CN100380842C - 无线装置 - Google Patents

Abstract

无线装置1000根据接收权重矢量计算机20计算的接收权重矢量从来自天线#1～#4的信号中分离来自特定终端的信号。接收系数矢量计算机22导出来自特定终端的信号的传播路径的脉冲响应。发送系数矢量推定器32根据接收系数矢量计算机22的推定结果预测发送时刻的传播路径。发送权重矢量计算机30根据发送系数矢量推定器32的预测结果控制发送时天线的指向性。由此，可以抑制因上下行线间的时间差引起的下行线的误码率的增加。

Description

无线装置

技术领域

本发明涉及可实时改变天线的指向性的无线装置的构成，特别涉及自适应阵列无线基站使用的无线装置的构成。

背景技术

近年来，在移动通信系统中，为了有效地利用频率，提出了各种传输信道分配方法，其中一部分已经实用化。

图30是频分多址联接(FDMA)、时分多址联接(TDMA)和PDMA通信系统中的信道分配图。

首先，参照图30，简单说明FDMA、TDMA和PDMA。图30(a)是表示FDMA的图，利用不同频率f1～f4的无线电波对用户1～4的模拟信号进行频率分割后再传送，各用户1～4的信号利用频率滤波器进行分离。

在图30(b)所示的TDMA中，各用户的数字化信号利用不同频率f1～f4的无线电波且按一定的时间(时隙)时分割后进行传送，各用户的信号利用频率滤波器以及基站和各用户移动通信终端装置之间的时间同步进行分离。

另一方面，最近，便携式电话机得到普及，为了提高无线电波的利用效率，提出了PDMA方式。该PDMA方式如图30(c)所示，将相同频率的1个时隙在空间上进行分割来传送多个用户的数据。在该PDMA中，各用户的信号使用频率滤波器、基站和各用户移动通信终端装置之间的时间同步以及自适应阵列等的相互干涉除去装置进行分离。

关于这样的自适应阵列无线基站的工作概念，例如在下述文献中有说明。

B.Widrow，et al.：“Adaptive Antenna Systems，”Proc.IEEE，vol.55，No.12，pp.2143-2159(Dec.1967).

S.P.Applebaum：“Adaptive Arrays”，IEEE Trans.Antennas & Propag.，vol.AP-24，No.5，pp.585-598(Sept.1976).

O.L.Frost，III：”Adaptive Least Squares Optimization Subject toLinear Equality Constraints，”SEL-70-055，Technical Report，No.6796-2，Information System Lab.，Stanford Univ.(Aug.1970).

B.Widrow and S.D.Stearns：“Adaptive Signal Processing，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs(1985).

R.A.Monzingo and T.W.Miller：“Introduction to Adaptive Arrays，”John Wiley & Sons，New York(1980).

J.E.Hudson：“Adaptive Array Principles，”Peter Peregrinus Ltd.，London(1981).

R.T.Compton，Jr.：“Adaptive Antennas-Concepts and Performance，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs(1988).

E.Nicolau and D.Zaharia：“Adaptive Arrays，”Elsevier，Amsterdam(1989).

图31是表示这样的自适应阵列无线基站的工作概念的概念图。在图31中，1个自适应无线基站1具有由n个天线#1、#2、#3、...#n构成的阵列天线2，第1斜线区3表示该无线电波所及的范围。另一方面，第2斜线区7表示相邻其它无线基站6的无线电波所及的范围。

在区域3内，在作为用户A的终端的便携式电话机4和自适应阵列无线基站1之间进行无线电波信号的收发(箭头5)。另一方面，在区域7内，在作为其他用户B的终端的便携式电话机8和无线基站6之间进行无线电波信号的收发(箭头9)。

这里，当用户A的便携式电话机4的无线电波信号的频率和用户B的便携式电话机8的无线电波信号的频率碰巧相等时，因用户B所处位置的不同，从用户B的便携式电话机8来的无线电波信号在区域3内会变成不需要的干涉信号，而混入用户A的便携式电话机4和自适应阵列无线基站1之间的无线电波信号中。

这样，在接收了从用户A和B双方来的混合无线电波信号的自适应阵列无线基站1中，若不进行某种处理，就会输出将从用户A和B双方来的信号混合后的信号，影响本来应该是用户A的通话。

[先有的自适应阵列天线的构成和动作]

在自适应阵列无线基站1中，为了从输出信号中除去来自该用户B的信号，进行如下的处理。图32是表示自适应阵列无线基站1的构成的概略方框图。

首先，若设来自用户A的信号为A(t)，来自用户B的信号为B(t)，则构成图31的阵列天线2的第1天线#1接收的信号x1(t)可由下式表示：

x1(t)＝a1×A(t)+b1×B(t)

这里，a1、b1象后述那样是随时间变化的系数。

其次，第2天线#2接收的信号x2(t)可由下式表示：

x2(t)＝a2×A(t)+b2×B(t)

这里，a2、b2同样是随时间变化的系数。

其次，第3天线#3接收的信号x3(t)可由下式表示：

x3(t)＝a3×A(t)+b3×B(t)

这里，a3、b3同样是随时间变化的系数。

其次，第n天线#n接收的信号xn(t)可由下式表示：

xn(t)＝an×A(t)+bn×B(t)

这里，an、bn同样是随时间变化的系数。

上述系数a1、a2、a3...an表示因构成阵列天线2的天线#1、#2、#3...#n的相对位置不同(例如，各天线相互之间隔开1米左右、即无线电波波长的5倍的距离配置)故各天线对来自用户A的无线电波的接收强度产生差异的状况。

此外，上述系数b1、b2、b3...bn也一样，表示天线#1、#2、#3...#n对来自用户B的无线电波的接收强度产生差异的状况。因各用户随时都在移动，故这些系数随时间变化。

由各天线接收的信号x1(t)、x2(t)、x3(t)...xn(t)经过对应的开关10-1、10-2、10-3...10-n进入构成自适应阵列无线基站1的接收部1R，加给权重矢量控制部11，同时，分别加给对应的乘法器12-1、12-2、12-3...12-n的一个输入端。

对各天线的接收信号的权重w1、w2、w3...wn从权重矢量控制部11加给这些乘法器的另一个输入端。这些权重如后述那样，利用权重矢量控制部11实时算出。

因此，天线#1的接收信号x1(t)经乘法器12-1变成w1×(a1×A(t)+b1×B(t))，天线#2的接收信号x2(t)经乘法器12-2变成w2×(a2×A(t)+b2×B(t))，天线#3的接收信号x3(t)经乘法器12-3变成w3×(a3×A(t)+b3×B(t))，进而，天线#n的接收信号xn(t)经乘法器12-n变成wn×(an×A(t)+bn×B(t))。

这些乘法器12-1、12-2、12-3...12-n的输出经加法器13相加，其输出如下：

w1×(a1×A(t)+b1×B(t))+w2×(a2×A(t)+b2×B(t))+w3×(a3×A(t)+b3×B(t))+...+wn×(an×A(t)+bn×B(t))。

将与A(t)有关的项和与B(t)有关的项分开，变成下式：

(w1a1+w2a2+w3a3+...+wnan)A(t)+(w1b1+w2b2+w3b3+...+wnbn)B(t)

这里，如后述那样，自适应阵列无线基站1识别用户A、B，为了能够只抽出来自所要的用户的信号而计算上述权重w1、w2、w3...wn。例如，在图32的例子中，为了只抽出从本来应该通话的用户A来的信号A(t)，权重矢量控制部11将系数a1、a2、a3...an、b1、b2、b3...bn作为常数，使信号A(t)的系数整体为1，信号B(t)的系数整体为0那样来计算权重w1、w2、w3...wn。

即，权重矢量控制部11通过解下面的联立一次方程式，实时算出信号A(t)的系数为1、信号B(t)的系数为0的权重w1、w2、w3...wn：

w1a1+w2a2+w3a3+...+wnan＝1

w1b1+w2b2+w3b3+...+wnbn＝0

该联立一次方程式的解法是众所周知的，正如在刚才列举的文献中所记载的那样，目前，在自适应阵列无线基站上已经实用化了，所以省略其说明。

通过这样来设定权重w1、w2、w3...wn，加法器13的输出信号如下：

输出信号＝1×A(t)+0×B(t)＝A(t)

[用户的识别、训练信号]

再有，上述用户A、B的识别可以象以下那样进行。

图33是表示便携式电话机的无线电波信号的帧构成的概略图。便携式电话机的无线电波信号大致包括由无线基站已知的信号系列形成的前置码和由无线基站未知的信号系列形成的数据(声音等)。

前置码的信号系列包含用来识别该用户是不是应该与无线基站通话的所要的用户的信息的信号系列。自适应阵列无线基站1的权重矢量控制部11(图32)进行权重矢量控制(权重的决定)，将从存储器14取出的与用户A对应的训练信号与已接收的信号系列对比，抽出认为包含有与用户A对应的信号系列的信号。这样抽出的用户A的信号作为输出信号S_RX(t)从自适应阵列无线基站1向外部输出。

另一方面，在图32中，从外部来的输入信号S_TX(t)进入构成自适应阵列无线基站1的发送部1T，并加给乘法器15-1、15-2、15-3...15-n的一个输入端。刚才由权重矢量控制部11根据接收信号算出的权重w1、w2、w3...wn被复制后分别施加在这些乘法器的另一个输入端。

利用这些乘法器加权了的输入信号经对应的开关10-1、10-2、10-3...10-n送往对应的天线#1、#2、#3...#n，并发送到图31的区域3内。

这里，对于使用和接收时相同的阵列天线2发送的信号，因和接收信号一样以用户A为目标进行加权，故发送的无线电波象是恰好指向用户A那样可以由用户A的便携式电话机接收。图34是将这样的用户A和自适应阵列无线基站1之间的无线电波信号的收发形象化了的图。实际上如与表示无线电波所及的范围的图31的区域3对比并在图34的虚拟区域3a示出的那样，使以用户A的便携式电话机4为目标从自适应阵列无线基站1发射具有指向性的无线电波的状态形象化。

如上所述，在PDMA方式中，除去同一信道干涉的技术是必要的。在这一点上，对干涉波能自适应地使其为零的自适应阵列即使在干涉波的电平比所要波的电平高的情况下也可以有效地抑制干涉波，所以它是一种有效地方法。

当在基站使用了自适应阵列时，不仅能除去接收时的干涉，还可以减小发送时不需要的发射。

这时，发送时的阵列式样可以考虑使用接收时的阵列式样，或根据到来方向推定等结果重新生成。后者不管是FDD(频分双工)、TDD(时分双工)都可以适用，但必需要复杂的处理。另一方面，当在FDD中使用前者时，因收发阵列式样不同，故必须进行阵列配置或权重等校正。因此，一般，在适用于TDD的前提下，在外部时隙连续的环境下，可以得到良好的特性。

如以上说明的那样，在基站使用自适应阵列的TDD/PDMA方式中，当下行线使用从上行线得到的阵列式样(权重矢量式样)时，在假定具有角度扩展的动态瑞利传播度的情况下，有时因上行下行线的时间差会使上行下行线的误码率增大。

即，从利用上行线(uplink)从用户终端向基站发送无线电波后到相反地利用下行线(downlink)从基站向用户终端发送无线电波，这中间有时间间隔，所以，当不能忽视用户终端的移动速度时，无线电波从基站发射的方向和用户终端实际存在的方向有误差，所以，误码率增大。

作为推定已考虑到这样的传输线路的变动的下行线用权重的方法，在以下文献中提出了使用从上行线得到的权重矢量值进行一次外插的方法。

(1)加藤、大钟、小川、伊藤，信学论(B-II)，vol.J81-B-II，no.1，pp.1-9，Jan.1998

(2)土居、大钟、唐泽，信学技报，RCS97-68，pp.27-32，Jul.1997

但是，若实际观测权重的时间变化，因不是直线，故先有的权重矢量一次外插方法存在误差大的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种无线装置，注意到自适应阵列的权重可以利用各天线元件中的响应矢量来唯一地表示，通过推定响应矢量随时间的变动来间接地推定权重，由此，当假定带角度扩展等动态的瑞利传播路径时，即使在TDD/PDMA方式下，也可以抑制因上下行线间的时间差而发生的线路误码率的增大。

本发明第1方面的无线装置是一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用多个天线的发送电路及接收电路，接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信接收时，根据从多个天线来的信号，从多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，推定来自特定终端的传播路径，发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据发送传播路径推定电路的推定结果更新发送信号发送时天线的指向性，各时隙包含设在时隙内用来识别与特定终端的收发的第1规定大小的第1数据区和设在时隙中的与第1数据区隔开规定的间隔的后续的区域中用来识别与特定终端的收发的第2规定大小的第2数据区，接收传播路径推定电路分别根据第1和第2数据区的数据导出从特定终端来的传播路径的第1推定值和第2推定值，发送传播路径推定电路通过外插第1和第2推定值，预测发送信号发送时的传播路径。

本发明第2方面的无线装置除了本发明第1方面记载的无线装置的构成之外，第1数据区包含第1训练数据区，第2数据区包含第2训练数据区。

本发明第3方面的无线装置除了本发明第2方面记载的无线装置的构成之外，第1训练数据区设在时隙的头部，第2训练数据区设在时隙的尾部。

本发明第4方面的无线装置除了本发明第3方面记载的无线装置的构成之外，接收传播路径推定电路分别根据第1和第2训练数据区中的数据导出从特定终端来的传播路径的与来自特定终端的脉冲响应相当的第1接收系数矢量和第2接收系数矢量。

本发明第5方面的无线装置除了本发明第1方面记载的无线装置的构成之外，接收传播路径推定电路利用来自多个天线的各接收信号和由接收信号分离电路分离的来自特定终端的信号的集平均导出第1接收系数矢量和第2接收系数矢量。

本发明第6方面的无线装置是一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用多个天线的发送电路及接收电路，接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，从多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，推定来自特定终端的传播路径，发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据发送传播路径推定电路的推定结果更新发送信号发送时天线的指向性，各时隙包含设在时隙内并具有规定个数的训练数据的训练数据区和设在训练数据区的后面并具有分别表现收发信息的多个数据的数据区，接收传播路径推定电路分别根据训练数据区和数据区中的数据导出从特定终端来的传播路径的第1推定值和第2推定值，发送传播路径推定电路通过外插第1和第2推定值，预测发送信号发送时的传播路径。

本发明第7方面的无线装置除了本发明第6方面记载的无线装置的构成之外，训练数据区设在时隙的头部。

本发明第8方面的无线装置除了本发明第6方面记载的无线装置的构成之外，接收传播路径推定电路根据训练数据区和数据区中的多个数据逐次导出从特定终端来的传播路径的与来自特定终端的脉冲响应相当的第1接收系数矢量和第2接收系数矢量。

本发明第9方面的无线装置除了本发明第8方面记载的无线装置的构成之外，第1接收系数矢量和第2接收系数矢量的逐次导出采用最陡下降法。

本发明第10方面的无线装置除了本发明第8方面记载的无线装置的构成之外，第1接收系数矢量和第2接收系数矢量的逐次导出采用递归最小二乘法。

本发明第11方面的无线装置是一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用多个天线的发送电路及接收电路，接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，从多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，推定来自特定终端的传播路径，发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据发送传播路径推定电路的推定结果更新发送信号发送时天线的指向性，时隙包含设在时隙内并具有规定个数的训练数据的训练数据区和设在训练数据区的后面并具有分别表现收发信息的多个数据的数据区，接收传播路径推定电路分别根据训练数据区和数据区中的数据导出从特定终端来的传播路径的多个推定值，发送传播路径推定电路通过回归多个推定值并根据回归结果进行外插，预测发送信号发送时的传播路径。

本发明第12方面的无线装置除了本发明第11方面记载的无线装置的构成之外，训练数据区设在时隙的头部。

本发明第13方面的无线装置除了本发明第11方面记载的无线装置的构成之外，接收传播路径推定电路根据训练数据区和数据区中的多个数据逐次导出从特定终端来的传播路径的与来自特定终端的脉冲响应相当的多个接收系数矢量。

本发明第14方面的无线装置除了本发明第13方面记载的无线装置的构成之外，多个接收系数矢量的逐次导出采用最陡下降法。

本发明第15方面的无线装置除了本发明第13方面记载的无线装置的构成之外，多个接收系数矢量的逐次导出采用递归最小二乘法。

本发明第16方面的无线装置除了本发明第1方面记载的无线装置的构成之外，接收信号分离电路包含接收从多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、各自的一个输入端接收来自多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器和将从多个乘法器来的信号相加的加法器，发送指向性控制电路包含根据发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收发送权重矢量再分别送给多个天线的多个第2乘法器。

本发明第17方面的无线装置是一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用多个天线的发送电路及接收电路，接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，从多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，推定来自特定终端的传播路径，发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据发送传播路径推定电路的推定结果更新发送信号发送时天线的指向性，接收信号分离电路包含接收从多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、各自的一个输入端接收来自多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器和将从多个乘法器来的信号相加的加法器，发送指向性控制电路包含根据接收传播路径推定电路的推定结果判定特定终端的移动速度的判定部、根据发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部、接收发送权重矢量和接收权重矢量并根据移动速度判定部的判定结果有选择地输出的切换电路和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收切换电路的输出再分别送给多个天线的多个第2乘法器。

本发明第18方面的无线装置是一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用多个天线的发送电路及接收电路，接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，从多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在将接收信号接收时，根据从多个天线来的信号，推定来自特定终端的传播路径，发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据发送传播路径推定电路的推定结果更新发送信号发送时天线的指向性，接收信号分离电路包含接收从多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、接收从多个天线来的接收信号并导出来自特定终端的信号的接收电平的接收信号电平运算部、各自的一个输入端接收来自多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器和将从多个乘法器来的信号相加的加法器，发送指向性控制电路包含根据接收信号电平运算部的运算结果判定特定终端的接收信号电平的接收信号电平判定部、根据发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部、接收发送权重矢量和接收权重矢量并根据接收信号电平判定部的判定结果有选择地输出的切换电路和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收切换电路的输出再分别送给多个天线的多个第2乘法器。

附图说明

图1是表示本发明实施形态1的PDMA用基站的无线装置(无线基站)1000的构成的概略框图。

图2是用来说明无线装置(无线基站)1000的动作的流程图。

图3是用来说明发送系数矢量推定器32的动作的概念图。

图4是表示实施形态1的变形例的接收系数矢量计算器22的另一构成的图。

图5是表示当进行逐次推定时进行传播路径推定的概念的概念图。

图6是表示根据在上行线时隙区间逐次求得的脉冲响应计算回归曲线并推定传播路径的概念的概念图。

图7是表示实施形态7的AR模式的第1概念图。

图8是表示实施形态7的AR模式的第2概念图。

图9是表示图7所示的滤波器A(z)的构成的概念框图。

图10是表示AR模式中的滤波器A(z)的逆滤波器W(z)构成的概念框图。

图11是表示13个反射点等间隔配置的传输路径模式的概念图。

图12是表示TDD/PDMA方式的概念图。

图13是表示PDMA的时隙构成的图。

图14是表示最大多普勒频率f_d为5Hz时的理想推定的BER特性的图。横轴是表示平均E_b/N₀(1比特的平均能量和噪声功率密度之比，图中，用平均E_b/N₀表示。以下其它的图也一样)，纵轴表示平均比特误码率(图中，用平均BER表示。以下其它的图也一样)。

图15是表示最大多普勒频率f_d为20Hz时的理想推定的BER特性的图。

图16是表示最大多普勒频率f_d为40Hz时的理想推定的BER特性的图。

图17是表示最大多普勒频率f_d为5Hz时的RLS外插推定的BER特性的图。

图18是表示最大多普勒频率f_d为20Hz时的RLS外插推定的BER特性的图。

图19是表示最大多普勒频率f_d为40Hz时的RLS外插推定的BER特性的图。

图20是表示最大多普勒频率f_d为5Hz时的SMI外插推定的BER特性的图。

图21是表示最大多普勒频率f_d为20Hz时的SMI外插推定的BER特性的图。

图22是表示最大多普勒频率f_d为40Hz时的SMI外插推定的BER特性的图。

图23是表示最大多普勒频f_d为5Hz时的相对角度扩展的BER特性的图。

图24是表示最大多普勒频率f_d为20Hz时的相对角度扩展的BER特性的图。

图25是表示最大多普勒频率f_d为40Hz时的相对角度扩展的BER特性的图。

图26是表示相对最大多普勒频率f_d的BER特性的图。

图27是表示本发明实施形态8的PDMA用基站的无线装置(无线基站)2000的构成的概略方框图。

图28是表示本发明实施形态9的PDMA用基站的无线装置(无线基站)3000的构成的概略方框图。

图29是表示本发明实施形态10的PDMA用基站的无线装置(无线基站)4000的构成的概略方框图。

图30是频分多址联接、时分多址联接和路径分割多址联接(PDMA)通信系统中的信道配置图。

图31是表示自适应阵列无线基站的基本工作概念的概念图。

图32是表示自适应阵列无线基站的构成的概略框图。

图33是表示便携式电话机的无线电波信号的帧结构的概略图。

图34是将自适应阵列无线基站和用户之间的无线电波信号的收发形象化了的概念图。

具体实施方式

[实施形态1]

图1是表示本发明实施形态1的PDMA用基站的无线装置(无线基站)1000的构成的概略框图。

在图1所示的构成中，为了识别用户PS1和PS2，设置4根天线#1～#4。但是，作为天线的个数，一般可以是N个(N为自然数)。

在图1所示的发送系统1000中，设置用来接收从天线#1～#4来在信号并分离出对应的用户、例如用户PS1的信号的接收部SR1和用来向用户PS1发送信号的发送部ST1。天线#1～#4和接收部SR1和发送部ST1的连接利用开关10-1～10-4，有选择地进行切换。

即，由各天线接收的接收信号RX₁(t)、RX₂(t)、RX₃(t)、RX₄(t)经对应的开关10-1、10-2、10-3、10-4输入接收部SR1，在加给接收权重矢量计算机20和接收系数矢量计算机22的同时，分别加给对应的乘法器12-1、12-2、12-3、12-4的一个输入端。

对各天线的接收信号的加权系数wrx11、wrx21、wrx31、wrx41从接收权重矢量计算机20送给这些乘法器的另一输入端。这些加权系数和先有例一样，由接收权重矢量计算机20实时算出。

发送部ST1包括：接收在接收系数矢量计算机22中算出的接收系数矢量，再如后面说明的那样，通过推定发送时传播路径、即推定发送时刻的虚拟接收系数矢量来求得发送系数矢量的发送系数矢量推定器32；和发送矢量推定器32之间进行数据的收发并存储保持数据的存储器34；根据发送系数矢量推定器32的推定结果算出发送权重矢量的发送权重矢量计算机30；各自的一个输入端将接收信号接收而对其另一个输入端施加来自发送权重矢量计算机30的加权系数wtx11、wtx21、wtx31、wtx41的乘法器15-1、15-2、15-3、15-4。从wtx41的乘法器15-1、15-2、15-3、15-4的输出经开关10-1～10-4加给天线#1～#4。

再有，虽未在图1中图示，但也可以对各用户设置和接收部SR1及发送部ST1同样的构成。

[自适应阵列的工作原理]

接收部SR1的动作简单说明如下。

由天线接收的接收信号RX₁(t)、RX₂(t)、RX₃(t)、RX₄(t)可由下式表示。

RX₁(t)＝h₁₁Srx₁(t)+h₁₂Srx₂(t)+n₁(t)...(1)

RX₂(t)＝h₂₁Srx₁(t)+h₂₂Srx₂(t)+n₂(t)...(2)

RX₃(t)＝h₃₁Srx₁(t)+h₃₂Srx₂(t)+n₃(t)...(3)

RX₄(t)＝h₄₁Srx₁(t)+h₄₂Srx₂(t)+n₄(t)...(4)

这里，RX_j(t)表示第j(j＝1、2、3、4)个天线的接收信号，信号Srx_i(t)表示第i(i＝1、2)个用户发送的信号。

进而，系数h_ji表示由第j个天线接收的从第i个用户来的信号的复数系数，n_j(t)表示包含在第j个接收信号中的噪声。

若用矢量的形式来表示上述(1)～(4)式，则变成如下的形式。

X(t)＝H₁Srx₁(t)+H₂Srx₂(t)+n(t)...(5)

X(t)＝[RX₁(t)、RX₂(t)、...RX₄(t)]^T...(6)

H_i＝[h_1i、h_2i、...h_4i]^T(i＝1、2)...(7)

N(t)＝[n₁(t)、n₂(t)、...n₄(t)]^T...(8)

再有，在式(6)～(8)中，[...]^T表示[..]的转换。

这里，X(t)表示输入信号矢量，H_i表示第i个用户的接收系数矢量，N(t)表示噪声矢量。

自适应阵列天线如图所示那样，将对从各天线来在输入信号乘上加权系数wrx_1i～wrx_4i后合成的信号作为接收信号Srx(t)输出。

在进行了以上准备之后，例如，抽出第1个用户发送的信号Srx₁(t)时的自适应阵列的动作如下。

自适应阵列100的输出信号y1(t)通过输入信号矢量X(t)和权重矢量W1的矢量的相乘，可以用下面的式子表示。

y1(t)＝X(t)W₁ ^T    ...(9)

W₁＝[wrx₁₁、wrx₂₁、wrx₃₁、wrx₄₁]^T...(10)

即，权重矢量W1是将与第j个输入信号RX_j(t)相乘后的加权系数wrx_j1(j＝1、2、3、4)作为元素的矢量。

这里，对象式(9)那样表示的y1(t)，当代入由(5)式表示的输入信号矢量X(t)时，变成以下那样。

y1(t)＝H₁W₁ ^TSrx₁(t)+H₂W₁ ^TSrx₂(t)+N(t)W₁ ^T   ...(11)

这里，当自适应阵列100在理想状态下工作时，可以利用众所周知的方法，利用权重矢量控制部11逐次进行控制，使权重矢量W1满足下面的联立方程式。

H₁W₁ ^T＝1...(12)

H₂W₁ ^T＝0...(13)

当完全控制权重矢量W1使其满足式(12)和式(13)时，从自适应阵列100来的输出信号y1(t)最终可由下面的式子表示。

y1(t)＝Srx₁(t)+N₁(t)...(14)

N₁(t)＝n₁(t)w₁₁+n₂(t)w₂₁+n₃(t)w₃₁+n₄(t)w₄₁]...(15)

即，从输出信号y1(t)中可以得到2个用户中的第1个用户发送的信号Srx₁(t)。

[无线装置1000的动作概要]

图2是用来说明无线装置(无线基站)1000的动作的流程图。

在无线装置1000中，注意到自适应阵列的权重矢量(加权系数矢量)可以由天线元件中的接收系数矢量唯一地表示，并且，通过推定接收系数矢量的时间变动来间接地推定权重。

首先，在接收部SR1中，根据接收信号进行接收信号传播路径的推定(步骤S100)。传播路径的推定在式(1)～(4)中，相当于求从用户送来的信号的脉冲响应。

换言之，在式(1)～(4)中，例如，若能推定接收系数矢量H₁，则可以进行从用户PS1来的信号接收时的传播路径的推定。

接下来，发送系数矢量推定器32进行发送时传播路径的预测，即，根据接收时的接收系数矢量进行发送时刻的接收系数矢量的预测(步骤S102)。该预测的接收系数矢量相当于发送时的发送系数矢量。

进而，发送权重矢量计算机30根据预测的发送系数矢量进行发送权重矢量的运算，并向乘法器15-1～15-4输出(步骤S104)。

[接收系数矢量计算机22的动作]

其次，说明图1所示的实施形态1的接收系数矢量计算机22的动作。

首先，当设天线元件数为4，通信用户数为2时，经各天线从接收电路输出的信号可由上述式(1)～(4)表示。

这时，若重新描述用矢量表示的由该式(1)～(4)所代表的天线的接收信号的式子时，则变成下面的式(5)～(8)。

X(t)＝H₁Srx₁(t)+H₂Srx₂(t)+N(t)...(5)

X(t)＝[RX₁(t)、RX₂(t)、...RX_n(t)]^T...(6)

H_i＝[h_1i、h_2i、...h_ni]^T(i＝1、2)...(7)

N(t)＝[n₁(t)、n₂(t)、...n_n(t)]^T...(8)

这里，若自适应阵列工作良好，因分离抽出来自各用户的信号，故上述信号Srx_i(t)(i＝1、2)完全变成已知的值。

这时，利用信号Srx_i(t)已知这一点，可以象下面说明的那样，导出接收系数矢量H₁＝[h₁₁、h₂₁、h₃₁、h₄₁]和H₂＝[h₁₂、h₂₂、h₃₂、h₄₂]。

即，当将接收信号和已知的用户信号、例如从第1用户来的信号Srx₁(t)相乘，再计算集平均(时间平均)时，便变成以下那样。

E[X(t)·Srx₁ ^＊(t)]＝H₁·E[Srx₁(t)·Srx₁ ^＊(t)]

                    +H₂·E[Srx₂(t)·Srx₁ ^＊(t)]

                    +E[N(t)·Srx₁ ^＊(t)]     ...(16)

在式(16)中，E[...]表示时间平均，S^＊(t)表示S(t)的共轭复数。当取该平均的时间足够长时，该平均值如下。

E[Srx₁(t)·Srx₁ ^＊(t)]＝1    ...(17)

E[Srx₂(t)·Srx₁ ^＊(t)]＝0    ...(18)

E[N(t)·Srx₁ ^＊(t)]＝0       ...(19)

这里，式(18)的值为0是因为信号Srx₁(t)和Srx₂(t)互不相关。此外，式(19)的值为0是因为信号Srx₁(t)和噪声信号N(t)之间不相关。

因此，式(16)的集平均的结果象以下所示那样，等于接收系数矢量H₁。

E[X(t)·Srx₁ ^＊(t)]＝H₁      ...(20)

通过以上步骤，可以推定从第1个用户PS1发送来的信号的接收系数矢量H₁。

同样，通过进行输入信号矢量X(t)和信号Srx₂(t)的集平均操作，可以推定从第2个用户PS2发送来的信号的接收系数矢量H₂。

上述那样的集平均例如可以对接收时的1个时隙内的开头的规定个数的数据符号列和末尾的规定个数的数据符号列进行。

[发送系数矢量推定]

图3是用来说明发送系数矢量推定器32的动作的概念图。作为PDMA字符组，可以考虑向上下行线分别分配各4个用户的8时隙的结构。时隙的构成例如可以将开头的31个符号作为第1训练符号列，将后续的68个符号作为数据符号列，进而将末尾的31个符号作为第2训练符号列。

如上所述，在上行线时隙的开头和末尾设置训练符号列，使用上述接收系数矢量计算机22的算法算出双方的接收系数矢量。

接着，利用直线外插推定下行线用的接收系数矢量。

即，若设接收系数矢量的元素的任意一个时刻t的值为f(t)，根据上行线时隙的开头训练符号列的时刻t0的值f(t0)和上行线时隙的末尾训练符号列的时刻t1的值为f(t1)，可以象以下那样来预测下行线时隙的时刻t的值f(t)。

f(t)＝[f(t1)-f(t0)]/(t1-t0)×(t-t0)+f(t0)

再有，在以上的说明中，假定在上行线时隙的开头和末尾设置训练符号列，并进行一次外插，但是，也可以在上行线时隙的中央部设置训练符号列，通过2次外插从接收系数矢量的上行线时隙中的3个点的值推定出时刻t的值f(t)。或者，若增加上行线时隙中的训练符号列的设置位置，进而还可以进行高次外插。

[发送权重矢量的决定]

若象以上那样，求发送时刻的接收系数矢量的推定值，可以使用以下3种方法中的任何一种方法求出发送权重矢量。

I)正交方法

考虑用户PS1的时刻t＝iT(i：自然数，T：单位时间间隔)中的权重矢量W⁽¹⁾(i)＝[wtx₁₁、wtx₁₂、wtx₁₃、wtx₁₄]。为了使用户PS2为0，只要满足以下条件即可。

设对用户PS2预测的传播路径(接收系数矢量)为V⁽²⁾(i)＝[h₁’⁽²⁾(i)、h₂’⁽²⁾(i)、h₃’⁽²⁾(i)、h₄’⁽²⁾(i)、]。这里，h_p’^(q)(i)是第q个用户的对第p个天线的接收系数矢量的对时刻i的预测值。同样，对用户PS1也可以预测传播路径V⁽¹⁾(i)。

这时，决定W⁽¹⁾(i)，使W⁽¹⁾(i)^TV⁽²⁾(i)＝0。作为约束条件，有以下条件c1)、c2)。

c1)W⁽¹⁾(i)^TV⁽¹⁾(i)＝g(一定值)

c2)假定|W⁽¹⁾(i)|最小条件c2)相当于使发送功率最小化。

ii)使用伪相关矩阵的方法

这里，如上所述，自适应阵列由几个天线元件和控制各元件的权重的部分构成。一般，若X(t)表示天线的输入矢量，W表示权重矢量，当控制权重矢量使输出Y(t)＝W^TX(t)和参考信号d(t)的均方差最小(MMSE基准：最小均方差法基准)时，最佳权重W_opt可由下式(Wiener解)给出。

W_opt＝R_xx ^-1r_xd            ...(21)

但是，必须满足

R_xx＝E[x^＊(t)x^T(t)]     ...(22)

r_xd＝E[x^＊(t)d(t)]      ...(23)

这里，Y^T表示Y的变换，Y^＊表示Y的复数区域，E[Y]表示集平均。利用该权重值，自适应阵列生成阵列图形以抑制不需要的干涉波。

在使用伪相关矩阵的方法中，利用以下说明的伪相关矩阵计算上式(21)。

即，使用推定的复数接收信号系数h’^(k) _n(i)计算用户k的权重矢量W^(k)(i)。若设第k个用户的阵列响应矢量为V^(k)(i)，则如上所述，可以象以下那样求出。

V^(k)(i)＝[h′₁ ^(k)(i)，h′₂ ^(k)(i)，…，h′_N ^(k)(i)]^T   ...(24)

这时，t＝iT中的虚拟接收信号的自相关矩阵R_xx(i)可以使用V^(k)(i)由下式表示。

$R_{\mathrm{xx}}\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{V}^{{\left(k\right)}^{*}}\left(i\right)V^{\left(k\right)T}\left(i\right)+\mathrm{NI}---\left(25\right)$

但是，NI是为了使R_xx(i)取整而附加的虚拟噪声项。在本发明的计算中，例如设N＝1.0×10^-5。

接收信号和参考信号的相关矢量r_xd(i)可由下式表示。

$I_{\mathrm{xd}}\left(i\right)=V^{{\left(k\right)}^{*}}\left(i\right)---\left(26\right)$

因此，利用式(21)(25)(26)，可以求出t＝iT时的下行线用权重。

再有，式(25)的逆矩阵运算可以利用逆矩阵辅助定理对用户k进行最佳计算。特别在2个用户的情况下，可以用下面那样的简单式子算出权重。

$W^{\left(1\right)}\left(i\right)=({\mathrm{\ρ}}_{22}+N)V^{{\left(1\right)}^{*}}\left(i\right)-{\mathrm{\ρ}}_{12}{V}^{{\left(2\right)}^{*}}\left(i\right)---\left(27\right)$

$W^{\left(2\right)}\left(i\right)=({\mathrm{\ρ}}_{11}+N)V^{{\left(2\right)}^{*}}\left(i\right)-{\mathrm{\ρ}}_{21}{V}^{{\left(1\right)}^{*}}\left(i\right)---\left(28\right)$

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}=V^{{\left(i\right)}^H}\left(i\right)V^{\left(i\right)}\left(i\right)$

这样，在已给出自相关矩阵时，关于计算权重矢量的方法，例如记载在文献：T.Ohgane、Y.Ogawa、K.Itoh，Proc.VTC’’97，vol.2，pp.725-729，May 1997中，或文献：田中、大钟、小川、伊藤，信学技报，vol.RCS98-117，pp.103-108，Oct.1998中。

iii)使波束朝向用户PS1的方法

若只着眼于使波束朝向用户PS1这一点，则满足下式即可。

W⁽¹⁾(i)＝V⁽¹⁾(i)^＊

在以上说明的任何一种方法中，若在决定发送的权重矢量之后进行发送，当假定是角度扩展等动态的瑞利传播路径时，则即使在TDD/PDMA方式中也可以抑制因上下行线间的时间差而引起的下行线误码率的增大。

[实施形态1的变形例]

在实施形态1中，可以通过使用式(20)的集平均来进行传播路径的推定。

图4是表示实施形态1的变形例的接收系数矢量计算器22的另一构成的图。

如图4所示，在使用乘法器40使第i个天线来的信号与自适应阵列天线输出的从第1个用户PS1来的信号Srx1(t)的复数共轭信号Srx1(t)^＊相乘后，使其通过窄带滤波器42，窄带滤波器42的输出变成h_i1(t)。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS1的接收系数矢量。

同样，在使第i个天线来的信号与自适应阵列天线输出的从第2个用户PS2来的信号Srx2(t)的复数共轭信号Srx2(t)^＊相乘后，使其通过窄带滤波器(未图示)，窄带滤波器42的输出变成h_i2(t)。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS2的接收系数矢量。

其后的传播路径的预测和发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，通过这样的构成，可以起到和实施形态1同样的效果。

[实施形态2]

在实施形态1中，通过使用式(20)的集平均进行传播路径的推定。

在实施形态2中，使用自适应阵列中的相关矢量来进行传播路径的推定。即，如上述式(21)～(23)所示那样，当自适应阵列以MMSE基准工作时，最佳权重矢量W_opt可以使用参考信号d(t)、自相关矩阵R_xx和相关矢量r_xd象以下那样来表示。

$W_{\mathrm{opt}}=R_{\mathrm{xx}}^{-1}{r}_{\mathrm{xd}}---\left(21\right)$

R_xx＝E[x^*(t)x^T(t)]...(22)

r_xd＝E[x^*(t)d(t)]...(23)

这里，当求对第1个用户PS1的权重矢量时，相关矢量的各成分可以表示如下。

r_xd＝[E[RX₁(t)d(t)^＊]、...E[RX₄(t)d(t)^＊]]^T～[h₁₁、h₂₁、h₃₁、h₄₁]

即，通过使用在接收权重矢量计算机20求对第1个用户PS1的权重矢量的过程中导出的相关矢量r_xd的值，可以求出用户PS1的接收系数矢量。

因此，例如，若训练符号列包含在上行线时隙的开头和末尾中，则和图3一样，用户PS1的传播路径的推定在时刻t0和t1变得可能，可以预测发送时的时刻t的传播路径。对其他用户也一样。

其后的传播路径的预测和发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，这样的步骤也可以起到和实施形态1同样的效果。

[实施形态3]

在实施形态2中，通过使用相关矢量进行传播路径的推定。

作为实施形态3，下面说明接收系数矢量计算机22的其它算出方法。

将从来自第i个天线的信号RXi(t)的值中减去从自适应阵列输出的来自第1个用户PS1的信号Srx1(t)和虚拟接收系数矢量h’_i1(t)相乘的结果作为RXi’(t)。即，

RXi’(t)＝RXi(t)-h’_i1(t)·Srx1(t)

在实施形态3的接收系数矢量计算机22中，用以下的逐次方法可以求出使E[|RX_i’(t)|²]最小的h’_i1(t)。

这里，假定在1个上行线时隙中包含从k＝0到k＝M(例如119)的数据。

当设真接收系数矢量为h_i1(t)时，若满足以下条件，E[|RX_i’(t)|²]变成最小。

h’_i1(t)＝h_i1(t)

若使用最陡下降法，可以得到以下对h’_i1(t)(时刻t＝kT时的值，k：自然数)的递推公式。

h’_i1(k+1)＝h’_i1(k)+μ{RXi(k)-h’_i1(k)·Srx1(k)}·Srx1^＊(k)

这里，常数μ是步长。虽然没有特别的限制，但作为h’_i1(k)的初始值，只要h’_i1(0)＝0，即可。

图5是表示当进行逐次推定时进行传播路径推定的概念的概念图。图5是与图3对比的图。与求递推公式相对应，在上行线时隙中将时刻t0作为集的结束时刻，将时刻t1作为上行线时隙的结束时刻。因此，只要上行线时隙的开头存在训练符号列即可。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS1的接收系数矢量，并预测传播路径。

当对用户PS2进行同样的处理时，可以求出对用户PS2的接收系数矢量，并预测传播路径。

其后的发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，通过这样的构成，可以起到和实施形态1同样的效果。

再有，即使是下面说明使用其它递推公式的方法，同样也可以进行传播路径的推定。

进而，在图5中，将时刻t0作为集的结束时刻，但时刻t0不一定非要限定在该位置上。即使时刻t0存在于训练符号列中也没关系，此外，还可以存在于数据符号列中。虽然将时刻t1作为上行线时隙的结束时刻，但时刻t1也不一定非要限定在该位置。

[实施形态4]

在实施形态3中，对各用户逐次求出接收系数矢量。

作为实施形态4，下面说明接收系数矢量计算机22的其它算出方法。

将从来自第i个天线的信号RXi(t)中减去从自适应阵列输出的来自第1个用户PS1的信号Srx1(t)和虚拟接收系数矢量h’_i1(t)相乘的结果再减去来自第2个用户PS2的信号Srx2(t)和虚拟接收系数矢量h’_i2(t)相乘的结果作为RXi’(t)。即，

RXi’(t)＝RXi(t)-h’_i1(t)·Srx1(t)-h’_i2(t)·Srx2(t)

在实施形态4的接收系数矢量计算机22中，可以如以下那样一并求出使E[|RX_i’(t)|²]最小的h’_i1(t)和h’_i2(t)。即，若设

H’_i(t)＝[h’_i1(t)、h’_i2(t)]^T

SRX(t)＝[Srx1(t)、Srx2(t)]^T

则根据E[|RX_i’(t)|²]对矢量H’_i(t)的梯度为0的条件，当设真接收系数矢量为H_iopt(t)时，可以导出下式。

H_iopt(t)＝R_ss ^-1r_sx

R_ss ^-1＝E[SRX^＊(t)SRX^T(t)]

r_sx＝E[SRX^＊(t)RX_i(t)]

这样一来，进行传播路径推定的概念例如和图3所示的概念相同。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS1和用户PS2的接收系数矢量，并预测传播路径。

其后的发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，通过这样的构成，可以起到和实施形态1同样的效果。

[实施形态5(提案方法1)]

作为实施形态5，下面说明接收系数矢量计算机22的其它算出方法。以下说明的方法与所谓递归最小二乘法(RLS算法)等价。

将从来自第i个天线的信号RXi(t)中减去从自适应阵列输出的输出信号矢量SRX(t)和虚拟接收系数矢量H’_i ^T(t)相乘的结果作为RXi’(t)。即，

RXi’(t)＝RXi(t)-H’_i ^T(t)

若按照RLS算法，下式成立。

H’_i(k+1)＝H’_i(k)+R_SS ^-1(k)SRX^＊(k)RXi’(k)...(29)

RX_i’(k)＝RXi(k)-H’_i ^T(k)SRX(k)...(30)

R_SS ^-1(k)＝1/λ·R_SS ^-1(k-1)

-1/λ·[R_SS ^-1(k-1)SRX^＊(k)SRX(k)^T R_SS ^-1(k-1)]/[λ+SRX(k)^TR_SS ^-1(k-1)SRX^＊(k)]                ...(31)

这里也一样，在一个上行线时隙中，可以包含从k＝0到k＝M(例如，119)的数据。

这里，常数λ(0＜λ≤1)是忘却系数。对H’_i(t)的各元素的初始值没有特别限制，可以是0。

这样一来，在进行传播路径推定时可以和图5所示的概念图同样进行。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS1的接收系数矢量，并预测传播路径。

若对用户PS2进行同样的处理，可以求出对用户PS2的接收系数矢量，并预测传播路径。

其后的发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，通过这样的构成，可以起到和实施形态1同样的效果。

[实施形态5的变形例(提案方法2)]

在实施形态5中，按照图5所示的概念，根据时刻t0和时刻t1这两个点的数据进行传播路径的预测。

在实施形态5的变形例中，根据在上行线时隙区域逐次求出的数据符号数+1个的脉冲响应计算回归曲线并进行一次外插。

图6是表示根据在上行线时隙区间逐次求得的脉冲响应计算回归曲线并推定传播路径(脉冲响应)的概念的概念图。与只进行2点外插比较，通过大幅度地增加数据个数，可以减小推定误差。

再有，作为回归曲线的外插方法，不限于上述一次外插，也可以使用更高次的外插曲线，或利用正弦、余弦函数等周期函数进行回归外插。

[实施形态6]

作为实施形态6，下面说明接收系数矢量计算机22的其它算出方法。以下说明的方法与所谓最陡下降法(LMS算法)等价。

和实施形态5一样，将从来自第i个天线的信号RXi(t)中减去从自适应阵列输出的输出信号矢量SRX(t)和虚拟接收系数矢量H’_i ^T(t)相乘的结果作为RXi’(t)。即，

RXi’(t)＝RXi(t)-H’_i ^T(t)SRX(t)

若按照LMS算法，下式成立。

H’_i(k+1)＝H’_i(k+1)+μSRX^＊(k)RXi’(k)

这里也一样，在一个上行线时隙中，包含从k＝0到k＝M(例如，119)的数据。

这里，常数μ是步长，根据收敛条件，必须满足以下关系。

0＜μ＜1/λmax

这里，λmax是相关矩阵R_xx的最大固有值。此外，对H’_i(t)的各元素的初始值没有特别限制，可以是0。

这样一来，在进行传播路径推定时可以和图5所示的概念图同样进行。

当对所有的天线进行了上述处理时，可以求出对用户PS1的接收系数矢量，并预测传播路径。

若对用户PS2进行同样的处理，可以求出对用户PS2的接收系数矢量，并预测传播路径。

其后的发送权重矢量的决定步骤可以和实施形态1同样进行。

因此，通过这样的构成，可以起到和实施形态1同样的效果。

再有，实施形态6和实施形态5的变形例一样，也可以是根据在上行线时隙区域逐次求出的数据符号数+1个的脉冲响应计算回归曲线并进行一次外插的结构。

进而，作为传播路径的推定方法，不限于以上说明的实施形态1～实施形态6的方法，例如，也可以使用直接解法(SMI：样本矩阵倒置)。SMI模式可以按照图3所示的概念进行传播路径的预测。

[实施形态7]

作为实施形态7，下面说明接收系数矢量计算机22的其它算出方法。以下说明的方法与所谓AR模式(自动回归模式)等价。

下面，典型地用f(t)来表示接收系数矢量的一个元素。

即，图7是表示实施形态7的AR模式的第1概念图。如图7所示，将元素f(t)的时间变化看作AR模式。这里，v(t)是预测误差(高斯白噪声)。

图8是表示实施形态7的AR模式的第2概念图。进而，如图8所示，可以利用具有滤波器A(z)的逆特性的滤波器作成AR模式。

若将上述v(t)输入AR模式的输入，可以再生元素f(t)，进而，若输入未知的白噪声，则可以预测元素f(t)的未来。

图9是表示图7所示的滤波器A(z)的构成的概念框图。

在图9中，相乘系数a₀～a_M的决定使E[|v(k)|²]最小。

若{f(k)}是M次的AR模式，则{v(k)}变成白噪声过程。图10是表示AR模式中的滤波器A(z)的逆滤波器W(z)构成的概念框图。

当k在观测区域内时，将上述图9的误差滤波器输出v(k)作为图10的输入。当超出观测区域时，作为输入加给高斯白噪声。

在这样的计算方法中，和其它方法一样，可以起到和实施形态1同样的效果。

[计算机仿真]

在以上说明过的实施形态1～6中，使用提案方法1和提案方法2以及SMI方式进行传播路径的预测，下面说明其对误码率的影响的计算机仿真结果。

图11是表示下面将要讨论的传输路径模式的概念图。终端以恒定的速度在离开基站一定距离的地方移动，在终端的周围等间隔配置13个反射点。这时，假定经各个反射点对由以多普勒频率位移的13个波形成的复合波进行收发，各不相同的位移给出波的相位。

假设可以忽略因波的路径长度引起的基带信号的延迟时间差，设从轴向测定的信号的到来方向为θ，从基站看去的传播路径的角度扩展为Δθ。

阵列元件间中的衰落相关一般随角度扩展Δθ的增大而降低。

当衰落相关低且随着时间的推移衰落值变动时，因阵列元件间中的复数信号的振幅和相位差也变动，故最佳阵列图形也随着时间的推移而变动。这时，如上所述，若在下行线中直接使用由上行线得到的权重进行发送，则因发送时间的时间差而使阵列图形发生误差。

图12是表示下面将要讨论的TDD/PDMA方式的概念图。如图12所示，考虑基站使用元件间隔为d的4元件自适应阵列，蜂窝内的同一信道容纳2个用户的TDD/PDMA方式。

对各用户，设信号的到来方向为θ₁、θ₂，角度扩展Δθ和平均功率相等。

再有，设定的参数值是d＝5λ，θ₁＝0度，θ₂＝88.4度。

图13是表示PDMA的时隙结构的图。如图13所示，作为PDMA字符组，可以考虑向上下行线分别分配各4个用户的8时隙的结构。时隙的构成可以将开头的31个符号作为训练符号列，将后续的97个符号作为数据符号列。关于利用SMI外插进行推定时的上行线时隙的构成将在后面叙述。

假定对下行线已完成了终端载波的再生。设调制方式是QPSK，传送速度是400kb/s。平均BER(比特误码率)利用10万次的字符组传送算出。

i)相对平均E_b/N_o的特性

i-1)理想推定

首先，作为BER的下限，讨论进行权重推定(先有方法)和信道推定(传播路径推定：提案方法)的情况。

即，通过利用Wiener解算出训练符号列末尾和数据放哨列末尾的权重及信道推定结果并进行直线外插来推定下行线用权重。再有，作为参考，还示出固定使用上行线时隙的末尾的权重的情况。

图14～图16分别示出多普勒频率f_d为5Hz、20Hz、40Hz时的理想推定的BER特性。设角度扩展Δθ为5度。在图14～图16中，横轴表示平均E_b/N_o(1比特的平均能量相对噪声功率密度的比，图中，用Average Eb/No表示。以下，其它的图也一样)，纵轴表示平均比特误码率(图中，用Average BER表示。以下，其它的图也一样)

使用先有的方法，多普勒频率f_d越高，BER特性越差。特别当f_d＝20Hz时，呈现明显的差别，在先有的方法中，当E_b/N_o高时，曲线平坦，而在提案方法中，可以得到和上行线大致相等的特性。当f_d为40Hz时，即使使用提案方法，特性也开始变差，但是即便如此，与先有的方法相比，在E_b/N_o＝30dB处，其特性要好2个量级。

i-2)利用RLS外插的推定

其次，讨论在相同条件下利用RLS外插进行推定的情况。

作为提案的方法，讨论使用RLS一次外插(提案方法1)和使用采用了回归线的RLS一次外插(提案方法2)这两种方法。

图17～19示出最大多普勒频率f_d为5Hz、20Hz、40Hz时RLS外插推定的平均BER特性。设RLS忘却系数为0.9。

若与使用理想的推定结果的情况比较，使用固定权重具有大致相同的特性，而当使用权重外插和使用提案方法时，特性会变差，其劣化程度相当于7～8dB平均E_b/N_o。其原因被认为是推定误差引起的。

特别是，当f_d为5Hz时，使用提案方法的特性最差。但是，当f_d为20Hz、40Hz时，因使用提案方法在高E_b/N_o时曲线下降，故与先有方法相比，在E_b/N_o＝30dB时，其特性要改善1～2个数量级。

此外，提案方法2的特性比提案方法1又要好一些，这是因为提案方法2能够使推定误差更小一些。

i-3)利用SMI外插的推定

讨论在相同条件下利用SMI外插进行推定的情况。

讨论在上行线时隙的开头和末尾设置15个符号的训练符号列，在中间设置98个符号的数据符号列(提案方法(15))的情况，为便于比较，还对在开头和末尾设置31个符号的训练符号列，在中间设置66个符号的数据符号列(提案方法(31))的情况进行讨论。

将对权重进行一次外插的先有的方法和使用了提案方法的情况进行比较并进行讨论。

图20～22示出最大多普勒频率f_d为5Hz、20Hz、40Hz时SMI外插推定的平均BER特性。

括弧内的数字表示训练符号数。

其特性与使用RLS外插进行推定的情况大致一致，SMI的提案方法

(31)比它更好一些。这是因为平均处理时使用的符号数越多噪声的影响越小。

ii)相对角度扩展的特性

将平均E_b/N_o固定在30dB，以角度扩展Δθ作为参数，对其特性进行比较。

作为权重推定法，使用RLS外插推定。在后面的讨论中，作为提案方法，假定采用使用数据区间的回归线的方法(RLS的提案方法2)。此外，还讨论进行比较理想的推定的情况。

图23～25示出最大多普勒频率f_d为5Hz、20Hz、40Hz时相对角度扩展的平均BER特性。

当f_d＝40Hz时，在先有的方法中，随着Δθ的增加，特性变差。这是因为Δθ增加时天线元件间的衰落相关降低且因传播变动引起的最佳图形的变化增大。

当f_d＝5Hz时，正相反，随着Δθ的增加，特性变好。这是由于因最佳图形的变化小故在下行线中也可以得到分集增益。

当f_d＝20Hz时，可以看出因动态衰落的影响而使特性变差，另一方面，因分集增益的关系而使特性得以改善。

另一方面，当使用提案方法时，在任何情况下，随着Δθ的增加，特性都变好。分集增益使因图形变动而变差的特性得到改善。

当使用理想的推定时，在f_d＝5Hz、20Hz时可以得到和上行线大致相等的特性。

iii)相对最大多普勒频率的特性。

图26示出相对最大多普勒频率f_d的BER特性。设平均E_b/N_o为30dB，Δθ为5度。作为权重推定法，使用RLS外插推定。在先有方法中，误码率随着f_d的增加而急剧变差。与此相比较，在提案方法中，直到f_d＝40Hz，其特性都不会变差。

[实施形态8]

图27是表示本发明实施形态8的PDMA用基站的无线装置(无线基站)2000的构成的概略方框图。

与图1所示的本发明的实施形态1的无线装置(无线基站)1000的构成的不同点在于，进而具有接收来自接收系数矢量计算机22的输出并判定用户终端的移动速度的移动速度判定器52和将接收权重矢量计算机20的输出与发送权重矢量计算机30的输出接收，再根据移动速度判定器52的判定结果有选择地加给乘法器15-1～15-4的切换开关4。除此之外的构成和实施形态1～7的任何一个无线装置(无线基站)的构成相同。

即，如上所述，在用户终端的移动速度小的区域，因为在传播路径的推定和预测过程中有预测误差，所以，还不如不进行这样的预测，而象图32的先有的构成那样，将接收权重矢量直接作为发送权重矢量使用。

因此，在实施形态8的无线装置2000中，当移动速度判定器52判定终端以比预定的移动速度还低的速度移动时，利用切换开关54使接收权重矢量直接加给乘法器15-1～15-4。当移动速度判定器52判定终端以比预定的移动速度高的速度移动时，利用切换开关54使发送权重矢量计算机30的输出加给乘法器15-1～15-4。

通过以上的构成，可以在宽的移动速度范围内传送误码率低的数据。

[实施形态9]

图28是表示本发明实施形态9的PDMA用基站的无线装置(无线基站)3000的构成的概略方框图。

与图1所示的本发明的实施形态1的无线装置1000的构成的不同点在于，进而具有接收来自阵列天线#1～#4的信号并计算接收信号的电平的接收电平计算机56和将接收权重矢量计算机20的输出与发送权重矢量计算机30的输出接收，再根据接收电平判定器56的判定结果有选择地加给乘法器15-1～15-4的切换开关54。除此之外的构成和实施形态1～7的任何一个无线装置的构成相同。

即，在来自用户终端的接收信号的电平低的区域，因为在传播路径的推定和预测过程中有预测误差，所以，还不如不进行这样的预测，而象图32的先有的构成那样，将接收权重矢量直接作为发送权重矢量使用。

因此，在实施形态9的无线装置3000中，当接收电平判定器58判定来自终端的接收信号的电平低时，利用切换开关54使接收权重矢量直接加给乘法器15-1～15-4。当接收电平判定器58判定来自终端的接收信号的电平高时，利用切换开关54使发送权重矢量计算机30的输出加给乘法器15-1～15-4。

通过以上的构成，可以在宽的接收信号电平范围内进行低误码率数据的传送。

再有，例如，来自用户PS1的信号的接收信号电平可以利用下式由接收系数矢量求出。

P₁＝H₁ ²/N＝(h₁₁ ²+h₂₁ ²+h₃₁ ²+h₄₁ ²)/N          ...(32)

来自其他用户的接收信号电平也一样。

[实施形态10]

图29是表示本发明实施形态10的PDMA用基站的无线装置(无线基站)4000的构成的概略方框图。

与图28所示的本发明的实施形态9的无线装置(无线基站)3000的构成的不同点在于，接收电平判定器58除了接收电平的判定功能之外，还具有和实施形态8的移动速度判定器52相同的移动速度判定功能，从而变成终端移动速度判定/接收电平判定器60。其余的构成与实施形态9的无线装置(无线基站)3000的构成相同。

通过象以上那样的的构成，移动终端可以在宽的移动速度范围和宽的接收电平范围内进行误码率低的数据的传送。

这次公开的实施形态在所有的点上只是一些例子，而不是某种限制。本发明的范围不是上述说明，而由权利要求的范围示出和权利要求的范围同等的内容和范围内的所有的变更都包含在本发明范围之内。

如上所述，若按照本发明，通过推定自适应阵列的接收系数矢量的时间变动，来间接地推定权重的变动，因此，即使在角度扩展等动态瑞利传播路径中，也可以抑制因上下行线路间的时间差而引起的下行线误码率的增加。

进而，若按照本发明，移动终端可以在宽的移动速度范围或(和)宽的接收电平范围内进行误码率低的数据的传送。

Claims (18)

1.一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，其特征在于：

具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用上述多个天线的发送电路及接收电路，

上述接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从上述多个天线来的信号，从上述多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在接收上述接收信号时，根据从上述多个天线来的信号，推定来自上述特定终端的传播路径，

上述发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据上述接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据上述发送传播路径推定电路的推定结果更新上述发送信号发送时上述天线的指向性，

上述各时隙包含设在上述时隙内用来识别与上述特定终端的收发的第1规定大小的第1识别信号区和设在上述时隙中的与上述第1识别信号区隔开规定的间隔的后续的区域中用来识别与上述特定终端的收发的第2规定大小的第2识别信号区，

上述接收传播路径推定电路分别根据上述第1和第2识别信号区的识别信号导出从上述特定终端来的传播路径的第1推定值和第2推定值，

上述发送传播路径推定电路通过外插上述第1和第2推定值，预测上述发送信号发送时的传播路径。

2.权利要求1记载的无线装置，其特征在于：上述第1识别信号数据区包含第1训练信号区，上述第2识别信号区包含第2训练信号区。

3.权利要求2记载的无线装置，其特征在于：上述第1训练信号区设在上述时隙的头部，上述第2训练信号区设在上述时隙的尾部。

4.权利要求3记载的无线装置，其特征在于：上述接收传播路径推定电路分别根据上述第1和第2训练信号区中的信号，导出从上述特定终端来的传播路径的与来自上述特定终端的脉冲响应相当的第1接收系数矢量和第2接收系数矢量作为第1推定值以及第2推定值。

5.权利要求4记载的无线装置，其特征在于：上述接收传播路径推定电路利用来自上述多个天线的各接收信号和由上述接收信号分离电路分离的来自上述特定终端的信号的集平均，导出上述第1接收系数矢量和第2接收系数矢量作为第1推定值以及第2推定值。

6.一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用上述多个天线的发送电路及接收电路，

上述接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从上述多个天线来的信号，从上述多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在接收上述接收信号时，根据从上述多个天线来的信号，推定来自上述特定终端的传播路径，

上述发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据上述接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据上述发送传播路径推定电路的推定结果更新上述发送信号发送时上述天线的指向性，

上述各时隙包含设在上述时隙内并具有规定个数的训练信号的训练信号区和设在上述训练信号区的后面并具有分别表现收发信息的多个数据的数据信号区，

上述接收传播路径推定电路分别根据上述训练信号区和上述数据信号区中的信号，导出从上述特定终端来的传播路径的第1推定值和第2推定值，

上述发送传播路径推定电路通过外插上述第1和第2推定值，预测上述发送信号发送时的传播路径。

7.权利要求6记载的无线装置，其特征在于：上述训练信号区设在上述时隙的头部。

8.权利要求6记载的无线装置，其特征在于：上述接收传播路径推定电路根据上述训练信号区和上述数据信号区中的多个信号，逐次导出从上述特定终端来的传播路径的与来自上述特定终端的脉冲响应相当的第1接收系数矢量和第2接收系数矢量。

9.权利要求8记载的无线装置，其特征在于：上述第1接收系数矢量和第2接收系数矢量的逐次导出采用最陡下降法。

10.权利要求8记载的无线装置，其特征在于：上述第1接收系数矢量和第2接收系数矢量的逐次导出采用递归最小二乘法。

11.一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用上述多个天线的发送电路及接收电路，

上述接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从上述多个天线来的信号，从上述多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在接收上述接收信号时，根据从上述多个天线来的信号，推定来自上述特定终端的传播路径，

上述发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据上述接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据上述发送传播路径推定电路的推定结果更新上述发送信号发送时上述天线的指向性，

上述时隙包含设在上述时隙内并具有规定个数的训练信号的训练信号区和设在上述训练信号区的后面并具有分别表现收发信息的多个数据信号的数据信号区，

上述接收传播路径推定电路分别根据上述训练信号区和上述数据信号区中的信号，导出从上述特定终端来的传播路径的多个推定值，

上述发送传播路径推定电路通过回归上述多个推定值并根据回归结果进行外插，预测上述发送信号发送时的传播路径。

12.权利要求11记载的无线装置，其特征在于：上述训练信号区设在上述时隙的头部。

13.权利要求11记载的无线装置，其特征在于：上述接收传播路径推定电路根据上述训练数据信号区和上述数据信号区中的多个信号逐次导出从上述特定终端来的传播路径的与来自上述特定终端的脉冲响应相当的多个接收系数矢量。

14.权利要求13记载的无线装置，其特征在于：上述多个接收系数矢量的逐次导出采用最陡下降法。

15.权利要求13记载的无线装置，其特征在于：上述多个接收系数矢量的逐次导出采用递归最小二乘法。

16.权利要求1～15任意一项记载的无线装置，其特征在于：上述接收信号分离电路包含接收从上述多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自上述特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、各自的一个输入端接收来自上述多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与上述接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器和将从上述多个乘法器来的信号相加的加法器，

上述发送指向性控制电路包含根据上述发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收上述发送权重矢量再分别送给上述多个天线的多个第2乘法器。

17.一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用上述多个天线的发送电路及接收电路，

上述接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从上述多个天线来的信号，从上述多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在接收上述接收信号时，根据从上述多个天线来的信号，推定来自上述特定终端的传播路径，

上述发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据上述接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据上述发送传播路径推定电路的推定结果更新上述发送信号发送时上述天线的指向性，

上述接收信号分离电路包含接收从上述多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自上述特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、各自的一个输入端接收来自上述多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与上述接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器、和将从上述多个乘法器来的信号相加的加法器，

上述发送指向性控制电路包含根据上述接收传播路径推定电路的推定结果判定上述特定终端的移动速度的判定部、根据上述发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部、接收上述发送权重矢量和上述接收权重矢量并根据上述移动速度判定部的判定结果有选择地输出的切换电路、和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收上述切换电路的输出再分别送给上述多个天线的多个第2乘法器。

18.一种实时改变天线的指向性，与多个终端之间以将信号时分割成多个时隙的方式进行信号的收发的无线装置，具有离散配置的多个天线和在信号收发时共用上述多个天线的发送电路及接收电路，

上述接收电路包含接收信号分离电路和接收传播路径推定电路，接收信号分离电路在将接收信号接收时，根据从上述多个天线来的信号，从上述多个终端中分离来自特定终端的信号，接收传播路径推定电路在接收上述接收信号时，根据从上述多个天线来的信号，推定来自上述特定终端的传播路径，

上述发送电路具有发送传播路径推定电路和发送指向性控制电路，发送传播路径推定电路根据上述接收传播路径推定电路的推定结果预测发送信号发送时的传播路径，发送指向性控制电路根据上述发送传播路径推定电路的推定结果更新上述发送信号发送时上述天线的指向性，

上述接收信号分离电路包含接收从上述多个天线来的接收信号并实时导出用来分离来自上述特定终端的信号的接收权重矢量的接收权重矢量计算部、接收从上述多个天线来的接收信号并导出来自上述特定终端的信号的接收电平的接收信号电平运算部、各自的一个输入端接收来自上述多个天线的接收信号而另一输入端分别接收与上述接收权重矢量对应的要素的多个第1乘法器，和将从上述多个乘法器来的信号相加的加法器，

上述发送指向性控制电路包含根据上述接收信号电平运算部的运算结果判定上述特定终端的接收信号电平的接收信号电平判定部、根据上述发送传播路径推定电路的推定结果导出发送权重矢量的发送权重矢量计算部、接收上述发送权重矢量和上述接收权重矢量并根据上述接收信号电平判定部的判定结果有选择地输出的切换电路、和一个输入端接收发送信号而另一个输入端分别接收上述切换电路的输出再分别送给上述多个天线的多个第2乘法器。

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