６０３を用いて最尤系列推定
を行い、その推定結果を硬判定データ１０９として出力
する。

【００８６】このように、本実施の形態においては、タ
ップのタイミングが異なる複数のメトリック生成部を備
え、さらに、それらが出力する２乗誤差を、トレーニン
グ系列に相当する部分の２乗誤差の累積値で重み付け
し、その処理結果を加算する。これにより、スイッチで
２乗誤差を選択し、その選択結果を加算する実施の形態
２よりも、各メトリック生成部が出力する２乗誤差の信
頼性をより正確に反映することができるため、さらにビ
ット誤り率特性を改善することができる。

【００８７】実施の形態４．図１２は、本発明にかかる
復調器の実施の形態４の構成を示す図である。なお、本
実施の形態において、先に説明した実施の形態１、２お
よび３と同様の構成については、同一の符号を付してそ
の説明を省略する。図１２において、１７ａはリスト出
力ビタビアルゴリズムを用いた系列推定部である。

【００８８】リスト出力ビタビアルゴリズムとは、ビタ
ビアルゴリズムをつぎのように一般化したものである。 （１）ビタビアルゴリズムのメモリ長を伝送路メモリ長
より小さく設定する。 （２）各ステートにつながる生き残りパスを１本でな
く、Ｓ本に一般化する。

【００８９】前者の一般化は、判定帰還系列推定（ＤＦ
ＳＥ）と同一の概念であり、後者の一般化は、２値伝送
を仮定すると、２Ｓ本の参入パスの中からメトリック値
の尤度の高いＳ本を選択するものである。リスト出力ビ
タビアルゴリズムを用いてビタビアルゴリズムのメモリ
長を伝送路メモリ長より小さく設定することで、ステー
ト数を削減して装置規模を小さくすることが可能とな
り、さらに、各ステートにおいて複数本の生き残りパス
を残すことで、上記ステート数の削減によるＭＬＳＥか
らの特性劣化をある程度抑えることが可能となる。

【００９０】つぎに、本実施の形態における復調器の動
作を詳細に説明する。なお、先に説明した実施の形態３
と同様の動作については、その説明を省略する。系列推
定部１７ａでは、上記リスト出力ビタビアルゴリズムを
用いて送信系列を推定し、その推定結果を硬判定データ
１０９として出力する。たとえば、図１３は、系列推定
部１７ａの内部構成を示す図である。なお、実施の形態
１において説明した図５と同様の構成については、同一
の符号を付してその説明を省略する。図１３において、
５１ａは上記リスト出力ビタビアルゴリズムに基づいて
動作するＡＣＳ演算回路であり、５３ａは各ステートの
生き残りパスを送信系列の候補として出力するパスメモ
リである。

【００９１】このように構成された系列推定部１７ａに
おいて、時刻ｉＴにおけるビタビアルゴリズムのステー
トｓ_iにつながるｕ番目のパスｓ_i［ｕ］と、ブランチｓ
_i／ｓ_i-1につながるｖ番目のパスｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］と、
をそれぞれ以下の式（３１）および式（３２）で定義す
る。 ｓ_i［ｕ］＝ ［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V+1´，Ｉ_i-V ^SV´，…，Ｉ_i-D0 ^SV´］ …（３１） ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］＝ ［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V´，Ｉ_i-V-1 ^SV´，…，Ｉ_i-D0 ^SV´］ …（３２） ただし、Ｉ_i´はステートｓ_iまたはブランチｓ_i／ｓ_i-1
により決定される送信系列の候補であり、Ｉ_i ^SV´はス
テートｓ_iまたはブランチｓ_i／ｓ_i-1につながるｕ番目
またはｖ番目の生き残りパスに基づく送信系列の候補で
あり、Ｖはビタビアルゴリズムのメモリ長であり、Ｄ₀
は伝送路メモリ長である。

【００９２】ＡＣＳ演算回路５１ａおよびパスメモリ５
３ａが、ブランチｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］により決定される送
信系列の候補［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V´，Ｉ_i-V-1
^SV´，…，Ｉ_i-D0 ^SV´］をメトリック生成部（０）６１
〜（Ｄ₀）６１ｄ₀に対して出力すると、その送信系列の
候補［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V´，Ｉ_i-V-1 ^SV´，
…，Ｉ_i-D0 ^SV´］に対応したブランチメトリック６０３
が入力される。

【００９３】ＡＣＳ演算回路５１ａでは、下記の式（３
３）のように、パスメトリックメモリ５２に蓄えられて
いる一時刻前のパスメトリック５０２にブランチメトリ
ック６０３を加算し、すべてのブランチｓ_i／ｓ
_i-1［ｖ］（ｖ＝１，２，…，Ｓ）に対してパスメトリ
ックの候補を算出する。 Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］］ ＝Ｈ_i-1［ｓ_i-1［ｖ］］＋Γ［ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］］ …（３３） ただし、Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］］はブランチｓ_i／ｓ
_i-1［ｖ］により決定されるパスメトリックの候補であ
り、Ｈ_i-1［ｓ_i-1［ｖ］］はステートｓ_i-1［ｖ］によ
り決定される一時刻前のパスメトリック５０２であり、
Γ［ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］］はブランチｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］に
対応したブランチメトリック６０３である。

【００９４】さらに、すべての順位のすべてのステート
ｓ_i［ｕ］（ｕ＝１，２，…，Ｓ）毎に、下記の式（３
４）の処理を行う。すなわち、ステートｓ_iに参入する
ブランチｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］により決定されるパスメトリ
ックの候補Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1［ｖ］］の中からｕ番目に
小さいものを選択し、その選択結果をパスメトリック５
０１として、パスメトリックメモリ５２とパスメモリ５
３ａに対して出力する。

【００９５】

【数４】

【００９６】ただし、Ｈ_i［ｓ_i［ｕ］］はステートｓ_i
［ｕ］により決定されるパスメトリック５０１である。

【００９７】また、ＡＣＳ演算回路５１ａでは、さら
に、どのパスを選択したかという情報を、生き残りパス
５０３としてパスメモリ５３ａに対して出力する。

【００９８】パスメモリ５３ａでは、所定の時刻分のパ
スメモリ５０３を蓄え、パスメトリック５０１が最小と
なるパスにより決定される送信系列を、硬判定データ１
０９として出力する。

【００９９】このように、本実施の形態においては、系
列推定にリスト出力ビタビアルゴリズムを用いること
で、遅延波の遅延時間が大きな伝送路においてＭＬＳＥ
を用いた場合と比べて、小さな装置規模で系列推定部を
実現でき、ＭＬＳＥを用いた場合における特性劣化につ
いても、ある程度小さく抑えることができる。

【０１００】実施の形態５．図１４は、本発明にかかる
復調器の実施の形態５の構成を示す図である。なお、本
実施の形態において、先に説明した実施の形態１、２、
３および４と同様の構成については、同一の符号を付し
てその説明を省略する。図１４において、１７ｂは軟判
定出力ビタビアルゴリズムを用いた系列推定部であり、
さらに１１０は軟判定データを示す。

【０１０１】つぎに、本実施の形態における復調器の動
作を詳細に説明する。なお、先に説明した実施の形態３
または４と同様の動作については、その説明を省略す
る。系列推定部１７ｂでは、軟判定出力ビタビアルゴリ
ズムを用いて、後段で行われる誤り訂正のための軟判定
データ１１０を出力する。図１５は系列推定部１７ｂの
内部構成を示す図である。なお、実施の形態１または４
において説明した図５または図１３と同様の構成につい
ては、同一の符号を付してその説明を省略する。図１５
において、５１ｂはＡＣＳ演算回路であり、５４は軟判
定データ生成部である。

【０１０２】このように構成された系列推定部１７ｂに
おいて、時刻ｉＴにおけるビタビアルゴリズムのステー
トｓ_i、およびブランチｓ_i／ｓ_i-1につながるパスは、
それぞれ前述した式（２５）および式（２６）にて定義
される。そして、ＡＣＳ演算回路５１ｂが、ブランチｓ
_i／ｓ_i-1により決定される送信系列の候補［Ｉ_i´，Ｉ
_i-1´，…，Ｉ_i-V´］をメトリック生成部（０）６１〜
（Ｄ₀）６１ｄ₀に対して出力すると、その送信系列の候
補［Ｉ_i´，Ｉ_i-1´，…，Ｉ_i-V´］に対応したブラン
チメトリック６０３が入力される。

【０１０３】ＡＣＳ演算回路５１ａでは、前述した式
（２７）のように、パスメトリックメモリ５２に蓄えら
れている一時刻前のパスメトリック５０２にブランチメ
トリック６０３を加算し、すべてのブランチｓ_i／ｓ_i-1
に対してパスメトリックの候補を算出する。

【０１０４】さらに、すべてのステートｓ_i毎に、前述
した式（２８）の処理を行う。すなわち、ステートｓ_i
に参入するブランチｓ_i／ｓ_i-1により決定されるパスメ
トリックの候補Ｈ_i［ｓ_i／ｓ_i-1］を比較して、最も小
さいものを選択し、その選択結果をパスメトリック５０
１として、パスメトリックメモリ５２と軟判定データ生
成部５４に対して出力する。

【０１０５】軟判定データ生成部５４では、パスメトリ
ック５０１が入力されると、（Ｖ−１）シンボル過去の
送信系列の候補が−１となるステートのパスメトリック
と、＋１となるステートのパスメトリックと、の差を求
め、その演算結果を軟判定データ１１０として出力す
る。たとえば、送信系列Ｉ_iが±１の２値をとる場合、
時刻ｉＴにおける軟判定データ１１０をｙ_iとすると、
軟判定データｙ_i-V+1は、以下の式（３５）のように表
すことができる。

【０１０６】

【数５】

【０１０７】なお、ここでは、軟判定出力ビタビアルゴ
リズムを用いて軟判定データを求める場合について例示
したが、これに限らず、たとえば、軟判定データを求め
るためのものであれば、送信系列の事後確率を推定する
ＭＡＰアルゴリズムやそれを簡略化したｌｏｇＭＡＰア
ルゴリズムなどの他のアルゴリズムを用いることとして
もよい。

【０１０８】このように、本実施の形態においては、後
段で行われる誤り訂正のための軟判定データを系列推定
部から出力するため、硬判定データを用いて誤り訂正を
行った場合と比べて、誤り訂正後のビット誤り率特性を
大幅に改善することができる。

【０１０９】

【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、同一チャネル干渉波の存在する周波数選択性フェー
ジング伝送路においても、アダプティブアレイ（アレイ
出力生成手段）とビタビ等化器（系列推定手段）とを縦
続接続する構成とし、さらに、レプリカ生成手段におい
て目標信号として用いるタップのタイミングを変更可能
とすることで、遅延波にアダプティブアレイのビームを
向けることが可能となる。これにより、干渉波の存在す
る周波数選択性フェージング伝送路として、たとえば、
遅延波の電力が先行波の電力よりも大きな伝送路におい
ても、遅延波の電力を効率よく取り込むことができるた
め、従来技術よりも良好なビット誤り率特性を得ること
が可能な復調器を得ることができる、という効果を奏す
る。

【０１１０】つぎの発明によれば、タップのタイミング
が異なる複数のタップ係数推定／２乗誤差算出手段を備
え、さらに各タップ係数推定／２乗誤差算出手段が遅延
時間の異なる遅延波に対してビームを向けるようにタッ
プ係数を推定する。これにより、各タップ係数推定／２
乗誤差算出手段が出力する２乗誤差を選択し、その加算
結果をブランチメトリックとして用いているため、遅延
波の電力も取り込むことで十分なパスダイバーシチ効果
が得られ、さらにビット誤り率特性を改善することが可
能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。

【０１１１】つぎの発明によれば、予め定められたスレ
ッショルドと２乗誤差の累積値とを比較し、たとえば、
２乗誤差の累積値がスレッショルドよりも小さい場合
に、対応するスイッチをＯＮとし、一方、２乗誤差の累
積値がスレッショルドよりも大きい場合に、ＯＦＦとす
るような、スイッチ制御信号を出力する。これにより、
確実なスイッチング制御を行うことができる、という効
果を奏する。

【０１１２】つぎの発明によれば、タップのタイミング
が異なる複数のタップ係数推定／２乗誤差算出手段を備
え、さらに、それらが出力する２乗誤差を、トレーニン
グ系列に相当する部分の２乗誤差の累積値で重み付け
し、その処理結果を加算する。これにより、各タップ係
数推定／２乗誤差算出手段が出力する２乗誤差の信頼性
をより正確に反映することができるため、さらにビット
誤り率特性を改善することが可能な復調器を得ることが
できる、という効果を奏する。

【０１１３】つぎの発明によれば、トレーニング系列に
相当する部分の２乗誤差を受け取ると、その２乗誤差の
累積値の逆数を求め、その処理結果を重み付け係数とし
て出力する。そして、ランダムデータに相当する部分の
２乗誤差と重み付け係数とを乗算し、その乗算結果を重
み付けされた２乗誤差として出力する。これにより、確
実な重み付け処理を行うことができる、という効果を奏
する。

【０１１４】つぎの発明によれば、系列推定にリスト出
力ビタビアルゴリズムを用いることで、遅延波の遅延時
間が大きな伝送路において、たとえば、ＭＬＳＥを用い
た場合と比べて、小さな装置規模で系列推定手段を実現
でき、ＭＬＳＥを用いた場合における特性劣化について
も、ある程度小さく抑えることが可能な復調器を得るこ
とができる、という効果を奏する。

【０１１５】つぎの発明によれば、後段で行われる誤り
訂正のための軟判定データを系列推定手段から出力する
ため、硬判定データを用いて誤り訂正を行った場合と比
べて、誤り訂正後のビット誤り率特性を大幅に改善する
ことが可能な復調器を得ることができる、という効果を
奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明にかかる復調器の実施の形態１の構成
を示す図である。

【図２】 実施の形態１の復調器におけるアダプティブ
アレイ部の内部構成を示す図である。

【図３】 実施の形態１の復調器におけるＦＦフィルタ
の内部構成を示す図である。

【図４】 実施の形態１の復調器におけるレプリカ生成
部の内部構成を示す図である。

【図５】 実施の形態１の復調器における系列推定部の
内部構成を示す図である。

【図６】 本発明にかかる復調器の実施の形態２の構成
を示す図である。

【図７】 実施の形態２の復調器におけるメトリック生
成部の内部構成を示す図である。

【図８】 目標信号として用いるタップのタイミングを
１シンボル過去にずらしたメトリック生成部の内部構成
を示す図である。

【図９】 目標信号として用いるタップのタイミングを
Ｄ₀シンボル過去にずらしたメトリック生成部の内部構
成を示す図である。

【図１０】 図９に示すメトリック生成部におけるレプ
リカ生成部の内部構成を示す図である。

【図１１】 本発明にかかる復調器の実施の形態３の構
成を示す図である。

【図１２】 本発明にかかる復調器の実施の形態４の構
成を示す図である。

【図１３】 実施の形態４の復調器における系列推定部
の内部構成を示す図である。

【図１４】 本発明にかかる復調器の実施の形態５の構
成を示す図である。

【図１５】 実施の形態５の復調器における系列推定部
の内部構成を示す図である。

【図１６】 従来の復調器の構成を示す図である。

【図１７】 従来の復調器におけるレプリカ生成部の内
部構成を示す図である。

【符号の説明】

１１ アダプティブアレイ部、１２ａ レプリカ生成
部、１３ 減算器、１４タップ係数更新部、１５ ２乗
回路、１６ スイッチ部、１７，１７ａ，１７ｂ系列推
定部、２１ａ，２１ｂ，２１ｌ ＦＦフィルタ、２２
加算器、３１シフトレジスタ、３２ 乗算器、３３ 加
算器、４１ シフトレジスタ、４２ａ，４２ｄ₀ 乗算
器、４３ 加算器、５１ ＡＣＳ演算回路、５２ パス
メトリックメモリ、５３ パスメモリ、６１，６１ａ，
６１ｄ₀ メトリック生成部、６２ スイッチ制御回
路、６３ スイッチ群、６４ 加算器、７１ 重み付け
制御回路、７２ 乗算器群。

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/01 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｋ Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 DB02 DB03 DB04 EA04 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA24 FA26 FA31 FA32 GA02 HA05 5K004 AA01 BA02 BB06 5K046 AA05 BB05 EE06 EE56 EF05 EF13 5K059 CC03 DD35 DD39 EE02

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のアンテナの受信信号にタップ係数
   を乗算し、それらの乗算結果を加算してアレイ出力を生
   成するアレイ出力生成手段と、 トレーニング系列または送信系列の候補のいずれか一方
   を選択する選択手段と、 前記トレーニング系列または前記送信系列の候補にタッ
   プ係数を乗算し、それらの乗算結果を加算してアレイ出
   力のレプリカを生成し、さらに目標信号として用いるタ
   ップのタイミングを過去にずらすレプリカ生成手段と、 前記アレイ出力と前記アレイ出力のレプリカとの差を求
   め、その演算結果を誤差信号として出力する誤差信号出
   力手段と、 前記誤差信号に基づいて前記タップ係数を更新するタッ
   プ係数更新手段と、 前記誤差信号を２乗し、その演算結果を２乗誤差として
   出力する２乗誤差出力手段と、 前記２乗誤差をブランチメトリックとして用いることに
   より最尤系列推定を行い、その推定結果を硬判定データ
   として出力する系列推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。
2. 【請求項２】 トレーニング系列または送信系列の候補
   のいずれか一方を選択する選択手段と、 複数のアンテナの受信信号と、前記トレーニング系列ま
   たは前記送信系列の候補と、に基づいて、タップ係数の
   推定処理および２乗誤差の算出処理を行い、さらに目標
   信号として用いるタップのタイミングが異なる複数のタ
   ップ係数推定／２乗誤差算出手段と、 前記複数の２乗誤差に対してスイッチング制御を行い、
   その制御で選択された２乗誤差を出力する２乗誤差制御
   手段と、 前記選択された２乗誤差を加算し、その加算結果をブラ
   ンチメトリックとして出力するブランチメトリック出力
   手段と、 前記ブランチメトリックを用いることにより最尤系列推
   定を行い、その推定結果を硬判定データとして出力する
   系列推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。
3. 【請求項３】 前記２乗誤差制御手段は、トレーニング
   系列に相当する部分の受信信号の処理期間における、２
   乗誤差の累積値に基づいて、前記スイッチング制御を行
   うことを特徴とする請求項２に記載の復調器。
4. 【請求項４】 トレーニング系列または送信系列の候補
   のいずれか一方を選択する選択手段と、 複数のアンテナの受信信号と、前記トレーニング系列ま
   たは前記送信系列の候補と、に基づいて、タップ係数の
   推定処理および２乗誤差の算出処理を行い、さらに目標
   信号として用いるタップのタイミングが異なる複数のタ
   ップ係数推定／２乗誤差算出手段と、 前記複数の２乗誤差に対して重み付け係数を乗算し、そ
   の乗算により重み付けられた２乗誤差を出力する重み付
   け手段と、 前記重み付けられた２乗誤差を加算し、その加算結果を
   ブランチメトリックとして出力するブランチメトリック
   出力手段と、 前記ブランチメトリックを用いることにより最尤系列推
   定を行い、その推定結果を硬判定データとして出力する
   系列推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。
5. 【請求項５】 前記重み付け手段は、トレーニング系列
   に相当する部分の受信信号の処理期間における、２乗誤
   差の累積値に基づいて、重み付け係数を求めることを特
   徴とする請求項４に記載の復調器。
6. 【請求項６】 前記系列推定手段は、所定のリスト出力
   ビタビアルゴリズムを用いて系列推定を行うことを特徴
   とする請求項４または５に記載の復調器。
7. 【請求項７】 前記系列推定手段は、誤り訂正のための
   軟判定データを出力することを特徴とする請求項４また
   は５に記載の復調器。