CN1127228C - 自适应阵列收发射机 - Google Patents

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Abstract

来自多个天线111至11Q的接收基带信号通过与加权系数相乘而被线性合成，然后把判决信号延迟一个符号持续期，把已延迟信号与反馈滤波器系数wb *相乘以产生符号间干扰，从线性合成输出y(i)减去该符号间干扰。相减后的输出经受信号判决以获得判决信号，然后获得判决单元17的输入与判决信号之差作为误差信号e(i)，在参数估计部71中估计加权系数w1 *至wQ *和反馈滤波器系数wb *使得误差信号e(i)的平方为最小。在发射方，把发射信号延迟1T的时间，然后与反馈滤波器wb *相乘，再从发射信号中减去符号干扰使发射信号失真，再把失真的信号分别与加权系数w1 *至wQ *相乘，从而创建了用于加到天线111至11Q去的发射基带信号。

Description

自适应阵列收发射机
技术领域
本发明涉及在数字无线通信中能抑制由干扰信号及符号间干扰造成的传输性能恶化的自适应阵列收发射机，尤其涉及在上行链路和下行链路都使用同一载波频率的TDD(时分双工)系统中的自适应阵列收发射机。
背景技术
在数字移动通信中，为了有效地利用频率，采纳了在空间重复使用同一频率，因此对抗同频道干扰成了重要课题。属于干扰对消器的自适应阵列是有希望的对抗技术之一。以上行链路的基站接收为例，其工作参照图1加以说明。有了自适应阵列，就能把从其多个天线接收的信号用控制相位和幅度的方法加以合成，从整体上通过自适应地控制阵列天线11的方向性10来抑制干扰。在图1的例子中，在从移动台M1接收已发射信号的情况下，基站BS在干扰的移动台M2和M3的方向减低阵地天线11的天线增益以抑制由该方向接收的信号，即干扰信号，同时在移动台M1的方向增加天线增益以接收足够高电平的希望信号。
图2是TDD方式中的帧结构。在TDD方式中，如图2的A行所示，举例说，除了每个移动台在其上行链路UL和下列链路DL使用同一载波频率外，各移动台M1、M2和M3时分同一频率的载波。因此，如图2的B行所示，例如，移动台M1以脉冲串的形式在给定时隙的上行链路UL上把信号发送给基站，以脉冲串的形式在下行链路DL上从基站接收信号。每个脉冲串信号包括训练信号TR和随后的数据信号DATA，上行链路脉冲串信号和下行链路脉冲串信号相邻，但是互隔一段保护时间TG。因此，只要在上行链路和下行链路脉冲串期间不经受剧烈变动，上行链路和下行链路通道的冲激响应可认为基本相同。保护时间TG的确定考虑到通道的相当长的传输延迟。
在象TDD系统那样的上行链路和下行链路使用同一载波频率的系统中，由于可把相邻的上行链路和下行链路脉冲串信号看成在基本同一通道上传播，所以上行链路和下行链路通道冲激响应也可认为相同。因此，如果在上行链路上得到的接收天线增益方向性图用作在下行链路上的发射天线方向性图，就可能减少对在下行链路中移动台接收的干扰。这可以参照图1来说明：如果把接收天线增益10用作发射天线增益，无线电波不向移动台M2和M3发射，而朝移动台M1的方向发射，因此可以抑制对移动台M2和M3的干扰。
利用上述发射方式的自适应阵列收发射机的描述可见于例如作者为富里  繁(Shigeru TOMISATO)和松本正(Tadashi MATSUMOTO)的“TDD移动通信系统中自适应收发阵列的性能(Performances of Adaptive Transmissionand Reception Array in TDD Mobile Communication System)”，B-5-87，1997年电子信息通信学会(IEICE)综合大会，其结构示于图3，图中对某些部分作了补充。顺便说一下，在图3中假定接收机基带信号的取样周期TS与调制符号持续时间T相等。
来自构成阵列天线11的Q(Q为等于或大于2的整数)个收发共用天线并通过双工器121至12Q的接收信号在各自对应的基带接收信号产生器131至13Q中被变换成基带信号、作为接收基带信号馈送至输出端141至14Q。接收基带信号各有同相和正交分量，图3中的基带接收信号产生器131至13Q组成接收部13。本文以下述及的基带信号都以复数表示，其同相和正交分量分别为实部和虚部。与从收发共用天线111至11Q来的高频信号对应的接收基带信号x1(i)至xQ(i)分别与复数乘法器151至15Q中的加权系数w1 *至wQ *相乘，用复数加法器16把各乘法器输出加到一起，由此输出所得的合成信号y(i)。通过对加权系数w1 *至wQ *的自适应控制，可控制阵列天线11的接收天线增益的方向性，因而可产生合成信号y(i)以抑制干扰信号。复数乘法器151至15Q和复数加法器16构成线性合成部20。判决单元17对合成信号y(i)作出硬判决并通过输出端18输出判决信号。
假定使用已知的训练信号来对参数估计进行初始收敛，并假定接收信号如以前参考图2所述地以脉冲串形式传送，而且，在训练信号之后跟随数据信号。切换电路19在训练信号期间从训练信号存储器21输出训练信号，而在其后的数据信号期间输出判决信号。复数减法器22输出来自切换电路19的输出和来自复数加法器16的合成信号之差作为误差信号e(i)。判决单元17、切换电路19、训练信号存储器21和复数减法器22组成信号判决部24。向参数估计部23输入接收基带信号x2(i)至xQ(i)和误差信号e(i)，通过使用最小均方算法使误差信号e(i)的均方值为最小来估计各加权系数w1 *至wQ *。
另一方面，发射信号通过输入端25和混合器(hybrid)26输入到复数乘法器271至27Q。复数乘法器271至27Q分别使该发射信号和上述的加权系数w1 *至wQ *相乘。这是相当于使发射天线方向性图与接收天线方向性图相符的操作。混合器26和复数乘法器271至27Q构成发射基带产生部30。来自复数乘法器271至27Q的Q个输出信号由RF(射频)调制波产生器281至28Q变换成RF频带信号，然后分别通过双工器121至12Q送至对应的收发共用天线111至11Q并由此天线阵列发射出去。RF调制波产生器281至28Q构成发射部28。
通过使用由载波信号产生器29产生的载波信号，接收基带信号产生器131至13Q和RF调制波产生器281至28Q分别执行下变频和上变频。在图4中描述了接收基带信号产生器13q(q＝1，…，Q)的结构。经由输入端31q输入的接收信号在低噪声放大器32中放大，然后由混合器33分成两支。分支信号之一用经由输入端34输入的载波信号在乘法器35中相乘，相乘后的信号输入到低通滤波器36，然后用A/D(模/数)变换器37变换成以每个取样周期TS取样的数字信号。来自混合器33的另一信号在乘法器39中与用移相器38移相90度的载波信号相乘，相乘后的信号输入到低通滤波41，然后被A/D变换器42采样以变换成数字信号。该操作属于准相干检测，从A/D变换器37和42的输出与准相干检测信号的同相和正交分量相对应；该两输出合成为接收基带信号xq，并经由输出端14q送至图3的乘法器15q。
图5表示RF调制波产生器28q(q＝1，…，Q)的结构。发射基带信号vq由输入端44q输入到该RF调制波产生器。在乘法器45中，发射基带信号vq的同相分量与由输入端34供来的载波信号相乘。另一方面，在乘法器47中，正交分量与用移相器46移相90度后的载波信号相乘。乘法器45和47的输出用加法器48合成，合成信号用发射放大器49放大，并由此经过输出端51g送到图3的双工器12q，然后到天线11q。
在图3中描述的自适应阵列收发射机中，当延迟信号分量的延迟时间大于调制符号持续时间的0.2倍或更多时，就不能忽视符号间干扰。在接收此种延迟信号的情况下，即，在频率选择性衰落的环境下，来自希望站的延迟信号分量被作为干扰信号分量排除，因此它们化为废物，这意味着不能有效地接收来自希望站的无线电波。此外，设天线数目用Q表示，如果包括希望信号的延迟信号分量在内的干扰信号数大于Q则最多只能排除Q-1个干扰信号；因此，不能除去与延迟信号分量数目相当的来自其他干扰站的无线电波，这就相应地导致收/发性能的恶化。此外，接收从自适应阵列收发射机发射来的无线电波的移动台需要额外在其无线接收机中配有均衡器功能，以便抑制由延迟信号分量造成的符号间干扰对收/发性能的恶化；在此情况下，移动台接收机的硬件规模变得巨大。
发明内容
如上所述，在频率选择性衰落的环境中，常规的自适应阵列收发射机既不能有效接收来自希望站的无线电波，又不能充分排除从其他站发出的干扰信号，因此它容易遭受收/发性能的恶化；此外，在接收发射信号的每个移动台接收机中需要有均衡器的功能，这就使接收机的硬件实现困难。
本发明的目的是提供一种自适应阵列收发射机，该收发射机即使在频率选择性衰落环境下也能防止收/发性能的恶化，而且不需要在移动台接收机中设有均衡器功能。
使用TDD方式的本发明的自适应阵列收发射机包括：
接收装置，用于把来自Q(Q为等于或大于2的整数)个收发共用天线的接收信号变换成基带信号，及用于输出接收基带信号；
线性合成装置，用于用加权系数对所述接收基带信号的每一个进行加权，及用于合成所得的各已加权接收基带信号以产生合成信号；
反馈滤波器装置，用于使反馈的复数符号信号与反馈滤波器系数进行卷积，和用于把卷积结果输出作为反馈信号；
供有所述合成信号和所述反馈信号的信号判决装置，用于作出信号判决和输出判决信号，及用于输出由所述信号判决得到的误差信号、所述反馈复数符号信号和参数估计用的复数符号信号；
供有所述接收基带信号、估计参数用的所述复数符号信号、和所述误差信号的参数估计装置，用于估计所述诸加权系数和所述反馈滤波器系数，使得所述误差信号的均方值成为最小，及用于输出所估计的系数；
发射失真装置，用于使所述诸反馈滤波器系数与延迟的发射失真信号进行卷积，以获得估计的通道失真，用于从发射信号中减去所述估计的通道失真，及用于产生相减结果作为所述的发射失真信号，其中，所述已延迟的发射失真信号是经由一延迟元件延迟的发射失真信号；
发射基带产生装置，用于用所述诸加权系数对所述发射失真信号加权以产生Q个发射基带信号；以及
发射装置，用于把所述诸发射基带信号变换成RF频率信号，及用于通过与各RF频率信号对应的所述收发共同天线把这些RF信号分别发射出去。
所述信号判决装置可以是对所述合成信号作出硬判决的判决反馈装置，也可以是通过使用所述合成信号与一复制信号之差作为误差信号来用最大似然序列估计作出信号判决的最大似然序列估计装置。
附图说明
图1是表示基站常规自适应阵列天线的方向性图和表示基站与各移动台位置相互关系的例子的图；
图2是描述TDD方式下脉冲串信号的帧结构的图；
图3是表示常规自适应阵列收发射机的功能结构的方框图；
图4是表示图3中的接收基带信号产生器13的功能结构的方框图；
图5是表示图3中的RF调制波产生器28的功能结构的方框图；
图6是表示本发明第一实施例的功能结构的方框图；
图7是表示本发明第二实施例中自适应阵列均衡/接收部的功能结构的方框图；
图8是基于图7的维特比(Viterbi)算法的网格图；
图9是描述图7实施例一变型的功能结构的方框图；
图10是描述图7实施例另一变型的功能结构的方框图；
图11是描述图6实施例一变型的功能结构的方框图；
图12是描述图7实施例又一变型的功能结构的方框图；
图13是表示使用横向滤波器作乘法器的实施例的功能方框图；
图14是描述图13的横向滤波器结构一实例的方框图；
图15是表示部分时段(fractional interval)横向滤波器一实例的方框图；
图16A是表示在训练信号期间加到复数乘法器77上的增益控制信号的波形图；
图16B是表示由图16A的增益控制信号使发射失真信号成为脉冲形状的波形图。
具体实施方式
(实施例1)
图6表示本发明实施例1的配置。
阵列天线11、双工器12、接收基带信号产生部13和RF调制波产生部28在结构上和图3的完全相同，所以在图6中用方框表示。在这里假定取样周期TS等于符号持续期T，还假定希望信号的延迟信号分量的最大延迟时间为1T。接收基带信号x1(i)至xQ(i)由端子141至14Q输入。与从收发共用天线111至11Q接收的高频信号对应的接收基带信号x1(i)至xQ(i)在复数乘法器151至15Q中分别与加权系数w1 *至wQ *相乘，然后由复数加法器16合成为合成信号y(i)。通过对加权系数w1 *至wQ *的自适应控制，可控制接收天线增益的方向性，因此可产生合成信号以抑制干扰信号。复数乘法器151至15Q和复数加法器16构成线性合成部20。
在本实施例中，为了对参数估计进行初始收敛，在训练信号期间，切换电路19从训练信号存储器21通过一已知训练信号至减法器22，从而产生训练信号和合成信号之差的误差信号e(i)。根据该误差信号，参数估计部71如稍后所述地估计(对应于反馈滤波器系数wb *的)通道冲激响应和加权系数w1 *至wQ *。在训练信号之后的数据信号期间，切换电路19把通过该电路的判决信号从判决单元17加到减法器22以与合成信号比较，根据该两信号之间的误差e(i)，参数估计电路71自适应地更新反馈滤波器系数wb *及加权系数w1 *至wQ *。
在本实施例中，由切换电路19输出的复数符号信号aR(i)用延迟元件62延迟1T的时间，然后在供有反馈信号的复数乘法器63中用反馈滤波器系数wb *卷积(相乘)。该反馈信号是对由延迟信号分量引起的符号间干扰的估计，复数乘法器63构成反馈滤波器部64。为了除去符号间干扰，复数减法器65从合成信号y(i)中减去反馈信号以产生已除去符号间干扰的信号及将其加到判决单元17。判决单元17作出对该信号的硬判决和把判决信号通过输出端18输出。复数减法器把已除去符号间干扰的信号与成为判决信号的切换电路19的输出aR(i)之差作为误差信号e(i)输出，把该误差信号供给参数估计部71。延迟元件62、复数减法器22和65、判决单元17、切换电路19及训练信号存储器21构成信号判决部67，而信号判决部67和反馈滤波器部64构成判决反馈均衡器66。线性合成部20和均衡器66合起来在下文中称为阵列均衡/接收部60。
在参数估计部71中输入有接收基带信号x1(i)至xQ(i)、作为判决信号的延迟版本的延迟元件输出aR(i-1)、以及误差信号e(i)，参数估计部71通过使用最小二乘算法使误差信号e(i)的均方值为最小来估计加权系数w1 *至wQ *。
由于延迟信号分量造成的符号间干扰在信号判决部67排除，所以希望信号的延迟信号分量不在线性合成部20排除。在线性合成部20，令天线的数目用Q表示，可以排除的干扰信号的数目仅限于Q-1个；可以排除的来自其他干扰站的无线电波数与不需排除的希望信号的延迟信号分量的数目相对应。与其对比，图3的现有技术例子不是设计成在信号判决部24中从合成信号排除符号间干扰，而且由于在参数估计部23中使用了自适应算法，来自希望站的延迟信号分量被看成干扰信号分量，并且通过对线性合成部20的加权系数w1 *至wQ *的控制而被除去；因此，可被除去的来自其他干扰站的干扰信号数目相应地减少。因此，与现有技术例子相比，本实施例允许有效地排除来自其他干扰站的无线电波，因此相应地改进了收/发性能。
其次，对图6的发射部作出说明。在TDD方式下，如上所述，上行链路和下行链路共用同一载波频率，所以可认为上行链路和下行链路通道基本上相同。因此，在发射方，把在接收上行链路信号最后一个符号时在接收方计算的反馈滤波器系数wb *原封不动地送到复数乘法器74，以产生由预期的符号间干扰引起的通道失真，并由减法器75把该通道失真预先从待发射的基带信号aT(i)中减去，即，对发射信号进行预编码。此外，与系数wb *同时计算的加权系数w1 *至wQ *原封不动地送到发射基带产生部30，从而在发射时设置的天线方向性图与阵列天线11的接收天线方向性图相同。即，用延迟元件73把发射失真信号b(i)延迟1T的期间，然后在复数乘法器74中与反馈滤波器系数wb *相乘。用复数减法器75把相乘结果从由输入端25输入的发射复数符号信号aT(i)中减去。设在发射复数符号信号aT(i)的I和Q轴上的信号点数用M表示，模操作部72执行对相减结果{aT(i)-wb *b(i-1)}的模2M操作。即，通过执行下式的操作，
b(i)＝{aT(i)-wb *b(i-1)}mod 2M  (1)如果复数减法器75的相减结果的实部或虚部在-M至+M的范围之外，就从该实部或虚部减去或加上2M的整倍数，从而把结果移入-M至+M的范围。在QPSK(四相移相键控)调制的情况下，M＝2。这种处理意在使反馈回路避免与通道情况有关的发散，所述通道情况的变化的原因在于发射失真信号b(i)经由延迟元件73和复数乘法器74反馈到复数减法器75。顺便说一下，当移动台中的接收机作出信号判决时，要求该接收机把此模操作考虑进去。用此种模操作来防止由反馈回路造成的发散例如披露在由Harashima(原岛)等人的论文“具有符号间干扰的通道的匹配发射技术(Matched-Transmission Technique for Channels with IntersymbolInterference)”，IEEE Trans.Commun.，vol.COM-20,744-780页，1972年8月中，但是该文献并未如本发明提议的提出把模操作应用于自适应阵列。
现在给由式(1)获得的信号新起名为发射失真信号b(i)。复数减法器75、模操作单元72、延迟元件73和复数乘法器74组成发射失真部76。乘法器77和78将在以后说明，此处假定乘以增益G0＝G1＝1(即，在本实施例中可略去乘法器)。这种对发射信号的预编码意在使在接收该发射信号的接收端产生的接收信号中不存在由延迟信号分量造成的符号间干扰；为此，与发射时发射信号aT(i)经受的与符号间干扰相应的失真分量提前从发射信号中减去，从而抵消了在接收端的失真。
作为发射失真部76的输出信号的发射失真信号b(i)送入发射滤波器部79，在其中被限制到预定的带宽，然后经过混合器26输入到复数乘法器271至27Q。在复数乘法器271至27Q中，已限制带宽的发射失真信号b(i)分别与上述的加权系数w1 *至wQ *相乘。这一操作相当于使发射天线方向图和接收天线方向图一致。经过输出端441至44Q、RF调制波产生部28和双工器12，把复数乘法器271至27Q的Q个输出信号作为发射基带信号提供给阵列天线11。发射滤波器部79、混合器26和复数乘法器271至27Q构成发射基带产生部30，发射失真部76和发射基带产生部30构成发射阵列预编码部70。
已经说明发射失真信号b(i)的发射保护了接收信号不受接收端符号间干扰的影响。以下用数学公式加以说明。首先，通过使用切换电路19的输出aR(i)、反馈滤波器系数wb *及误差信号e(i)，作为线性合成部20输出信号的合成信号y(i)由下式来表达：
y(i)＝aR(i)+wb *aR(i-1)+e(i)    (2)如果设置y(i)的z变换为Y(z-1)、aR(i)的z变换为AR(z-1)、及e(i)的z变换为E(z-1)，则用z变换表达的式(2)由下式给出：
Y(z-1)＝(1+wb *z-1)AR(z-1)+E(z-1)  (3)因此，设通道冲激响应的z变换用H(z-1)来表示，就有如下公式：
H(z-1)＝(1+wb *z-1)    (4)其次，如果发射失真信号b(i)用发射信号aT(i)和反馈滤波系数wb *来表达，则有如下公式：
b(i)＝aT(i)-wb *b(i-1)+2Mc(i)    (5)其中c(i)是使实部和虚部都成为整数的离散复数。如果设b(i)的z变换为B(z-1)、aT(i)的z变换为AT(z-1)、c(i)的z变换为C(z-1)，则给出用z变换表达的式(5)的公式如下：
(1+wb *z-1)B(z-1)＝AT(z-1)+2MC(z-1)  (6)利用公式(4)，则式(6)变为：
H(z-1)B(z-1)＝AT(z-1)+2MC(z-1)    (7)在上式中，H(z-1)B(z-1)是在接收端的接收信号，它等于aT(i)的z变换AT(z-1)及2MC(i)的z变换2MC(z-1)之和，这意味着虽然添加了离散复数，接收信号中没有由延迟信号分量造成的符号间干扰。
由于如上所述，即使在频率选择性衰落的环境下，接收信号也不经受由延迟信号分量造成的符号间干扰，所在移动台的接收机中不需要均衡器功能，硬件实现就变得简单。
(实施例2)
在图6实施例中的自适应阵列均衡/接收部60的均衡器66并未有效利用希望信号的延迟信号分量的功率，因为在信号判决部67已经从合成信号中除去了由延迟信号分量造成的符号间干扰。在图7中描述自适应阵列均衡/接收部60的信号判决部67的实施例，该自适应阵列均衡/接收部60有效地利用了上述功率。本实施例在均衡器66的信号判决部67中利用了最大似然序列估计。顺便说一下，本实施例的阵列天线11、双工器12、接收基带信号产生部13、RF调制波产生部28以及发射阵列预编码部70与图6使用的完全相同，所以不予示出。假设取样周期TS等于符号持续期T，并假定希望信号的延迟信号分量的最大延迟时间为1T。
通过端子141至14Q输入的接收基带信号x1(i)至xQ(i)在复数乘法器151至15Q中分别乘以加权系数w1 *至wQ *，乘法器输出用复数加法器16相加，成为合成信号y(i)。对加权系数w1 *至wQ *的自适应控制允许对接收天线增益的方向性进行控制，使得可能产生希望信号分量的合成信号y(i)，在其中抑制了干扰信号分量。
信号判决部67由复数减法器86、平方电路87、维特比算法操作电路81、切换电路19以及训练信号存储器21组成。在本实施例，同样，切换电路19在接收信号的训练信号期间选择从存储器21读出的训练信号，而在数据信号数据期间则从维特比算法操作电路81中为接收信号选择候选的符号信号，选中的信号送入反馈滤波器部85。从维特比算法操作电路81输出的候选复数符号am(i)经过切换电路19送到反馈滤波器部85、在其中用延迟元件延迟1T的时间，同时还送到复数加法器84。由延迟元件延时的候选复数符号am(i-1)送到参数估计部71，同时送到复数乘法器83，然后用来自参数估计部71的反馈滤波器系数wb *进行卷积(在本例中为相乘)。乘法器输出加到复数加法器84，在其中与未经延迟的候选复数符号am(i)相加，加法器输出送到复数减法器86作为反馈信号。延迟元件82、复数乘法器83和复数加法器84组成反馈滤波器部85，它与图6实施例的反馈滤波器部64相对应。从复数加法器84输出的反馈信号是复制信号，是经受通道延迟和通道失真的接收信号的估计版本。
复数减法器86输出合成信号y(i)和复制信号之差作为误差信号e(i)。平方电路87把误差信号e(i)绝对值的平方与一负常数相乘，并输出相乘值作为似然信息，即作为支路量度(branch metric)。维特比算法操作电路81输出上述的候选复数符号，并且通过使用维特比算法由最大似然序列估计作出信号判决。具体说，维特比算法操作电路计算对数似然函数，即支路量度，作为每个候选的复数符号序列的支路量度的累加值，并且用维特比算法计算使该支路量度为最大的候选复数符号序列。此外，维特比算法操作电路还向输出端18输出所选候选复数符号序列中具有判决延迟的那个复数符号作为判决信号。参数估计部71供有接收基带信号x1至xQ、已延迟的复数符号am(i-1)和误差信号e(i)，并用最小二乘算法确定使误差信号e(i)的功率为最小的反馈滤波器系数wb *和加权系数w1 *至wQ *。信号判决部67和反馈滤波器部85组成利用最大似然序列估计的均衡器66。
例如，当使用QPSK调制方法并且通道为具有1T时间的延时的双路径传播时，如果使用维特比算法作最大似然序列估计，则在此情况下的网格图(trellis diagram)如图8所示。对于在时刻i已幸存的每条路径，即，对于状态S1、S2、S3和S4中的每一个，与该状态对应的复数符号am(i)被作为候选复数符号输出，并且在参数估计部71中进行参数估计。因此，每次的参数估计必须与状态数(在图8中为4)相应-这就增加了计算的复杂程度，但是保证了对通道变化的充分跟踪。在发射基带信号产生部30设置的加权系数w1 *至wQ *及发射失真部76设置的反馈滤波器系数wb *所具有的数值与在接收脉冲串信号的最后一个符号处的最大似然序列相对应。
虽然在图7的实施例中把已延迟复数符号信号am(i-1)与反馈滤波器系数wb *相乘，但是也可以把未延迟符号信号am(i)与反馈滤波器系数wb *相乘，如图9所示。在此情况下，发射方的发射失真部76(见图6)中复数乘法器74的加权系数及复数乘法器78的增益G1均作为(wb *)-1。但是复数乘法器78只起放大作用，所以可以使增益G1＝1而不是G1＝(wb *)-1(即，可省去乘法器78)。除此之外，在结构上，此改型与图7实施例全同。
可以修改图7的实施例，使维特比算法操作电路81的判决输出替代已延迟符号信号am(i-1)而送到参数估计部71，如图10所示。维特比算法包含判决延迟，判决信号滞后于当前判决的时间与该判决延迟相对应，但是这并不重要，如果在判决延迟期间的通道变化可以忽略的话；因为无需使参数估计与每一时刻i的状态数对应，所以可减少计算的复杂程度。在此情况下，在用延迟电路71C1至71CQ和71B把接收基带信号x1(i)，…，xQ(i)和误差信号e(i)延迟一段由信号判决造成的延迟时间后，参数估计部71把上述诸信号送到参数估计电路71A，如图10所示。
图11表示图6实施例的改型，其中在训练信号期间估计的参数wb *和w1 *至wQ *原封不动地在数据信号期间使用。在此情况下，训练信号作为复数符号序列aR(i)、aR(i+1)、…序贯地加到参数估计部71，然后序贯地用最小二乘法从误差信号e(i)、训练符号信号aR(i)和接收基带信号x1至xQ中确定加权系数w1 *至wQ *和反馈滤波器系数wb *，在训练信号的最后一个符号信号处如此确定的加权系数w1 *至wQ *和反馈滤波器系数wb *就原封不动地在数据信号期间使用。
图12表示图7实施例的改型，其中在训练信号期间估计的参数wb *和w1 *至wQ *，象图11实施例那样，原封不动地在数据信号期间使用。在此情况下，同样，通过把来自训练信号存储器21的复数符号信号am(i)直接加到参数估计部71，然后通过使用最小二乘法用所述训练符号信号、该接收基带信号x1至xQ、和来自复数减法器的误差信号来序贯地估计参数w1 *至wQ *和wb *。在数据信号期间从而进行训练信号期间的参数估计，不是更新而是原封不动地使用在训练信号的最后一个复数符号信号处估计的诸参数。
在图7、9、10和12的实施例中，由并未排除由延迟信号分量造成的符号间干扰，所以与图6实施例不同，均衡器66有效地利用了希望信号的延迟信号分量的功率，从而与图6和11的实施例中的均衡器66相比，它增强了收/发性能。
虽然为了用加权系数w1 *至wQ *相乘，所述各实施例都说明是在线性合成部20中使用复数乘法器151至15Q，在发射基带信号产生部30使用复数乘法器271至27Q，但是可用横向滤波器来替代这些乘法器，把加权系数w1 H至wQ H作为滤波器系数馈入。图13表示了这样的修改。在图13中，均衡器66的类型可以是信号判决部67如图6和11所示作出硬判决的那种类型，或者是如图7、9、10和12所示作出最大似然序列估计的那种类型。通过使用接收基带信号x1至xQ、误差信号e(i)和接收符号信号aR(i)或aR(i-1)，参数估计部71估计反馈滤波器系数wb *和滤波器系数w1 H至wQ H。这些滤波器系数分别在线性合成部20的横向滤波器911至91Q中用接收基带信号x1(i)至xQ(i)进行卷积，然后在发射基带产生部30的横向滤波器921至92Q中用发射失真信号b(i)再次进行卷积。
图13的实施例表示取样周期TS等于符号持续期T的情况。在此情况下，例如，如图14所示，每个横向滤波器91q(q＝1，…，Q)包括多个延迟元件9A的串联级，每个延迟元件的延迟时间等于符号持续期T；在各乘法器9B中，把输入到各串联延迟元件的信号xq(i)和各延迟级的输出xq(i-1)、xq(i-2)…乘以加权系数(滤波器系数)w1 *、w2 *和w3 *，并把各乘法器的输出用加法器9C加在一起。即，输入信号xq(i)用滤波器系数向量Wq H进行卷积。发射基带产生部30的横向滤波器921至92Q在结构上也与上述的相同。
一般说来，当取样周期TS等于符号持续期T时，取样时钟的定时偏移将导致平均BER(比特误码率)性能的显著恶化，这是公知的。为避免这点，执行所谓的部分时段取样，即，使取样周期短于符号持续期T，例如等于T/2，是有效的。在图13的实施例中，可实现这种部分时段取样的方法是替换掉线性合成部20和发射基带产生部30的图14所示的横向滤波器91q和92q(q＝1，…，Q)的延迟元件9A，代之以图15所示的延迟时间为取样持续期T的1/2的延迟元件9A′。在把此种结构应用到图13的全部横向滤波器911至91Q和921至92Q的情况下，每个符号持续期T都是提供发射失真部76的输出信号，因此在将其输入到横向滤波器921至92Q之前，需要用发射滤波器部79将其变换成具有取样周期TS的信号。发射滤波器部79可以用众所周知的余弦滚降滤波器或开方滚降滤波器来形成。
如在图6实施例中所描述的，在基站的发射阵列预编码部70的发射失真部76中，设有模操作部72以防反馈回路的发散。另一方面，在从基站发射的脉冲串信号的训练信号期间，移动台建立与所接收信号的同步，然后接收后继的数据信号，但是当由基站中的模操作部72给输入信号{aT(i)-wb *b(i-1)}增加或减少2M的整数倍时，则当移动台从基站接收信号时建立载波同步出现了困难。尤其是，当在训练信号期间未建立载波同步时，移动台不能正确地接收来自基站的发射信号。作为对此问题的一种解决办法，在训练信号期间，把如图16A所示的放大率在1和0之间反复变化的增益控制信号G0加到图6的复数乘法器77，由此使发射失真信号b(i)如图16B所示地成为脉冲形状，从而防止具有大绝对值的信号的反馈。此增益控制只在训练信号期间进行，在数据信号期间增益控制信号G0设定为1。在训练信号期间的增益控制可应用到前述诸实施例的任一实施例中。
虽然在以上各实施例的每一个中都把希望信号的延迟信号分量的最大时延描述为等于1T，但是容易扩展到最大延时为NT(其中N为等于或大于2的整数)的系统，要做到这点，只需把图6和图11的反馈滤波器部64的复数乘法器63以及复数乘法器74、图7、9、12和13的反馈滤波器部85的复数乘法器83替换为N抽头的符号时段型横向滤波器并且使用其抽头系数作为反馈滤波器系数。但是在图9实施例中，必须把延迟元件82的延迟时间设置为NT。
如上所述，通过对发射信号的滤波，本发明即使在频率选择性衰落环境下也能防止收/发性能的恶化并能抑制由延迟信号分量造成的符号间干扰，因此本发明提供的自适应阵列收发射机无需在移动台的接收机中设有均衡器功能。
当使用其中有不可忽视的同频道干扰的高速传输无线系统时，本发明极为有用。

Claims (15)

1.一种在TDD(时分双工)方式下的自适应阵列收发射机，包括：
接收装置，用于把来自Q个组合收发共用无线的接收信号变换成基带信号，和用于输出所述的接收基带信号，其中所述Q是等于或大于2的整数；
线性合成装置，用于以加权系数给所述接收基带信号的每一个进行加权，和用于合成的已加权接收基带信号以产生合成信号；
反馈滤波器装置，用于使反馈复数符号信号与反馈滤波器系数进行卷积，和用于输出卷积结果作为反馈信号；
供有所述合成信号和所述反馈信号的信号判决装置，用于作出信号判决和输出判决信号，和用于输出从所述信号判决得到的误差信号、所述反馈复数符号信号和参数估计用复数符号信号；
供有所述接收基带信号、估计参数用的所述复数符号信号、和所述误差信号的参数估计装置，用于估计所述诸加权系数和所述反馈滤波器系数，使得所述误差信号的均方值为最小，及用于输出所述诸已估计的系数；
发射失真装置，用于使所述反馈滤波器系数与已延迟的发射失真信号进行卷积以获得估计的通道失真，用于从发射信号中减去所述估计的通道失真，和用于产生相减结果作为所述发射失真信号，其中，所述已延迟的发射失真信号是经由一延迟元件延迟的发射失真信号；
发射基带产生装置，用于以所述加权系数对所述发射失真信号进行加权，以产生Q个发射基带信号；以及
发射装置，用于把所述发射基带信号变换成射频频率信号，和用于分别将它们经过与之对应的收发共同天线发射出去。
2.如权利要求1所述的自适应阵列收发射机，还包括发射滤波器装置，用于把所述发射失真信号限制在预定频带内，和用于把所得的频带限制发射失真信号加到所述发射基带产生装置。
3.如权利要求1所述的自适应阵列收发射机，还包括模操作装置，用于对所述发射失真信号进行模操作，以使其功率处在预定范围内。
4.如权利要求1、2或3所述的自适应阵列收发射机，其中所述信号判决装置包括：第一减法器装置，用于从所述合成信号中减去所述反馈信号，以产生已排除符号间干扰的信号；判决单元，用于对所述已排除符号间干扰的信号作出硬判决和用于输出所述判决信号；延迟元件，用于对所述判决信号进行延迟，和用于输出已延迟信号作为所述反馈复数符号信号和所述参数估计用复数符号信号；以及第二减法器装置，用于输出所述已排除符号间干扰的信号和所述判决信号之差作为所述误差信号。
5.如权利要求1、2或3所述的自适应阵列收发射机，其中所述信号判决装置包括：减法器装置，用于从所述合成信号减去所述反馈信号以产生所述误差信号；最大似然序列估计装置，用于用所述误差信号的平方作为似然信息以最大似然序列估计来作出信号判决，用于输出所述判决信号，和用于输出候选复数符号作为所述反馈复数符号信号。
6.如权利要求5所述的自适应阵列收发射机，其中所述反馈滤波器装置包括：乘法器装置，用于使所述候选复数符号的上一个版本与所述反馈滤波器系数进行卷积；以及复数加法器，用于把所述卷积结果和当前时刻的所述候选复数符号加在一起，和用于输出相加结果作为所述反馈信号。
7.如权利要求5所述的自适应阵列收发射机，其中所述反馈滤波器装置包括：乘法器装置，用于使所述候选复数符号与所述反馈滤波器系数进行卷积；以及复数加法器，用于把卷积结果和所述候选复数符号的前一个版本加在一起，和用于输出相加结果作为所述反馈信号。
8.如权利要求5所述的自适应阵列收发射机，其中所述参数估计装置是根据在所述信号判决装置的最大似然序列估计的每个状态中作为所述参数估计用复数符号信号输入的所述候选复数符号、所述误差信号、和所述诸接收基带信号而对所述加权系数和所述反馈滤波器系数进行估计的装置；在接收脉冲串信号的最后一个符号处与最大似然序列对应的所述状态中的所述加权系数和所述反馈滤波器系数在所述发射失真装置和所述发射基带产生装置中设置。
9.如权利要求5所述的自适应阵列收发射机，其中所述参数估计装置包括：供有所述判决信号作为参数估计用的所述复数符号信号的第一延迟装置，用于把所述诸接收基带信号延迟由所述信号判决装置进行信号判决所消耗的时间；第二延迟装置，用于把所述误差信号延迟所述信号判决时间；以及参数估计电路，用于根据所述已延迟的误差信号、所述已延迟的诸接收基带信号和所述判决信号来估计所述加权系数和所述反馈滤波器系数，在接收脉冲串信号的最后一个符号处计算的所述状态中的所述加权系数和所述反馈滤波器系数在所述发射失真装置和所述发射基带产生装置中设置。
10.如权利要求1、2或3所述的自适应阵列收发射机，其中所述参数估计装置在所述接收信号的训练信号期间输入接收机训练信号作为所述参数估计用复数符号信号，在所述接收机训练信号的最后一个符号处结束所述参数估计，以及把此刻的所述加权系数和所述反馈滤波器系数在所述发射失真装置和所述发射基带产生装置中设置。
11.如权利要求10所述的自适应阵列收发射机，其中所述信号判决装置包括：其中存储有训练信号的训练信号存储器；以及切换装置，用于输出在所述接收信号的训练信号期间从所述训练信号存储器读出的训练信号作为所述反馈复数符号信号。
12.如权利要求1、2或3所述的自适应阵列收发射机，其中所述线性合成装置包括：第一复数乘法器，用于用乘法器分别使所述接收基带信号与所述加权系数相乘；以及第一复数加法器，用于把乘法的各个结果加在一起成为所述合成信号；而且其中所述发射基带产生装置包括第二复数乘法器，用于使所述发射失真信号与所述诸加权系数相乘，和用于输出相乘结果作为Q个发射基带信号。
13.如权利要求2所述的自适应阵列收发射机，其中所述线性合成装置包括：第一横向滤波器，用于用所述诸加权系数作为诸抽头系数对所述诸接收基带信号进行卷积；以及第一复数加法器装置，用于把卷积的各个结果加在一起成为所述合成信号；而且其中所述发射基带产生装置包括第二横向滤波器，用于用所述诸加权系数作为诸抽头系数对所述发射失真信号进行卷积，和用于输出卷积的各个结果作为Q个发射基带信号。
14.如权利要求13所述的自适应阵列收发射机，其中所述线性合成装置和所述发射基带产生装置的所述第一和第二横向滤波器各为部分时段横向滤波器，并且所述发射滤波器装置把所述发射失真信号变换成其取样周期是所述部分时段横向滤波器的延迟时间的信号。
15.如权利要求3所述的自适应阵列收发射机，其中所述发射失真装置包括在发射机训练信号期间控制放大系数以使所述模操作装置的输出具有脉冲波形的装置。
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