JP3644594B2 - 無線装置 - Google Patents
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Description
技術分野
この発明は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関し、特に、アダプティブアレイ無線基地局において用いられる無線装置の構成に関する。
背景技術
近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。
図３０は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
まず、図３０を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図３０（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。
図３０（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図３０（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイ（adaptive array）などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。
このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献に説明されている。
B．Widrow，et al．：“Adaptive Antenna Systems，”Proc．IEEE，vol．55，No．12，pp．2143−2159（Dec．1967）．
S．P．Applebaum：“Adaptive Arrays”，IEEE Trans．Antennas & Propag．，vol．AP−24，No．5，pp．585-598（Sept．1976）．
O．L．Frost，III：“Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equality Constrainrs，”SEL-70-055，Technical Report，No．6796-2，Information System Lab．，Stanford Univ．（Aug．1970）．
B．Widrow and S．D．Stearns：“Adaptive Signal Processing，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs（1985）．
R．A．Monzingo and T．W．Miller：“Introduction to Adaptive Arrays，”John Wiley & Sons，New York（1980）．
J．E．Hudson：“Adaptive Array Principles，”Peter Peregrinue Ltd．，London（1981）．
R．T．Compton，Jr．：“Adaptive Antennas−Concepte and Performance，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs（1988）．
E．Nicolau and D．Zaharia：“Adaptive Arrays，”Elsever，Amsterdam（1989）．
図３１は、このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図３１において、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎからなるアレイアンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１では、何らかの処理を施されなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。
［従来のアダプティブアレイアンテナの構成および動作］
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図３２は、アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図３１のアレイアンテナ２を構成する第１のアンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。
次に、第２のアンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。
次に、第３のアンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ３（ｔ）＝ａ３×Ａ（ｔ）＋ｂ３×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ３，ｂ３も同様にリアルタイムで変化する係数である。
同様に、第ｎのアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。
上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。
また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１ｌに与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制御部１ｌからそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１ｌにより、リアルタイムで算出される。
したがって、アンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ）となり、アンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる：
ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると次のようになる：
（ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ）
ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図３２の例では、ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。
すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する：
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりとなる：
出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
［ユーザの識別、トレーニング信号］
なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。
図３３は，携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図３２）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号ＳRX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１から外部出力される。
一方、図３２において、外部からの入力信号ＳTX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介して、対応するアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎに送られ、図３１の領域３内に送信される。
ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。図３４は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図３１の領域３に対比して、図３４の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
上述の通り、ＰＤＭＡ方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるアダプティブアレイは、希望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。
ところで、基地局にアダプティブアレイを用いた場合には、受信時の干渉除去だけでなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。
このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いるか、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者はＦＤＤ（frequency Division Duplex）、ＴＤＤ（Time Division Duplex）を問わず適用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者をＦＤＤで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウエイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、ＴＤＤでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。
以上説明したように、基地局にアダプティブアレイを用いたＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角度広がりのある動的なレイリー伝搬度を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。
つまり、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差のために誤り率が劣化してしまうためである。
このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウエイトの推定法として、上り回線で得られたウエイトベクトル値を用いて一次外挿を行なう手法が以下の文献中に提案されている。
（１）加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論（Ｂ−ＩＩ）、ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ，ｎｏ．１，ｐｐ．１−９，Ｊａｎ．１９９８．
（２）土居、大鐘、唐沢、信学技報、ＲＣＳ９７−６８、ｐｐ．２７−３２、Ｊｕｌ．１９９７．
しかしながら、実際にウエイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトベクトルの一次外挿による方法では誤差が大きいという問題があった。
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、アダプティブアレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能な無線装置を提供することである。
発明の開示
請求項１の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、各スロットは、スロット内に設けられ、特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第１の所定の大きさの第１のデータ領域と、スロット内において、第１のデータ領域と所定間隔をおいて後続する領域に設けられ、特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第２の所定の大きさの第２のデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、第１および第２のデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第１および第２の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項２記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、第１のデータ領域は、第１のトレーニングデータ領域を含み、第２のデータ領域は、第２のトレーニングデータ領域を含む。
請求項３記載の無線装置は、請求項２記載の無線装置の構成に加えて、第１のトレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられ、第２のトレーニングデータ領域は、スロットの最後部に設けられる、請求項２記載の無線装置。
請求項４記載の無線装置は、請求項３記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、第１および第２のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する。
請求項５記載の無線装置は、請求項４記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路回路は、複数のアンテナからの受信信号の各々と、受信信号分離回路により分離された特定の端末からの信号とのアンサンブル平均により、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する。
請求項６記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、各スロットは、スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第１および第２の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項７記載の無線装置は、請求項６記載の無線装置の構成に加えて、トレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられる。
請求項８記載の無線装置は、請求項６記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデータに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを逐次的に導出する。
請求項９記載の無線装置は、請求項８記載の無線装置の構成に加えて、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による。
請求項１０記載の無線装置は、請求項８記載の無線装置の構成に加えて、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による。
請求項１１記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、スロットは、スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、複数の推定値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項１２記載の無線装置は、請求項１１記載の無線装置の構成に加えて、トレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられる。
請求項１３記載の無線装置は、請求項１１記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデータに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出する。
請求項１４記載の無線装置は、請求項１３記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による。
請求項１５記載の無線装置は、請求項１３記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による。
請求項１６記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ送信ウェイトベクトルを受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
請求項１７記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力には受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、特定の端末の移動速度を判定する移動速度判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信ウェイトベクトルと受信ウェイトベクトルとを受けて、移動速度判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
請求項１８記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号の受信レベルを導出する受信信号レベル演算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信信号レベル演算部の演算結果に基づいて、特定の端末の受信信号レベルを判定する受信信号レベル判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信ウェイトベクトルと受信ウェイトベクトルとを受けて、受信信号レベル判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２は、無線装置（無線基地局）１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
図３は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。
図４は、実施の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
図５は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。
図６は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路を推定する概念を示す概念図である。
図７は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。
図８は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。
図９は、図７に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図１０は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図１１は、１３個の反射点が等間隔に配置された伝送路モデルを示す概念図である。
図１２は、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を示す概念図である。
図１３は、ＰＤＭＡのスロット構成を示す図である。
図１４は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。横軸は平均Ｅb／Ｎ0（１ビットあたりの平均エネルギー対雑音電力密度比、図中、平均Eb/N0で表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、平均BERで表す。以下、他の図でも同様）を表す。
図１５は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。
図１６は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。
図１７は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図１８は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図１９は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２０は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２１は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２２は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２３は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２４は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２５は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２６は、最大ドップラー周波数ｆdに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２７は、本発明の実施の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２８は、本発明の実施の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２９は、本発明の実施の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
図３０は、周波数分割多重接続，時分割多重接続および経路分割多重接続（Path Division Multiple Access：ＰＤＭＡ）の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
図３１は、アダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。
図３２は、アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。
図３３は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
図３４は、アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
発明を実施するための最良の形態
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した構成においては、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ＃１〜＃４が設けられている。ただし、アンテナの本数としては、より一般的にＮ本（Ｎ：自然数）であってもよい。
図１に示した送受信システム１０００では、アンテナ＃１〜＃４からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号を分離するための受信部ＳＲ１およびユーザＰＳ１への信号を送信するための送信部ＳＴ１が設けられている。アンテナ＃１〜＃４と受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１との接続は、スイッチ１０−１〜１０−４により、選択的に切換えられる。
すなわち、それぞれのアンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，１０−４を介して受信部ＳＲ１に入り、受信ウェイトベクトル計算機２０、受信係数ベクトル計算機２２に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，１２−４の一方入力にそれぞれ与えられる。
これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトベクトル計算機２０からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ２１，ｗｒｘ３１，ｗｒｘ４１が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ウェイトベクトル計算機２０により、リアルタイムで算出される。
送信部ＳＴ１は、受信係数ベクトル計算機２２において算出された受信係数ベクトルを受けて、後に説明するように、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信係数ベクトルを推定することで送信係数ベクトルを求める送信係数ベクトル推定機３２と、送信ベクトル推定機３２との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ３４と、送信ベクトル推定機３２の推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを算出する送信ウェイトベクトル計算機３０と、それぞれ一方入力に送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトベクトル計算機３０からの重み係数ｗｔｘ１１，ｗｔｘ２１，ｗｔｘ３１，ｗｔｘ４１が印加される乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４とを含む。乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４からの出力は、スイッチ１０−１〜１０−４を介して、アンテナ＃１〜＃４に与えられる。
なお、図１には図示していないが、受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１と同様の構成が、各ユーザに対しても設けられている。
［アダプティブアレイの動作原理］
受信部ＳＲ１の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。
アンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、以下の式で表される。
ここで信号ＲＸｊ（ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘｉ（ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。
さらに、係数ｈｊｉは、ｊ番目のアンテナに受信された、ｉ番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎｊ（ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
なお式（６）〜（８）において、［…］Ｔは、［…］の転置を示す。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈiはｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ１ｉ〜ｗｒｘ４ｉを掛けて合成した信号を受信信号ＳRX（ｔ）として出力する。
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。
アダプティブアレイ１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ１のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
すなわち、ウエイトベクトルＷ１は、ｊ番目の入力信号ＲＸｊ（ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘｊ１（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
ここで、アダプティブアレイ１００が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベクトルＷ１は次の連立方程式を満たすようにウエイトベクトル制御部１１により逐次制御される。
式（１２）および式（１３）を満たすようにウエイトベクトルＷ１が完全に制御されると、アダプティブアレイ１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）が得られることになる。
［無線装置１０００の動作の概要］
図２は、無線装置１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
無線装置１０００においては、アダプティブアレイのウエイトベクトル（重み係数ベクトル）が各アンテナ素子における受信係数ベクトルにより一意に表わせることに着目し、受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定する。
まず、受信部ＳＲ１において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行う（ステップＳ１００）。伝搬路の推定は、式（１）〜（４）において、ユーザから送られる信号のインパルス応答を求めることに相当する。
言い換えると、式（１）〜（４）において、たとえば、受信係数ベクトルＨ1が推定できれば、ユーザＰＳ１からの信号受信時の伝送路の推定が行えることになる。
つづいて、送信係数ベクトル推定機３２が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数ベクトルから送信時点での受信係数ベクトルの予測を行う（ステップＳ１０２）。この予測された受信係数ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。
さらに、送信ウェイトベクトル計算機３０が、予測された送信係数ベクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器１５−１〜１５−４に出力する（ステップＳ１０４）。
［受信係数ベクトル計算機２２の動作］
つぎに、図１に示した実施の形態１における受信係数ベクトル計算機２２の動作について説明する。
まず、アンテナ素子数を４本、同時に通信するユーザ数を２人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（１）〜（４）で表わされる。
このとき、この式（１）〜（４）で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（５）〜（８）のようになる。
ここで、アダプティブアレイが良好に動作していると、各ユーザからの信号を分離・抽出しているため、上記信号Ｓｒｘｉ（ｔ）（ｉ＝１，２）はすべて既知の値となる。
このとき、信号Ｓｒｘｉ（ｔ）が既知の信号であることを利用して、受信係数ベクトルＨ1＝［ｈ１１，ｈ２１，ｈ３１，ｈ４１］およびＨ2＝［ｈ１２，ｈ２２，ｈ３２，ｈ４２］を以下に説明するようにして導出することができる。
すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第１のユーザからの信号Ｓｒｘ１（ｔ）を掛け合わせて、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。
式（１６）において、Ｅ［…］は、時間平均を示し、Ｓ＊（ｔ）は、Ｓ（ｔ）の共役複素を示す。この平均をとる時間が十分長い場合、この平均値は以下のようになる。
ここで、式（１８）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ１（ｔ）と信号Ｓｒｘ２（ｔ）に互いに相関がないためである。また、式（１９）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ１（ｔ）と雑音信号Ｎ（ｔ）との間に相関がないためである。
したがって、式（１６）のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信係数ベクトルＨ1に等しくなる。
以上のような手続により、第１番目のユーザＰＳ１から送信された信号の受信係数ベクトルＨ1を推定することができる。
同様にして、入力信号ベクトルＸ（ｔ）と信号Ｓｒｘ２（ｔ）のアンサンブル平均操作を行なうことで、２番目のユーザＰＳ２から送信された信号の受信係数ベクトルＨ２を推定することが可能である。
上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の１つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列について行われる。
［送信係数ベクトルの推定］
図３は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、たとえば、先頭の３１シンボルを第１のトレーニングシンボル列、後続の６８シンボルをデータシンボル列、さらに最後尾の３１シンボルを第２のトレーニングシンボル列とする。
上述のとおり、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列を設け、上述の受信係数ベクトル計算機２２のアルゴリズムを用いて両方の受信係数ベクトルを算出する。
そして、直線外挿により下り回線用の受信係数ベクトルを推定する。
すなわち、受信係数ベクトルの要素の任意の１つの時刻ｔにおける値をｆ（ｔ）とすると、上り回線スロットの先頭トレーニングシンボル列の時刻ｔ０での値ｆ（ｔ０）と、上り回線スロットの最後尾トレーニングシンボル列の時刻ｔｌでの値ｆ（ｔ１）とに基づいて、下り回線スロットの時刻ｔにおける値ｆ（ｔ）は、以下のように予測できる。
ｆ（ｔ）＝
［ｆ（ｔ１）−ｆ（ｔ０）］／（ｔ１−ｔ０）×（ｔ−ｔ０）＋ｆ（ｔ０）
なお、以上の説明では、上り回線スロットの先頭と最後尾にトレーニングシンボル列を設け、一次外挿することとしたが、さらに、上り回線スロットの中央部にもトレーニングシンボル列を設け、受信係数ベクトルの上り回線スロット中の３点の値から、時刻ｔの値ｆ（ｔ）を２次外挿で推定する構成としてもよい。もしくは、上り回線スロット中のトレーニングシンボル列を設ける位置を増やせば、さらに高次の外挿を行うことも可能である。
［送信ウェイトベクトルの決定］
以上のようにして送信時点での受信係数ベクトルの推定値が求まると、以下の３通りのいずれかの方法で、送信ウェイトベクトルを求めることができる。
ｉ）直交化による方法
ユーザＰＳ１の時刻ｔ＝ｉＴ（ｉ：自然数、Ｔ＝単位時間間隔）におけるウェイトベクトルＷ(1)（ｉ）＝［ｗｔｘ11、ｗｔｘ12、ｗｔｘ13、ｗｔｘ14］を考える。ユーザＰＳ２にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。
ユーザＰＳ２に対して予測した伝搬路（受信係数ベクトル）をＶ(2)（ｉ）＝［ｈ1´(2)（ｉ）、ｈ2´(2)（ｉ）、ｈ3´(2)（ｉ）、ｈ4´(2)（ｉ）］とする。ここで、ｈp´(q)（ｉ）はｑ番目のユーザの、ｐ番目のアンテナに対する受信係数ベクトルの時刻ｉに対する予測値である。同様にして、ユーザＰＳ１に対しても伝搬路Ｖ(1)（ｉ）を予測してあるものとする。
このとき、Ｗ(1)（ｉ）TＶ(2)（ｉ）＝０となるように、Ｗ(1)（ｉ）を決定する。拘束条件として、以下の条件ｃ１）、ｃ２）を課す。
ｃ１）Ｗ(1)（ｉ）TＶ(1)（ｉ）＝ｇ（一定値）
ｃ２）‖Ｗ(1)（ｉ）‖を最小とする。
条件ｃ２）は、送信電力を最小化することに相当する。
ｉｉ）擬似相関行列を用いる方法
ここで、上述の通り、アダプティブアレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウエイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウエイトベクトルをＷと表わすと、出力Ｙ（ｔ）＝ＷTＸ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするようにウエイトベクトルを制御した場合（ＭＭＳＥ基準：最小２乗誤差法基準）、最適ウエイトＷODTは次式（Ｗｉｅｎｅｒ解）で与えられる。
を満たす必要がある。
ここで、ＹTはＹの転置を、Ｙ*はＹの複素領域を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。このウエイト値によりアダプティブアレイは不要な干渉波を抑圧するようにアレイパターンを生成することになる。
ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（２１）を以下に説明する擬似相関行列により計算する。
すなわち、推定された複素受信信号係数ｈ´k n（ｉ）を用いて、ユーザｋのためのウエイトベクトルＷ(k)（ｉ）を計算する。第ｋ番目のユーザのアレイ応答ベクトルをＶ(k)（ｉ）とおくと、上述のとおり、以下のように求めることができる。
このとき、ｔ＝ｉＴにおける仮想受信信号の自己相関行列Ｒxx（ｉ）はＶ(k)（ｉ）を用いて次式で表わされる。
ただし、ＮはＲxx（ｉ）が整数となるために付加する仮想雑音項である。本発明における計算では、たとえば、Ｎ＝１．０×１０-5とした。
受信信号と参照信号との相関ベクトルｒxd（ｉ）は次式で表わされる。
したがって式（２１）（２５）（２６）により、時刻ｔ＝ｉＴにおける下り回線用ウエイトを求めることができる。
なお、式（２５）の逆行列演算は逆行列の補助定理により、ユーザｋに対して最適に計算できる。特に２ユーザの場合には次のような簡単な式でウエイトが算出される。
このように自己相関行列が与えられた時、ウェイトベクトルを計算する方法については、たとえば、文献：Ｔ．Ｏｈｇａｎｅ、Ｙ．Ｏｇａｗａ，ａｎｄ Ｋ．Ｉｔｏｈ，Ｐｒｏｃ．ＶＴＣ‘９７，ｖｏｌ．２，ｐｐ．７２５−７２９，Ｍａｙ １９９７、または、文献：田中、大鐘、小川、伊藤、信学技報、ｖｏｌ．ＲＣＳ９８−１１７，ｐｐ．１０３−１０８，Ｏｃｔ．１９９８に記載されている。
ｉｉｉ）ビームをユーザＰＳ１に向ける方法
ビームをユーザＰＳ１に向けると言う点のみに着目すると、以下の式を満たせばよい。
Ｗ(1)（ｉ）＝Ｖ(1)（ｉ）*
以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトベクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
[実施の形態１の変形例]
実施の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。
図４は、実施の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
図４に示すとおり、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ１（ｔ）*を乗算器４０で乗算した後に、狭帯域フィルタ４２を通過させると、狭帯域フィルタ４２からの出力は、ｈi1（ｔ）となる。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
同様に、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブアレイアンテナから出力される２番目のユーザＰＳ２からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ２（ｔ）*を乗算した後に、狭帯域フィルタ（図示せず）を通過させると、狭帯域フィルタからの出力は、ｈi2（ｔ）となる。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
[実施の形態２]
実施の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。
実施の形態２では、アダプティブアレーにおける相関ベクトルを用いて、伝搬路の推定を行なう。すなわち、上記の式（２１）〜（２３）に示したように、アダプティブアレイがＭＭＳＥ基準で動作している場合、最適ウェイトベクトルＷoptは、参照信号ｄ（ｔ）、自己相関行列ＲXX、および相関ベクトルｒxdを用いて以下のように表現される。
ここで、相関ベクトルｒxdの各成分は、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを求めている場合、以下のように書き下せる。
ｒxd＝[Ｅ[ＲＸ1（ｔ）ｄ（ｔ）*]、…、Ｅ[ＲＸ4（ｔ）ｄ（ｔ）*]]T〜[ｈ11、ｈ21、ｈ31、ｈ41]
つまり、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを受信ウェイトベクトル計算機２０が求める過程で、導出される相関ベクトルｒxdの値を用いることで、ユーザＰＳ１の受信係数ベクトルをもとめることができる。
したがって、たとえば、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列が含まれていれば、図３と同様にして、ユーザＰＳ１の伝搬路の推定が、時刻ｔ０およびｔ１で可能となり、送信時の時刻ｔでの伝搬路を予測できる。他のユーザについても同様である。
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような手続きでも実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
[実施の形態３]
実施の形態２では、伝搬路の推定を相関ベクトルを用いることにより行なった。
実施の形態３として、受信係数ベクトル計算機２２の他の算出方法について以下に説明する。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）の値から、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i1（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）−ｈ´i1（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）
実施の形態３の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]を最小にするｈ´i1（ｔ）を以下の逐次的な方法で求める。
ここで、１つ上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
真の受信係数ベクトルをｈi1（ｔ）とするとき、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]が最小になるのは、以下の条件を満たすときである。
ｈ´i1（ｔ）＝ｈi1（ｔ）
最急降下法を用いると、ｈ´i1（ｋ）（時刻ｔ＝ｋＴのときの値、ｋ：自然数）に対する以下の漸化式が得られる。
ｈ´i1（ｋ＋１）＝
ｈ´i1（ｋ）＋μ｛ＲＸｉ（ｋ）−ｈ´i1（ｋ）・Ｓｒｘ１（ｋ）｝・Ｓｒｘ１*（ｋ）
ここで定数μは、ステップサイズである。また、特に限定されないが、ｈ´i1（ｋ）の初期値としては、ｈ´i1（Ｏ）＝０とすればよい。
図５は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。図５は、図３と対比される図である。漸化式でｈ´i1（ｋ）を求めるのに対応して、上り回線スロットにおいて、時刻ｔ０はプリアンブルの終了時点とし、時刻ｔ１は上り回線線スロットの終了時点とする。したがって、トレーニングシンボル列は、上り回線スロットの先頭にのみ存在すればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
なお、以下に説明する他の漸化式による方法でも、同様にして伝搬路の推定を行なうことができる。
さらに、図５においては、時刻ｔ０は、プリアンブルの終了時点としたが、時刻ｔ０は、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。時刻ｔ０は、トレーニングシンボル列中に存在しても構わないし、また、データシンボル列中に存在しても構わない。また、時刻ｔ１は、上り回線スロットの終了時点としたが、時刻ｔ１も、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。
［実施の形態４］
実施の形態３では、各ユーザごとに受信係数ベクトルを逐次的に求めた。
実施の形態４として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法を以下に説明する。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i1（ｔ）を乗算した結果ならびに２番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i2（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝
ＲＸｉ（ｔ）−ｈ´i1（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）−ｈ´i2（ｔ）・Ｓｒｘ２（ｔ）
実施の形態４の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]を最小にするｈ´i1（ｔ）およびｈ´i2（ｔ）を以下のようにして一括して求める。すなわち、
Ｈ´i（ｔ）＝［ｈ´i1（ｔ）、ｈ´i2（ｔ）］T
ＳＲＸ（ｔ）＝［Ｓｒｘ１（ｔ）、Ｓｒｘ２（ｔ）］T
とすると、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]のベクトルＨ´i（ｔ）に関する勾配が０であると言う条件から、真の受信係数ベクトルをＨiOPT（ｔ）とするとき、以下の式が導かれる。
ＨiOPT（ｔ）＝Ｒas -iｒax
Ｒas -i＝Ｅ［ＳＲＸ*（ｔ）ＳＲＸT（ｔ）］
ｒsx＝Ｅ［ＳＲＸ*（ｔ）ＲＸi（ｔ）］
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合の概念は、たとえば、図３に示した概念図と同様に行なえばよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１およびユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
［実施の形態５（提案手法１）］
実施の形態５として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる再帰的最小２乗法（ＲＬＳアルゴリズム：Recursive Least-Squares algorithm）と等価である。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´i T（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ´（ｔ）−Ｈ´i T（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＲＬＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
ここで、定数λ（０＜λ≦１）は、忘却係数である。Ｈ´i（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図５に示される概念図と同様にすればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトル求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
［実施の形態５の変形例（提案手法２）］
実施の形態５では、図５に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を時刻ｔ０と時刻ｔ１の２点のデータから行なった。
実施の形態５の変形例では、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する。
図６は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路（インパルス応答）を推定する概念を示す概念図である。２点のみの外挿と比較してデータ数の大幅な増加により推定誤差を小さく抑えることが可能である。
なお、回帰曲線による外挿方法としては、上述のような一次外挿に限定されることなく、より高次の外挿曲線を用いることや、サイン・コサイン関数等の周期関数による回帰をし外挿を行うことも可能である。
［実施の形態６］
実施の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる最急降下法（ＬＭＳアルゴリズム）と等価である。
実施の形態５と同様にして、第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´i T（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）−Ｈ´i T（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＬＭＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
Ｈ´i（ｋ＋１）＝Ｈ´i（ｋ）＋μＳＲＸ*（ｋ）ＲＸｉ´（ｋ）
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
ここで、定数μは、ステップサイズであり、集束条件から以下の関係を満たす必要がある。
０＜μ＜１／λｍａｘ
ここで、λｍａｘは、相関行列ＲXXの最大固有値である。また、Ｈ´i（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図５に示される概念図と同様にすればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
なお、実施の形態６でも実施の形態５の変形例と同様に、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する構成とすることも可能である。
さらに、伝搬路の推定方法としては、以上説明したような実施の形態１〜実施の形態６の方法に限定されず、例えば、直接解法（ＳＭＩ：sample matrix inversion）等を用いることも可能である。ＳＭＩ方式の場合は、図３に示した概念に従って、伝搬路の予測を行なうことができる。
［実施の形態７］
実施の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆるＡＲモデル（Autoregressive modle）と等価である。
以下では、受信係数ベクトルの要素の一つを代表的にｆ（ｔ）で表すことにする。
すなわち、図７は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。図７に示すように、要素ｆ（ｔ）の時間変化をＡＲモデルとみなす。ここで、ｖ（ｔ）は、予測誤差（白色ガウス雑音）である。
図８は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。さらに、図８に示すように、フィルタＡ（ｚ）の逆特性をもつフィルタによりＡＲモデルを作ることができる。
ＡＲモデルの入力に上記ｖ（ｔ）を入力すれば、要素ｆ（ｔ）が再生でき、さらに、未知の白色雑音を入力すれば、要素ｆ（ｔ）の未来を予測することができる。
図９は、図７に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図９において、乗算係数ａO〜ａMは、Ｅ[｜ｖ（ｋ）｜2]を最小にするように決定される。
｛ｆ（ｋ）｝がＭ次のＡＲモデルであれば、｛ｖ（ｋ）｝は、白色ガウス過程となる。図１０は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
ｋが観測区間内のときは、上記図９の誤差フィルタ出力ｖ（ｋ）を図１０の入力とする。観測区間を超えた時は、入力としては白色ガウス雑音を与える。
このよう算出方法でも、他の方法と同様に、実施の形態１と同様の効果が奏される。
［計算機シミュレーション］
以上説明した、実施の形態１〜６のうち、提案手法１および２ならびにＳＭＩ方式で伝搬路の予測を行うことが、誤り率に与える影響を計算機シミュレーションした結果を以下に説明する。
図１１は、以下に検討する伝送路モデルを示す概念図である。基地局からある程度離れた場所を端末が一定速度で走行し、端末の周囲に１３個の反射点が等間隔に配置される。このとき、それぞれの反射点を介して、ドップラー周波数で変位する１３の波からなる多重波が送受信され、波の位相にはそれぞれ異なった変位が与えられるものとする。
波の経路長によるベースバンド信号の遅延時間差は無視できるものとし、軸方向から測った信号の到来方向をθ、基地局から見た伝搬路の角度広がりをΔθとする。
アレイ素子間におけるフェーシング相関は、一般に角度広がりΔθが大きくなるに従い低下する。
フェーシング相関が低い場合、時間の経過とともにフェーシングの値が変動するとアレイ素子間における複素信号の振幅・位相差も変動するために、時間の経過とともに最適なアレイパターンも変動してしまう。このとき、上述の通り、下り回線において上り回線で得られたウエイトをそのまま用いて送信すると、送信時間の時間差によってアレイパターンに誤差が生じてしまう。
図１２は、以下に検討するＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を示す概念図である。図１２に示すように、素子間隔をｄとした４素子のアダプティブアレイを基地局に用い、セル内に２ユーザを同一チャネルに収容するＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を考える。
各ユーザにおいて、信号の到来方向をθ1、θ2とし、角度広がりΔθおよび平均電力は等しいものとする。
なお、設定したパラメータ値はｄ＝５λ、θ1＝０ｄｅｇ、θ2＝８８．４ｄｅｇである。
図１３は、ＰＤＭＡのスロット構成を示す図である。図１３に示すように、ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、先頭の３１シンボルをトレーニングシンボル列、後続の９７シンボルをデータシンボル列とする。ただし、ＳＭＩ外挿による推定を行なう場合の上り回線スロットの構成については後述する。
下り回線では端末におけるキャリア再生が完全であると仮定する。変調方式をＱＰＳＫ、伝送速度は４００ｋｂ／ｓとする。平均ＢＥＲ（ビットエラーレート）は１０万回のバースト伝送により算出する。
ｉ）平均Ｅb／Ｎoに対する特性
ｉ−１）理想的な推定
まず、ＢＥＲ特性の下限として理想的な、ウエイト推定（従来手法）およびチャネル推定（伝搬路推定：提案手法）が行なわれた場合について検討する。
すなわち、下り回線用ウエイトは、トレーニングシンボル列最後尾とデータシンボル列最後尾のウエイトおよびチャネル推定結果をウィーナ解により算出し、直線外挿することで推定する。なお、参考として上り回線スロットの最後尾のウエイトを固定して用いた場合についても示す。
図１４〜１６に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性をそれぞれに示す。角度広がりΔθは５ｄｅｇとした。図１４〜１６において、横軸は平均Ｅb／Ｎo（１ビットあたりの平均エネルギー対雑音電力密度比、図中、Average Eb/NOで表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、Average BERで表す。以下、他の図でも同様）を表す。
ドップラー周波数ｆdが大きいほど、従来手法ではＢＥＲ特性が劣化している。特に、Ｆd＝２０Ｈｚの場合に明らかな違いが現われ、従来手法では高Ｅb／Ｎoでフロアを引くのに対し、提案手法では上り回線とほぼ等しい特性が得られている。ｆd＝４０Ｈｚになると、提案手法を用いた場合でも劣化し始めるが、それでも従来手法と比べてＥb／Ｎo＝３０ｄＢで２桁以上よい特性を示している。
ｉ−２）ＲＬＳ外挿による推定
次に、同じ条件の下でＲＬＳ外挿による推定を用いた場合について検討する。
提案手法として、ＲＬＳ一次外挿を用いた場合（提案手法１）と回帰直線によるＲＬＳ一次外挿を用いた場合（提案手法２）の２通りについて検討する。
図１７〜１９に、最大ドップラー周波数dが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。ＲＬＳ忘却係数は０．９とした。
理想的な推定結果を用いた場合と比較すると、固定ウエイトを用いた場合にはほぼ同じ特性であるのに対し、ウエイト外挿を用いた場合と提案手法を用いた場合には、平均Ｅb／Ｎo、７〜８ｄＢの劣化が生じている。これは、推定誤差が原因であると考えられる。
特に、ｆd＝５Ｈｚのときは、提案手法を用いた場合が最も特性が悪くなってしまっている。しかし、ｆd＝２０Ｈｚ、４０Ｈｚのときは、提案手法を用いた場合、高Ｅb／Ｎoでほとんどフロアを引かないため、従来手法と比べてＥb／Ｎo＝３０ｄＢで１〜２桁程度よい特性を示している。
また、提案手法１よりも提案手法２の方がわずかに特性がよくなっているが、それは提案手法２の方が推定の誤差をより小さく抑えることができるからであると考えられる。
ｉ−３）ＳＭＩ外挿による推定
同じ条件の下でＳＭＩ外挿による推定を用いた場合についても検討する。
上り回線スロットの先頭、および最後尾に１５シンボルのトレーニングシンボル列、中間に９８シンボルのデータシンボル列を設けた場合（提案手法１５））と、比較のため、先頭、および最後尾に３１シンボルのトレーニングシンボル列、中間に６６シンボルのデータシンボル列（提案手法（３１））を設けた場合についても検討する。
従来手法としてウエイトを一次外挿した場合について、提案手法を用いた場合との比較、検討を行なうこととする。
図２０〜２２に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。
括弧内の数字はトレーニングシンボル数を表わす。
特性は、ＲＬＳ外挿を用いて推定した場合とほぼ一致している。厳密に分析すると、ＲＬＳでの提案手法２とＳＭＩでの提案手法（１５）がほぼ一致しており、ＳＭＩでの提案手法（３１）がそれよりも若干よくなっている。これは、平均処理に用いるシンボル数が多い方が、雑音の影響を小さくできるからだと考えられる。
ｉｉ）角度広がりに対する特性
平均Ｅb／Ｎoを３０ｄＢに固定し、角度広がりΔθをパラメータとした特性比較を行なう。
ウエイト推定法として、ＲＬＳ外挿による推定を用いる。以後の検討では、提案手法としてデータ区間による回帰直線を用いた場合（ＲＬＳでの提案手法２）を採用することにする。また、比較のため理想的な推定を行なった場合についても検討している。
図２３〜２５に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。
ｆd＝４０Ｈｚの場合において、従来手法では、Δθの増加とともに特性が劣化している。これは、Δθが増加するとアンテナ素子間におけるフェーシング相関が低下し、伝搬の変動による最適パターンの変化が大きくなるためである。
一方、ｆd＝５Ｈｚの場合には、逆に、Δθの増加とともに特性が改善されている。これは最適パターンの変化が少ないため下り回線においてもダイバーシチ利得が得られるからである。
ｆd＝２０Ｈｚの場合には、動的フェーシングによる特性の劣化と、ダイバーシティ利得による特性の改善の両方が見られる。
一方、提案手法を用いた場合にはいずれの場合においてもΔθの増加とともに特性が改善されており、ダイバーシチ利得がパターン変動による特性の劣化を上回っていることがわかる。
理想的な推定を用いた場合には、ｆd＝５Ｈｚ、２０Ｈｚで上り回線とほぼ等しい特性が得られている。
ｉｉｉ）最大ドップラー周波数に対する特性
図２６に最大ドップラー周波数ｆdに対する平均ＢＥＲ特性を示す。平均Ｅb／Ｎoは３０ｄＢ、Δθは５ｄｅｇとした。ウエイト推定法として、ＲＬＳ外挿による推定を用いている。従来手法ではｆd＝の増加とともに急激に誤り率が劣化している。それに比べ提案手法ではｆd＝４０Ｈｚ程度までは劣化の度合が少ないことがわかる。
［実施の形態８］
図２７は、本発明の実施の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した本発明の実施の形態１の無線装置（無線基地局）１０００の構成と異なる点は、受信係数ベクトル計算機２２からの出力を受けて、ユーザ端末の移動速度を判定する移動速度判定器５２と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、移動速度判定器５２の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態１〜７のいずれかの無線装置（無線基地局）の構成と同様である。
すなわち、上述のとおり、ユーザ端末の移動速度が小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図３２の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
そこで、実施の形態８の無線装置２０００では、予め定めたおいた移動速度よりも、端末が低速で移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。端末が予め定めておいた移動速度よりも速く移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
以上のような構成とすることで、端末の広い移動速度範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
［実施の形態９］
図２８は、本発明の実施の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した本発明の実施の形態１の無線装置１０００の構成と異なる点は、アレイアンテ＃１〜＃４からの信号を受けて受信信号のレベルを計算する受信レベル計算機５６と、受信レベル計算機５６からの出力を受けて、ユーザ端末の受信レベルを判定する受信レベル判定器５８と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、受信レベル判定器５６の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態１〜７のいずれかの無線装置の構成と同様である。
すなわち、ユーザ端末からの受信信号のレベルが小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図３２の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウエイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
そこで、実施の形態９の無線装置３０００では、予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが低いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが高いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
以上のような構成とすることで、広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
なお、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号の受信信号レベルは、受信係数ベクトルから以下の式により求められる。
他のユーザからの受信信号レベルについても同様である。
［実施の形態１０］
図２９は、本発明の実施の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２８に示した本発明の実施の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と異なる点は、受信レベル判定器５８が、受信レベルの判定機能に加えて、実施の形態８の移動速度判定器５２と同様の移動速度判定機能を有する、端末移動速度判定／受信レベル判定器６０となっていることである。その他の構成は、実施の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と同様である。
以上のような構成とすることで、移動端末の広い移動速度の範囲と広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。
以上のように、この発明によれば、アダプティブアレイの受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
さらに、この発明によれば、移動端末の広い移動速度の範囲または／および広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
この発明は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関し、特に、アダプティブアレイ無線基地局において用いられる無線装置の構成に関する。
背景技術
近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。
図３０は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
まず、図３０を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図３０（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。
図３０（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図３０（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイ（adaptive array）などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。
このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献に説明されている。
B．Widrow，et al．：“Adaptive Antenna Systems，”Proc．IEEE，vol．55，No．12，pp．2143−2159（Dec．1967）．
S．P．Applebaum：“Adaptive Arrays”，IEEE Trans．Antennas & Propag．，vol．AP−24，No．5，pp．585-598（Sept．1976）．
O．L．Frost，III：“Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equality Constrainrs，”SEL-70-055，Technical Report，No．6796-2，Information System Lab．，Stanford Univ．（Aug．1970）．
B．Widrow and S．D．Stearns：“Adaptive Signal Processing，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs（1985）．
R．A．Monzingo and T．W．Miller：“Introduction to Adaptive Arrays，”John Wiley & Sons，New York（1980）．
J．E．Hudson：“Adaptive Array Principles，”Peter Peregrinue Ltd．，London（1981）．
R．T．Compton，Jr．：“Adaptive Antennas−Concepte and Performance，”Prentice-Hall，Englewood Cliffs（1988）．
E．Nicolau and D．Zaharia：“Adaptive Arrays，”Elsever，Amsterdam（1989）．
図３１は、このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図３１において、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎからなるアレイアンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１では、何らかの処理を施されなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。
［従来のアダプティブアレイアンテナの構成および動作］
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図３２は、アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図３１のアレイアンテナ２を構成する第１のアンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。
次に、第２のアンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。
次に、第３のアンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ３（ｔ）＝ａ３×Ａ（ｔ）＋ｂ３×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ３，ｂ３も同様にリアルタイムで変化する係数である。
同様に、第ｎのアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。
上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。
また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１ｌに与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制御部１ｌからそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１ｌにより、リアルタイムで算出される。
したがって、アンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ）となり、アンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる：
ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると次のようになる：
（ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ）
ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図３２の例では、ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。
すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する：
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりとなる：
出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
［ユーザの識別、トレーニング信号］
なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。
図３３は，携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図３２）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号ＳRX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１から外部出力される。
一方、図３２において、外部からの入力信号ＳTX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介して、対応するアンテナ＃１，＃２，＃３，…，＃ｎに送られ、図３１の領域３内に送信される。
ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。図３４は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図３１の領域３に対比して、図３４の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
上述の通り、ＰＤＭＡ方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるアダプティブアレイは、希望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。
ところで、基地局にアダプティブアレイを用いた場合には、受信時の干渉除去だけでなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。
このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いるか、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者はＦＤＤ（frequency Division Duplex）、ＴＤＤ（Time Division Duplex）を問わず適用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者をＦＤＤで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウエイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、ＴＤＤでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。
以上説明したように、基地局にアダプティブアレイを用いたＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角度広がりのある動的なレイリー伝搬度を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。
つまり、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差のために誤り率が劣化してしまうためである。
このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウエイトの推定法として、上り回線で得られたウエイトベクトル値を用いて一次外挿を行なう手法が以下の文献中に提案されている。
（１）加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論（Ｂ−ＩＩ）、ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ，ｎｏ．１，ｐｐ．１−９，Ｊａｎ．１９９８．
（２）土居、大鐘、唐沢、信学技報、ＲＣＳ９７−６８、ｐｐ．２７−３２、Ｊｕｌ．１９９７．
しかしながら、実際にウエイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトベクトルの一次外挿による方法では誤差が大きいという問題があった。
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、アダプティブアレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能な無線装置を提供することである。
発明の開示
請求項１の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、各スロットは、スロット内に設けられ、特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第１の所定の大きさの第１のデータ領域と、スロット内において、第１のデータ領域と所定間隔をおいて後続する領域に設けられ、特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第２の所定の大きさの第２のデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、第１および第２のデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第１および第２の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項２記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、第１のデータ領域は、第１のトレーニングデータ領域を含み、第２のデータ領域は、第２のトレーニングデータ領域を含む。
請求項３記載の無線装置は、請求項２記載の無線装置の構成に加えて、第１のトレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられ、第２のトレーニングデータ領域は、スロットの最後部に設けられる、請求項２記載の無線装置。
請求項４記載の無線装置は、請求項３記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、第１および第２のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する。
請求項５記載の無線装置は、請求項４記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路回路は、複数のアンテナからの受信信号の各々と、受信信号分離回路により分離された特定の端末からの信号とのアンサンブル平均により、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する。
請求項６記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、各スロットは、スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第１および第２の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項７記載の無線装置は、請求項６記載の無線装置の構成に加えて、トレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられる。
請求項８記載の無線装置は、請求項６記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデータに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを逐次的に導出する。
請求項９記載の無線装置は、請求項８記載の無線装置の構成に加えて、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による。
請求項１０記載の無線装置は、請求項８記載の無線装置の構成に加えて、第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による。
請求項１１記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、スロットは、スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、複数の推定値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。
請求項１２記載の無線装置は、請求項１１記載の無線装置の構成に加えて、トレーニングデータ領域は、スロットの先頭部に設けられる。
請求項１３記載の無線装置は、請求項１１記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデータに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出する。
請求項１４記載の無線装置は、請求項１３記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による。
請求項１５記載の無線装置は、請求項１３記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による。
請求項１６記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ送信ウェイトベクトルを受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
請求項１７記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力には受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、特定の端末の移動速度を判定する移動速度判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信ウェイトベクトルと受信ウェイトベクトルとを受けて、移動速度判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
請求項１８記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号の受信レベルを導出する受信信号レベル演算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信信号レベル演算部の演算結果に基づいて、特定の端末の受信信号レベルを判定する受信信号レベル判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信ウェイトベクトルと受信ウェイトベクトルとを受けて、受信信号レベル判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２は、無線装置（無線基地局）１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
図３は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。
図４は、実施の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
図５は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。
図６は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路を推定する概念を示す概念図である。
図７は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。
図８は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。
図９は、図７に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図１０は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図１１は、１３個の反射点が等間隔に配置された伝送路モデルを示す概念図である。
図１２は、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を示す概念図である。
図１３は、ＰＤＭＡのスロット構成を示す図である。
図１４は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。横軸は平均Ｅb／Ｎ0（１ビットあたりの平均エネルギー対雑音電力密度比、図中、平均Eb/N0で表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、平均BERで表す。以下、他の図でも同様）を表す。
図１５は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。
図１６は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性を示す図である。
図１７は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図１８は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図１９は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２０は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２１は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２２は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２３は、最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２４は、最大ドップラー周波数ｆdが２０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２５は、最大ドップラー周波数ｆdが４０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２６は、最大ドップラー周波数ｆdに対する平均ＢＥＲ特性を示す図である。
図２７は、本発明の実施の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２８は、本発明の実施の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２９は、本発明の実施の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
図３０は、周波数分割多重接続，時分割多重接続および経路分割多重接続（Path Division Multiple Access：ＰＤＭＡ）の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
図３１は、アダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。
図３２は、アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。
図３３は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
図３４は、アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
発明を実施するための最良の形態
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した構成においては、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ＃１〜＃４が設けられている。ただし、アンテナの本数としては、より一般的にＮ本（Ｎ：自然数）であってもよい。
図１に示した送受信システム１０００では、アンテナ＃１〜＃４からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号を分離するための受信部ＳＲ１およびユーザＰＳ１への信号を送信するための送信部ＳＴ１が設けられている。アンテナ＃１〜＃４と受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１との接続は、スイッチ１０−１〜１０−４により、選択的に切換えられる。
すなわち、それぞれのアンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，１０−４を介して受信部ＳＲ１に入り、受信ウェイトベクトル計算機２０、受信係数ベクトル計算機２２に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，１２−４の一方入力にそれぞれ与えられる。
これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトベクトル計算機２０からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ２１，ｗｒｘ３１，ｗｒｘ４１が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ウェイトベクトル計算機２０により、リアルタイムで算出される。
送信部ＳＴ１は、受信係数ベクトル計算機２２において算出された受信係数ベクトルを受けて、後に説明するように、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信係数ベクトルを推定することで送信係数ベクトルを求める送信係数ベクトル推定機３２と、送信ベクトル推定機３２との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ３４と、送信ベクトル推定機３２の推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを算出する送信ウェイトベクトル計算機３０と、それぞれ一方入力に送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトベクトル計算機３０からの重み係数ｗｔｘ１１，ｗｔｘ２１，ｗｔｘ３１，ｗｔｘ４１が印加される乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４とを含む。乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４からの出力は、スイッチ１０−１〜１０−４を介して、アンテナ＃１〜＃４に与えられる。
なお、図１には図示していないが、受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１と同様の構成が、各ユーザに対しても設けられている。
［アダプティブアレイの動作原理］
受信部ＳＲ１の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。
アンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、以下の式で表される。
さらに、係数ｈｊｉは、ｊ番目のアンテナに受信された、ｉ番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎｊ（ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈiはｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ１ｉ〜ｗｒｘ４ｉを掛けて合成した信号を受信信号ＳRX（ｔ）として出力する。
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。
アダプティブアレイ１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ１のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
［無線装置１０００の動作の概要］
図２は、無線装置１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
無線装置１０００においては、アダプティブアレイのウエイトベクトル（重み係数ベクトル）が各アンテナ素子における受信係数ベクトルにより一意に表わせることに着目し、受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定する。
まず、受信部ＳＲ１において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行う（ステップＳ１００）。伝搬路の推定は、式（１）〜（４）において、ユーザから送られる信号のインパルス応答を求めることに相当する。
言い換えると、式（１）〜（４）において、たとえば、受信係数ベクトルＨ1が推定できれば、ユーザＰＳ１からの信号受信時の伝送路の推定が行えることになる。
つづいて、送信係数ベクトル推定機３２が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数ベクトルから送信時点での受信係数ベクトルの予測を行う（ステップＳ１０２）。この予測された受信係数ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。
さらに、送信ウェイトベクトル計算機３０が、予測された送信係数ベクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器１５−１〜１５−４に出力する（ステップＳ１０４）。
［受信係数ベクトル計算機２２の動作］
つぎに、図１に示した実施の形態１における受信係数ベクトル計算機２２の動作について説明する。
まず、アンテナ素子数を４本、同時に通信するユーザ数を２人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（１）〜（４）で表わされる。
このとき、この式（１）〜（４）で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（５）〜（８）のようになる。
このとき、信号Ｓｒｘｉ（ｔ）が既知の信号であることを利用して、受信係数ベクトルＨ1＝［ｈ１１，ｈ２１，ｈ３１，ｈ４１］およびＨ2＝［ｈ１２，ｈ２２，ｈ３２，ｈ４２］を以下に説明するようにして導出することができる。
すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第１のユーザからの信号Ｓｒｘ１（ｔ）を掛け合わせて、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。
したがって、式（１６）のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信係数ベクトルＨ1に等しくなる。
同様にして、入力信号ベクトルＸ（ｔ）と信号Ｓｒｘ２（ｔ）のアンサンブル平均操作を行なうことで、２番目のユーザＰＳ２から送信された信号の受信係数ベクトルＨ２を推定することが可能である。
上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の１つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列について行われる。
［送信係数ベクトルの推定］
図３は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、たとえば、先頭の３１シンボルを第１のトレーニングシンボル列、後続の６８シンボルをデータシンボル列、さらに最後尾の３１シンボルを第２のトレーニングシンボル列とする。
上述のとおり、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列を設け、上述の受信係数ベクトル計算機２２のアルゴリズムを用いて両方の受信係数ベクトルを算出する。
そして、直線外挿により下り回線用の受信係数ベクトルを推定する。
すなわち、受信係数ベクトルの要素の任意の１つの時刻ｔにおける値をｆ（ｔ）とすると、上り回線スロットの先頭トレーニングシンボル列の時刻ｔ０での値ｆ（ｔ０）と、上り回線スロットの最後尾トレーニングシンボル列の時刻ｔｌでの値ｆ（ｔ１）とに基づいて、下り回線スロットの時刻ｔにおける値ｆ（ｔ）は、以下のように予測できる。
ｆ（ｔ）＝
［ｆ（ｔ１）−ｆ（ｔ０）］／（ｔ１−ｔ０）×（ｔ−ｔ０）＋ｆ（ｔ０）
なお、以上の説明では、上り回線スロットの先頭と最後尾にトレーニングシンボル列を設け、一次外挿することとしたが、さらに、上り回線スロットの中央部にもトレーニングシンボル列を設け、受信係数ベクトルの上り回線スロット中の３点の値から、時刻ｔの値ｆ（ｔ）を２次外挿で推定する構成としてもよい。もしくは、上り回線スロット中のトレーニングシンボル列を設ける位置を増やせば、さらに高次の外挿を行うことも可能である。
［送信ウェイトベクトルの決定］
以上のようにして送信時点での受信係数ベクトルの推定値が求まると、以下の３通りのいずれかの方法で、送信ウェイトベクトルを求めることができる。
ｉ）直交化による方法
ユーザＰＳ１の時刻ｔ＝ｉＴ（ｉ：自然数、Ｔ＝単位時間間隔）におけるウェイトベクトルＷ(1)（ｉ）＝［ｗｔｘ11、ｗｔｘ12、ｗｔｘ13、ｗｔｘ14］を考える。ユーザＰＳ２にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。
ユーザＰＳ２に対して予測した伝搬路（受信係数ベクトル）をＶ(2)（ｉ）＝［ｈ1´(2)（ｉ）、ｈ2´(2)（ｉ）、ｈ3´(2)（ｉ）、ｈ4´(2)（ｉ）］とする。ここで、ｈp´(q)（ｉ）はｑ番目のユーザの、ｐ番目のアンテナに対する受信係数ベクトルの時刻ｉに対する予測値である。同様にして、ユーザＰＳ１に対しても伝搬路Ｖ(1)（ｉ）を予測してあるものとする。
このとき、Ｗ(1)（ｉ）TＶ(2)（ｉ）＝０となるように、Ｗ(1)（ｉ）を決定する。拘束条件として、以下の条件ｃ１）、ｃ２）を課す。
ｃ１）Ｗ(1)（ｉ）TＶ(1)（ｉ）＝ｇ（一定値）
ｃ２）‖Ｗ(1)（ｉ）‖を最小とする。
条件ｃ２）は、送信電力を最小化することに相当する。
ｉｉ）擬似相関行列を用いる方法
ここで、上述の通り、アダプティブアレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウエイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウエイトベクトルをＷと表わすと、出力Ｙ（ｔ）＝ＷTＸ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするようにウエイトベクトルを制御した場合（ＭＭＳＥ基準：最小２乗誤差法基準）、最適ウエイトＷODTは次式（Ｗｉｅｎｅｒ解）で与えられる。
ここで、ＹTはＹの転置を、Ｙ*はＹの複素領域を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。このウエイト値によりアダプティブアレイは不要な干渉波を抑圧するようにアレイパターンを生成することになる。
ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（２１）を以下に説明する擬似相関行列により計算する。
すなわち、推定された複素受信信号係数ｈ´k n（ｉ）を用いて、ユーザｋのためのウエイトベクトルＷ(k)（ｉ）を計算する。第ｋ番目のユーザのアレイ応答ベクトルをＶ(k)（ｉ）とおくと、上述のとおり、以下のように求めることができる。
受信信号と参照信号との相関ベクトルｒxd（ｉ）は次式で表わされる。
なお、式（２５）の逆行列演算は逆行列の補助定理により、ユーザｋに対して最適に計算できる。特に２ユーザの場合には次のような簡単な式でウエイトが算出される。
ｉｉｉ）ビームをユーザＰＳ１に向ける方法
ビームをユーザＰＳ１に向けると言う点のみに着目すると、以下の式を満たせばよい。
Ｗ(1)（ｉ）＝Ｖ(1)（ｉ）*
以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトベクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
[実施の形態１の変形例]
実施の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。
図４は、実施の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
図４に示すとおり、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ１（ｔ）*を乗算器４０で乗算した後に、狭帯域フィルタ４２を通過させると、狭帯域フィルタ４２からの出力は、ｈi1（ｔ）となる。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
同様に、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブアレイアンテナから出力される２番目のユーザＰＳ２からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ２（ｔ）*を乗算した後に、狭帯域フィルタ（図示せず）を通過させると、狭帯域フィルタからの出力は、ｈi2（ｔ）となる。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
[実施の形態２]
実施の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。
実施の形態２では、アダプティブアレーにおける相関ベクトルを用いて、伝搬路の推定を行なう。すなわち、上記の式（２１）〜（２３）に示したように、アダプティブアレイがＭＭＳＥ基準で動作している場合、最適ウェイトベクトルＷoptは、参照信号ｄ（ｔ）、自己相関行列ＲXX、および相関ベクトルｒxdを用いて以下のように表現される。
ｒxd＝[Ｅ[ＲＸ1（ｔ）ｄ（ｔ）*]、…、Ｅ[ＲＸ4（ｔ）ｄ（ｔ）*]]T〜[ｈ11、ｈ21、ｈ31、ｈ41]
つまり、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを受信ウェイトベクトル計算機２０が求める過程で、導出される相関ベクトルｒxdの値を用いることで、ユーザＰＳ１の受信係数ベクトルをもとめることができる。
したがって、たとえば、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列が含まれていれば、図３と同様にして、ユーザＰＳ１の伝搬路の推定が、時刻ｔ０およびｔ１で可能となり、送信時の時刻ｔでの伝搬路を予測できる。他のユーザについても同様である。
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような手続きでも実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
[実施の形態３]
実施の形態２では、伝搬路の推定を相関ベクトルを用いることにより行なった。
実施の形態３として、受信係数ベクトル計算機２２の他の算出方法について以下に説明する。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）の値から、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i1（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）−ｈ´i1（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）
実施の形態３の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]を最小にするｈ´i1（ｔ）を以下の逐次的な方法で求める。
ここで、１つ上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
真の受信係数ベクトルをｈi1（ｔ）とするとき、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]が最小になるのは、以下の条件を満たすときである。
ｈ´i1（ｔ）＝ｈi1（ｔ）
最急降下法を用いると、ｈ´i1（ｋ）（時刻ｔ＝ｋＴのときの値、ｋ：自然数）に対する以下の漸化式が得られる。
ｈ´i1（ｋ＋１）＝
ｈ´i1（ｋ）＋μ｛ＲＸｉ（ｋ）−ｈ´i1（ｋ）・Ｓｒｘ１（ｋ）｝・Ｓｒｘ１*（ｋ）
ここで定数μは、ステップサイズである。また、特に限定されないが、ｈ´i1（ｋ）の初期値としては、ｈ´i1（Ｏ）＝０とすればよい。
図５は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。図５は、図３と対比される図である。漸化式でｈ´i1（ｋ）を求めるのに対応して、上り回線スロットにおいて、時刻ｔ０はプリアンブルの終了時点とし、時刻ｔ１は上り回線線スロットの終了時点とする。したがって、トレーニングシンボル列は、上り回線スロットの先頭にのみ存在すればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
なお、以下に説明する他の漸化式による方法でも、同様にして伝搬路の推定を行なうことができる。
さらに、図５においては、時刻ｔ０は、プリアンブルの終了時点としたが、時刻ｔ０は、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。時刻ｔ０は、トレーニングシンボル列中に存在しても構わないし、また、データシンボル列中に存在しても構わない。また、時刻ｔ１は、上り回線スロットの終了時点としたが、時刻ｔ１も、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。
［実施の形態４］
実施の形態３では、各ユーザごとに受信係数ベクトルを逐次的に求めた。
実施の形態４として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法を以下に説明する。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i1（ｔ）を乗算した結果ならびに２番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´i2（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝
ＲＸｉ（ｔ）−ｈ´i1（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）−ｈ´i2（ｔ）・Ｓｒｘ２（ｔ）
実施の形態４の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]を最小にするｈ´i1（ｔ）およびｈ´i2（ｔ）を以下のようにして一括して求める。すなわち、
Ｈ´i（ｔ）＝［ｈ´i1（ｔ）、ｈ´i2（ｔ）］T
ＳＲＸ（ｔ）＝［Ｓｒｘ１（ｔ）、Ｓｒｘ２（ｔ）］T
とすると、Ｅ[｜ＲＸｉ´（ｔ）｜2]のベクトルＨ´i（ｔ）に関する勾配が０であると言う条件から、真の受信係数ベクトルをＨiOPT（ｔ）とするとき、以下の式が導かれる。
ＨiOPT（ｔ）＝Ｒas -iｒax
Ｒas -i＝Ｅ［ＳＲＸ*（ｔ）ＳＲＸT（ｔ）］
ｒsx＝Ｅ［ＳＲＸ*（ｔ）ＲＸi（ｔ）］
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合の概念は、たとえば、図３に示した概念図と同様に行なえばよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１およびユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
［実施の形態５（提案手法１）］
実施の形態５として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる再帰的最小２乗法（ＲＬＳアルゴリズム：Recursive Least-Squares algorithm）と等価である。
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´i T（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ´（ｔ）−Ｈ´i T（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＲＬＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
ここで、定数λ（０＜λ≦１）は、忘却係数である。Ｈ´i（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図５に示される概念図と同様にすればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトル求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
［実施の形態５の変形例（提案手法２）］
実施の形態５では、図５に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を時刻ｔ０と時刻ｔ１の２点のデータから行なった。
実施の形態５の変形例では、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する。
図６は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路（インパルス応答）を推定する概念を示す概念図である。２点のみの外挿と比較してデータ数の大幅な増加により推定誤差を小さく抑えることが可能である。
なお、回帰曲線による外挿方法としては、上述のような一次外挿に限定されることなく、より高次の外挿曲線を用いることや、サイン・コサイン関数等の周期関数による回帰をし外挿を行うことも可能である。
［実施の形態６］
実施の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる最急降下法（ＬＭＳアルゴリズム）と等価である。
実施の形態５と同様にして、第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´i T（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）−Ｈ´i T（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＬＭＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
Ｈ´i（ｋ＋１）＝Ｈ´i（ｋ）＋μＳＲＸ*（ｋ）ＲＸｉ´（ｋ）
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
ここで、定数μは、ステップサイズであり、集束条件から以下の関係を満たす必要がある。
０＜μ＜１／λｍａｘ
ここで、λｍａｘは、相関行列ＲXXの最大固有値である。また、Ｈ´i（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図５に示される概念図と同様にすればよい。
これをすべてのアンテナについて行えば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
同様の処理をユーザＰＳ２について行えば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。
この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、実施の形態１と同様に行なうことができる。
したがって、このような構成で実施の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
なお、実施の形態６でも実施の形態５の変形例と同様に、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する構成とすることも可能である。
さらに、伝搬路の推定方法としては、以上説明したような実施の形態１〜実施の形態６の方法に限定されず、例えば、直接解法（ＳＭＩ：sample matrix inversion）等を用いることも可能である。ＳＭＩ方式の場合は、図３に示した概念に従って、伝搬路の予測を行なうことができる。
［実施の形態７］
実施の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆるＡＲモデル（Autoregressive modle）と等価である。
以下では、受信係数ベクトルの要素の一つを代表的にｆ（ｔ）で表すことにする。
すなわち、図７は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。図７に示すように、要素ｆ（ｔ）の時間変化をＡＲモデルとみなす。ここで、ｖ（ｔ）は、予測誤差（白色ガウス雑音）である。
図８は、実施の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。さらに、図８に示すように、フィルタＡ（ｚ）の逆特性をもつフィルタによりＡＲモデルを作ることができる。
ＡＲモデルの入力に上記ｖ（ｔ）を入力すれば、要素ｆ（ｔ）が再生でき、さらに、未知の白色雑音を入力すれば、要素ｆ（ｔ）の未来を予測することができる。
図９は、図７に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
図９において、乗算係数ａO〜ａMは、Ｅ[｜ｖ（ｋ）｜2]を最小にするように決定される。
｛ｆ（ｋ）｝がＭ次のＡＲモデルであれば、｛ｖ（ｋ）｝は、白色ガウス過程となる。図１０は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
ｋが観測区間内のときは、上記図９の誤差フィルタ出力ｖ（ｋ）を図１０の入力とする。観測区間を超えた時は、入力としては白色ガウス雑音を与える。
このよう算出方法でも、他の方法と同様に、実施の形態１と同様の効果が奏される。
［計算機シミュレーション］
以上説明した、実施の形態１〜６のうち、提案手法１および２ならびにＳＭＩ方式で伝搬路の予測を行うことが、誤り率に与える影響を計算機シミュレーションした結果を以下に説明する。
図１１は、以下に検討する伝送路モデルを示す概念図である。基地局からある程度離れた場所を端末が一定速度で走行し、端末の周囲に１３個の反射点が等間隔に配置される。このとき、それぞれの反射点を介して、ドップラー周波数で変位する１３の波からなる多重波が送受信され、波の位相にはそれぞれ異なった変位が与えられるものとする。
波の経路長によるベースバンド信号の遅延時間差は無視できるものとし、軸方向から測った信号の到来方向をθ、基地局から見た伝搬路の角度広がりをΔθとする。
アレイ素子間におけるフェーシング相関は、一般に角度広がりΔθが大きくなるに従い低下する。
フェーシング相関が低い場合、時間の経過とともにフェーシングの値が変動するとアレイ素子間における複素信号の振幅・位相差も変動するために、時間の経過とともに最適なアレイパターンも変動してしまう。このとき、上述の通り、下り回線において上り回線で得られたウエイトをそのまま用いて送信すると、送信時間の時間差によってアレイパターンに誤差が生じてしまう。
図１２は、以下に検討するＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を示す概念図である。図１２に示すように、素子間隔をｄとした４素子のアダプティブアレイを基地局に用い、セル内に２ユーザを同一チャネルに収容するＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式を考える。
各ユーザにおいて、信号の到来方向をθ1、θ2とし、角度広がりΔθおよび平均電力は等しいものとする。
なお、設定したパラメータ値はｄ＝５λ、θ1＝０ｄｅｇ、θ2＝８８．４ｄｅｇである。
図１３は、ＰＤＭＡのスロット構成を示す図である。図１３に示すように、ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、先頭の３１シンボルをトレーニングシンボル列、後続の９７シンボルをデータシンボル列とする。ただし、ＳＭＩ外挿による推定を行なう場合の上り回線スロットの構成については後述する。
下り回線では端末におけるキャリア再生が完全であると仮定する。変調方式をＱＰＳＫ、伝送速度は４００ｋｂ／ｓとする。平均ＢＥＲ（ビットエラーレート）は１０万回のバースト伝送により算出する。
ｉ）平均Ｅb／Ｎoに対する特性
ｉ−１）理想的な推定
まず、ＢＥＲ特性の下限として理想的な、ウエイト推定（従来手法）およびチャネル推定（伝搬路推定：提案手法）が行なわれた場合について検討する。
すなわち、下り回線用ウエイトは、トレーニングシンボル列最後尾とデータシンボル列最後尾のウエイトおよびチャネル推定結果をウィーナ解により算出し、直線外挿することで推定する。なお、参考として上り回線スロットの最後尾のウエイトを固定して用いた場合についても示す。
図１４〜１６に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についての理想推定のＢＥＲ特性をそれぞれに示す。角度広がりΔθは５ｄｅｇとした。図１４〜１６において、横軸は平均Ｅb／Ｎo（１ビットあたりの平均エネルギー対雑音電力密度比、図中、Average Eb/NOで表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、Average BERで表す。以下、他の図でも同様）を表す。
ドップラー周波数ｆdが大きいほど、従来手法ではＢＥＲ特性が劣化している。特に、Ｆd＝２０Ｈｚの場合に明らかな違いが現われ、従来手法では高Ｅb／Ｎoでフロアを引くのに対し、提案手法では上り回線とほぼ等しい特性が得られている。ｆd＝４０Ｈｚになると、提案手法を用いた場合でも劣化し始めるが、それでも従来手法と比べてＥb／Ｎo＝３０ｄＢで２桁以上よい特性を示している。
ｉ−２）ＲＬＳ外挿による推定
次に、同じ条件の下でＲＬＳ外挿による推定を用いた場合について検討する。
提案手法として、ＲＬＳ一次外挿を用いた場合（提案手法１）と回帰直線によるＲＬＳ一次外挿を用いた場合（提案手法２）の２通りについて検討する。
図１７〜１９に、最大ドップラー周波数dが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についてＲＬＳ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。ＲＬＳ忘却係数は０．９とした。
理想的な推定結果を用いた場合と比較すると、固定ウエイトを用いた場合にはほぼ同じ特性であるのに対し、ウエイト外挿を用いた場合と提案手法を用いた場合には、平均Ｅb／Ｎo、７〜８ｄＢの劣化が生じている。これは、推定誤差が原因であると考えられる。
特に、ｆd＝５Ｈｚのときは、提案手法を用いた場合が最も特性が悪くなってしまっている。しかし、ｆd＝２０Ｈｚ、４０Ｈｚのときは、提案手法を用いた場合、高Ｅb／Ｎoでほとんどフロアを引かないため、従来手法と比べてＥb／Ｎo＝３０ｄＢで１〜２桁程度よい特性を示している。
また、提案手法１よりも提案手法２の方がわずかに特性がよくなっているが、それは提案手法２の方が推定の誤差をより小さく抑えることができるからであると考えられる。
ｉ−３）ＳＭＩ外挿による推定
同じ条件の下でＳＭＩ外挿による推定を用いた場合についても検討する。
上り回線スロットの先頭、および最後尾に１５シンボルのトレーニングシンボル列、中間に９８シンボルのデータシンボル列を設けた場合（提案手法１５））と、比較のため、先頭、および最後尾に３１シンボルのトレーニングシンボル列、中間に６６シンボルのデータシンボル列（提案手法（３１））を設けた場合についても検討する。
従来手法としてウエイトを一次外挿した場合について、提案手法を用いた場合との比較、検討を行なうこととする。
図２０〜２２に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についてのＳＭＩ外挿による推定の平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。
括弧内の数字はトレーニングシンボル数を表わす。
特性は、ＲＬＳ外挿を用いて推定した場合とほぼ一致している。厳密に分析すると、ＲＬＳでの提案手法２とＳＭＩでの提案手法（１５）がほぼ一致しており、ＳＭＩでの提案手法（３１）がそれよりも若干よくなっている。これは、平均処理に用いるシンボル数が多い方が、雑音の影響を小さくできるからだと考えられる。
ｉｉ）角度広がりに対する特性
平均Ｅb／Ｎoを３０ｄＢに固定し、角度広がりΔθをパラメータとした特性比較を行なう。
ウエイト推定法として、ＲＬＳ外挿による推定を用いる。以後の検討では、提案手法としてデータ区間による回帰直線を用いた場合（ＲＬＳでの提案手法２）を採用することにする。また、比較のため理想的な推定を行なった場合についても検討している。
図２３〜２５に最大ドップラー周波数ｆdが５Ｈｚ、２０Ｈｚ、４０Ｈｚの場合についての角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性をそれぞれ示す。
ｆd＝４０Ｈｚの場合において、従来手法では、Δθの増加とともに特性が劣化している。これは、Δθが増加するとアンテナ素子間におけるフェーシング相関が低下し、伝搬の変動による最適パターンの変化が大きくなるためである。
一方、ｆd＝５Ｈｚの場合には、逆に、Δθの増加とともに特性が改善されている。これは最適パターンの変化が少ないため下り回線においてもダイバーシチ利得が得られるからである。
ｆd＝２０Ｈｚの場合には、動的フェーシングによる特性の劣化と、ダイバーシティ利得による特性の改善の両方が見られる。
一方、提案手法を用いた場合にはいずれの場合においてもΔθの増加とともに特性が改善されており、ダイバーシチ利得がパターン変動による特性の劣化を上回っていることがわかる。
理想的な推定を用いた場合には、ｆd＝５Ｈｚ、２０Ｈｚで上り回線とほぼ等しい特性が得られている。
ｉｉｉ）最大ドップラー周波数に対する特性
図２６に最大ドップラー周波数ｆdに対する平均ＢＥＲ特性を示す。平均Ｅb／Ｎoは３０ｄＢ、Δθは５ｄｅｇとした。ウエイト推定法として、ＲＬＳ外挿による推定を用いている。従来手法ではｆd＝の増加とともに急激に誤り率が劣化している。それに比べ提案手法ではｆd＝４０Ｈｚ程度までは劣化の度合が少ないことがわかる。
［実施の形態８］
図２７は、本発明の実施の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した本発明の実施の形態１の無線装置（無線基地局）１０００の構成と異なる点は、受信係数ベクトル計算機２２からの出力を受けて、ユーザ端末の移動速度を判定する移動速度判定器５２と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、移動速度判定器５２の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態１〜７のいずれかの無線装置（無線基地局）の構成と同様である。
すなわち、上述のとおり、ユーザ端末の移動速度が小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図３２の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
そこで、実施の形態８の無線装置２０００では、予め定めたおいた移動速度よりも、端末が低速で移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。端末が予め定めておいた移動速度よりも速く移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
以上のような構成とすることで、端末の広い移動速度範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
［実施の形態９］
図２８は、本発明の実施の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
図１に示した本発明の実施の形態１の無線装置１０００の構成と異なる点は、アレイアンテ＃１〜＃４からの信号を受けて受信信号のレベルを計算する受信レベル計算機５６と、受信レベル計算機５６からの出力を受けて、ユーザ端末の受信レベルを判定する受信レベル判定器５８と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、受信レベル判定器５６の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態１〜７のいずれかの無線装置の構成と同様である。
すなわち、ユーザ端末からの受信信号のレベルが小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図３２の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウエイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
そこで、実施の形態９の無線装置３０００では、予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが低いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが高いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
以上のような構成とすることで、広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
なお、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号の受信信号レベルは、受信係数ベクトルから以下の式により求められる。
［実施の形態１０］
図２９は、本発明の実施の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
図２８に示した本発明の実施の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と異なる点は、受信レベル判定器５８が、受信レベルの判定機能に加えて、実施の形態８の移動速度判定器５２と同様の移動速度判定機能を有する、端末移動速度判定／受信レベル判定器６０となっていることである。その他の構成は、実施の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と同様である。
以上のような構成とすることで、移動端末の広い移動速度の範囲と広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。
以上のように、この発明によれば、アダプティブアレイの受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
さらに、この発明によれば、移動端末の広い移動速度の範囲または／および広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
Claims (18)
- リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、前記信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、
前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、
各前記スロットは、
前記スロット内に設けられ、前記特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第１の所定の大きさの第１のデータ領域と、
前記スロット内において、前記第１のデータ領域と所定間隔をおいて後続する領域に設けられ、前記特定の端末との送受信であることを識別可能とするための第２の所定の大きさの第２のデータ領域とを含み、
前記受信伝搬路推定回路は、前記第１および第２のデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、
前記送信伝搬路推定回路は、前記第１および第２の推定値を外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、無線装置。 - 前記第１のデータ領域は、第１のトレーニングデータ領域を含み、前記第２のデータ領域は、第２のトレーニングデータ領域を含む、請求項１記載の無線装置。
- 前記第１のトレーニングデータ領域は、前記スロットの先頭部に設けられ、前記第２のトレーニングデータ領域は、前記スロットの最後部に設けられる、請求項２記載の無線装置。
- 前記受信伝搬路推定回路は、前記第１および第２のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する、請求項３記載の無線装置。
- 前記受信伝搬路推定回路は、前記複数のアンテナからの受信信号の各々と、前記受信信号分離回路により分離された前記特定の端末からの信号とのアンサンブル平均により、前記第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを導出する、請求項４記載の無線装置。
- リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、前記信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、
前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、
各前記スロットは、
前記スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、
前記トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、
前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の第１の推定値および第２の推定値を導出し、
前記送信伝搬路推定回路は、前記第１および第２の推定値を外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、無線装置。 - 前記トレーニングデータ領域は、前記スロットの先頭部に設けられる、請求項６記載の無線装置。
- 前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数のデータに基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルを逐次的に導出する、請求項６記載の無線装置。
- 前記第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による、請求項８記載の無線装置。
- 前記第１の受信係数ベクトルおよび第２の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による、請求項８記載の無線装置。
- リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、前記信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、
前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、
前記スロットは、
前記スロット内に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、
前記トレーニングデータ領域に後続して設けられ、送受信する情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、
前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、
前記送信伝搬路推定回路は、前記複数の推定値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、無線装置。 - 前記トレーニングデータ領域は、前記スロットの先頭部に設けられる、請求項１１記載の無線装置。
- 前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数のデータに基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出する、請求項１１記載の無線装置。
- 前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、最急降下法による、請求項１３記載の無線装置。
- 前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小２乗法による、請求項１３記載の無線装置。
- 前記受信信号分離回路は、
前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、
前記複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、
前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、
前記送信指向性制御回路は、
前記送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、
送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記送信ウェイトベクトルを受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む、請求項１記載の無線装置。 - リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、前記信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、
前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、
前記受信信号分離回路は、
前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、
前記複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、
前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、
前記送信指向性制御回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記特定の端末の移動速度を判定する移動速度判定部と、
前記送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、
前記送信ウェイトベクトルと前記受信ウェイトベクトルとを受けて、前記移動速度判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、
送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記切替回路の出力を受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む、無線装置。 - リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を、前記信号を複数のスロットに時分割することで行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、
前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備え、
前記受信信号分離回路は、
前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、
前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号の受信レベルを導出する受信信号レベル演算部と、
前記複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、
前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、
前記送信指向性制御回路は、
前記受信信号レベル演算部の演算結果に基づいて、前記特定の端末の受信信号レベルを判定する受信信号レベル判定部と、
前記送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、
前記送信ウェイトベクトルと前記受信ウェイトベクトルとを受けて、前記受信信号レベル判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、
送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記切替回路の出力を受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含む、無線装置。
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