KR20000064854A

KR20000064854A - 어댑티브어레이송수신기

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Publication number: KR20000064854A
Application number: KR1019980707940A
Authority: KR
Inventors: 가즈히코 후카와
Original assignee: 다치카와 게이지; 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모
Priority date: 1997-06-03
Filing date: 1998-06-02
Publication date: 2000-11-06
Also published as: US6243412B1; CA2248345C; JP3375139B2; CN1223038A; EP0961416A1; CA2248345A1; KR100312836B1; CN1127228C; EP0961416A4; EP0961416B1; WO1998056121A1; DE69839960D1

Abstract

복수의 안테나(11₁내지 11_Q)로부터의 수신 기저대역신호에 대하여, 가중값을 승산하여 선형합성되고, 판정신호를 1기호지연시켜, 이에 귀환형필터계수(w_b ^*)를 승산하여, 부호간 간섭을 생성하고, 이것을 선형합성출력 y(i)에서 공제하고, 그 출력을 부호판정하여 출력하고, 판정기(17)의 입력과 판정신호와의 차의 오차신호(e(i))를 얻어, 이 오차신호(e(i))의 2승이 최소로 되도록 가중값계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*) 및 귀환형 필터계수(w_b ^*)를 파라미터 추정부(71)에서 추정한다. 송신측에서는 송신신호를 1T지연시켜 w_b ^*을 승산하고, 부호간 간섭을 송신신호로부터 감산하여 변형을 부여하고 그 출력에 w₁ ^*내지 w₄ ^*를 각각 승산하여 안테나 11₁내지 11₄에의 송신 기저대역을 만든다.

Description

어댑티브 어레이 송수신기

디지털 이동통신에 있어서, 주파수의 유효한 이용을 도모하기위해 주파수 영역을 재사용하고 있고, 동일채널간섭에 대한 대책이 중요한 과제의 하나이다. 간섭제거기의 일종인 어댑티브 어레이가 유망한 기술의 하나이고, 상향 회선에 있어서 기지국 수신을 예로, 그 동작을 도 1을 사용하여 설명한다. 어댑티브 어레이에 의하면, 어레이 안테나(11)를 구성하는 복수의 안테나로부터의 수신신호의 위상, 진폭을 제어하여 합성함으로써, 전체 어레이 안테나의 지향성(10)을 적응 제어하여 간섭신호를 억제할 수 있다. 도 1에 도시하는 예에 있어서, 기지국(BS)이 이동국(M1)으로부터의 송신파를 수신하는 경우는 간섭국으로되는 이동국(M2 및 M3)으로부터의 수신파를 억제하기 위하여, 이동국(M2 및 M3)의 방향에 대하여 어레이안테나(11)의 안테나 이득을 내려 수신되는 간섭을 억제하고, 이동국(M1) 방향의 안테나 이득을 높게하여 희망 신호가 충분히 큰 레벨로 수신되도록 하고 있다.

도 2는 TDD(Time Division Duplex) 방식에 있어서 프레임 구성을 도시한다. TDD 방식에서는, 도 2의 A에 도시하는 바와같이, 예를들면 이동국(M1,M2,M3)이 동일주파수의 반송파를 시분할로 사용하고, 게다가 각 이동국이 사용하는 상향 회선(업링크)(UL)과 하향 회선(다운링크)(DL)의 반송 주파수도 같다. 따라서, 예를들면 이동국(M1)은 도2행 B에 도시하는 바와같이, 주어진 타임슬롯의 상향 회선(UL)에서 버스트 상으로 신호를 기지국에 송신하고, 하향 회선(DL)에서 버스트 형태로 기지국으로부터의 신호를 수신한다. 각 버스트 신호는 훈련 신호(TR)와 거기에 계속하는 데이터신호(DATA)로 구성되고, 상 버스트신호와 하 버스트신호는 보호시간(T_G)을 사이에 끼고 인접하고있다. 따라서, 전송로의 충격 응답이 상하 버스트 사이에 급격히 변동하지 않으면 상향 회선과 하향 회선의 전송로 충격 응답은 거의 같다고 간주된다. 보호시간(T_G)은 전송로의 비교적 긴 전송로 지연을 고려하여 결정된다.

이와같이, TDD 방식과 같이 상향 회선과 하향 회선에서 동일한 반송 주파수를 사용하는 방식에서는, 인접하는 상 버스트신호와 하 버스트신호는 거의 같은 전송로로 전파된다고 간주되므로, 상향 회선과 하향 회선의 전송로의 충격 응답도 같다고 간주된다. 따라서, 상향 회선에서 얻어진 수신안테나 이득의 패턴을 하향 회선의 송신안테나 패턴으로서 사용하면 하향 회선의 이동국에 있어서 수신간섭을 저감할 수 있다. 이 사실을 도 1로 설명하면, 수신안테나 이득이 송신안테나 패턴(10)으로서 사용되면, 이동국(M2 및 M3)의 방향으로 전파가 송신되지않고 이동국(M1)의 방향으로 송신파가 송신되므로, 이동국(M2 및 M3)에 있어서 간섭을 억제할 수 있다.

이 송신방식을 사용한 어댑티브 어레이 송수신기가 예를 들면 도미사토 시게루, 마츠모도 다다시에 의한 "TDD 이동통신 시스템에 있어서 어댑티브 어레이 송수어레이의 효과", B-5-87, 1997년 전자정보통신학회 총합대회에 표시되어 있고, 그의 구성을 다소 보충하여 도 3에 도시한다. 더구나, 도 3에 있어서는 수신 기저대역 신호의 샘플링주기(T_S)는 변조의 기호주기(T)와 같다고 한다.

어레이 안테나(11)를 구성하는 Q(Q는 2이상의 정수)개의 송수신 공용안테나(11₁내지 11_Q)로부터 송수전환기(12₁내지 12_Q)를 지난 수신파는, 각각 대응하는 기저대역 수신신호발생기(13₁내지 13_Q)에서 기저대역대로 변환되어, 수신 기저대역 신호로서 출력단자(14₁내지 14_Q)로부터 출력된다. 여기서 기저대역 수신신호는 동위상 성분과 직교성분을 갖는 신호이고, 도면의 기저대역 수신신호발생기(13₁내지 13_Q)는 수신부(13)를 구성하고 있다. 이후, 모든 기저대역신호는 동위상 성분을 실수부, 직교성분을 허수부로 하는 복소수 표시로 나타낸다. 송수신 공용안테나(11₁내지 11_Q)로부터 고주파수신신호에 대응하는 기저대역 수신신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))는, 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)에서 각각 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)에 의해 승산된 후, 그 승산기 출력은 복소수 가산기(16)에 의해 함께 가산되어 합성신호(y(i)로서 출력된다. 이 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 적응 제어하는 것으로 어레이 안테나(11)의 수신안테나 이득의 지향성을 제어할 수 있고, 따라서 간섭신호를 억제하도록 합성신호(y(i))를 생성할 수 있다. 여기서, 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)와 복소수 가산기(16)는 선형합성부(20)를 구성하고 있다. 판정기(17)는 합성신호(y(i))를 정확히 판정하여 판정신호를 출력단자(18)로부터 출력한다.

파라미터 추정의 초기수렴을 위하여 기지의 훈련신호를 사용하는 것으로 하고, 수신신호는, 도 2에서 설명한 바와같이 훈련신호후에 데이터 신호가 계속하여 버스트 구성으로 송신된다. 스위치회로(19)는, 훈련신호 구간에서는 훈련신호 메모리(21)가 출력하는 훈련신호를, 계속하는 데이터신호구간에서는 판정신호를 출력한다. 복소수 감산기(22)는, 스위치회로(19)의 출력과 복소수 가산기(16)로 부터의 합성신호와의 차분을 오차신호(e(i))로서 출력한다. 여기서, 판정기(17), 스위치회로(19), 훈련신호 메모리(21)와 복소수 감산기(22)는 신호판정부(24)를 구성하고있다. 파라미터 추정부(23)는, 기저대역 수신신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))과 오차신호(e(i))를 입력으로하여 오차신호(e(i))의 2승평균이 최소로 되도록 최소 2승법의 알고리즘을 사용하여 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 추정한다.

한편, 송신신호는 입력단자(25)로부터 입력하고 하이브리드(26)를 통하여, 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)로 입력된다. 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)에서는, 송신신호에 상기 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 각각 승산한다. 이는, 송신안테나 패턴을 수신안테나 패턴에 일치시키는 것과 등가인 조작이다. 여기서 하이브리드(26)와 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)는 송신기저대역 생성부(30)를 구성하고있다. 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)의 Q개의 출력신호는, 송신 기저대역신호로서 RF변조파발생기(28₁내지 28_Q)로 각각 RF 주파수대로 변환되고, 송수전환기(12₁내지 12_Q)를 거쳐 대응하는 송수신 공용안테나(11₁내지 11_Q)로부터 송신된다. 여기서, RF 변조파발생기(28₁내지 28_Q)는 송신부(28)를 구성하고 있다.

상기의 기저대역 수신신호발생기(13₁내지 13_Q)와 RF변조파발생기(18₁내지 18_Q)는, 반송파 신호 발생기(29)가 출력하는 반송파 신호에 의하여, 주파수 하향 변환 및 상향 변환을 행한다. 도 4에 기저대역 수신신호발생기(13_q(q=1,…, Q))의 구성을 도시한다. 입력단자(31q)를 통해 입력되는 수신신호는 저잡음 앰프(32)로 증폭된 후에 하이브리드(33)에 의해 분기된다. 그 하나의 신호는, 입력단자(34)로부터 반송파 신호를 승산기(35)로 승산된 후에, 저역통과 필터(36)로 입력되고, 그후, A/D 변환기(37)에 의해 샘플링주기(T_S)마다 샘플링되어 디지털신호로 변환된다. 하이브리드(33)로부터의 다른편의 신호는 이상기(38)로 90도 위상 회전한 반송파 신호에 의해 승산기(39)에서 승산되어, 저역통과 필터(41)로 입력된 후에 A/D 변환기(42)로 샘플링되어 디지털신호로 변환된다. 이 조작은 준동기검파이고, A/D 변환기(37 및 42)의 출력은 검파신호의 동위상 성분 및 직교성분에 상당하고, 2개를 합하여 수신 기저대역신호(X_q)로서 출력단자(14_q)로부터 출력되어, 도 3의 승산기(15_q)에 공급된다.

다음에 도 5에 RF 변조파발생기(28_q)(q=1,…,Q)의 구성을 도시한다. 입력단자(44_q)로부터 송신된 기저대역신호(v_q)가 입력된다. 송신기저대역신호(v_q)의 동위상 성분은 승산기(45)에서 입력단자(34)로부터의 반송파 신호가 승산된다. 한편 직교성분은 이상기(46)에서 90도 위상회전한 반송파 신호가 승산기(47)에 의하여 승산된다. 승산기(45 및 47)의 출력은 가산기(48)에서 합성된후, 송신앰프(49)에서 증폭되고, 출력단자(51_q)로부터 출력되고, 도 3의 송수전환기(12_q)를 경유하여 안테나(11_q)로 공급된다.

그런데, 도 3에 도시한 어댑티브 어레이 송수신기에서는, 지연파의 지연시간이 변조의 기호주기(T)의 0.2배보다 길게되면 부호간 간섭을 무시할 수 없게 된다. 그와같은 지연파가 도래하는 경우, 즉 주파수 선택성 페이딩 조건에 있어서, 희망국으로부터의 지연파는 간섭신호로서 제거되므로, 희망국으로부터의 전파가 유효하게 수신되지 않는다. 게다가, 안테나의 수를 Q로 하고, 희망 신호의 지연파도 포함하여 간섭신호의 수를 Q이상으로하면, Q-1까지의 간섭신호 밖에 제거할 수 없으므로, 희망 신호의 지연파를 제거하는 몫, 다른 간섭국으로부터의 전파를 제거할 수 없게 되어, 수신전송특성이 열화된다. 또 어댑티브 어레이 송수신기의 송신파를 수신하는 이동국은, 지연파에 의한 부호간 간섭의 열화를 억제하기 때문에, 수신기에 등화기의 기능을 부가하여야하고, 이동국의 수신기의 하드웨어규모는 방대한 것으로 된다.

이상 설명한 바와 같이 종래의 어댑티브 어레이 송수신기에서는, 주파수선택성 페이딩 조건에서, 희망국으로부터의 전파를 유효하게 수신할 수 없게, 타국으로부터의 간섭신호를 제거할 수 없으므로 수신 전송 특성이 열화되고, 게다가, 송신파를 수신하는 이동국의 수신기에 등화기의 기능이 필요하게 되고, 하드웨어화가 곤란하게 되는 결점이 있었다.

본 발명의 목적은 주파수 선택성 페이딩 조건의 경우에도 수신전송특성이 열화되지 않고, 동시에 이동국의 수신기에 등화기의 기능을 필요로 하지않는 어댑티브 어레이 송수신기를 제공하는 것에 있다.

본 발명은 디지털무선통신에 있어서의 간섭신호 및 부호간 간섭에 의한 열화를 억제하는 어댑티브 어레이 송수신기에 관한 것이고, 특히, 상향 회선과 하향 회선에서 동일 반송주파수를 사용하는 TDD방식에 있어서 어댑티브 어레이 송수신기에 관한 것이다.

도 1은 기지국에 있어서 종래의 어댑티브 어레이의 안테나 지향특성과 기지국 및 이동국위치의 관계예를 도시하는 도면.

도 2는 TDD에 있어서 버스트 신호의 프레임 구성을 도시하는 도면.

도 3은 종래의 어댑티브 어레이 송수신기의 기능적 구성을 도시하는 블록도.

도 4는 도 3에 있어서 기저대역 수신신호발생기(13)의 기능적 구성을 도시하는 블록도.

도 5는 도 3에 있어서 RF 변조파 발생기(28)의 기능적 구성을 도시하는 블록도.

도 6은 본 발명의 실시예(1)의 기능구성을 도시하는 블록도.

도 7은 본 발명의 실시예(2)의 어댑티브 어레이 등화수신부의 기능구성을 도시하는 블록도.

도 8은 도 7에 있어서 비터비 알고리즘에 의한 격자 구조의 도.

도 9는 도 7의 변형실시예를 도시하는 기능구성의 블록도.

도 10은 도 7의 다른 변형실시예를 도시하는 기능구성의 블록도.

도 11은 도 6의 변형 실시예를 도시하는 기능구성의 블록도.

도 12는 도 7의 다시 다른 변형실시예를 도시하는 기능구성의 블록도.

도 13은 승산기로서 횡파필터를 사용한 경우의 실시예를 도시하는 기능 블록도.

도 14는 도 13에 있어서 횡파필터의 구성예를 도시하는 블록도.

도 15는 분수간격형 횡파필터의 예를 도시하는 블록도.

도 16A는 훈련 신호 구간에 있어서 복소수 승산기(77)에 부여하는 이득제어신호를 도시하는 파형도.

도 16B는 도 16A의 이득제어신호에 의하여 펄스화된 송신변형신호(b(i))의 파형도.

TDD 방식을 사용하는 본 발명에 의한 어댑티브 어레이 송수신기는:

Q(Q는 2이상)개의 송수신 공용안테나로부터의 수신파를 기저대역으로 변환하고 수신 기저대역 신호를 출력하는 수신수단,

상기 수신 기저대역신호에 대하여 각각 가중 계수에 의하여 가중을 행하고, 그로인하여 얻어진 가중된 수신 기저대역신호를 보태어 합하여서 합성신호를 생성하는 선형합성수단,

귀환 복소수 기호신호와 귀환용필터계수를 중첩하고, 그로서 얻어진 연산결과를 귀환신호로서 출력하는 귀환형 필터수단,

상기 합성신호와 상기 귀환신호를 입력으로서 신호판정을 행하고 판정신호를 출력하고, 게다가 그 신호판정에 동반하는 오차신호와 상기 귀환 복소수 기호신호와 파라미터추정용 복소수 기호를 출력하는 신호판정수단,

상기 수신기저대역 신호와 상기 파라미터추정용 복소수 기호신호와 상기 오차신호를 입력하고, 상기 오차신호의 2승평균이 최소로 되도록, 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 추정하고 출력하는 파라미터 추정수단,

상기 귀환형필터계수를 지연한 송신변형신호와 중첩하여 추정전송로 변형을 얻고, 송신신호로부터 상기 추정전송로 변형을 감산하고, 그 감산결과를 상기 송신변형신호로서 생성하는 송신변형수단,

상기 송신변형신호와 상기 가중계수와의 가중연산을 행하고, Q개의 송신 기저대역신호를 생성하는 송신기저대역 생성수단, 및

상기 송신 기저대역신호를 RF주파수로 변환하여 대응하는 상기 송수신 공용안테나로부터 송신하는 송신수단을 포함한다.

상기 신호판정수단은, 합성신호를 정확히 판정하는 판정귀환을 행하는 것도 좋고, 중복 신호와의 차분을 오차신호로서, 이 오차신호를 기초로 최대 개연성 순차 추정에 의하여 신호판정을 행하는 최대 개연성 추정을 행하는 것도 좋다.

실시예 1

본 발명의 실시예(1)의 구성을 도 6에 도시한다. 다만, 어레이 안테나(1), 송수전환부(12), 기저대역 수신신호발생부(13), 및 RF 변조파발생부(28)의 구성은 도 3에 있어서의 것과 동일하므로, 도면에는 블록만을 도시하고 있다. 여기서 샘플링주기(T_S)는 기호주기(T)와 같고, 희망 신호의 지연파의 최대지연시간을 1T로 한다. 단자(14₁내지 14_Q)로부터 수신 기저대역신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))가 입력된다. 송수신 공용안테나(11₁∼11_Q)로부터의 고주파수신신호에 대응하는 수신 기저대역신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))는, 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)에서 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)에 의해 각각 승산된후, 복소수 가산기(16)에 의해 서로 가산되고, 합성신호(y(i))로서 출력된다. 이 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 적응 제어하는 것으로 수신안테나 이득의 지향성을 제어할 수 있고, 간섭신호를 억제하도록 합성신호(y(i))가 생성될 수 있다. 여기서, 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)와 복소수 가산기(16)는 선형합성부(20)를 구성한다.

이 실시예에 있어서, 파라미터 추정의 초기수렴을 위하여 스위치 회로(19)가, 훈련신호구간에서는 훈련 신호메모리(21)로부터 판독된 주지의 훈련신호를 감산기(22)에 부여하고, 합성신호와의 오차신호(e(i))를 얻는다. 이 오차신호에 의거하여, 후술하는 바와같이 파라미터 추정부(71)는 전송로의 충격응답(귀환형 필터계수(w_b ^*)에 대응) 및 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 추정한다. 훈련신호에 계속하는 데이터신호구간에서 스위치회로(19)는 판정기(17)가 출력하는 판정신호를 감산기(22)에 부여하여 합성신호와 비교하고, 그들 사이의 오차(e(i))에 의거하여 파라미터 추정회로(71)는 귀환형필터계수(w_b ^*)와 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 적응되게 갱신한다.

이 실시예에서는, 스위치회로(19)의 출력인 복소수 기호신호(a_R(i))를 지연소자(62)로 1T 지연시켜, 복소수 승산기(63)에서 귀환형 필터계수(w_b ^*)를 중첩하고(승산)하고, 귀환신호로서 출력한다. 귀환신호는 지연파에 의한 부호간 간섭을 추정한 것이고, 복소수 승산기(63)는 귀환형 필터부(64)로 구성된다. 복소수 감산기(65)는 부호간 간섭을 제거하기 위하여 합성신호(y(i))로부터 귀환신호를 추출하여 부호간 간섭제거신호를 생성하고, 판정기(17)에 부여한다. 판정기(17)는 신호를 정확히 판정하여 판정신호를 출력단자(18)로부터 출력한다. 복소수 감산기(22)는, 부호간 간섭 제거신호와, 판정신호인 스위치회로(19)의 출력(a_R(i))와의 차분을 오차신호(e(i))로서 출력하고, 파라미터 추정부(71)에 부여한다. 지연소자(62), 복소수 감산기(22 및 65), 판정기(17), 스위치회로(19)와 훈련신호 메모리(21)는 신호판정부(67)를 구성하고, 신호판정부(67)와 귀환형 필터부(64)는 판정 귀환형의 등화기(66)를 구성하고 있다. 또 선형합성부(20)와 등화기(66)를 합하여 어댑티브 어레이 등화수신부(60)라고 불릴 것이다.

파라미터 추정부(71)는, 수신기저대역 신호(x₁(i) 내지 x_Q(i)), 지연된 판정신호인 지연소자출력(a_R(i-1)), 및 오차신호(e(i))를 입력으로 하여, 오차신호(e(i))의 평균 2승이 최소로 되도록 최소 2승법의 알고리즘을 사용하여 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)와 귀환형 필터계수(w_b ^*)를 추정하고 출력한다.

상기 신호판정부(67)에서는 지연파에 의한 부호간 간섭을 제거하고 있으므로, 상기 선형합성부(20)에 있어서 희망 신호의 지연파는 제거되어 있지 않다. 선형합성부(20)에 있어서는, 안테나의 수를 Q라 하면 Q-1까지의 간섭신호 밖에 제거할 수 없으므로 희망 신호의 지연파를 제거하지 않고 끝나는 몫, 기타의 간섭국으로부터의 전파를 제거할 수 있게 된다. 한편, 도 3에 도시한 종래의 것은, 신호판정부(24)에 있어서 합성신호로부터 부호간 간섭을 제거하는 구성으로 되지 않고, 파라미터 추정부(23)에 있어서 적응알고리즘에 의하여 도리어 희망국으로부터의 지연파 성분은 간섭신호로 간주되어, 선형합성부(20)에 의한 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 제어하는 것으로 제거되어 버리므로, 그 몫 만큼, 다른 간섭국에서 제거할 수 있는 간섭신호의 수가 감소된다. 따라서, 이 실시예의 편이보다 다른 간섭국으로부터의 전파를 제거할 수 있는 몫, 수신전송특성이 개선된다.

다음에 도 6의 송신부에 대하여 설명한다. 상술한 바와 같이, TDD방식에서 상향 회선과 하향 회선은 동일 반송 주파수를 사용하고 있기때문에, 상향 회선, 하향 회선의 전송로는 대략 같다고 간주할 수 있다. 그래서, 송신측에서는, 수신측에서 상향 회선 신호의 최후의 기호를 수신하였을때에 산출한 귀환형필터계수(w_b ^*)를 복소 승산기(74)에서 그대로 사용하고, 예측되는 부호간 간섭에 의한 전송로 변형을 생성하고, 그 전송로 변형을 송신하여야할 기저대역(a_T(i))으로부터 미리 감산기(75)로 감산하는, 즉 선 부호화를 행한다. 게다가, 계수(w_b ^*)를 그대로 사용하여 송신기저대역 생성부(30)에 대하여 사용함으로써, 어레이 안테나(11)의 수신안테나 패턴과 같은 안테나패턴을 송신시에 설정한다. 즉, 송신변형신호(b(i))는 지연소자(73)로 1T 지연된후, 복소수 승산기(74)에서 귀환형필터계수(w_b ^*)에 의해 승산된다. 복소수 감산기(75)에서는, 입력단자(25)를 통해 입력되는 송신복소수 기호신호(a_T(i))로부터, 이 승산결과를 뺀다. 송신변형신호(복소수 기호신호)(b(i))의 I축 및 Q축에 있어서 신호점의 수를 M이라 하면 모듈로 연산부(72)는 그 감산결과 {a_T(i)-(w_b ^*b(i-1)}에 대하여 모듈로 2M 연산을 행한다. 즉 다음식

b(i) = {a_T(i)-w_b ^*b(i-1)} mod 2M (1)

를 연산하며, 복소수 감산기(75)의 감산결과의 실수부 또는 허수부가 -M∼+M의 영역외에 있는 경우, 그 실수부 또는 허수부에 대하여 2M의 정수배를 감산 또는 가산하는 것으로 되고, -M∼+M의 영역내로 시프트될 수 있다. QPSK 변조의 경우, M=2이다. 이 처리는, 송신변형신호(b(i))가 지연소자(73), 및 복소수 승산기(74)를 경유하여 복소수 감산기(75)로 귀환됨으로써, 전송로의 상태에 의하여 귀환루프가 발산되는 것을 방지하기 위한 것이다. 게다가, 이동국의 수신기는 이 모듈로 연산을 고려하여 신호판정을 할 필요가 있다. 이와같은 모듈로 연산에 의한 발산방지는, 예를들면 하라시마 등의 "부호간 간섭있는 전송로에 대한 정합전송기술"이 미국 전기전자 통신학회 번역문인 1972년 8월 통신-20 권 페이지 774-780에 표시되어 있지 않다.

식(1)에 의하여 얻어진 신호를 새로운 송신변형신호(b(i))라 한다. 여기서, 복소수 감산기(75), 모듈로 연산기(72), 지연소자(73) 및 복소수 승산기(74)는 송신변형부(76)를 구성하고 있다. 승산기(77, 78)에 대하여는 후술하기로 하고 여기서는 이득(GO=G1=1)을 승산하기로 한다.(즉, 이 실시예에서는 생략하여도 좋다). 이와같이 송신신호를 선 부호화하는 목적은, 이 송신신호를 수신하는 수신단에 있어서, 지연파에 의한 부호간 간섭을 받지않는 수신파를 생성하기 위한 것이고, 전송로에서 수신할 것이라고 생각되는 부호간 간섭에 상당하는 변형분을 송신신호(a_T(i))에서 감산함으로써, 수신단에서 그 변형이 취소되도록 한다.

송신변형부(76)의 출력신호인 송신변형신호(b(i))는 송신필터부(79)에 있어서 소정의 대역으로 제한된 다음 하이브리드(26)를 경유하여 복소수 승산기(27₁내지 28_Q)로 입력된다. 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)에서는, 대역이 제한된 송신변형신호(b(i))에 상기 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 승산한다. 이것은, 송신안테나 패턴을 수신안테나 패턴에 일치시키는 것과 등가인 조작이다. 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)의 Q개의 출력신호는, 송신기저대역 신호로서, 출력단자(44₁내지 44_Q)로부터 RF 변조파 발생부(28), 송수전환기(12)를 경유하여 어레이 안테나(11)에 공급된다. 여기서, 송신필터부(79), 하이브리드(26)와 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)는 송신기저대역 생성부(30)를 구성하고, 송신변형부(76)와 송신기저대역 생성부(30)는 송신어레이 선 부호화부(70)를 구성하고 있다.

송신변형신호(b(i))를 송신하면, 수신단에 있어서 수신파가 부호간 간섭을 받지않는것은 이미 설명하였다. 다음에 이것을 식을 사용하여 설명한다. 우선, 선형합성부(20)의 출력신호인 합성신호(y(i))는, 스위치회로(19)의 출력(a_R(i)), 귀환형필터계수(w_b ^*) 및 오차신호(e(i))를 사용하여 표시하면

y(i) = a_R(i)+w_b ^*a_R(i-1)+ e(i) (2)

로 된다. y(i)의 z 변환을 Y(z^-1), a_R(i)의 z변환을 A_R(z^-1), 및 e(i)의 z변환을 E(z^-1)로 하여, 식(2)를 z변환으로 표시하면,

Y(z^-1)=(1+ w_b ^*z^-1) A_R(z^-1)+ E(z^-1) (3)

로 된다. 따라서, 전송로 충격 응답의 z변환을 H(z^-1)로 하면,

H(z^-1)= (1+ w_b ^*z^-1) (4)

로 된다. 다음에, 송신변형신호(b(i))를 송신신호(a_T(i)와 귀환형필터계수(w_b ^*)를 사용하여 표시하면,

b(i) = a_T(i)-w_b ^*b(i-1) + 2Mc(i) (5)

로 된다. 여기서, c(i)는 실수부와 허수부가 정수되는 이산 복소수이다. b(i)의 z변환을 A_T(z^-1), c(i)의 z변환을 c(z^-1)로 하여, 식(5)를 z 변환으로 나타내면,

(1+w_b ^*z^-1)B(z^-1) = A_T(z^-1) + 2MC(z^-1) (6)

로 된다. 게다가 식(4)를 사용하면, 식(6)은

H(z^-1)B(z^-1) = A_T(z^-1) + 2MC(z^-1) (7)

로 된다. 여기서, H(z^-1)B(z^-1)은 수신단에 있어서 수신신호이고, 이것이 a_T(i)의 z변환 A(z^-1)과 2Mc(i)의 z변환 2MC(z^-1)와의 합과 같다라는 것은, 수신신호에 이산 복소수가 가해지더라도, 수신신호는 지연파에 의한 부호간 간섭을 받지 않는 것을 의미한다.

이와같이, 주파수 선택성 페이딩 조건에서도 수신신호가 지연파에 의한 부호간 간섭을 받지 않으므로 이동국의 수신기에 등화기의 기능이 불필요하며 하드웨어화가 간단하게 된다.

실시예 2

상기 도 6에 도시한 실시예에 있어서 어댑티브 어레이 등화수신부(60)의 등화기(66)는, 신호판정부(67)에 있어서 합성신호로부터 지연파에 의한 부호간 간섭을 제거하고 있으므로 희망 신호의 지연파의 전력이 유효하게 사용되지 않고 있다. 이 전력을 유효하게 사용하는 어댑티브 어레이 등화수신부(60)의 실시예를 도 7에 도시한다. 이 실시예에서는 등화기(66)의 신호판정부(67)에 최대 개연성 판정법을 사용한다. 더구나, 기타의 어레이 안테나(11), 송수전환기(12), 기저대역 수신신호 발생부(13), RF변조파발생부(28), 송신어레이 선 부호화부(70) 등은 도 6에 도시한 것과 같은 것을 적용하도록 하고, 도시하지 않는다. 또, 샘플링주기(T_S)는, 기호주기(T)와 같고, 희망 신호의 지연파의 최대지연시간을 1T로 한다.

단자(14₁내지 14_Q)로부터의 수신기저대역 신호(x_i(i) 내지 x_Q(i))는 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)에서 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)에 의해 각각 승산된후, 복소수 가산기(16)에서 서로 가산되고, 합성신호(y(i))로서 출력된다. 이 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 적응 제어하는 것으로 수신안테나 이득의 지향성을 제어하고, 간섭신호가 억제된 희망 신호의 합성신호(y(i))를 생성할 수 있다.

신호판정부(67)는 복소수 감산기(86), 2승 연산회로(87), 비터비 알고리즘 연산회로(81), 스위치회로(19), 및 훈련신호 메모리(21)로 구성되어 있다. 이 실시예에 있어서도 스위치회로(19)에 의하여 수신신호의 훈련신호 구간에서는, 메모리(21)로부터 판독된 훈련신호가 선택되고, 데이터신호구간에서는 비터비 알고리즘 연산회로(81)로부터의 수신신호에 대한 후보기호신호가 선택되고, 귀환형 필터부(85)에 부여된다. 비터비 알고리즘 연산회로(81)가 출력하는 복소 기호 후보(a_m(i))는 스위치회로(19)를 경유하여 귀환형 필터부(85)에 있어서 지연소자(82)에 부여되어 1T 지연되고, 다른편에서 복소수 가산기(84)에 부여된다. 이 지연소자에 의하여 지연된 복소수 기호후보(a_m(i-1))는 파라미터추정부(71)에 부여됨과 동시에, 복소수 승산기(83)에 부여되어 피라미터 추정부(71)로부터의 귀환형필터계수(w_b ^*)가 중첩(여기서는 승산)된다. 승산결과는 지연전의 복소수 기호후보(a_m(i))와 더하여 복소수 가산기(84)로 합해지고, 귀환신호로서 복소수 감산기(86)에 부여된다. 여기서 지연소자(82), 복소수 승산기(83) 및 복소수 가산기(84)는, 귀환형 필터부(85)를 구성하고, 도 6의 실시예에 있어서 귀환형 필터부(64)에 대응한다. 복소수 가산기(84)가 출력하는 귀환신호는 전송로 지연과 전송로 변형을 받은 수신신호를 추정한 중복 신호이다.

복소수 감산기(86)는, 합성신호(y(i))와 중복 신호와의 차분을 오차신호(e(i))로서 출력한다. 2승연산회로(87)는, 오차신호(e(i))의 절대치 2승에 음의 상수를 승산한 값을 개연성 정보, 즉, 분기 행렬로서 출력한다. 비터비 알고리즘 연산회로(81)는, 상기 복소수 기호 후보를 출력하고, 비터비 알고리즘을 사용하여 최대 개연성 추정에 의한 신호판정을 행한다. 구체적으로는, 복소 기호계열후보마다 분기행렬의 누적치로서 로그 개연 함수, 즉, 경로행렬을 계산하고, 경로행렬을 최대로 하는 복소수 기호계열 후보를 비터비 알고리즘에 의하여 구한다. 게다가, 선택된 복소수 기호계열후보의, 판정지연만큼 앞의 복소수 기호를 판정신호로서 출력단자(18)로 출력한다. 파라미터 추정부(71)에는, 수신 기저대역신호(x₁내지 x_Q), 지연복소수 기호(a_m(i-1)), 및 오차신호(e(i))가 부여되고, 오차신호(e(i))의 파워가 최소로 되도록, 최소 2승법 알고리즘에 의하여 귀환형 필터계수(w_b ^*)와 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 결정한다. 이 신호판정부(67)와 귀환형 필터부(85)는 최대 개연성 추정을 사용한 등화기(66)를 구성한다.

예를들면 변조방식이 QPSK 변조로, 전송로가 1T 지연이 있는 2개의 경로 전파인 경우, 최대 개연성 추정에 비터비 알고리즘을 사용하면, 그 격자구조의 도는 도 8에 도시하는 바와 같다. 각 시각(i)에서 살아남은 모든 경로에, 즉, 각 상태 (S1, S2, S3, S4)에 그 상태에 대응하는 복소수 기호(a_m(i))를 복소수 기호후보로서 출력하고, 파라미터추정부(71)에서 파라미터 추정을 행한다. 따라서, 각 시각에서는 상태수(도 8에서는 4) 부분에 대하여 파라미터 추정을 행할 필요가 있고, 연산량이 늘지만, 전송로의 변동을 충분히 추종할 수 있다. 더구나, 송신기저대역 생성부(30)에 설정하는 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*) 및 송신변형부(76)에 설정하는 귀환형필터계수(w_b ^*)는, 수신 버스트의 최종기호로 최대 개연성에 대응하는 상태의 것이다.

도 7의 실시예에서는, 지연후의 복소수 기호신호(a_m(i-1))에 대하여 귀환형필터계수(w_b ^*)를 승산하였지만, 도 9에 도시하는 바와같이 지연전의 기호신호(a_m(i))에 귀환용 필터계수(w_b ^*)를 승산하여도 좋다. 그 경우에는, 송신측의 송신변형부(76)(도 6참조)의 복소수 승산기(74)의 가중 계수 및 복소수 승산기(78)의 이득(G1)으로서 각각 (w_b ^*)^-1을 부여한다. 다만, 복소수 승산기(78)는 결국 단순히 증폭기로서 작용할 뿐이므로 이득(G₁=(w_b ^*)^-1)대신에 G₁=1을 부여하여도 좋다(즉, 승산기(78)를 생략하여도 좋다.). 기타의 구성은 도 7과 동일하다.

도 7의 실시예에 있어서, 지연후의 기호신호(a_m(i-1)) 대신에, 도 10에 도시하는 바와 같이 비터비 알고리즘 연산회로(81)의 판정출력을 파라미터 추정부(71)에 부여하도록 변형하여도 좋다. 비터비 알고리즘은 판정지연을 동반하고, 판정신호는 현시점에서 판정지연분만큼 지연하지만, 전송로의 변동이 그 판정지연사이에 무시할 수 있으면 문제는 없고, 각 시각(i)에서 상태수 부분만큼 파라미터 추정을 행할 필요가 없으므로 연산량이 감소될 수 있다. 이 경우, 파라미터 추정부(71)는 판정지연을 고려하여 도 10에 도시하는 바와 같이 수신 기저대역신호(x₁(i),…, x_Q(i))와 오차신호(e(i))에 대하여 각각 판정지연분만큼 지연회로(71C₁내지 71C_Q및 71B)에 의하여 각각 지연시킨다음 파라미터 추정회로(71A)에 부여한다.

도 11은 도 6의 실시예에 있어서 훈련신호 구간에 추정한 파라미터(w_b ^*및 w₁ ^*내지 w_Q ^*를 데이터 신호구간에 변경되지 않고, 그대로 사용하는 경우의 실시예이다. 이 경우, 파라미터 추정부(71)에는 훈련신호를 복소수 기호열(a_R(i), a_R(i+1), …)로서 순차 부여하고, 오차신호(e(i))와 훈련 기호신호(a_R(i)) 및 수신 기저대역신호(x₁내지 x_Q)로부터 최소 2승법에 의하여 축차, 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)와 귀환형필터계수(w_b ^*)를 결정하고, 훈련신호의 최후의 기호신호에 대하여 결정된 그들 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)와 귀환형필터계수(w_b ^*)를 데이터 신호구간에 그대로 변경하지 않고 사용한다.

도 12의 실시예는, 도 9의 실시예에 대하여 도 11의 실시예와 동일하게, 훈련신호구간에서 추정한 피라미터(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 데이터 신호구간에 있어서 변경하지않고 사용하는 경우의 실시예이다. 이 경우도 훈련신호구간에 있어서 파라미터의 추정은 훈련신호 메모리(21)로부터의 복소기호신호(a_m(i))가 직접 파라미터 추정부(71)에 부여되어, 그의 훈련 기호신호와, 수신 기저대역신호(x₁내지 x_Q)와, 복소수 감산기(86)로부터의 오차신호(e(i))로부터 최소 2승법 알고리즘에 의하여 축차 파라미터(w₁ ^*내지 w_Q ^*및 w_b ^*)를 추정한다. 훈련신호의 최후의 복소수 기호신호에 대하여 추정된 파라미터는, 데이터신호 구간에 변경되지 않고, 그대로 사용된다.

도 7,9,10,12의 실시예에 있어서 등화기(66)에서는, 도 6의 실시예에 있어서 등화기(66)와 다르고, 지연파에 의한 부호간 간섭은 제거하고 있지 않으므로, 희망 신호의 지연파의 전력을 유효하게 이용하고 있고, 도 6 및 11의 실시예보다 수신전송특성을 더욱더 향상시킬 수 있다.

이상 설명한 각 실시예에서는, 선형합성부(20)에 있어서 복소수 승산기(15₁내지 15_Q)를 사용하고, 또 송신 기저대역 신호생성부(30)에 있어서 복소수 승산기(27₁내지 27_Q)를 사용하여 각각 가중계수(w₁ ^*내지 w_Q ^*)를 승산하는 경우를 표시하였지만, 이들의 승산기 대신에 횡파필터를 사용하여, 가중계수(w₁ ^H내지 w_Q ^H)를 각각 필터계수로서 부여하여도 좋다. 그 경우의 실시예를 도 13에 도시한다. 도 13에 있어서, 등화기(66)는 신호판정부(67)로서 도 6, 11에 도시한 바와같은 정확한 판정을 행하는 것이거나, 도 7,9,10,12에 도시한 바와같은 최대 개연성 추정을 행하는 것이거나 어느것도 좋다. 파라미터 추정부(71)는 수신베이스신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))와, 오차신호(e(i))와, 수신기호(a_Q(i)), 또는 a_R(i-1))로부터 귀환형 필터계수(w_b ^*)와 필터계수(w₁ ^H내지 w_Q ^H)를 추정한다. 이들 필터계수는 선형합성부(20)의 횡파필터(91₁∼91_Q)에서 수신기저대역신호(x₁(i) 내지 x_Q(i))와 각각 중첩이 행해지고, 송신기저대역 생성부(30)의 횡파필터(92₁내지 92_Q)에서 각각 송신변형신호(b(i))와 중첩이 행해진다.

도 13의 실시예는, 샘플링주기(T_S)가 기호주기(T)와 같은 경우이다. 이경우, 선형합성부(20)의 각 횡파필터(91_q(q=1, …, Q)는, 예를들면 도 14에 도시하는 바와같이 지연시간이 기호주기(T)와 같은 지연소자(9A)가 복수개로 직렬 접속되고, 이들 지연소자의 직렬접속의 입력신호(x_q(i))와, 각각의 지연단의 출력(x_q(i-1), x_q(i-2)…)에 각각 승산기(9B)에 의하여 가중계수(필터계수)(w₁ ^*, w₂ ^*, w₃ ^*)가 승산되고, 이들의 승산결과는 가산기(9C)에 의하여 가산된다. 즉, 입력신호(x_q(i)가 필터계수 벡터(w_q ^H)와 중첩되어 출력된다. 송신 기저대역 생성부(30)의 횡파필터(92₁내지 92_Q)도 동일하게 구성된다.

일반적으로 샘플링주기(T_S)가 기호주기(T)와 같으면 샘플링클록의 타이밍오프세트에 의하여 대폭으로 평균 BER 특성이 열화되는 것이 알려져 있다. 이 열화를 피하기 위해서는, 샘플링주기를 기호주기(T)미만, 예를들면 T/2로 하는 분수간격 샘플링을 행하는 것이 유효하다. 이와같은 분수간격 샘플링주기를 실현하려면, 도 13의 실시예에 있어서, 선형합성부(20)와 송신기저대역 생성부(30)의 각 횡파필터(91_q, 92_q(q=1, …, Q))를, 예를들면 도 15에 도시하는 바와같이, 도 14의 횡파필터의 지연소자(9A)를 각각 지연시간이 샘플링 주기(T)의 1/2의 지연소자(9A')로 치환하면 된다. 이 구성은 도 13의 모든 횡파필터(91₁내지 91_Q, 92₁내지 92_Q)에 적용한 경우, 송신변형부(76)의 출력신호는 기호주기(T)마다 출력되므로 송신필터부(79)에서 샘플링주기(T_S)의 1/2마다의 신호로 변환한후, 횡파필터(92₁내지 92_Q)에 입력할 필요가 있다. 이 송신필터부(79)로서는 잘 알려져 있는 코사인 롤오프 필터 또는 루트 롤오프 필터등을 사용하면 좋다.

도 6의 실시예에서 설명한 바와같이, 기지국의 송신어레이 선 부호화부(70)의 송신변형부(76)에서는, 귀환루프가 발산하는것을 방지하기 위하여 모듈로 연산부(72)를 설치하여 있다. 한편, 이동국은 기지국에서 송신되는 버스트신호의 훈련신호 구간에 수신신호에 대한 동기를 확립하고, 계속하는 데이터 신호를 수신하지만, 기지국에서 모듈로 연산부(72)에 의하여 2M의 정수배를 입력신호{a_T(i)-w_b ^*b(i-1)}에 대하여 감산 또는 가산한 경우, 이동국측에서 그것을 수신하는 경우에, 반송파 동기가 곤란하게 되는 문제가 생긴다. 특히, 반송파 동기가 훈련신호 구간에서 동기되지 못하면, 이동국은 기지국으로부터의 송신신호를 바르게 수신할 수 없다. 따라서, 도 6에 도시하는 복소수 승산기(77)에 예를 들면 도 16A에 도시하는 바와같은 증폭율이 1과 0을 반복하여 변화하는 이득제어신호(G_O)를 1로 설정한다. 이 훈련신호구간의 이득제어는 상술한 어느 실시예에도 적용할 수 있다.

또, 상기 각 실시예에서는, 희망 신호의 지연파의 최대지연시간을 1T로 하고 있었지만, 최대지연시간(NT)(N는 2 이상의 정수)의 경우의 확장은 용이하고, 도 6, 도 11의 귀환형 필터부(64)의 복소수 승산기(63)와, 송신변형부(76)의 복소수 승산기(74) 및 도 7,9,12,13의 귀환형 필터부(85)의 복소수 승산기(83)를, 각각 N탭의 기호간격형 횡파필터로 치환하고, 그 탭계수를 귀환형 필터계수로 하면 좋다. 다만, 도 9의 구성예에서는 지연소자(82)의 지연시간을 NT로 할 필요가 있다.

(발명의 효과)

이상 설명한 바와같이, 주파수 선택성 페이딩 조건의 경우에도 수신전송특성이 열화되지 않고, 동시에 송신신호를 필터링하는 것으로 지연파에 의한 부호간 간섭을 억제할 수 있으므로, 이동국의 수신기에 등화기의 기능을 필요로 하지 않는 어댑티브 어레이 송수신기가 제공될 수 있다.

동일채널간섭이 무시될 수 없는, 고속전송을 행하는 무선시스템에 이용하면 효과적이다.

Claims

TDD 방식의 어댑티브 어레이 송수신기는:

2이상의 정수인 Q개의 송수신 공용안테나로부터의 수신신호를 기저대역신호로 변환하고 수신된 기저대역 신호를 출력하는 수신수단,

상기 수신된 기저대역 신호 각각을 가중 계수에 의하여 가중하고, 이에 따라 얻어진 가중되어 수신된 기저대역신호를 합하여 합성신호를 생성하는 선형합성수단,

귀환 복소수 기호신호와 귀환용 필터계수를 중첩하고, 이에따라 얻어진 연산결과를 귀환신호로서 출력하는 귀환형 필터수단,

상기 합성신호와 상기 귀환신호를 입력으로서 신호판정을 행하고 판정신호를 출력하고, 상기 신호판정로부터 발생되는 오차신호, 상기 귀환 복소수 기호신호, 및 파라미터추정용 복소수 기호신호를 출력하는 신호판정수단,

상기 수신된 기저대역신호와 상기 파라미터추정용 복소수 기호신호와 상기 오차신호를 입력하고, 상기 오차신호의 2승평균이 최소로 되도록, 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 추정하고 출력하는 파라미터 추정수단,

상기 귀환형필터계수를 지연된 송신변형신호와 중첩하여 추정전송로 변형을 얻고, 송신신호로부터 상기 추정전송로 변형을 감산하고, 이 감산결과를 상기 송신변형신호로서 생성하는 송신변형수단,

상기 송신변형신호와 상기 가중계수와의 가중연산을 행하고, Q개의 송신 기저대역 신호를 생성하는 송신 기저대역 생성수단, 및

상기 송신 기저대역신호를 RF주파수로 변환하여 대응하는 상기 송수신 공용안테나로부터 송신하는 송신수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항에 있어서, 상기 송신변형신호를 소정의 대역으로 제한하고, 그로 인하여 대역이 제한된 상기 송신변형을 상기 송신기저대역 생성수단에 부여하는 송신 필터수단이 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항에 있어서, 상기 송신변형신호의 전력이 소정의 범위내로 되도록 상기 송신변형 신호에 대하여 모듈로 연산을 행하는 모듈로 연산수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항 내지 제 3 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호 판정수단은, 상기 합성신호로부터 상기 귀환신호를 감산하여 부호간 간섭제거신호를 생성하는 제 1 감산수단, 상기 부호간 간섭제거신호를 정확히 판정하여 상기 판정신호를 출력하는 판정기, 상기 판정신호를 지연하여 상기 귀환 복소수 기호신호와 상기 파라미터 추정용 복소수 기호신호로서 출력하는 지연소자, 및 상기 부호간 간섭제거신호와 상기 판정신호와의 차분을 상기 오차신호로서 출력하는 제 2 감산수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항 내지 제 3 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호판정수단은, 상기 합성신호로부터 상기 귀환신호를 감산해서 상기 오차신호를 생성하는 감산수단, 및 개연성 정보인 상기오차신호의 2승을 최대 개연성 추정수단에 의하여 신호판정을 행하고, 상기 판정신호를 출력함과 동시에, 복소수 기호후보를 상기 귀환복소수 기호신호로서 출력하는 최대 개연성 추정수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 5 항에 있어서, 상기 귀환형 필터수단은, 과거의 상기 복소수 기호후보와 상기 귀환형 필터계수와의 중첩하는 승산수단, 중첩결과와 현시점의 상기 복소수 기호후보를 가산하고, 가산결과를 상기 귀환신호로서 출력하는 복소수 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 5 항에 있어서, 상기 귀환형필터수단은 상기 복소수 기호후보와 상기 귀환용 필터계수를 중첩하는 복소수 승산수단, 중첩결과와 과거의 상기 복소수 기호후보를 가산하고, 가산결과를 상기 귀환신호로서 출력하는 복소수 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 5 항에 있어서, 상기 파라미터 추정수단은, 상기 신호판정수단의 최대 개연성 추정의 상태마다 상기 파라미터 추정용 복소수 기호신호로서 입력된 상기 복소수 기호후보, 상기 오차신호, 그리고 상기 수신 기저대역 신호에 의거하여, 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 추정하는 수단이고, 수신된 버스트의 최종기호로 최대 개연성에 대응하는 상기 상태의 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터 계수를 상기 송신변형수단과 상기 송신 기저대역 생성수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 5 항에 있어서, 상기 파라미터 추정수단은, 상기 파라미터 추정용 복소수 기호신호로서 상기 판정신호가 입력되고, 상기 수신 기저대역 신호를 상기 신호판정수단의 판정지연분만큼 지연시키는 제 1 지연수단, 상기 오차 신호를 상기 판정지연분만큼 지연시키는 제 2 지연수단, 및 지연된 상기 오차신호와 지연된 상기 수신 기저대역신호와 상기 판정신호에 의거하여 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 추정하는 파라미터 추정회로를 포함하고, 수신된 버스트의 최종기호에서 계산된 상기 상태의 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 상기 송신변형수단과 상기 송신기저대역 생성수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항 내지 제 3 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 파라미터 추정수단은, 수신신호중 훈련신호 구간에 있어서 상기 파라미터 추정용 복소수 기호신호로서 수신 훈련신호를 입력하고, 상기 수신 훈련신호의 최종기호로 파라미터 추정을 종료하여, 이때의 상기 가중계수와 상기 귀환형 필터계수를 상기 송신 변형수단과 상기 송신 기저대역 생성수단에 설정하는것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 10 항에 있어서, 상기 신호판정수단은, 훈련신호가 내장된 훈련신호 메모리, 및 수신신호의 훈련신호구간에 있어서 상기 훈련신호 메모리로부터 판독된 훈련신호를 상기 귀환복소수 기호신호로서 출력하는 스위치 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 1 항 내지 제 3 항중 어느 한 항에 있어서, 상기 선형합성수단은, 상기 수신 기저대역 신호를 각각 승산기에 의해 상기 가중계수로 승산하는 제 1 복소수 승산기, 그 승산결과를 더하여 합한 것을 상기 합성신호로서 출력하는 제 1 복소수 가산기를 갖고, 상기 송신 기저대역 생성수단은, 상기 송신변형필터신호에 상기 가중계수를 승산하는 제2 복소 승산기를 포함하며, 그 승산결과를 Q개의 상기 송신 기저대역 신호로서 출력하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 2 항에 있어서, 상기 선형합성수단은, 상기 수신기저대역 신호에 상기 가중계수를 탭 계수로서 중첩하는 제 1 횡파필터와, 그 중첩결과를 더하여 합하고 상기 합성신호로서 출력하는 제1 복소수 가산수단을 포함하고, 상기 송신 기저대역 생성수단은, 상기 송신 변형신호에 상기 가중계수를 탭계수로서 중첩하는 제 2 횡파필터를 포함하고, 그 연산결과를 Q개의 상기 기저대역 신호로서 출력하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 13 항에 있어서, 상기 선형합성수단과, 상기 송신 기저대역 생성수단의 상기 제 1 및 제 2 횡파필터는 분수간격형 횡파필터이고, 상기 송신 필터수단은, 상기 송신변형 필터신호를, 상기 분수간격형 횡파필터의 지연소자의 지연시간을 샘플링 주기로 하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.
제 3 항에 있어서, 상기 송신변형수단은, 송신 훈련신호 구간에 있어서, 증폭율을 제어하여 상기 모듈로 연산수단의 출력을 펄스파형으로 만드는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 어레이 송수신기.