WO2007105796A1 - アダプティブ制御装置 - Google Patents

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WO2007105796A1
WO2007105796A1 PCT/JP2007/055227 JP2007055227W WO2007105796A1 WO 2007105796 A1 WO2007105796 A1 WO 2007105796A1 JP 2007055227 W JP2007055227 W JP 2007055227W WO 2007105796 A1 WO2007105796 A1 WO 2007105796A1
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WO
WIPO (PCT)
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calculation
adaptive control
signal
control device
convergence
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/055227
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Atsushi Yamamoto
Koichi Ogawa
Hiroshi Iwai
Yoshio Koyanagi
Akira Kato
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
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Priority to US12/282,954 priority patent/US8457582B2/en
Publication of WO2007105796A1 publication Critical patent/WO2007105796A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal

Definitions

  • the present invention relates to an adaptive control device for adaptively controlling antenna directivity characteristics by controlling weighting coefficients of radio signals received by a plurality of antennas according to a propagation environment, and a radio equipped with the adaptive control device
  • the present invention relates to a communication device.
  • Patent Document 1 provides an adaptive control device for avoiding misconvergence and improving convergence speed.
  • a composite ratio of signals received by a plurality of antennas is calculated by a plurality of algorithm units, and an SIR value of a composite signal obtained by combining the calculated composite ratios is calculated by a SIR calculation unit.
  • the determination unit determines which algorithm unit has the highest quality synthesized signal, and the selection unit selects the highest quality synthesized signal as a received signal. In this way, since the higher quality is selected as the received signal from the combined signals obtained by different algorithms, the weighting coefficient calculation by either algorithm becomes unstable or misconvergence for some reason. Even when performing the operation, the synthesized signal by this algorithm is not selected, but the synthesized signal by another algorithm is selected. Therefore, the weighting coefficient calculation can be stably maintained, and misconvergence can be avoided.
  • the synthesis ratio calculated by the algorithm with a fast convergence speed is set as the initial value of the slow algorithm.
  • the second or third algorithm unit is used. The convergence speed of the third algorithm part can be improved.
  • the adaptive control device of the conventional example avoids misconvergence by selecting the highest quality synthesized signal of the calculation results of a plurality of algorithms as the received signal, and calculates the convergence speed and algorithm. It is possible to provide an adaptive control device that can improve the convergence speed by using the synthesized ratio as the initial value of the algorithm.
  • Patent Document 1 Pamphlet of International Publication No. WO02Z047289 (FIG. 3).
  • Non-Patent Document 1 Nobuyoshi Kikuma, “Adaptive signal processing by array antenna”, Science and Technology Publishing, 125-134, November 25, 1998.
  • Non-Patent Document 2 Yoshio Karasawa, “Radio wave propagation basics for digital mobile communications”, Corona, page 56, March 2003.
  • the conventional adaptive control device has the following problems.
  • the conventional adaptive control device it is possible to increase the convergence speed by setting the synthesis ratio calculated by the fast convergence algorithm as the initial value of the slow algorithm.
  • it may cause an increase in the numerical processor due to an increase in the amount of calculation or an increase in the installation area due to multiple numerical processors.
  • the machine could not be downsized.
  • the power consumption of the numerical computation processor is increased, and there is a fatal defect that leads to shortened usage time especially in portable terminals that operate on rechargeable batteries.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to adaptively control the antenna directivity so that the signal quality of the demodulated data can be best maintained even when the propagation environment changes at high speed. And providing a wireless communication apparatus equipped with the same.
  • An adaptive control device is a signal control means for performing adaptive control using a predetermined weighting factor for a plurality of radio signals respectively received by a plurality of antennas, and the adaptively controlled radio And a demodulating means for demodulating the signal into demodulated data.
  • a first calculating means for calculating the weighting coefficient with a first calculation amount using a first adaptive control method having a predetermined first convergence speed and a predetermined first convergence error; and The second weight having a second convergence speed slower than the first convergence speed and a second convergence error smaller than the first convergence error, with the weighting coefficient calculated by the calculation means as an initial value.
  • a second calculating means for calculating the weighting coefficient with a second calculation amount using the adaptive control method, and setting the calculated weighting coefficient in the signal control means;
  • the ratio of the first and second calculation amounts is determined, and control is performed so that the calculation processing of the first and second calculation means is executed at the determined ratio. And a control means.
  • the adaptive control device further includes detection means for detecting a moving speed of the adaptive control device.
  • the adaptive control device further includes first measurement means for storing the received radio signal for a predetermined period and detecting a period of change of the stored radio signal. The moving speed of the adaptive control device is calculated based on the detected change period of the radio signal.
  • An adaptive control device is a signal control means for performing adaptive control using a predetermined weighting factor for a plurality of radio signals respectively received by a plurality of antennas, and the radio under adaptive control. And a demodulating means for demodulating the signal into demodulated data.
  • Control means for calculating a ratio of the first and second calculation amounts and controlling to execute the calculation processing of the first and second calculation means at the calculated ratio is provided.
  • control means performs the calculation process of the first and second calculation means until the demodulation process of the demodulation means for demodulated data of a predetermined length is completed. It is characterized by controlling to execute.
  • the adaptive control device further includes second measuring means for measuring the signal quality of the demodulated data
  • the control means is characterized in that when the measured signal quality is less than a predetermined threshold value, the second calculation amount is increased and the first calculation amount is decreased.
  • the adaptive control device further includes third measuring means for measuring the signal strength of the received radio signal
  • the control means is characterized in that when the measured signal strength is less than a predetermined threshold value, the second calculation amount is increased and the first calculation amount is decreased.
  • a wireless communication device includes the adaptive control device,
  • a wireless communication circuit that receives a wireless signal using the adaptive control device.
  • the adaptive control device and the wireless communication device including the adaptive control device according to the present invention the ratio of the algorithm with the fast control speed and the algorithm with the slow control speed but the small convergence error is determined according to the radio wave propagation environment.
  • a demodulated signal having the highest signal quality can be obtained within a limited control time, and high-quality wireless communication can be realized.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG.
  • Ratio of calculation amount of calculation unit 9a in Fig. 1 Normalization calculation time by calculation unit 9a with respect to a, standard ⁇ calculation time by calculation unit 9b in Fig. 1, standard by calculation unit 9a and calculation unit 9b I is a graph showing the relationship of calculation time.
  • FIG. 4 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG. 1 according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG.
  • FIG. 7 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG. 5 according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG. 8.
  • FIG. 10 is a flowchart showing an adaptive control process executed by the controller 6 of FIG. 8 according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of variation in received signal power with respect to time stored in the memory 13 of FIG. 11.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a modification of the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of phase variation with respect to time for the received signal in FIG.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication device including an adaptive control device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control apparatus according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG.
  • the adaptive control device uses a first adaptive control method having a predetermined first convergence speed and a predetermined first convergence error, as shown in FIGS.
  • Calculating unit 9a for calculating the weighting coefficient at the first calculation amount ratio ⁇ , and using the weighting coefficient calculated by calculation unit 9a as an initial value, a second convergence speed slower than the first convergence speed,
  • a calculation unit 9b for calculating a weighting coefficient at a second calculation rate ratio (1 a) using a second adaptive control method having a second convergence error smaller than the convergence error of 1.
  • a radio signal transmitted from a predetermined counterpart radio communication apparatus is received by antennas la and lb.
  • the radio signal received by the antenna la is input to the calculation unit 9 of the controller 6 through the analog Z digital conversion circuit (ADC) 5, while demodulated through the variable amplifier 3 a, the phase shifter 4 a and the synthesis circuit 7. Is input to device 8.
  • the radio signal received by the antenna lb is input to the calculation unit 9 of the controller 6 through the analog Z-digital conversion circuit (ADC) 5, while the variable amplifier 3 b, the phase shifter 4 b and the synthesis circuit 7 are input.
  • ADC analog Z digital conversion circuit
  • the radio signals received by the antennas la and lb After being converted into a digital signal x (t) by the conversion circuit (ADC) 5, it is input to the calculation unit 9 of the controller 6.
  • the digital signal x (t) is a signal vector with two elements
  • the adaptive control circuit 2 includes variable amplifiers 3a and 3b and phase shifters 4a and 4b.
  • the variable amplifier 3a amplifies the input analog radio signal with a predetermined amplification degree A, and then outputs it to the phase shifter 4a.
  • the phase shifter 4a shifts the input analog radio signal by a predetermined phase shift amount ⁇ , and then outputs it to the synthesis circuit 7.
  • the variable amplifier 3b amplifies the input radio signal with a predetermined amplification degree A, and then outputs it to the phase shifter 4b.
  • phase shifter 4b shifts the input radio signal by a predetermined phase shift amount ⁇
  • the combining circuit 7 combines the power of the two input radio signals, and then outputs the combined signal y (t) combined with the power to the demodulator 8.
  • the demodulator 8 demodulates and outputs the input radio signal as demodulated data, and outputs a demodulation completion signal to the calculation unit controller 10 when demodulation of the demodulated data is completed.
  • the controller 6 includes a calculation unit controller 10, a memory 10a storing a moving speed versus calculation amount table for determining a calculation amount, a calculation unit 9 including two calculation units 9a and 9b, and an operation unit. 15 and configured.
  • the moving speed detector 14 detects the moving speed V of the moving body based on the rotational speed of the motor of the moving body such as a vehicle that carries the wireless communication device, and outputs it to the calculation unit controller 10.
  • the calculation unit controller 10 refers to the memory 10a based on the detected moving speed V and, as will be described in detail later, the ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ (0 ⁇ ⁇ ⁇ 1) between the calculation unit 9a and the calculation unit 9b ) Is determined and set in each of the calculation units 9a and 9b
  • the “calculation amount” refers to the number of steps related to the calculation process executed by each of the calculation units 9a and 9b, Or a predetermined series of step force, which is defined by the number of processes (for example, loop), etc.
  • the calculation unit controller 10 is the calculation amount of the calculation unit 9a and the calculation amount of the calculation unit 9b.
  • the moving speed versus calculation amount table stored in the memory 10a indicates that the moving speed V is 80 kmZh or more.
  • the moving speed V is 20kmZh or more 80kmZ
  • Calculation ratio of calculation unit 9a when less than h ⁇ 0.5 and calculation of calculation unit 9a when moving speed V is less than 20kmZh
  • the calculation unit controller 10 also reads out this relationship and sets the calculation unit 9a, 9b.
  • the operation unit 15 includes a wireless communication end key, and when the wireless communication end key is pressed, a wireless communication end signal is output from the operation unit 15 to the calculation unit controller 10, and in response thereto, the calculation unit controller 10 The wireless communication of the wireless communication device is terminated.
  • the calculation unit 9a uses a first adaptive control method such as an RLS (Recursive Least-Squares) method based on the digital radio signal x (t) from the analog Z-digital conversion circuit (ADC) 5. And using a predetermined initial value so that a predetermined evaluation function value (for example, CZ (N + I)) in the composite signal y (t) is maximized, the variable amplifiers 3a, Weighting factors W and W for controlling 3b and phase shifters 4a and 4b are calculated.
  • a predetermined evaluation function value for example, CZ (N + I)
  • the calculation unit 9b uses a second adaptive control method such as an LMS (Least Means Sq uares) method based on the digital radio signal x (t) from the analog Z digital conversion circuit (A DC) 5. And using the weighting coefficients W and W calculated by the calculation unit 9a as initial values,
  • the weighting factors W for controlling the variable amplifiers 3a, 3b and the phase shifters 4a, 4b of the adaptive control circuit 2 so that a constant evaluation function value (for example, CZ (N + I), etc.) is maximized.
  • a constant evaluation function value for example, CZ (N + I), etc.
  • the first adaptive control method used in the calculation unit 9a uses the RLS (Recursive Least-Squares) method, which has a high convergence speed but high convergence error, while the calculation unit 9b
  • the second adaptive control method that is used uses the LMS (Least Means Squares) method, which has a low convergence error but a low convergence speed to the optimal weighting factor. Details of the calculation methods of the weighting factors W and W in the calculation units 9a and 9b
  • the controller 6 controls the variable amplifiers 3a and 3b and the phase shifters 4a and 4b of the adaptive control circuit 2 using the optimum weighting coefficients W and W calculated by the calculation unit 9b.
  • the radio communication device generally converts a desired radio signal into a predetermined intermediate frequency by using a high-frequency filter for band-pass filtering, a high-frequency amplifier for amplifying the radio signal, and a radio signal.
  • Frequency converter circuit including a mixer for the A width circuit, a signal processing circuit, etc. are provided, but are omitted from the block diagram of FIG.
  • the adaptive antenna device maximizes the radiation pattern of the antenna in the direction in which the desired radio wave arrives, and directs the radiation pattern toward the direction of the interference wave that interferes to achieve stable wireless communication.
  • the adaptive antenna apparatus is strong in the direction of the desired wave so as to receive the desired wave having higher strength.
  • the radiation directivity is controlled to direct the beam.
  • an adaptive antenna apparatus is provided with a variable amplifier and a phase shifter for each antenna, and by giving an amplitude difference and a phase difference between radio signals received by each antenna, a maximum desired signal power and a minimum Interference signal power is realized.
  • a radio signal received by an antenna usually receives thermal noise together with a radio signal of a desired wave.
  • a co-channel interference wave of the same frequency from an adjacent base station, or a delayed wave which is a desired wave but has arrived via a large path and caused a time delay.
  • a delayed wave degrades the quality of the screen display as a ghost of a television broadcast wave, for example.
  • thermal noise, the same channel interference wave, and delayed wave all affect the bit error and directly degrade the signal quality.
  • the power of the desired wave is C
  • the power of thermal noise is N
  • the interference wave power including the co-channel interference wave and the delay wave is I
  • the adaptive antenna apparatus improves the signal quality. Operates to maximize CZ (N + I).
  • the weighting factor W is defined by the following equation based on the amplification degree and the phase shift amount ⁇ .
  • Equation (1) j is an imaginary unit, and i takes values 1 and 2.
  • the weighting coefficient W is a weighting coefficient for the radio signal from the antenna la, and the weighting coefficient W is the antenna 1
  • the signal is amplified with a predetermined amplification degree A by the variable amplifier 3a and then phase-shifted by a predetermined phase shift amount ⁇ e by the phase shifter 4a.
  • the radio signal from the antenna lb is amplified with a predetermined amplification degree A by the variable amplifier 3b and then phase-shifted by a predetermined phase shift amount ⁇ by the phase shifter 4b.
  • a weighting coefficient vector having the coefficient w as an element is defined as w.
  • the adaptive control device holds a signal sequence r (t) (hereinafter referred to as a reference signal) included in a known desired wave in advance, and controls the received signal to be close thereto.
  • a reference signal a signal sequence r (t) included in a known desired wave in advance
  • the reference signal is stored in the memory 10a of the controller 6.
  • the calculation units 9a and 9b multiply the wireless digital signal X (t) by a weighting coefficient w (t) having amplitude and phase components, and the multiplication result and the reference signal r (t ) To find the residual.
  • the residual e (t) is expressed by the following equation.
  • the residual e (t) takes a positive or negative value. Therefore, iterative calculation is performed so that the square value of the residual e (t) obtained by Equation (2) becomes the minimum value. That is, the weighting coefficient w (t, m + 1) obtained by the (m + 1) -th iteration calculation is expressed by the following equation using the m-th weighting coefficient w (t, m).
  • w (t, m + 1) w (t, m) + u X x (t) X e (t, m) (3)
  • u is referred to as a step size, and is a coefficient that determines the magnitude of the change width in one of the repeated calculations. That is, if the step size u is relatively large, there is an advantage that the number of iterations for the weighting coefficient to converge to the minimum value is relatively small because the change width in one calculation is large, but the step size u is large. If it is too long, the repetition calculation will oscillate near the minimum value. Therefore, it is necessary to pay sufficient attention to the selection of the step size u by the system. Conversely, by setting the step size u to a small value, the weighting coefficient converges stably to the minimum value. However, the number of repeated calculations increases because the change in one calculation is small.
  • Expression (3) is repeatedly updated using the value of expression (4). Note that the maximum number of iterations for obtaining the weighting factor is set so that the weighting factor calculation time does not become slower than the switching time of the wireless communication system. Normally, an average of a finite number of sample values is used for the wireless digital signal x (t). This averaging makes it possible to reduce the influence of external noise.
  • the calculation method of the weighting coefficient of the wireless communication system based on the LMS has been described.
  • the present invention is not limited to this. It is also possible to use the SMI (Sample Matrix inversion) method.
  • SMI Sample Matrix inversion
  • this method speeds up the calculation of the weighting coefficient, the desired characteristics may not be obtained in areas with strong noise due to the large influence of external noise. This is because the LMS method reduces the influence of external noise by averaging, whereas the RLS method and the S Ml method sequentially obtain weighting coefficients using samples up to the present time. This is because when a large amount of noise is added locally to a sample being calculated, the effect is significant.
  • the modulation scheme of the signal sequence is low envelope modulation having a constant envelope such as digital phase modulation
  • the CMA (Constant Modulus Algorithm) method can be used. Since the calculation method of these weighting coefficients is published in Non-Patent Document 1 and is well known, it is omitted here.
  • FIG. 2 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG.
  • step S1 the antenna la, lb starts wireless communication, and after acquiring the wireless signal received from the analog Z / digital conversion circuit 5 in step S2, the moving speed V detected by the moving speed detector 14 by the calculation unit controller 10 in step S3.
  • the memory 10a is referred to, and the ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ) of the calculation amount between the calculation unit 9a and the calculation unit 9b is determined and set.
  • the calculation amount ratio of the calculation unit 9a by the first adaptive control method and the second calculation method is ⁇ and 1 ⁇ a, respectively.
  • the convergence speed to the optimal weighting factor is faster than the convergence speed of the second adaptive control method, but the convergence error is higher than the convergence error of the second adaptive control method.
  • the second adaptive control method has a convergence speed that is slower than the convergence speed of the first adaptive control method, but the convergence error is the first adaptive control method.
  • step S4 the calculation unit 9a uses the first adaptive control method to calculate the optimum weighting factors W and W based on the predetermined initial value as the calculation amount ratio ⁇ .
  • step S5 the calculation unit 9b uses the second adaptive control method to set the optimum weighting factors W and W calculated by the calculation unit 9a as the initial values.
  • step S6 After calculating the weighting factors W and W by the ratio of the calculation amount (1 ⁇ ), in step S6
  • variable amplifiers 3a and 3b and phase shifters 4a and 4b are controlled to change the amplitude and phase by the variable amplifier 3a and phase shifter 4a, respectively, and the variable amplifier 3b and phase shifter 4
  • the radio signals whose amplitude and phase are changed by b are synthesized by the synthesis circuit 7, and the synthesized radio signal is demodulated by the demodulator 8. Further, in step S7, the calculation unit controller 10 determines whether or not the wireless communication is completed. If NO, the calculation controller 10 returns to step S2 and repeats the above processing. If YES, the process proceeds to step S8.
  • a wireless communication end signal is input to the calculation unit controller 10, and based on this, the calculation unit controller 10 determines that the wireless communication has ended. Further, in step S8, the controller 6 stops the adaptive control, and the adaptive control is stopped. The process ends.
  • T [seconds] is one data (hereinafter, the received data of a predetermined length demodulated by one demodulation process d
  • the time t [seconds] required for the calculation process and the demodulation process is expressed by the following equation, assuming that the time required for the calculation process and the demodulation process determined by the design in advance from the overall control process of the controller 6 .
  • FIG. 3 shows the normalized calculation time by the calculation unit 9a with respect to the calculation rate ratio o of the calculation unit 9a in FIG. 1
  • the standard calculation time by the calculation unit 9b in FIG. 7 is a graph showing the relationship of standardization calculation time by part 9b.
  • the standard calculation time by the calculation unit 9a is 0.16. Therefore, the standard calculation time by the calculation unit 9b is 0.2, and the total standardized calculation time is 0.36.
  • the standard calculation time by the calculation unit 9a is 0.1, and the normalized calculation time by the calculation unit 9b Is 0.5, and the total normalized calculation time is 0.6.
  • the standard calculation time by the calculation unit 9a is 0.04, and the normalized calculation time by the calculation unit 9b is The total normalized calculation time is 0.84.
  • the calculation unit controller 10 is based on the moving speed V, and the calculation amount ratio of two different adaptive control methods such as convergence speed and convergence error a Z (1— ⁇ ) is determined, and the calculation unit 9a has the second adaptive control with the convergence speed. Based on the radio signal received by the first adaptive control method, which is faster than the convergence speed of the method, the optimal weighting factors W and W are calculated by the calculation amount ratio ⁇ .
  • the optimal weighting factors W and W are calculated at the rate (1 ⁇ )
  • the first adaptive control method uses the RLS method
  • the second adaptive control method uses the LMS method.
  • the present invention is not limited to this.
  • the convergence speed of the RLS method or SMI method is faster than the convergence speed of the second adaptive control method!
  • Another adaptive calculation in which the convergence error is smaller than the convergence error of the first adaptive control method may be used. It can also be realized by using the same calculation method for the first adaptive control method and the second adaptive control method, and changing the range of change in one calculation in the repeated optimization calculation.
  • the step size u in the equation (3) is changed. Specifically, in the first adaptive control method, the step size u is made larger than the step size u in the second adaptive control method.
  • the moving speed v is 20 kmZh.
  • the ratio of the calculation amount of the calculation unit 9a when the value is less than the force a 0.2
  • the present invention is not limited to this, and the movement speed V in the calculation amount table stored in the memory 10a is 80 kmZh or more.
  • the relationship of the calculation amount ratio 9a of 9a may be stored, and the moving speed threshold may be set to another value.
  • the controller 6 can also increase the ratio of the second adaptive control method having a relatively small convergence error (that is, decrease the ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ )).
  • the adaptive control device starts communication, it is necessary for the control to continuously follow the propagation environment that changes with time, so the proportion of the first adaptive control method with a fast convergence speed is increased (that is, the ratio Increase ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ )).
  • step S4 the optimum weighting factors W and W immediately before that can be used as initial values.
  • the calculation unit controller 10 also calculates the calculation amounts of both the calculation units 9a and 9b when, for example, the moving speed V is 80 kmZh or more without changing the calculation amount ratio ⁇ ⁇ (1- ⁇ ). It may be controlled to reduce Furthermore, as the definition of the calculation amount, the number of steps related to the calculation process executed by each of the calculation units 9a and 9b is used, but another definition may be used. For example, the calculation unit controller 10 may determine a ratio of calculation times related to calculation processing executed by each of the calculation units 9a and 9b.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an adaptive control process executed by the controller 6 of FIG. 1 according to a modification of the first embodiment.
  • the adaptive control device according to the modified example of the first embodiment includes the following configuration and processing as compared with the adaptive control device according to the first embodiment of FIG.
  • the demodulator 8 outputs a demodulation completion signal to the calculation unit controller 10 when demodulation of one data is completed.
  • the demodulator 8 As shown in Fig. 4, adding step S11 between step S2 and step S3, and
  • steps S12 to S14 were added between step S6 and step S7.
  • step S6 the adaptive control processing from step S3 to step S6 is executed until the demodulation of one data is completed based on the demodulation completion signal from the demodulator 8, and if not completed In this case, the process is executed up to a predetermined number of times i.
  • step S2 the wireless signal received from the analog Z digital conversion circuit (ADC) 5 is acquired, and then in step S11.
  • the initial value 1 is set to parameter i at.
  • step S3 to Step S6 are executed as in FIG.
  • step S12 it is determined whether or not the demodulation of one received data is completed based on the demodulation completion signal from demodulator 8. If YES, the process proceeds to step S7. If NO, the process proceeds to step S13. Proceed to determine whether parameter i is greater than threshold number i. In step S13, Y th
  • step S7 If ES, go to step S7.If NO, go to step S14.
  • step S7 and step S8 is executed in the same manner as in FIG.
  • t [second] is the time required for the calculation process (step S3 to step S5 in FIG. 4), and t cO
  • it is 2 or more.
  • the ratio ⁇ ⁇ (1- ⁇ ) is updated for each demodulation process.
  • the adaptive control process from step S3 to step S6 is performed using one data based on the demodulation completion signal from the demodulator 8. Execute until data demodulation is complete. Therefore, in this modification, the calculation rate ratio a / (1 ⁇ ) can be determined and set based on the moving speed V that changes in real time within the period of the demodulation processing of one data. Adaptive control processing that calculates the optimum weighting coefficients W and W corresponding to changes in the moving speed V and adapts in real time.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to the second embodiment of the present invention.
  • the adaptive control device according to the second embodiment has a signal quality of demodulated data input from the demodulator 8 as shown in FIG.
  • a signal quality measuring device 11 to be measured is further provided, and the calculation unit controller 10 is based on the signal quality measured by the signal quality measuring device 11 and the ratio of calculation amounts of the calculation unit 9a and the calculation unit 9b a Z (1 ⁇ ⁇ ) Is determined.
  • the signal quality measuring device 11 measures, for example, a bit error rate and outputs a signal quality signal indicating the signal quality of the measurement result to the calculation unit controller 10. Specifically, the signal quality measuring device 11 compares the bit pattern serving as a reference with the bit pattern of the actually received radio signal for each bit, counts the percentage of bits in which an error has occurred, and performs bit error. Calculate the rate.
  • the configuration of the wireless communication apparatus in FIG. 5 is the same as the block diagram in FIG.
  • FIG. 6 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG.
  • the adaptive control process according to the second embodiment includes the following processes as compared to the adaptive control process according to the first embodiment of FIG.
  • step S3A of step S3 in FIG. 2 has been added between step S1 and step S2, as shown in FIG.
  • steps S21 to S24 are added between step 6 and step S7.
  • the controller 6 is measured by the signal quality measuring device 11. If the signal quality bit error rate is greater than or equal to the threshold value (signal quality is less than the threshold value; Y ES in step S21), in step S22, the calculation rate ratio ⁇ of the calculation unit 9a is decreased to reduce the step S4 It is characterized by executing adaptive control processing from step S6 to step S6.
  • step S23 it is determined whether the calculation amount ratio ⁇ of the calculation unit 9a is 0 or less. If NO, the process returns to step S2, while if YES, the process proceeds to step S24, and the calculation of the calculation unit 9a After setting the quantity ratio ⁇ to 0, return to step S2. Further, the processing of step S7 and step S8 is executed in the same manner as in FIG. For example, in step S21, it is determined whether the bit error rate, which is signal quality, is greater than or equal to the threshold value 0.001.
  • the ratio ⁇ of the calculation amount of the calculation unit 9a having a relatively large convergence error is reduced and the comparison is performed so that a desired signal quality can be obtained.
  • the optimum weighting factors W 1 and W 2 are calculated by increasing the calculation amount ratio (1 ⁇ ) of the calculation unit 9b having a convergence error. Therefore, in this embodiment, the moving speed is V.
  • the calculation rate ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) can be determined and set so that the optimum signal quality can be obtained.
  • the weighting factors W and W are calculated to perform high-speed and high-precision adaptive control processing.
  • the data can be demodulated, it has a unique effect.
  • the bit error rate threshold value is set in step S 21 of FIG.
  • the power set to 0.001 The present invention is not limited to this, and the threshold value 0.001 may be made larger or smaller depending on the requirements of the wireless communication system.
  • the signal quality measuring device 11 measures the bit error rate as an indicator of the signal quality.
  • the present invention is not limited to this, and the packet error rate may be measured in the case of packet communication.
  • other throughputs may be measured.
  • the signal quality measuring device 11 measures the packet error rate
  • step S21 it is determined whether the signal quality throughput is greater than or equal to a threshold value.
  • the calculation amount of the calculation unit 9a when the bit error rate of the signal quality measured by the signal quality measuring device 11 in step S21 in Fig. 6 is less than the threshold value, the calculation amount of the calculation unit 9a
  • the present invention is not limited to this, and the comparison is performed when the bit error rate of the signal quality of the received radio signal is less than the threshold value, that is, when the desired signal quality is obtained.
  • the ratio ⁇ of the calculation amount of the calculation unit 9a having a convergence error is increased by a predetermined ratio ⁇ .
  • the optimum weighting factors W 1 and W 2 may be calculated by performing the processing from step S2 to step S6.
  • FIG. 7 is a flowchart showing an adaptive control process executed by the controller 6 of FIG. 5 according to a modification of the second embodiment.
  • the adaptive control process according to the modified example of the second embodiment includes the following processes as compared with the adaptive control process according to the second embodiment of FIG.
  • step S11 As shown in Fig. 7, adding step S11 between step S2 and step S4,
  • Steps S13 and S14 are added between step S21 and step S22 as shown in FIG.
  • step S22 and step S4 to step S6 are executed until a desired signal quality is obtained, and if the desired signal quality is not obtained.
  • the process is executed up to a predetermined number of times i.
  • step Sl the processes of step Sl, step S3A, and step S2 are executed in the same manner as in FIG.
  • an initial value 1 is set to the parameter i in step S11.
  • step S4 the processing from step S4 to step S6 and step S21 is executed in the same manner as in FIG.
  • step S13 the process proceeds to step S13 to determine whether or not the parameter i is larger than the threshold number i. If YES, the process proceeds to step S7 while NO.
  • step S14 If, proceed to step S14, add 1 to parameter i, and set the result to parameter i. Further, the processing from step S22 to step S24, step S7, and step S8 is executed as in FIG.
  • step S22 and step S4 to step S6 are performed until a desired signal quality is obtained, and if If the desired signal quality cannot be obtained, execute until a predetermined number of times i.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to the third embodiment of the present invention.
  • the adaptive control device according to the third embodiment is an analog Z-digital conversion circuit instead of the signal quality measuring device 11, as shown in FIG. (ADC) 5 is further provided with a signal strength measuring device 12 for measuring the signal strength of the digital signal input from 5, and the calculation unit controller 10 calculates the calculation unit 9a and the calculation unit 9b based on the signal strength measured by the signal strength measurement unit 12. It is characterized by determining the ratio ⁇ , (1—H) of the calculation amount of.
  • the signal strength measuring device 12 combines, for example, power of two digital signals from the analog / digital conversion circuit 5, measures the signal strength of the power-synthesized digital signal, and calculates a signal strength signal as a measurement result. Output to controller 10. It is also possible to measure the strength of one of the two digital signals and the strength of the other digital signal.
  • the configuration of the wireless communication apparatus in FIG. 8 is the same as that in the block diagram of FIG.
  • FIG. 9 is a flowchart showing adaptive control processing executed by the controller 6 of FIG. It is a chart.
  • the adaptive control process according to the third embodiment is performed by the signal strength measuring device 12 instead of step S21 as shown in FIG.
  • the process of step S 21 A for determining whether or not the measured signal strength is less than a threshold force is performed.
  • step S22 when the signal strength measured by the signal strength measuring device 12 is less than the threshold value (YES in step S21A), step S22 Then, the adaptive control process from step S4 to step S6 is executed by reducing the calculation amount ratio a of the calculation unit 9a.
  • the ratio ⁇ of the calculation amount of the calculation unit 9a having a relatively large convergence error is reduced and the comparison is performed.
  • the optimal weighting factors W and W are calculated by increasing the ratio (1) of the calculation amount of the calculation unit 9b having a small convergence error. Therefore, in this embodiment, the moving speed V
  • the calculation amount ratio ⁇ of the calculation unit 9a is changed.
  • the present invention is not limited to this, and when the signal strength of the received radio signal exceeds a threshold value, that is, when a desired signal strength is obtained (desired signal-to-thermal noise ratio (SNR)). It is also possible to calculate the optimum weighting factors W 1 and W 2 by increasing the ratio a of the calculation unit 9a having a convergence error by a predetermined ratio ⁇ .
  • FIG. 10 is a flowchart showing an adaptive control process executed by the controller 6 of FIG. 8 according to a modification of the third embodiment.
  • the adaptive control process according to the modification of the third embodiment includes the following processes as compared with the adaptive control process according to the third embodiment of FIG.
  • step S11 was additionally carved between step S2 and step S4.
  • step S13 and step S14 are added between step S21A and step S22 as shown in FIG.
  • step S22 and steps S4 to S6 is executed until a desired signal strength is obtained, and if the desired signal strength is not obtained.
  • the process is executed up to a predetermined number of times i.
  • step Sl the processes of step Sl, step 3A, and step S2 are executed in the same manner as in FIG.
  • an initial value 1 is set to the parameter i in step S11.
  • step S4 the processing from step S4 to step S6 and step S21A is executed in the same manner as in FIG.
  • step S13 the process proceeds to step S13, and it is determined whether or not the parameter i is larger than the threshold value number i. If YES, the process proceeds to step S7, while NO and th
  • step S14 1 is added to parameter i, and the addition result is set in parameter i. Further, the processing from step S22 to step S24, step S7 and step S8 is executed in the same manner as in FIG.
  • step S22 and step S4 to step S6 are executed until a desired signal strength is obtained. If the desired signal strength is not obtained, execute up to a predetermined number of times i.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the adaptive control device according to the fourth embodiment has a signal intensity measuring device 12 instead of the moving speed detection unit 14 of the adaptive control device according to the third embodiment of FIG.
  • the memory 13 for storing the received signal power of the received radio signal is stored in the memory 13, and the change power of the received signal power stored in the memory 13 Receive signal power drop time interval (period of signal strength change) After detecting dt Based on the detected time interval dt of the received signal power drop, the calculation unit controller 10 After calculating the moving speed v using, based on the moving speed V, the ratio of calculation amounts Z (1 ⁇ ) of the calculation units 9a and 9b is determined and set.
  • the configuration of the wireless communication apparatus in FIG. 11 is the same as that in the block diagram in FIG. 11
  • dt [second] is a time interval
  • ⁇ [rad.] Is the angle difference between the arrival angle and the moving direction of the radio wave
  • ⁇ [m] is the wavelength of the radio wave.
  • the phase change in Equation (7) needs to be sufficiently small compared to the adaptive control time. Therefore, the maximum value of the phase change ⁇ [rad.
  • ⁇ is 0, and the maximum phase change is obtained.
  • the phase change ⁇ is expressed by the following equation.
  • the usage environment of a mobile phone is normally out of line of sight with the base station, and thus becomes a multi-wave environment.
  • the calculation controller 10 is based on the detected time interval dt of the received signal power drop. After calculating the moving speed V of the wireless communication device using Equation (10), the memory 10a is referred to based on the moving speed V, and the calculation amount ratio ⁇ ⁇ (1— ⁇ ) is determined and set in the calculation units 9a and 9b.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of fluctuations in received signal power with respect to time stored in the memory 13 of FIG.
  • the time interval dt of the drop in the received signal power can be obtained.
  • the reference value Pr is a value that is a fixed amount (10 dB in this case) lower than the average value Pa of the received signal power. This fixed amount may be set larger than 10 dB depending on fluctuations in received signal power, or may be set smaller than 10 dB / J.
  • the time t required for one calculation process and demodulation process is the time required to demodulate the radio signal received by the demodulation circuit 8 from the time when the radio signal received from the analog Z digital conversion circuit (ADC) 5 is acquired. It is time to do. It is desirable that the change in the surrounding environment is small between this acquisition process and the demodulation process.
  • the ratio a Z (1 ⁇ ) is controlled so that the time t required for one calculation process and demodulation process is 1Z10 or less of the time interval dt of the drop in received signal power as a guide.
  • the time t required for one calculation process and demodulation process is not limited to 1Z10 but can be set to a value different from 1Z10 depending on the signal quality required for the wireless communication system. It is.
  • the signal strength measuring device 12 includes the memory 13 that stores the received signal power of the radio signal received during a predetermined period, and is stored in the memory 13.
  • the calculation unit controller 10 calculates an equation based on the detected received signal power drop time interval dt.
  • the moving speed V including the surrounding environment can be calculated based on the time interval dt of the decrease in the received signal power, and the ratio ⁇ based on the moving speed V including the surrounding environment can be calculated.
  • ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) can be determined and set, so that the optimal weighting factors W and W corresponding to the propagation environment that changes with time can be calculated at high speed. It has a unique effect that data can be demodulated by executing highly accurate adaptive control processing.
  • the present invention is not limited to this.
  • the memory 13 includes the signal strength measuring device 12. It may be composed of another circuit.
  • the moving speed detection method according to the first or second embodiment may be used.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to a modification of the fourth embodiment of the present invention.
  • the adaptive control device according to the modified example of the fourth embodiment includes a calculation unit controller 10 power instead of referring to the memory 10a in FIG. 11 based on the time interval dt of the drop in the received signal power. It is characterized by calculating and setting the ratio a Z (1 ⁇ ⁇ ) of the calculation amount of 9a and 9b.
  • the calculation unit controller 10 has a sufficiently small phase change of the radio signal during the execution of the calculation process by the calculation units 9a and 9b and the demodulation process by the demodulator 8 in order to execute the demodulation process.
  • a calculation amount ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) is calculated based on the received signal power drop time interval dt, and each calculation unit 9a and 9b is calculated with this calculated ratio. It is controlled to execute the calculation process by 9b.
  • the calculation amount ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) is such that the time t required for one calculation process and the demodulation process is less than, for example, ⁇ of the time interval dt of the drop in the received signal power. It is preferable to be controlled by. Hereinafter, the control of such a ratio will be described in detail.
  • the time required for one step (or one loop) is defined as At and At. Also, the total calculation amount (number of steps or loop iterations) is N times.
  • round (*) represents rounding to the decimal places.
  • time t [second] required for the weighting coefficient calculation process and the received data decoding process is obtained.
  • time t is, for example, transmitted and received wirelessly.
  • Equation (12) from the viewpoint of suppressing power consumption, the frequency of calculating the weighting coefficient (that is, the updating process) is intended to be minimized, and the frequency of updating the weighting coefficient is the highest. Is every received signal slot interval t
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of phase variation with respect to time for the received signal of FIG.
  • the signal phase changes from -90 degrees to 90 degrees between the two drops.
  • the amount of phase change between the dip is 180 degrees. Therefore, the coefficient ⁇ must be chosen so that there are enough errors in the demodulation scheme used. For example, for a QPSK signal, a phase shift that does not cause an error 0
  • the coefficient ⁇ 1Z10 (18 degree phase change ⁇ ) or less is desirable.
  • the calculation unit controller 10 performs the calculation process by the calculation units 9 a and 9 b and the demodulation process by the demodulator 8 according to the equations (5), (11), and (12). Based on the time interval dt of the drop of the received signal power so that the phase change of the radio signal becomes a sufficiently small value to execute the demodulation process, the ratio of the calculation amount of the calculation units 9a and 9b a / ( Calculate 1 d). At this time, it is preferable to minimize the calculation processing rate ⁇ by the calculation unit 9a to maximize the calculation processing time by the calculation unit 9b.
  • the maximum value of the noise power P n in the case of phase modulation is obtained by the following equation.
  • phase 0 and ⁇ are defined by the following equation with [rad.] As the unit.
  • ⁇ is a multi-level number of phase modulation, 2 for BPSK, 4 for QPSK, and 8 for 8-phase PSK.
  • the minimum number of N is inversely related.
  • floor (*) represents truncation after the decimal point
  • A represents the value at the start of control
  • the calculation unit controller 10 executes the calculation processing by the calculation units 9a and 9b and the demodulation processing by the demodulator 8.
  • Phase change power of the radio signal between the calculation units 9a and 9b based on the time interval dt of the drop in the received signal power so that the value is sufficiently small to execute the demodulation process a Z ( 1 ⁇ ) is calculated, and control is performed so that the calculation processing by the calculation units 9a and 9b is executed at the calculated ratio.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an adaptive control device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the adaptive control device according to the fifth embodiment has antennas la, lb and an antenna as shown in FIG.
  • An analog Z-digital conversion circuit (ADC) 5 is inserted between the double control circuit 2A, and the adaptive control circuit 2A is a digital variable amplifier 16a instead of the analog variable amplifiers 3a and 3b and the analog phase shifters 4a and 4b. , 16b and digital phase shifters 17a, 17b.
  • the embodiment is characterized in that after the received radio signal is converted into a digital signal, the digital signal is amplified and phase-shifted.
  • the radio signal received by the antenna la is converted into a digital signal by the analog Z / digital conversion circuit (ADC) 5 and then amplified by the digital variable amplifier 16a, and then by the digital phase shifter 17a.
  • the radio signal received by the antenna lb is converted into a digital signal by the analog Z / digital conversion circuit (ADC) 5 and then amplified by the digital variable amplifier 16b and shifted by the digital phase shifter 17b. Be matched.
  • the configuration of the wireless communication device in FIG. 15 is the same as the block diagram in FIG. 1 except for the analog Z digital conversion circuit (ADC) 5, the digital variable amplifiers 16a and 16b, and the digital phase shifters 17a and 17b. Description is omitted.
  • the adaptive control circuit 2A can perform digital processing instead of analog processing on the received radio signal, thereby executing high-speed and high-precision adaptive control processing and data. Can be demodulated, and furthermore, low power consumption can be realized.
  • the fifth embodiment described above includes a signal quality measuring device that detects the signal quality of received data as in the second embodiment, and the calculation unit controller 10 calculates the amount of calculation according to the signal quality.
  • the ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) may be changed.
  • a signal strength measuring device for detecting the signal strength of the received radio signal is provided, and the calculation unit controller 10 has a calculation amount ratio ⁇ ⁇ (1 ⁇ ⁇ ) may be changed.
  • a signal strength measuring device including a memory for storing the received signal power of the received radio signal is provided, and the signal strength measuring device changes the signal strength from the stored received signal power change.
  • the calculation unit controller 10 may change the calculation amount ratio ⁇ 1 (1 ⁇ ⁇ ) according to the period of the signal intensity change.
  • a configuration using two antennas la and lb is shown, but the present invention is not limited to this, and may be configured using three or more antennas.
  • N By increasing the number of antennas (N), it is possible to increase the number of interference waves (N-1) that can be suppressed, and there are many interference waves, which is very effective for the environment.
  • the present invention is not limited to this, and three or more adaptive control methods are used. May be configured. These may be used continuously, or an optimum number may be selected and used continuously according to the propagation environment and moving speed.
  • calculation units 9a and 9b are illustrated separately.
  • the present invention is not limited to this, and the calculation may be performed by a plurality of adaptive control methods using only one calculation unit. .
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication device 24 including an adaptive antenna device 19 which is an adaptive control device according to the first to fifth embodiments according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. The wireless communication device 24 according to the sixth embodiment is characterized in that the wireless communication device 24 is configured using the adaptive control device according to each of the embodiments described above.
  • the wireless communication device 24 includes an adaptive antenna device 19, an input circuit 20 including a microphone 20A, an output circuit 21 including a speaker 21A, and a wireless communication device 24.
  • a power supply circuit 22 that supplies power and a device controller 23 that controls the operation of the entire wireless communication device 24 are provided.
  • the adaptive antenna device 19 is configured as an adaptive control device according to the first, second, third, or fifth embodiment, the force further including the moving speed detector 14 or the moving speed detector 14
  • An interface for obtaining the moving speed V from the vehicle is further provided. After the sound input to the microphone 20A is converted into an electric signal, the sound signal, which is the electric signal, is subjected to processing such as amplification by the input circuit 20, and then output to the modulator 18 of the adaptive antenna device 19.
  • the signal is transmitted using the antenna elements la and Id through the processing in the adaptive antenna device 19.
  • the radio signal received by the adaptive antenna device 19 is demodulated into a baseband signal by the demodulator 8 of the adaptive antenna device 19 and then sent to the output circuit 21. It is input and output from the speaker 21 A after undergoing processing such as amplification.
  • the wireless communication device 24 configured as described above, by calculating the optimum weighting coefficient with high speed and high accuracy, the best signal quality is always maintained in the received signal, and the system is high.
  • Wireless communication devices such as portable radios with signal quality can be realized.
  • the wireless communication device 24 includes the wireless reception circuit and the wireless transmission circuit.
  • the present invention is not limited to this, and may be configured by only the wireless reception circuit. Industrial applicability
  • an algorithm with a fast control speed and a slow control speed depending on the radio wave propagation environment, have a convergence error.
  • a demodulated signal with the highest signal quality can be obtained in a limited control time, and high-quality wireless communication can be realized.

Landscapes

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Abstract

　アダプティブ制御装置において、計算部（９ａ）は所定の第１の収束速度及び所定の第１の収束誤差を有する第１のアダプティブ制御方法を用いて重み付け係数を第１の計算量の割合αで計算し、計算部（９ｂ）は計算部（９ａ）により計算された重み付け係数を初期値として、第１の収束速度よりも遅い第２の収束速度と、第１の収束誤差よりも小さい第２の収束誤差とを有する第２のアダプティブ制御方法を用いて重み付け係数を第２の計算量の割合（１－α）で計算する。コントローラ（６）は移動体の移動速度に基づいて比率α／（１－α）を計算し、計算部（９ａ，９ｂ）の計算処理を実行する。

Description

明 細 書
ァダプティブ制御装置
技術分野
[0001] 本発明は、複数のアンテナによって受信された無線信号の重み付け係数を伝搬環 境に応じて制御することにより、電気的にアンテナ指向特性をァダプティブ制御する ァダプティブ制御装置とそれを備えた無線通信装置に関する。
背景技術
[0002] 例えば特許文献 1において、誤収束を回避し収束速度を向上させるためのァダプ ティブ制御装置が提供されている。当該ァダプティブ制御装置においては、複数の アンテナが受信した信号の合成比を複数のアルゴリズム部により算出し、算出された 合成比で合成して得られる合成信号の SIR値を SIR算出部によりそれぞれ算出し、 いずれのアルゴリズム部による合成信号が最も高品質であるかを判定部により判定し 、最も高品質の合成信号を受信信号として選択部により選択する。このように、別々 のアルゴリズムによって得られた合成信号のうち、品質の高 ヽ方を受信信号として選 択するので、何らかの理由によっていずれかのアルゴリズムによる重み付け係数算出 が不安定になったり、誤収束したりするときでも、このアルゴリズムによる合成信号は 選択されず、別のアルゴリズムによる合成信号が選択される。よって、重み付け係数 算出を安定に持続でき、誤収束を回避することができる。
[0003] さらに、収束速度の速いアルゴリズムが算出した合成比を、遅いアルゴリズムの初 期値とする。これにより、干渉波除去特性で劣るものの収束速度の速い第 1のァルゴ リズム部によって算出された重み付け係数を、別の第 2又は第 3のアルゴリズム部の 初期値として使用することによって、第 2又は第 3のアルゴリズム部の収束速度を向上 することができる。
[0004] 以上により、従来例のァダプティブ制御装置は、複数のアルゴリズムの計算結果の 最も高品質の合成信号を受信信号として選択することにより誤収束を回避し、収束速 度の速 、アルゴリズムが算出した合成比を、遅 、アルゴリズムの初期値とすることで 収束速度を向上させることが可能なァダプティブ制御装置を提供することができる。 [0005] 特許文献 1：国際出願公開第 WO02Z047289号のパンフレット (第 3図)。
非特許文献 1 :菊間信良著、「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版、 125〜134ページ、 1998年 11月 25日。
非特許文献 2 :唐沢好男著、「デジタル移動通信の電波伝搬基礎」、コロナ社、 56ぺ ージ、 2003年 3月。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] 従来のァダプティブ制御装置には以下のような課題があった。従来技術のァダプテ イブ制御装置においては、収束速度の速いアルゴリズムが算出した合成比を、遅い アルゴリズムの初期値とすることで収束速度を速めることは可能である力 S、複数のァ ルゴリズムにより計算を行うために制御に時間が力かるという欠点があった。また、同 時に計算を行うことにより高速ィ匕を図るときにも、計算量の増加による数値計算プロセ ッサの肥大化もしくは、複数の数値計算プロセッサによる設置面積の増加を引き起こ し、携帯端末機を小型化できないという欠点があった。さらに、数値計算プロセッサの 消費電力が増加するという欠点もあり、特に充電電池で動作する携帯端末機におい ては使用時間の短縮につながる致命的な欠陥があった。すなわち、従来技術のァダ プティブアンテナでは、複数のアルゴリズムにより収束時間に時間が力かるために、 使用者の移動及び周囲環境の時間的変化による電波環境の時間変化に追従して 制御することができな 、ために、不適であると言わざるを得な力つた。
[0007] 本発明の目的は以上の問題点を解決し、伝搬環境が高速変化する場合において も、復調データの信号品位を最良に維持できるようにアンテナ指向特性をァダプティ ブに制御するァダプティブ制御装置とそれを備えた無線通信装置を提供することに ある。
課題を解決するための手段
[0008] 第 1の発明に係るァダプティブ制御装置は、複数のアンテナによってそれぞれ受信 された複数の無線信号に対して所定の重み付け係数を用いてァダプティブ制御する 信号制御手段と、上記ァダプティブ制御された無線信号を復調データに復調する復 調手段とを備え、当該ァダプティブ制御装置は、 所定の第 1の収束速度及び所定の第 1の収束誤差を有する第 1のァダプティブ制 御方法を用いて上記重み付け係数を第 1の計算量で計算する第 1の計算手段と、 上記第 1の計算手段により計算された重み付け係数を初期値として、上記第 1の収 束速度よりも遅い第 2の収束速度と、上記第 1の収束誤差よりも小さい第 2の収束誤 差とを有する第 2のァダプティブ制御方法を用いて上記重み付け係数を第 2の計算 量で計算し、上記計算された重み付け係数を上記信号制御手段に設定する第 2の 計算手段と、
当該ァダプティブ制御装置の移動速度に基づいて、上記第 1及び第 2の計算量の 比率を決定し、上記決定した比率で上記第 1及び第 2の計算手段の計算処理を実行 するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
[0009] 上記ァダプティブ制御装置は、当該ァダプティブ制御装置の移動速度を検出する 検出手段をさらに備えることを特徴とする。
[0010] また、上記ァダプティブ制御装置は、所定期間に上記受信された無線信号を格納 し、上記格納された無線信号の変化の周期を検出する第 1の測定手段をさらに備え 上記制御手段は、上記検出された無線信号の変化の周期に基づいて当該ァダプ ティブ制御装置の移動速度を計算することを特徴とする。
[0011] 第 2の発明に係るァダプティブ制御装置は、複数のアンテナによってそれぞれ受信 された複数の無線信号に対して所定の重み付け係数を用いてァダプティブ制御する 信号制御手段と、上記ァダプティブ制御された無線信号を復調データに復調する復 調手段とを備え、当該ァダプティブ制御装置は、
所定の第 1の収束速度及び所定の第 1の収束誤差を有する第 1のァダプティブ制 御方法を用いて上記重み付け係数を第 1の計算量で計算する第 1の計算手段と、 上記第 1の計算手段により計算された重み付け係数を初期値として、上記第 1の収 束速度よりも遅い第 2の収束速度と、上記第 1の収束誤差よりも小さい第 2の収束誤 差とを有する第 2のァダプティブ制御方法を用いて上記重み付け係数を第 2の計算 量で計算し、上記計算された重み付け係数を上記信号制御手段に設定する第 2の 計算手段と、 所定期間に上記受信された無線信号を格納し、上記格納された無線信号の変化 の周期を検出する第 1の測定手段と、
上記第 1及び第 2の計算手段による計算処理と上記復調手段による復調処理とを 実行する間における無線信号の位相変化力 上記復調処理を実行するために十分 に小さな値になるように、上記検出された無線信号の変化の周期に基づ!、て上記第
1及び第 2の計算量の比率を計算し、上記計算した比率で上記第 1及び第 2の計算 手段の計算処理を実行するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
[0012] また、上記ァダプティブ制御装置にお 、て、上記制御手段は、所定長の復調デー タに対する上記復調手段の復調処理が完了するまで、上記第 1及び第 2の計算手段 の計算処理を実行するように制御することを特徴とする。
[0013] さらに、上記ァダプティブ制御装置は、上記復調データの信号品位を測定する第 2 の測定手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記測定された信号品位が所定のしきい値未満であるとき、上 記第 2の計算量を増カロさせかつ上記第 1の計算量を減少させることを特徴とする。
[0014] またさらに、上記ァダプティブ制御装置は、上記受信された無線信号の信号強度を 測定する第 3の測定手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記測定された信号強度が所定のしきい値未満であるとき、上 記第 2の計算量を増カロさせかつ上記第 1の計算量を減少させることを特徴とする。
[0015] 第 3の発明に係る無線通信装置は、上記ァダプティブ制御装置と、
上記ァダプティブ制御装置を用いて無線信号を受信する無線通信回路とを備えた ことを特徴とする。
発明の効果
[0016] 従って、本発明に係るァダプティブ制御装置とそれを備えた無線通信装置によれ ば、電波伝搬環境に応じて、制御速度が速いアルゴリズムと制御速度は遅いが収束 誤差が小さいアルゴリズムの割合を所定の周期において変化させることにより、限ら れた制御時間にお 、て最も信号品位の復調信号を得ることができ、高品質の無線通 信を実現することができる。
図面の簡単な説明 [図 1]本発明の第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロック図 である。
[図 2]図 1のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を示すフローチヤ ートである。
[図 3]図 1の計算部 9aの計算量の割合 aに対する計算部 9aによる規格化計算時間と 、図 1の計算部 9bによる規格ィ匕計算時間と、計算部 9a及び計算部 9bによる規格ィ匕 計算時間の関係を示すグラフである。
[図 4]第 1の実施形態の変形例に係る図 1のコントローラ 6によって実行されるァダプ ティブ制御処理を示すフローチャートである。
[図 5]本発明の第 2の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロック図 である。
[図 6]図 5のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を示すフローチヤ ートである。
[図 7]第 2の実施形態の変形例に係る図 5のコントローラ 6によって実行されるァダプ ティブ制御処理を示すフローチャートである。
[図 8]本発明の第 3の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロック図 である。
[図 9]図 8のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を示すフローチヤ ートである。
[図 10]第 3の実施形態の変形例に係る図 8のコントローラ 6によって実行されるァダプ ティブ制御処理を示すフローチャートである。
[図 11]本発明の第 4の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロック 図である。
[図 12]図 11のメモリ 13に保存された時間に対する受信信号電力の変動の一例を示 す図である。
[図 13]本発明の第 4の実施形態の変形例に係るァダプティブ制御装置の構成を示す ブロック図である。
[図 14]図 12の受信信号について、時間に対する位相の変動の一例を示す図である [図 15]本発明の第 5の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロック 図である。
[図 16]本発明の第 6の実施形態に係るァダプティブ制御装置を備えた無線通信装置 の構成を示すブロック図である。
符号の説明
la, lb…アンテナ、
2…ァダブティブ制御回路、
3a, 3b…可変増幅器、
4a, 4b…移相器、
5…アナログ Zデジタル変換回路 (ADC)、
6···コントローラ、
7…合成回路、
8…復調器、
9, 9a, 9b…計算部、
10···計算部コントローラ、
10a, 13···メモリ、
11···信号品位測定器、
12···信号強度測定器、
14···移動速度検出器、
15···操作部、
16a, 16b…デジタル可変増幅器、
17a, 17b…デジタル移相器、
18…変調器、
19 · ··ァダプティブアンテナ装置、
20…入力回路、
20Α···マイクロホン、
21···出力回路、 21Α· · ·スピーカ、
22…電源回路、
23· · ·装置コントローラ、
24· · ·無線通信装置。
発明を実施するための最良の形態
[0019] 以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各 実施形態にぉ 、て、同様の構成要素につ 、ては同一の符号を付して 、る。
[0020] 第 1の実施形態.
図 1は、本発明の第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロッ ク図であり、図 2は、図 1のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を 示すフローチャートである。
[0021] 第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置は、図 1、図 2に示すように、所定の第 1の収束速度及び所定の第 1の収束誤差を有する第 1のァダプティブ制御方法を用 いて重み付け係数を第 1の計算量の割合 αで計算する計算部 9aと、計算部 9aにより 計算された重み付け係数を初期値として、第 1の収束速度よりも遅い第 2の収束速度 と、第 1の収束誤差よりも小さい第 2の収束誤差とを有する第 2のァダプティブ制御方 法を用いて重み付け係数を第 2の計算量の割合（1 a )で計算する計算部 9bとを 備え、コントローラ 6は、移動体の移動速度 Vに基づいて、第 1と第 2の計算量の比率 a / (l - a )を決定し、決定した比率 a Z (1 α )で計算部 9a, 9bの計算処理を 実行するように制御することを特徴とする。
[0022] 図 1にお 、て、所定の相手方の無線通信装置から送信された無線信号は、アンテ ナ la, lbによって受信される。アンテナ laによって受信された無線信号は、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5を介してコントローラ 6の計算部 9に入力される一方、 可変増幅器 3a、移相器 4a及び合成回路 7を介して復調器 8に入力される。同様に、 アンテナ lbによって受信された無線信号は、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5 を介してコントローラ 6の計算部 9に入力される一方、可変増幅器 3b、移相器 4b及び 合成回路 7を介して復調器 8に入力される。
[0023] アンテナ la, lbによって受信された無線信号は、それぞれアナログ Zデジタル変 換回路 (ADC) 5においてデジタル信号 x (t)に変換された後、コントローラ 6の計算 部 9に入力される。ここで、デジタル信号 x (t)は 2つの要素を持つ信号ベクトルである
[0024] ァダプティブ制御回路 2は可変増幅器 3a, 3bと移相器 4a, 4bを備えて構成される 。可変増幅器 3aは入力されるアナログの無線信号を所定の増幅度 Aで増幅した後 、移相器 4aに出力する。次いで、移相器 4aは入力されるアナログの無線信号を所定 の移相量 Φ だけ移相させた後、合成回路 7に出力する。同様に、可変増幅器 3bは 入力される無線信号を所定の増幅度 Aで増幅した後、移相器 4bに出力する。次い
2
で、移相器 4bは入力される無線信号を所定の移相量 φ だけ移相させた後、合成回
2
路 7に出力する。合成回路 7は入力される 2つの無線信号を電力合成した後、電力合 成された合成信号 y (t)を復調器 8に出力する。復調器 8は入力される無線信号を復 調データに復調して出力するとともに、復調データの復調完了時に復調完了信号を 計算部コントローラ 10に出力する。
[0025] コントローラ 6は、計算部コントローラ 10と、計算量を決定するための移動速度対計 算量テーブルを格納したメモリ 10aと、 2つの計算部 9a, 9bを含む計算部 9と、操作 部 15とを備えて構成される。移動速度検出器 14は当該無線通信装置を搬送する例 えば車両などの移動体のモータの回転速度に基づ 、て、当該移動体の移動速度 V を検出し、計算部コントローラ 10に出力する。計算部コントローラ 10は上記検出され た移動速度 Vに基づいてメモリ 10aを参照し、詳細後述するように、計算部 9aと計算 部 9bの計算量の比率 α Ζ ( 1 ο (0≤ α≤1)を決定して、上記各計算部 9a, 9b に設定する。本実施形態において、「計算量」とは、計算部 9a, 9bのそれぞれによつ て実行される計算処理に係るステップ数、又は所定の一連のステップ力 なるひとま とまりの処理 (例えばループ）の回数、などによって定義される。計算部コントローラ 1 0は、ここでは、計算部 9aの計算量と、計算部 9bの計算量とが oc： ( 1 ひ）の割合と なるよう〖こ設定する。第 1の実施形態では、メモリ 10a内に格納された移動速度対計 算量テーブルは、例えば、移動速度 Vが 80kmZh以上のとき計算部 9aの計算量の 割合 α =0. 8となり、移動速度 Vが 20kmZh以上 80kmZh未満のとき計算部 9aの 計算量の割合 α =0. 5となり、移動速度 Vが 20kmZh未満のとき計算部 9aの計算 量の割合 α =0. 2となる関係を記憶し、計算部コントローラ 10は、移動速度 Vに基づ いて移動速度対計算量テーブル力もこの関係を読み出し、各計算部 9a, 9bに設定 する。操作部 15は無線通信終了キーを含み、無線通信終了キーが押下されたとき、 無線通信終了信号が操作部 15から計算部コントローラ 10に出力され、これに応答し て、計算部コントローラ 10は当該無線通信装置の無線通信を終了する。
[0026] 計算部 9aは、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5からのデジタル無線信号 x (t )に基づいて、例えば RLS (Recursive Least— Squares)法などの第 1のァダプテ イブ制御方法を用いて、かつ所定の初期値を用いて、合成信号 y (t)における所定の 評価関数値 (例えば、 CZ (N+I)など）が最大となるように、ァダプティブ制御回路 2 の可変増幅器 3a, 3bと移相器 4a, 4bを制御するための重み付け係数 W , Wを計
1 2 算量の割合 αで計算する。次いで、計算部 9bは、アナログ Zデジタル変換回路 (A DC) 5からのデジタル無線信号 x (t)に基づいて、例えば LMS (Least Means Sq uares)法などの第 2のァダプティブ制御方法を用いて、かつ、上記計算部 9aにより 計算された重み付け係数 W , Wを初期値として用いて、合成信号 y (t)における所
1 2
定の評価関数値 (例えば、 CZ (N + I)など）が最大となるように、ァダプティブ制御回 路 2の可変増幅器 3a, 3bと移相器 4a, 4bを制御するための重み付け係数 W , Wを
1 2 計算量の割合（1 a )で計算してァダプティブ制御回路 2に設定する。
[0027] 計算部 9aで用いる第 1のァダプティブ制御方法は、最適な重み付け係数への収束 速度は早いが、収束誤差が大きい RLS (Recursive Least— Squares)法などを用 いる一方、計算部 9bで用いる第 2のァダプティブ制御方法は、最適な重み付け係数 への収束速度は遅いが、収束誤差が小さい LMS (Least Means Squares)法な どを用いる。計算部 9a, 9bにおける重み付け係数 W , Wの算出方法の詳細につい
1 2
ては後述する。コントローラ 6は計算部 9bにより計算された最適な重み付け係数 W , Wを用いてァダプティブ制御回路 2の可変増幅器 3a, 3bと移相器 4a, 4bを制御す
2
る。
[0028] なお、当該無線通信装置は、一般に、所望の無線信号を帯域通過ろ波する高周波 フィルタと、無線信号を増幅するための高周波増幅器と、無線信号の周波数を所定 の中間周波数に変換するための混合器等を含む周波数変換回路と、中間周波数増 幅回路、信号処理回路等を備えているが、図 1のブロック図では省略した。
[0029] 次 、で、指向性ァダプティブアンテナ装置の制御動作 (以下、指向性ァダプティブ 制御という。 )について説明する。ァダプティブアンテナ装置は、所望の電波が到来し てくる方向にアンテナの放射パターンを最大にし、妨害となる干渉波の方向に放射 パターンにヌルを向けて、安定した無線通信を実現するための装置である。一方、干 渉波がないときにも、安定した高品質の無線通信を行うためには、より強い強度を有 する所望波を受信するように、ァダプティブアンテナ装置は所望波の方向に強 、ビ ームを向けるように放射指向性を制御する。通常、ァダプティブアンテナ装置はアン テナ毎にそれぞれ可変増幅器と移相器を備え、各アンテナで受信された無線信号 間に振幅差と位相差を与えることにより、最大の所望信号電力と、最小の干渉信号電 力を実現する。
[0030] アンテナで受信された無線信号には、通常、所望波の無線信号とともに熱雑音が 受信される。さらに、隣接基地局からの同一周波数の同一チャンネル干渉波や、所 望波であるが大きな経路を経由して到来したために時間的な遅れが生じた遅延波も 受信されるときもある。遅延波はテレビジョン受像機やラジオ受信機等を用いたアナ ログ無線通信システムにお 、て、例えばテレビジョン放送波のゴーストとして画面表 示の品質を劣化させる。一方、デジタル無線通信システムでは、熱雑音、同一チャン ネル干渉波や遅延波は、いずれもビット誤りとして影響を及ぼし、直接的に信号品位 を劣化させる。ここで、所望波の電力を C、熱雑音の電力を N、同一チャンネル干渉 波と遅延波を含む干渉波電力を Iとすると、ァダプティブアンテナ装置は信号品位を 改善させる結果として、評価関数 CZ (N + I)を最大にするように動作する。
[0031] 以下に、計算部 9a, 9bにおける重み付け係数の算出方法を示す。重み付け係数 Wは増幅度 と移相量 φにより、次式により定義される。
[0032] [数 1]
W =A -exp (j - φ ) (1)
[0033] 式（1)において、 jは虚数単位であり、 iは 1, 2の値をとる。重み付け係数 Wはアン テナ laからの無線信号に対する重み付け係数であり、重み付け係数 Wはアンテナ 1
2
bからの無線信号に対する重み付け係数である。すなわち、アンテナ laからの無線 信号は可変増幅器 3aで所定の増幅度 Aで増幅された後、移相器 4aで所定の移相 量 φェだけ移相される。同様にアンテナ lbからの無線信号は可変増幅器 3bで所定の 増幅度 Aで増幅された後、移相器 4bで所定の移相量 φ だけ移相される。重み付け
2 2
係数 wを要素とする重み付け係数ベクトルを wと定義する。
[0034] 重み付け係数を求める方法にはいくつか方法があるが、ここでは最急降下法 (以下 、LMS (Least Means Squares)法という。）を用いた例を示す。この手法では、ァ ダブティブ制御装置は予め既知の所望波に含まれる信号系列 r (t) (以下、参照信号 という。）を保有し、受信された信号がそれに近くなるように制御する。ここでは、一例 として参照信号がコントローラ 6のメモリ 10aに格納されて 、るとする。
[0035] 具体的には、計算部 9a, 9bは無線デジタル信号 X (t)に、振幅と位相の成分を持つ た重み付け係数 w (t)を乗算し、その乗算結果と参照信号 r (t)との残差を求める。こ のとき、残差 e (t)は次式により表される。
[0036] [数 2]
e (t) =r(t) -w (t) X x(t) (2)
[0037] ここで、残差 e (t)は正又は負の値をとる。従って、式（2)により求めた残差 e (t)の 2 乗した値が最小値になるように繰り返し計算を行う。すなわち、（m+ 1)回目の繰り返 し計算により得られた重み付け係数 w(t, m+ 1)は、 m回目の重み付け係数 w(t, m )を用いて次式により表される。
[0038] [数 3]
w (t, m+ 1) =w (t, m) +u X x (t) X e (t, m) (3)
[0039] ここで、 uはステップサイズと呼ばれ、繰り返し計算のうちの 1回の計算における変化 幅の大きさを決める係数である。すなわち、ステップサイズ uが比較的大きいと 1回の 計算における変化幅が大きいために、重み付け係数が最小値に収束する繰り返し計 算回数が比較的少なくなるという利点があるが、ステップサイズ uが大き過ぎると、繰り 返し計算が最小値付近で振動してしまうという欠点がある。従って、ステップサイズ u の選定にはシステムにより十分注意する必要がある。逆に、ステップサイズ uを小さく 設定することにより重み付け係数は安定して最小値に収束する。し力しながら、 1回の 計算における変化幅が小さいために、繰り返し計算回数は増加する。繰り返し計算 数が増加すると重み付け係数を求めるのに多くの時間がかかる。仮に重み付け係数 算出時間が周囲環境の変化時間 (例えば数ミリ秒)よりも遅いときには、この重み付け 係数による信号品位の改善は不可能となる。そこで、ステップサイズ Uを決定するとき にはできるだけ高速かつ安定な収束の条件を選ぶ必要がある。また、残差 e (t, m) は次式により定義される。
[0040] [数 4]
e (t, m) =r (t) - w (t, m) X x (t) (4)
[0041] 式 (4)の値を用いて式（3)を繰り返し更新する。なお、重み付け係数を求めるため の最大繰り返し計算回数は、重み付け係数算出時間が無線通信システムの切り替え 時間よりも遅くならないように設定する。また、通常は、無線デジタル信号 x (t)には、 有限個のサンプル値の平均を用いる。この平均化により、外来雑音からの影響を低 減することが可能になる。
[0042] 一例として LMSに基づく無線通信システムの重み付け係数の算出法を説明したが 、本発明はこれに限らず、例えば、より早く重み付け係数の算出が可能な RLS (Rec ursive Least— squares)法、 SMI (Sample Matrix inversion)法を用 ヽること も可能である。この方法により重み付け係数の算出は早くなるが、外来雑音の影響が 大きいために雑音の強いところでは、所望の特性が得られない可能性もある。これは 、 LMS法が平均化により外来雑音からの影響を低減するのに対して、 RLS法及び S Ml法は過去力 現在までのサンプルを用いて逐次的に重み付け係数を求めていく ために、算出中のあるサンプルに局所的に大きな雑音が加わったときにその影響が 大きく出てしまうからである。
[0043] また、信号系列の変調方式がデジタル位相変調のような一定の包絡線を持つよう な低包絡線変調であるときには、 CMA (Constant Modulus Algorithm)法を使 用することも可能である。これらの重み付け係数の算出法は非特許文献 1に掲載され ており公知であるので、ここでは、省略する。
[0044] 次に、第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置の制御方法について、図 2を用 いて説明する。図 2は、図 1のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理 を示すフローチャートである。図 2において、まず、ステップ S1においてアンテナ la, lbは無線通信を開始し、ステップ S2において、アナログ Zデジタル変換回路 5から 受信された無線信号を取得した後、ステップ S3において計算部コントローラ 10により 、移動速度検出器 14により検出された移動速度 Vに基づいてメモリ 10aを参照し、計 算部 9aと計算部 9bの計算量の比率 α Ζ (1 α )を決定して設定する。ここで、計算 部 9aの計算量の割合と計算部 9bの計算量の割合との合計を 1とすると、第 1のァダ プティブ制御方法による計算部 9aの計算量の割合と、第 2のァダプティブ制御方法 による計算部 9bの計算量の割合はそれぞれ αと 1— aとなる。例えば、第 1のァダプ ティブ制御方法には、最適な重み付け係数への収束速度は第 2のァダプティブ制御 方法の収束速度より早!、が、収束誤差は第 2のァダプティブ制御方法の収束誤差よ り大きい RLSァダプティブ演算を用い、第 2のァダプティブ制御方法には、最適な重 み付け係数への収束速度は第 1のァダプティブ制御方法の収束速度より遅 、が、収 束誤差は第 1のァダプティブ制御方法の収束誤差より小さい LMSァダプティブ演算 を用いる。
次いで、ステップ S4において計算部 9aにより、第 1のァダプティブ制御方法を用い て、所定の初期値に基づいて最適な重み付け係数 W , Wを計算量の割合 αで計
1 2
算した後、ステップ S5において計算部 9bにより、第 2のァダプティブ制御方法を用い て、計算部 9aにより計算された最適な重み付け係数 W , Wを初期値として、最適な
1 2
重み付け係数 W , Wを計算量の割合（1 α )で計算した後、ステップ S6において
1 2
計算部 9bにより計算された最適な重み付け係数 W , Wを用いて、ァダプティブ制
1 2
御回路 2の可変増幅器 3a, 3bと移相器 4a, 4bを制御して、可変増幅器 3aと移相器 4aによりそれぞれ振幅及び位相を変化させた無線信号と、可変増幅器 3bと移相器 4 bによりそれぞれ振幅及び位相を変化させた無線信号は、合成回路 7で合成され、合 成された無線信号は復調器 8で復調される。さらに、ステップ S7において計算部コン トローラ 10は無線通信が終了した力否かを判断し、 NOのときはステップ S2に戻り上 記処理を繰り返す一方、 YESのときはステップ S8に進む。例えば、操作部 15の無線 通信終了キーが押下されたとき、無線通信終了信号が計算部コントローラ 10に入力 され、これに基づき計算部コントローラ 10は無線通信が終了したと判断する。さらに、 ステップ S8にお 、てコントローラ 6はァダプティブ制御を停止し、当該ァダプティブ制 御処理を終了する。
[0046] 次に、第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置の制御時間について説明する 。 t [秒]を重み付け係数の計算処理（図 2のステップ S2からステップ S5)に要する時 cO
間とし、 t [秒]を 1つのデータ (以下、 1回の復調処理で復調される所定長の受信デ d
ータをいう。）の復調処理（図 2のステップ S6)に要する時間とし、 t [秒]を例えば、当
0
該コントローラ 6の全体の制御処理から見て予め設計により決められる計算処理と復 調処理にかけることができる時間とすると、計算処理と復調処置に要する時間 t [秒] は次式により表される。
[0047] [数 5]
t = t + t < t (5)
c cO d 0
[0048] 図 3は、図 1の計算部 9aの計算量の割合 oに対する計算部 9aによる規格化計算時 間と、図 1の計算部 9bによる規格ィ匕計算時間と、計算部 9a及び計算部 9bによる規格 化計算時間の関係を示すグラフである。ここでは一例として、最適な重み付け係数 W , Wの算出を計算部 9bでのみ行ったとき = 0のとき）の計算時間を 1とし、最適
1 2
な重み付け係数 W , Wの算出を計算部 9bでのみ行ったとき = 0のとき）の計算
1 2
時間が、計算部 9aでのみ行ったとき（ a = 1のとき）の計算時間の 5倍となるァダプテ イブ制御方法を使用する。このとき、第 1の実施形態では、移動速度 Vが 80kmZh以 上のとき計算部 9aの計算量の割合 α = 0. 8となり、このとき計算部 9aによる規格ィ匕 計算時間は 0. 16となり、計算部 9bによる規格ィ匕計算時間は 0. 2となり、合計の規格 化計算時間は 0. 36となる。移動速度 Vが 20kmZh以上 80kmZh未満のとき計算 部 9aの計算量の割合 α = 0. 5となり、このとき計算部 9aによる規格ィ匕計算時間は 0 . 1となり、計算部 9bによる規格化計算時間は 0. 5となり、合計の規格化計算時間は 0. 6となる。移動速度 Vが 20kmZh未満のとき計算部 9aの計算量の割合《= 0. 2と なり、このとき計算部 9aによる規格ィ匕計算時間は 0. 04となり、計算部 9bによる規格 化計算時間は 0. 8となり、合計の規格化計算時間は 0. 84となる。
[0049] 以上説明したように、第 1の実施形態によれば、計算部コントローラ 10は移動速度 V に基づき、収束速度、収束誤差等の互いに異なる 2つのァダプティブ制御方法の計 算量の比率 a Z ( 1— α )を決定し、計算部 9aは収束速度が第 2のァダプティブ制御 方法の収束速度より早い第 1のァダプティブ制御方法で受信した無線信号に基づき 最適な重み付け係数 W , Wを計算量の割合 αで計算し、計算部 9bは計算部 9aに
1 2
より計算された最適な重み付け係数 W , Wを初期値として用いて、収束誤差が第 1
1 2
のァダプティブ制御方法の収束誤差より小さい第 2のァダプティブ制御方法で受信し た無線信号に基づき最適な重み付け係数 W , Wを計算量の割合（1 α )で計算
1 2
する。これにより、高速でかつ高精度な最適な重み付け係数の算出を実現することが できる。さらに、 1回の制御期間において連続した 2回のァダプティブ制御を行うこと により、誤収束を回避できる可能性が高くなる。
[0050] 以上の第 1の実施形態においては、第 1のァダプティブ制御方法は RLS法を用い 、第 2のァダプティブ制御方法は LMS法を用いている力 本発明はこれに限らず、 第 1のァダプティブ制御方法は RLS法や、 SMI法などの収束速度が第 2のァダプテ イブ制御方法の収束速度より早!、他のァダプティブ演算を用いてもよ!、し、第 2のァ ダブティブ制御方法も収束誤差が第 1のァダプティブ制御方法の収束誤差より小さ い他のァダプティブ演算を用いてもよい。また、第 1のァダプティブ制御方法と第 2の ァダプティブ制御方法に同一の計算手法を用いて、繰り返し最適化計算における 1 回の計算での変化幅を変化させることにより実現することも可能である。例えば上記 L MS法の場合には、式（3)のステップサイズ uの大きさを変える。具体的には、第 1の ァダプティブ制御方法ではステップサイズ uを第 2のァダプティブ制御方法のステップ サイズ uに比較して大きくする。
[0051] 以上の第 1の実施形態においては、比率 α Ζ (1— α )の決定方法を移動速度 Vが
80kmZh以上のとき計算部 9aの計算量の割合 α =0. 8とし、移動速度 νが 20km Zh以上 80kmZh未満のとき計算部 9aの計算量の割合 a =0. 5とし、移動速度 vが 20kmZh未満のとき計算部 9aの計算量の割合 a =0. 2としている力 本発明はこ れに限らず、メモリ 10a内に格納された移動速度対計算量テーブルにおいて、移動 速度 Vが 80kmZh以上のとき計算部 9aの計算量の割合 a = 1とし、移動速度 vが 20 kmZh以上 80kmZh未満のとき計算部 9aの計算量の割合 a =0. 5とし、移動速度 Vが 20kmZh未満のとき計算部 9aの計算量の割合 a =0とする関係を記憶していて もよいし、移動速度のしきい値を他の値にしてもよい。 [0052] さらに、ァダプティブ制御装置が通信を開始する際に基地局と最初の交信を行うと き、収束時間が比較的長くても確実に基地局との交信を実現する必要があるため、コ ントローラ 6は収束誤差が比較的小さい第 2のァダプティブ制御方法の割合を増やす (すなわち、比率 α Ζ (1— α )を減らす)ことも可能である。一方、ァダプティブ制御 装置が通信を始めると、時間と共に変化する伝搬環境に連続的に制御が追従する 必要があるため、収束速度が早い第 1のァダプティブ制御方法の割合を増やす (す なわち、比率 α Ζ (1— α )を増やす)。このように、通信開始時と、通信継続時にお ける第 1のァダプティブ制御方法と第 2のァダプティブ制御方法の計算量の割合を変 えることにより、より最適なァダプティブ制御を行うことができる。
[0053] さらに、 2回目以降のステップ S4の処理においては、その直前の最適な重み付け 係数 W , Wを初期値として用いることも可能である。これにより、伝搬環境の時間変
1 2
化が小さければ、最適な重み付け係数 W , Wの変化も小さくなり、制御時間も短縮
1 2
される。更に誤収束の可能性が小さくなる。このため、第 1と第 2のァダプティブ制御 方法の計算量の割合を変化させるのみならず、繰り返し計算回数も時間的に減らす ことも可能である。これにより、更なる短時間での制御が可能になる。
[0054] また、計算部コントローラ 10は、計算量の比率 α Ζ (1— α )を変化させるだけでな ぐ移動速度 Vが 80kmZh以上のとき等において、計算部 9a, 9bの両方の計算量を 削減するように制御してもよい。さらに、計算量の定義として、計算部 9a, 9bのそれぞ れによって実行される計算処理に係るステップ数を用いたが、他の定義を用いてもよ い。例えば、計算部コントローラ 10は、計算部 9a, 9bのそれぞれによって実行される 計算処理に係る計算時間の比率を決定してもよい。
[0055] 第 1の実施形態の変形例.
図 4は、第 1の実施形態の変形例に係る図 1のコントローラ 6によって実行されるァ ダブティブ制御処理を示すフローチャートである。第 1の実施形態の変形例に係るァ ダブティブ制御装置は、図 2の第 1の実施形態に係るァダプティブ制御装置に比較し て、以下の構成及び処理を含むことを特徴とする。
(a)図 1に示すように、復調器 8は、 1つのデータの復調が完了したときに、復調完了 信号を計算部コントローラ 10に出力したこと、 (b)図 4に示すように、ステップ S2とステップ S3との間にステップ S11を追カ卩したこと、 並びに、
(c)図 4に示すように、ステップ S6とステップ S7との間にステップ S12乃至ステップ S1 4を追カ卩したこと。
[0056] ここで、当該変形例は、ステップ S3からステップ S6までのァダプティブ制御処理を 、復調器 8からの復調完了信号に基づいて 1つのデータの復調が完了するまで実行 するとともに、もし未完了のときは所定の回数 i まで実行することを特徴としている。
th
[0057] 図 4において、まず、ステップ SIにおいてアンテナ la, lbは無線通信を開始し、ス テツプ S2において、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5から受信された無線信号 を取得した後、ステップ S11においてパラメータ iに初期値 1を設定する。次いで、図 2 と同様に、ステップ S3乃至ステップ S6を実行する。さらに、ステップ S12において、 復調器 8からの復調完了信号に基づいて 1つの受信データの復調が完了したか否か を判断し、 YESのときはステップ S7に進む一方、 NOのときはステップ S13に進み、 パラメータ iがしきい値回数 i より大きいか否かを判断する。ステップ S13において、 Y th
ESのときはステップ S7に進む一方、 NOのときはステップ S14に進み、パラメータに
1を加算してその加算結果をパラメータ iに設定した後、ステップ S3に戻る。さらに、ス テツプ S7及びステップ S8の処理は、図 2と同様に実行される。
[0058] 以上のように構成された第 1の実施形態の変形例に係るァダプティブ制御装置の 制御時間について説明する。重み付け係数の計算処理と受信データの復調処理と にかかる時間 t「秒]は次式により表される。
[0059] [数 6]
t =n (t +t ) <t (6)
c cO d 0
[0060] ここで、 t [秒]を計算処理（図 4のステップ S3からステップ S 5)に要する時間とし、 t cO
[秒]を 1つのデータの復調処理（図 4のステップ S6)に要する時間とし、 nを自然数と d
し、好ましくは 2以上とする。
[0061] 第 1の実施形態においては、 1回の復調処理毎に比率 αΖ(1— α )を更新してい た。これに対して、第 1の実施形態の変形例によれば、ステップ S3からステップ S6ま でのァダプティブ制御処理を、復調器 8からの復調完了信号に基づ 、て 1つのデー タの復調が完了するまで実行する。それ故、当該変形例では、 1つのデータの復調 処理の期間内で、リアルタイムに変化する移動速度 Vに基づいて計算量の比率 a / (1 α )を決定して設定することができ、これにより、移動速度 Vの変化に対応した最 適な重み付け係数 W , Wを計算してリアルタイムに適応したァダプティブ制御処理
1 2
を実行してデータを復調できると 、う特有の作用効果を有する。
[0062] 第 2の実施形態.
図 5は、本発明の第 2の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロッ ク図である。第 2の実施形態に係るァダプティブ制御装置は、図 1の第 1の実施形態 に係るァダプティブ制御装置に比較して、図 5に示すように、復調器 8から入力された 復調データの信号品位を測定する信号品位測定器 11をさらに備え、計算部コント口 ーラ 10は信号品位測定器 11で測定された信号品位に基づき計算部 9aと計算部 9b の計算量の比率 a Z (1— α )を決定することを特徴とする。
[0063] 信号品位測定器 11は、例えば、ビット誤り率 (Bit Error Rate)を測定し、測定結 果の信号品位を示す信号品位信号を計算部コントローラ 10に出力する。具体的に は、信号品位測定器 11は、基準となるビットパターンと実際に受信した無線信号のビ ットパターンとをビット毎に比較し、エラーが発生したビットの割合を計数して、ビット誤 り率を計算する。図 5の無線通信装置の構成は、信号品位測定器 11以外の図 1のブ ロック図と同様の構成であるため説明を省略する。
[0064] 次に、第 2の実施形態に係るァダプティブ制御処理について、図 6を用いて説明す る。図 6は、図 5のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を示すフロ 一チャートである。第 2の実施形態に係るァダプティブ制御処理は、図 2の第 1の実 施形態に係るァダプティブ制御処理に比較して、以下の処理を含むことを特徴とする
(a)図 6に示すように、ステップ S 1とステップ S2との間に図 2のステップ S3の処理ステ ップ S3Aを追加したこと、
(b)図 6に示すように、ステップ 6とステップ S7との間にステップ S21乃至ステップ S24 を追カ卩したこと。
[0065] ここで、当該実施形態に係るコントローラ 6は、信号品位測定器 11により測定された 信号品位のビット誤り率がしきい値以上 (信号品位はしきい値以下;ステップ S21で Y ES)のときは、ステップ S22において計算部 9aの計算量の割合 αを減少させて、ス テツプ S4からステップ S6までのァダプティブ制御処理を実行することを特徴としてい る。
[0066] 図 6において、まず、ステップ S1においてアンテナ la, lbは無線通信を開始し、ス テツプ S3Aにおいて、計算部コントローラ 10により、移動速度検出器 14により検出さ れた移動速度 Vに基づ 、てメモリ 10aを参照し、計算部 9aと計算部 9bの計算量の比 率 a Z (1— α )を決定して設定した後、ステップ S2にお 、て、アナログ Ζデジタル変 換回路 5から受信された無線信号を取得する。次いで、図 2と同様に、ステップ S4乃 至ステップ S6を実行する。さらに、ステップ S21において、信号品位測定器 11により 測定された信号品位のビット誤り率はしき 、値以上力否かを判断し、 NOのときはステ ップ S7に進む一方、 YESのときはステップ S22に進み、計算部 9aの計算量の割合 αから所定の割合 α (好ましくは 0< α く 0. 1、例えば a =0. 01)を減算し、 mc mc mc
その減算結果を計算部 9aの計算量の割合 αとして設定する。さらに、ステップ S23 において、計算部 9aの計算量の割合 αが 0以下力否かを判断し、 NOのときはステツ プ S2に戻る一方、 YESのときはステップ S24に進み、計算部 9aの計算量の割合 α に 0を設定した後、ステップ S2に戻る。さらに、ステップ S7及びステップ S8の処理は 、図 2と同様に実行される。例えば、ステップ S21において、信号品位であるビット誤り 率がしきい値 0. 001以上か否かを判断する。
[0067] 以上説明したように、第 2の実施形態によれば、所望の信号品位が得られるように、 比較的大きい収束誤差を有する計算部 9aの計算量の割合 αを減少させるとともに、 比較的小さ!、収束誤差を有する計算部 9bの計算量の割合（ 1 α )を増大させて最 適な重み付け係数 W , Wを計算する。それ故、当該実施形態では、移動速度 Vだ
1 2
けでなく受信された無線信号の信号品位に基づいて、計算量の比率 α Ζ (1— α )を 決定して設定することができ、これにより、所望の信号品位が得られるように最適な重 み付け係数 W , Wを計算して高速でかつ高精度なァダプティブ制御処理を実行し
1 2
てデータを復調できると ヽぅ特有の作用効果を有する。
[0068] 以上の第 2の実施形態においては、図 6のステップ S21でビット誤り率のしきい値を 0. 001としている力 本発明はこれに限らず、無線通信システムの要求に応じてしき い値 0. 001をこれより大きくしてもよいし、小さくしてもよい。また、信号品位測定器 1 1は信号品位の指標としてビット誤り率を測定しているが、本発明はこれに限らず、パ ケット通信の場合にぉ ヽてはパケット誤り率を測定してもよ 、し、その他スループット 等を測定してもよい。具体的には、信号品位測定器 11がパケット誤り率を測定すると きは、ステップ S21において信号品位のパケット誤り率がしきい値以上力否かを判断 し、信号品位測定器 11がスループットを測定するときは、ステップ S21において信号 品位のスループットがしきい値以上力否かを判断する。
[0069] 以上の第 2の実施形態においては、図 6のステップ S21で信号品位測定器 11によ り測定された信号品位のビット誤り率がしきい値未満のとき、計算部 9aの計算量の割 合 αを変化させないが、本発明はこれに限らず、受信された無線信号の信号品位の ビット誤り率がしきい値未満のとき、つまり所望の信号品位が得られたときに、比較的 大き 、収束誤差を有する計算部 9aの計算量の割合 αを所定の割合 α だけ増加さ
inc
せてステップ S2からステップ S6までの処理を行うことにより最適な重み付け係数 W , Wを計算してもよい。
2
[0070] 第 2の実施形態の変形例.
図 7は、第 2の実施形態の変形例に係る図 5のコントローラ 6によって実行されるァ ダブティブ制御処理を示すフローチャートである。第 2の実施形態の変形例に係るァ ダブティブ制御処理は、図 6の第 2の実施形態に係るァダプティブ制御処理に比較し て、以下の処理を含むことを特徴とする。
(a)図 7に示すように、ステップ S2とステップ S4との間にステップ S11を追カ卩したこと、
(b)図 7に示すように、ステップ S21とステップ S22との間にステップ S13及びステップ S 14を追加したこと。
[0071] ここで、当該変形例は、ステップ S22及びステップ S4乃至ステップ S6のァダプティ ブ制御処理を、所望の信号品位が得られるまで実行するとともに、もし所望の信号品 位が得られないときは、所定の回数 i まで実行することを特徴としている。
th
[0072] 図 7において、まず、ステップ Sl、ステップ S3A及びステップ S2の処理は、図 6と同 様に実行される。次いで、ステップ S11においてパラメータ iに初期値 1を設定する。 さらに、ステップ S4乃至ステップ S6及びステップ S21の処理は、図 6と同様に実行さ れる。さらに、ステップ 21において YESのときはステップ S13に進み、パラメータ iがし きい値回数 i より大きいか否かを判断し、 YESのときはステップ S7に進む一方、 NO
th
のときはステップ S 14に進み、ノ ラメータ iに 1を加算してその加算結果をパラメータ i に設定する。さらに、ステップ S22乃至ステップ S24、ステップ S7及びステップ S8の 処理は、図 6と同様〖こ実行される。
[0073] 以上説明したように、第 2の実施形態の変形例によれば、ステップ S22及びステツ プ S4乃至ステップ S6のァダプティブ制御処理を、所望の信号品位が得られるまで実 行するとともに、もし所望の信号品位が得られないときは、所定の回数 i まで実行す
th
る。これにより、所望の信号品位が得られるように最適な重み付け係数 W , Wを計
1 2 算して高速でかつ高精度なァダプティブ制御処理を実行してデータを復調できると いう特有の作用効果を有する。
[0074] 第 3の実施形態.
図 8は、本発明の第 3の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すブロッ ク図である。第 3の実施形態に係るァダプティブ制御装置は、図 5の第 2の実施形態 に係るァダプティブ制御装置に比較して、図 8に示すように、信号品位測定器 11の 代わりにアナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5から入力されたデジタル信号の信号 強度を測定する信号強度測定器 12をさらに備え、計算部コントローラ 10は信号強度 測定器 12で測定された信号強度に基づき計算部 9aと計算部 9bの計算量の比率 α , (1—ひ）を決定することを特徴とする。
[0075] 信号強度測定器 12は、アナログ Ζデジタル変換回路 5からの 2つのデジタル信号 を例えば電力合成して、電力合成したデジタル信号の信号強度を測定し、測定結果 の信号強度信号を計算部コントローラ 10に出力する。また、 2つのデジタル信号のう ち信号強度の強 、方のデジタル信号の信号強度を測定することとしてもよ 、。図 8の 無線通信装置の構成は、信号強度測定器 12以外の図 1のブロック図と同様の構成 であるため説明を省略する。
[0076] 次に、第 3の実施形態に係るァダプティブ制御処理について、図 9を用いて説明す る。図 9は、図 8のコントローラ 6によって実行されるァダプティブ制御処理を示すフロ 一チャートである。第 3の実施形態に係るァダプティブ制御処理は、図 6の第 2の実 施形態に係るァダプティブ制御処理に比較して、図 9に示すようにステップ S 21の代 わりに、信号強度測定器 12により測定された信号強度がしきい値未満力否かを判断 するステップ S 21 Aの処理を実行することを特徴とする。
[0077] ここで、当該実施形態に係るコントローラ 6は、信号強度測定器 12により測定された 信号強度がしき 、値未満 (ステップ S 21 Aで YES)のときは、ステップ S22〖こお!/、て計 算部 9aの計算量の割合 aを減少させて、ステップ S4からステップ S6までのァダプテ イブ制御処理を実行する。
[0078] 以上説明したように、第 3の実施形態によれば、所望の信号強度が得られないとき 、比較的大きい収束誤差を有する計算部 9aの計算量の割合 αを減少させるとともに 、比較的小さい収束誤差を有する計算部 9bの計算量の割合（1 ひ）を増大させて 最適な重み付け係数 W , Wを計算する。それ故、当該実施形態では、移動速度 V
1 2
だけでなく受信された無線信号の信号強度に基づいて、計算量の比率 α Ζ (1 a )を決定して設定することができ、これにより、所望の信号強度が得られなくても最適 な重み付け係数 W , Wを計算して高速でかつ高精度なァダプティブ制御処理を実
1 2
行してデータを復調できるという特有の作用効果を有する。
[0079] 以上の第 3の実施形態においては、図 9のステップ S21Aで信号強度測定器 12に より測定された信号強度がしきい値以上のとき、計算部 9aの計算量の割合 αを変化 させないが、本発明はこれに限らず、受信された無線信号の信号強度がしきい値以 上のとき、つまり所望の信号強度が得られたときに (所望の信号対熱雑音比 (SNR) が得られる）、比較的大き!、収束誤差を有する計算部 9aの計算量の割合 aを所定の 割合 α だけ増加させて最適な重み付け係数 W , Wを計算してもよ 、。
mc 1 2
[0080] 第 3の実施形態の変形例.
図 10は、第 3の実施形態の変形例に係る図 8のコントローラ 6によって実行されるァ ダブティブ制御処理を示すフローチャートである。第 3の実施形態の変形例に係るァ ダブティブ制御処理は、図 9の第 3の実施形態に係るァダプティブ制御処理に比較し て、以下の処理を含むことを特徴とする。
(a)図 10に示すように、ステップ S2とステップ S4との間にステップ S11を追カロしたこと (b)図 10に示すように、ステップ S21Aとステップ S22との間にステップ S13及びステ ップ S 14を追加したこと。
[0081] ここで、当該変形例は、ステップ S22及びステップ S4乃至ステップ S6のァダプティ ブ制御処理を、所望の信号強度が得られるまで実行するとともに、もし所望の信号強 度が得られないときは、所定の回数 i まで実行することを特徴としている。
th
[0082] 図 10において、まず、ステップ Sl、ステップ 3A、ステップ S2の処理は、図 9と同様 に実行される。次いで、ステップ S11においてパラメータ iに初期値 1を設定する。さら に、ステップ S4乃至ステップ S6、ステップ S21Aの処理は、図 9と同様に実行される。 さらに、ステップ 21Aにおいて YESのときはステップ S13に進み、ノ ラメータ iがしきい 値回数 i より大きいか否かを判断し、 YESのときはステップ S7に進む一方、 NOのと th
きはステップ S14に進み、パラメータ iに 1を加算してその加算結果をパラメータ iに設 定する。さらに、ステップ S22乃至ステップ S24、ステップ S7及びステップ S8の処理 は、図 9と同様に実行される。
[0083] 以上説明したように、第 3の実施形態の変形例によれば、ステップ S22及びステツ プ S4乃至ステップ S6のァダプティブ制御処理を、所望の信号強度が得られるまで実 行するとともに、もし所望の信号強度が得られないときは、所定の回数 i まで実行す
th
る。これにより、所望の信号強度が得られなくても最適な重み付け係数 W , Wを計
1 2 算して高速でかつ高精度なァダプティブ制御処理を実行してデータを復調できると いう特有の作用効果を有する。
[0084] 第 4の実施形態.
図 11は、本発明の第 4の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すプロ ック図である。第 4の実施形態に係るァダプティブ制御装置は、図 11に示すように、 図 8の第 3の実施形態に係るァダプティブ制御装置の移動速度検出部 14の代わりに 、信号強度測定器 12において所定期間に受信された無線信号の受信信号電力を 格納するメモリ 13を備え、メモリ 13に格納された受信信号電力の変化力 受信信号 電力の落ち込みの時間間隔 (信号強度変化の周期) dtを検出した後、計算部コント ローラ 10は検出された受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基づいて式（10) を用いて移動速度 vを計算した後、移動速度 Vに基づ 、て計算部 9a及び 9bの計算 量の比率ひ Z ( 1— α )を決定して設定することを特徴として 、る。
[0085] 図 11の無線通信装置の構成は、メモリ 13以外の図 8のブロック図と同様の構成で あるため説明を省略する。
[0086] 携帯電話を使用している人が速度 ν' [mZs]で移動したとき、受信される電波の位 相はドップラー効果により時間とともに変化する。このときの非特許文献 2より位相 φ は次式により表される。
[0087] [数 7]
= (2π ·ν' -dt-cos θ )/ λ (7)
[0088] ここで、 dt [秒]は時間間隔であり、 Θ [rad. ]は電波の到来角度と移動方向間の角 度差であり、 λ [m]は電波の波長である。ァダプティブ制御装置では、受信信号の データ取得時と、取得データによるァダプティブ制御後において、伝搬環境は一定も しくは、変化が非常に小さいことが望まれる。すなわち、式（7)の位相の変化がァダプ ティブ制御時間に比べて十分小さい必要がある。そこで、位相変化 Φ [rad. ]の最大 値を求める。ここで、電波の到来角度と移動方向が一致しているとき、 Θは 0となり、 最大の位相変化が得られる。このとき、位相変化 φは次式により表される。
[0089] [数 8]
= (2π ·ν' -dt)/ (8)
[0090] 一方、携帯電話の使用環境は、通常は基地局と見通し外となるために多重波環境 となる。このとき、定在波は位相変化が π [md. ]毎に最小値となる。すなわち、式 (8 )において φ = πとすると、速度 ν，は次式により表される。
[0091] [数 9]
v' = /(2'dt) (9)
[0092] 式（9)にお!/、て速度 v'の単位は mZsであるため、単位が kmZhである速度 vは次 式により表される。
[0093] [数 10]
ν=(60Χ60/1000)ν' = (9· l)/(5-dt) (10)
[0094] 計算部コントローラ 10は検出された受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基 づ 、て式（10)を用いて無線通信装置の移動速度 Vを計算した後、移動速度 Vに基 づいてメモリ 10aを参照し、計算部 9a及び 9bの計算量の比率 α Ζ (1— α )を決定し て、上記各計算部 9a, 9bに設定する。
[0095] 図 12は、図 11のメモリ 13に保存された時間に対する受信信号電力の変動の一例 を示す図である。図 12に示すように所定の基準値 Prを定め、一定時間内に基準値 P r以下となる回数を検出することにより、受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtを得 ることができる。ここで、連続したサンプルが基準値 Pr以下のときは 1回とする。基準 値 Prは、図 12に示すように受信信号電力の平均値 Paより一定量 (ここでは 10dB)だ け下がった値とする。この一定量は受信信号電力の変動により 10dBより大きく設定し てもよいし、 10dBより/ J、さく設定してもよい。
[0096] 1回の計算処理と復調処理に要する時間 tは、アナログ Zデジタル変換回路 (AD C) 5から受信された無線信号を取得した時点から復調回路 8において受信された無 線信号を復調するまでの時点である。この取得処理から復調処理までの間に周囲環 境の変化が小さいことが望ましい。例えば、目安として 1回の計算処理と復調処理に 要する時間 tが受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtの 1Z10以下となるように比 率 a Z (1— α )を制御する。ただし、 1回の計算処理と復調処理に要する時間 tの目 安は 1Z10に限られるものではなぐ無線通信システムに要求される信号品位等によ り 1Z10とは異なる値に設定されることも可能である。
[0097] 以上説明したように、第 4の実施形態によれば、信号強度測定器 12は所定期間に 受信された無線信号の受信信号電力を保存するメモリ 13を備え、メモリ 13に格納さ れた受信信号電力の変化から受信信号電力の落ち込みの時間間隔 (信号強度変化 の周期) dtを検出した後、計算部コントローラ 10は検出された受信信号電力の落ち 込みの時間間隔 dtに基づいて式（10)を用いて移動速度 Vを計算した後、移動速度 、て計算部 9a及び 9bの計算量の比率 a Z (1— α )を決定して設定する。 それ故、当該実施形態では、受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基づいて周 囲環境も含めた移動速度 Vを計算することができ、この周囲環境も含めた移動速度 V に基づいて比率 α Ζ (1— α )を決定して設定することができ、これにより、時間と共 に変わりゆく伝搬環境に対応した最適な重み付け係数 W , Wを計算して高速でか つ高精度なァダプティブ制御処理を実行してデータを復調できるという特有の作用 効果を有する。
[0098] 以上の第 4の実施形態においては、メモリ 13が信号強度測定器 12に含まれた構成 を説明したが、本発明はこれに限らず、例えば、メモリ 13が信号強度測定器 12と別 の回路で構成されていてもよい。さらに、第 4の実施形態において、第 1又は第 2の実 施形態に係る移動速度の検出方法を使用してもよい。
[0099] 第 4の実施形態の変形例.
図 13は、本発明の第 4の実施形態の変形例に係るァダプティブ制御装置の構成を 示すブロック図である。第 4の実施形態の変形例に係るァダプティブ制御装置は、計 算部コントローラ 10力 図 11のメモリ 10aを参照することに代えて、受信信号電力の 落ち込みの時間間隔 dtに基づ 、て計算部 9a及び 9bの計算量の比率 a Z (1— α ) を計算して設定することを特徴としている。詳しくは、計算部コントローラ 10は、各計 算部 9a及び 9bによる計算処理と復調器 8による復調処理とを実行する間における無 線信号の位相変化が、復調処理を実行するために十分に小さな値になるように、受 信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基づいて計算部 9a及び 9bの計算量の比率 α Ζ (1— α )を計算し、この計算した比率で各計算部 9a及び 9bによる計算処理を 実行するように制御することを特徴とする。
[0100] 計算量の比率 α Ζ (1— α )は、前述のように、 1回の計算処理と復調処理に要する 時間 tが受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtの例えば ΙΖΙΟ以下となるように制 御されることが好ましい。以下、このような比率の制御について詳述する。
[0101] 計算部 9a, 9bでの計算処理において、 1ステップ (又は 1回のループ）にかかる時 間を A t , A tとする。また、全計算量 (ステップ又はループの繰り返し回数)を N回と
1 2
すると、重み付け係数の計算処理に必要な時間 t は次式で得られる。
cO
[0102] [数 1] 。 = round (Na，zx + round(N(\ -
Figure imgf000028_0001
Π I
[0103] ここで、 round ( * )は、小数点以下の桁に対する四捨五入を表す。
[0104] 式（11)を式 (5)に代入することにより、重み付け係数の計算処理と受信データの復 調処理とに要する時間 t [秒]が得られる。ここで、時間 tは、例えば無線で送受信を 行うための受信信号スロット間隔を t [秒]により表すとき、次式で表される。
[0105] [数 2] tc ≤ max ( ， κ · (12)
[0106] ここで、 dtは受信電力の落ち込み時間間隔（図 12を参照）であり、 κは復調方式に より定まる比例係数である。式（12)において、電力消費の抑圧の観点から、重み付 け係数の計算処理 (すなわち更新処理)を行う頻度をできるだけ少なくすることを意 図し、重み付け係数を更新する頻度が最も高くなるのは受信信号スロット間隔 t毎に
s 更新する場合であると想定している。ただし、無線環境の変化が小さぐ受信信号ス ロット間隔 tの時間幅に比べて受信電力の変化が遅い場合（ κ - dt>t )には、時間 t は t < K ' dtを満たせばよい。すなわち、無線環境の変化が小さいうちは、重み付け 係数を更新しない。
[0107] ここで、図 14は、図 12の受信信号について、時間に対する位相の変動の一例を示 す図である。図 14に示すように、 2つの落ち込みの間では、信号の位相は— 90度か ら 90度へ変化する。すなわち落ち込み間における位相の変化量は 180度である。従 つて、係数 κは、使用された復調方式において生じる誤りが十分に少なくなるように 選ぶ必要がある。たとえば、 QPSK信号の場合は、誤りを生じない位相のずれ 0
max は最大 ±45度である。よって係数 κの最大値は 1Z4 (=45Z180)となる。ただし、 これは、信号電力が雑音電力よりも十分に大きい環境下 (雑音がないとみなせる環境 下)での値であり、雑音を想定した場合にはより小さな係数 κの値が望ましぐ特に、 係数 κ = 1Z10 (18度の位相変化 φ )以下が望ましい。このときの CNRの最小値
max
6. 5dBである。
[0108] このように、計算部コントローラ 10は、式（5)、（11)及び（12)に従って、各計算部 9 a及び 9bによる計算処理と復調器 8による復調処理とを実行する間における無線信 号の位相変化が、復調処理を実行するために十分に小さな値になるように、受信信 号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基づいて計算部 9a及び 9bの計算量の比率 a / (1 ひ）を計算する。このとき、好ましくは計算部 9aによる計算処理の割合 αを最小 化して計算部 9bによる計算処理時間を最大化する。 [0109] CNRは、信号電力 Psを 1 (振幅 = 1)としたときの、誤りを生じさせない最大のノイズ 電力 Pnの最大値との比より求められる。ここで、位相変調の場合の当該ノイズ電力 P nの最大値は次式で得られる。
[0110] [数 3]
Figure imgf000030_0001
[0111] 式（13)において、位相 0 及び φ は、 [rad. ]を単位として次式により定義され
max max
る。
[0112] 画
2π
^max = 4)
[数 5]
Figure imgf000030_0002
[0113] ここで、 η は位相変調の多値数であり、 BPSKであれば 2であり、 QPSKであれば 4 であり、 8相 PSKであれば 8である。
[0114] 位相変調以外の変調方式を用いる場合では、複素平面内におけるシンボル間隔 の最小値 d により、誤りを生じさせない最大のノイズ電力 Pnの最大値は次式のよう
mm
に得られる。
[0115] [数 6]
Figure imgf000030_0003
[0116] また、計算部 9a, 9bがともに同じ制御アルゴリズムを用いる場合 (たとえば、計算部 9a, 9bがともに LMSを用いる場合）、最大計算誤差 ε と収束に力かるステップ数
max
の最小回数 N とは反比例の関係となる。
mm
[0117] [数 7] ί
Nmin = floor
Figure imgf000031_0001
^"maxノ
[0118] ここで、 floor ( * )は小数点以下の切り捨てを表し、 Aは制御の開始時の値を表す。
すなわち、 α≠1のときは計算部 9bにおいて収束することが必要であり、次式を満た す必要がある。
[0119] [数 8]
ヽ
round(N(l - )) > (1 8)
Figure imgf000031_0002
ノ
[0120] 一方、 α = 1のときは、収束条件より、次式を満たすように計算部 9aの最大計算誤 max9aを予め設定する。
[0121] [数 9]
ヽ
N≥ Nmiii9a (1 9)
Figure imgf000031_0003
ノ
[0122] これにより、計算部 9aの最大計算誤差
max9aの最小値が得られる。一方、計算部 9 aの最大計算誤差 ε の最大値は、想定される初期値の最大値 Α となる。実際に max9a 9a
はシステムにより必要とされる誤差以下に設定を行う。
[0123] 以上説明したように、第 4の実施形態の変形例に係るァダプティブ制御装置では、 計算部コントローラ 10は、各計算部 9a及び 9bによる計算処理と復調器 8による復調 処理とを実行する間における無線信号の位相変化力 復調処理を実行するために 十分に小さな値になるように、受信信号電力の落ち込みの時間間隔 dtに基づいて計 算部 9a及び 9bの計算量の比率 a Z (1— α )を計算し、この計算した比率で各計算 部 9a及び 9bによる計算処理を実行するように制御することを特徴とする。
[0124] 第 5の実施形態.
図 15は、本発明の第 5の実施形態に係るァダプティブ制御装置の構成を示すプロ ック図である。第 5の実施形態に係るァダプティブ制御装置は、図 1の第 1の実施形 態に係るァダプティブ制御装置に比較して、図 15に示すようにアンテナ la, lbとァ ダブティブ制御回路 2Aの間にアナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5を挿入し、ァ ダプティブ制御回路 2Aはアナログの可変増幅器 3a, 3b及びアナログの移相器 4a, 4bの代わりに、デジタル可変増幅器 16a, 16b及びデジタル移相器 17a, 17bを備え たことを特徴とする。ここで、当該実施形態は、受信された無線信号をデジタル信号 に変換した後、デジタル信号を増幅し移相することを特徴とする。
[0125] 図 15において、アンテナ laによって受信された無線信号は、アナログ Zデジタル 変換回路 (ADC) 5でデジタル信号に変換された後、デジタル可変増幅器 16aで増 幅され、デジタル移相器 17aで移相される一方、アンテナ lbによって受信された無線 信号は、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5でデジタル信号に変換された後、デ ジタル可変増幅器 16bで増幅され、デジタル移相器 17bで移相される。図 15の無線 通信装置の構成は、アナログ Zデジタル変換回路 (ADC) 5、デジタル可変増幅器 1 6a, 16b、デジタル移相器 17a, 17b以外の図 1のブロック図と同様の構成であるた め説明を省略する。
[0126] 以上説明したように、第 5の実施形態によれば、受信された無線信号をデジタル信 号に変換した後、デジタル信号を増幅し移相する。それ故、当該実施形態では、ァ ダブティブ制御回路 2Aは受信された無線信号をアナログ処理ではなくデジタル処理 することができ、これにより、高速でかつ高精度なァダプティブ制御処理を実行してデ ータを復調でき、さらに、低消費電力ィ匕も実現することができるという特有の作用効果 を有する。
[0127] 以上の第 5の実施形態においては、第 2の実施形態と同様に受信データの信号品 位を検出する信号品位測定器を備え、計算部コントローラ 10はその信号品位に応じ て計算量の比率 α Ζ (1— α )を変化させてもよい。また、第 3の実施形態と同様に受 信された無線信号の信号強度を検出する信号強度測定器を備え、計算部コントロー ラ 10はその信号強度に応じて計算量の比率 α Ζ (1— α )を変化させてもよい。また 、第 4の実施形態と同様に受信された無線信号の受信信号電力を保存するメモリを 含む信号強度測定器を備え、信号強度測定器は保存された受信信号電力の変化か ら信号強度変化の周期を検出し、計算部コントローラ 10はその信号強度変化の周期 に応じて計算量の比率 α Ζ ( 1— α )を変化させてもょ 、。 [0128] 以上の実施形態においては、 2つのアンテナ la, lbを用いた構成を示しているが、 本発明はこれに限らず、 3つ以上のアンテナを用いて構成してもよい。アンテナの個 数 (N個）が増えることにより、抑圧可能な干渉波の数 (N—1個）を増やすことが可能 になり、干渉波が多 、環境にぉ 、て大きな効果を発揮する。
[0129] 以上の実施形態においては、収束速度、収束誤差等の異なる 2つのァダプティブ 制御方法を用いた構成を示している力 本発明はこれに限らず、 3つ以上のァダプテ イブ制御方法を用いて構成してもよい。これらを連続的に用いてもよいし、また、伝搬 環境や移動速度に応じて最適な数個を選び連続的に用いてもよい。
[0130] 以上の実施形態においては、計算部 9a, 9bに分けて図示したが、本発明はこれに 限らず、 1つの計算部のみを用いて複数のァダプティブ制御方法で計算してもよ 、。
[0131] 第 6の実施形態.
図 16は、本発明の第 6の実施形態に係る、第 1乃至第 5の実施形態に係るァダプ ティブ制御装置であるァダプティブアンテナ装置 19を備えた無線通信装置 24の構 成を示すブロック図である。第 6の実施形態に係る無線通信装置 24は、上述の各実 施形態に係るァダプティブ制御装置を用いて無線通信装置 24を構成したことを特徴 としている。
[0132] 図 16において、無線通信装置 24は、ァダプティブアンテナ装置 19と、マイクロホン 20Aを備えた入力回路 20と、スピーカ 21Aを備えた出力回路 21と、無線通信装置 2 4の各回路に電源を供給する電源回路 22と、当該無線通信装置 24全体の動作を制 御する装置コントローラ 23とを備えて構成される。ァダプティブアンテナ装置 19が第 1、第 2、第 3又は第 5の実施形態に係るァダプティブ制御装置として構成される場合 には、移動速度検出器 14をさらに備える力、又は移動速度検出器 14から移動速度 V を取得するためのインターフェースをさらに備える。マイクロホン 20Aに入力される音 声は電気信号に変換された後、当該電気信号である音声信号は入力回路 20により 増幅などの処理がなされた後、ァダプティブアンテナ装置 19の変調器 18に出力され 、ァダプティブアンテナ装置 19内の処理を経てアンテナ素子 la, Idを用いて送信さ れる。一方、ァダプティブアンテナ装置 19により受信された無線信号はァダプティブ アンテナ装置 19の復調器 8によりベースバンド信号に復調された後、出力回路 21に 入力され、増幅などの処理を経てスピーカ 21 Aから出力される。
[0133] 以上のように構成された無線通信装置 24によれば、高速でかつ高精度な最適な重 み付け係数を算出することにより、受信信号において常に最良の信号品位を保ち、 システムとして高い信号品質をもつ携帯無線機などの無線通信装置を実現すること ができる。
[0134] 以上の本実施形態においては、無線通信装置 24は、無線受信回路と、無線送信 回路とを備えているが、本発明はこれに限らず、無線受信回路のみで構成してもよい 産業上の利用可能性
[0135] 以上詳述したように、本発明に係るァダプティブ制御装置とそれを備えた無線通信 装置によれば、電波伝搬環境に応じて、制御速度が速いアルゴリズムと制御速度は 遅 、が収束誤差が小さ 、アルゴリズムの割合を所定の周期にお 、て変化させること により、限られた制御時間において最も信号品位の復調信号を得ることができ、高品 質の無線通信を実現することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 複数のアンテナによってそれぞれ受信された複数の無線信号に対して所定の重み 付け係数を用いてァダプティブ制御する信号制御手段と、上記ァダプティブ制御さ れた無線信号を復調データに復調する復調手段とを備えたァダプティブ制御装置に おいて、
所定の第 1の収束速度及び所定の第 1の収束誤差を有する第 1のァダプティブ制 御方法を用いて上記重み付け係数を第 1の計算量で計算する第 1の計算手段と、 上記第 1の計算手段により計算された重み付け係数を初期値として、上記第 1の収 束速度よりも遅い第 2の収束速度と、上記第 1の収束誤差よりも小さい第 2の収束誤 差とを有する第 2のァダプティブ制御方法を用いて上記重み付け係数を第 2の計算 量で計算し、上記計算された重み付け係数を上記信号制御手段に設定する第 2の 計算手段と、
当該ァダプティブ制御装置の移動速度に基づいて、上記第 1及び第 2の計算量の 比率を決定し、上記決定した比率で上記第 1及び第 2の計算手段の計算処理を実行 するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とするァダプティブ制御装置。
[2] 当該ァダブティブ制御装置の移動速度を検出する検出手段をさらに備えることを特 徴とする請求項 1記載のァダプティブ制御装置。
[3] 所定期間に上記受信された無線信号を格納し、上記格納された無線信号の変化 の周期を検出する第 1の測定手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記検出された無線信号の変化の周期に基づいて当該ァダプ ティブ制御装置の移動速度を計算することを特徴とする請求項 1記載のァダプティブ アンテナ。
[4] 複数のアンテナによってそれぞれ受信された複数の無線信号に対して所定の重み 付け係数を用いてァダプティブ制御する信号制御手段と、上記ァダプティブ制御さ れた無線信号を復調データに復調する復調手段とを備えたァダプティブ制御装置に おいて、
所定の第 1の収束速度及び所定の第 1の収束誤差を有する第 1のァダプティブ制 御方法を用いて上記重み付け係数を第 1の計算量で計算する第 1の計算手段と、 上記第 1の計算手段により計算された重み付け係数を初期値として、上記第 1の収 束速度よりも遅い第 2の収束速度と、上記第 1の収束誤差よりも小さい第 2の収束誤 差とを有する第 2のァダプティブ制御方法を用いて上記重み付け係数を第 2の計算 量で計算し、上記計算された重み付け係数を上記信号制御手段に設定する第 2の 計算手段と、
所定期間に上記受信された無線信号を格納し、上記格納された無線信号の変化 の周期を検出する第 1の測定手段と、
上記第 1及び第 2の計算手段による計算処理と上記復調手段による復調処理とを 実行する間における無線信号の位相変化力 上記復調処理を実行するために十分 に小さな値になるように、上記検出された無線信号の変化の周期に基づ!、て上記第 1及び第 2の計算量の比率を計算し、上記計算した比率で上記第 1及び第 2の計算 手段の計算処理を実行するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とするァダ プティブ制御装置。
[5] 上記制御手段は、所定長の復調データに対する上記復調手段の復調処理が完了 するまで、上記第 1及び第 2の計算手段の計算処理を実行するように制御することを 特徴とする請求項 1乃至 4のうちのいずれか 1つに記載のァダプティブ制御装置。
[6] 上記復調データの信号品位を測定する第 2の測定手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記測定された信号品位が所定のしきい値未満であるとき、上 記第 2の計算量を増加させかつ上記第 1の計算量を減少させることを特徴とする請求 項 1乃至 5のうちのいずれか 1つに記載のァダプティブ制御装置。
[7] 上記受信された無線信号の信号強度を測定する第 3の測定手段をさらに備え、 上記制御手段は、上記測定された信号強度が所定のしきい値未満であるとき、上 記第 2の計算量を増加させかつ上記第 1の計算量を減少させることを特徴とする請求 項 1乃至 5のうちのいずれか 1つに記載のァダプティブ制御装置。
[8] 請求項 1乃至 7のうちのいずれ力 1つに記載のァダプティブ制御装置と、
上記ァダプティブ制御装置を用いて無線信号を受信する無線通信回路とを備えた ことを特徴とする無線通信装置。
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