JP4409737B2 - 無線装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル通信において同期タイミングを検出し、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。
【０００３】
図４８は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【０００４】
まず、図４８を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図４８（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。
【０００５】
図４８（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
【０００６】
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図４８（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイ（adaptive array）などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。
【０００７】
このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献等に説明されているように周知なものである。
【０００８】
B. Widrow, et al. ：“Adaptive Antenna Systems, ”Proc. IEEE, vol.55, No.12, pp.2143-2159 （Dec. 1967 ）．
S. P. Applebaum ：“Adaptive Arrays ”, IEEE Trans. Antennas & Propag., vol.AP-24, No.5, pp.585-598 （Sept. 1976）．
図４９は、このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図４９において、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎからなるアレイアンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
【０００９】
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
【００１０】
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。
【００１１】
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１では、何らかの処理を施さなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。
【００１２】
［従来のアダプティブアレイアンテナの構成および動作］
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図５０は、アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
【００１３】
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図４９のアレイアンテナ２を構成する第１のアンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。
【００１４】
次に、第２のアンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１５】
以下同様に、第ｎのアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１６】
上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。
【００１７】
また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。
【００１８】
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１１に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
【００１９】
これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制御部１１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１１により、リアルタイムで算出される。
【００２０】
したがって、アンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
【００２１】
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる：
ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると次のようになる：
（ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ）
ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図５０の例では、ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。
【００２２】
すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する：
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
【００２３】
このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりとなる：
出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
［ユーザの識別、トレーニング信号］
なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。
【００２４】
図５１は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。
【００２５】
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図５０）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号ＳRX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１から外部出力される。
【００２６】
一方、図５０において、外部からの入力信号ＳTX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。
【００２７】
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介して、対応するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎに送られ、図４９の領域３内に送信される。
【００２８】
ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。
【００２９】
図５２は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図４９の領域３に対比して、図５２の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
【００３０】
デジタル移動通信システムであるＰＨＳでは、既に、以上説明したようなアダプティブアレイが実用化されており、今後より多くのユーザ収容できるＰＤＭＡ方式の実現についても検討されている。このようなＰＤＭＡ方式については、以下の文献に開示されている。
【００３１】
（１） 鈴木、平出著、信学技報、vol. RCS93-84, pp.37-44, Jan.1994
（２） S.C.Swales, M.A.Beach, D.J.Edwards, J.P.McGeehan, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 39, pp.56-67, Feb.1990
（３） T.Ohgane, Y.Ogawa, and K.Itoh, Proc. VTC '97, vol. 2, pp.725-729, May 1997
以上説明したとおり、アダプティブアレイを用いたＰＤＭＡ（Path Division Multiple Access）方式では、最適なウエイトベクトルが算出されている限り、適応的に干渉ユーザに対してアレイアンテナの指向性のヌル方向を向けることで、同一セル内で複数ユーザに同一チャネルを割当てることが可能となる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
図５３は、図５０に示したＰＤＭＡ基地局１の構成において、図５１に示したようなトレーニングシンボル列を有するプリアンブルを含む信号を受信した場合に、その同期タイミングを検出してアンテナ指向性を制御する構成をより詳しく説明するための概略ブロック図である。
【００３３】
なお、図５３においては、図５０に示した構成において、アンテナが４本である場合を例示的に示している。
【００３４】
すなわち、図５３においては、図５０に示した構成において、受信部の構成のみを抜出して示している。所望のユーザからの受信信号の同期タイミング、すなわち、所望のユーザからの受信信号のフレームの先頭の検出は、同期回路３０が行なう。受信ウエイトベクトル計算機１１は、この同期回路３０からの同期位置情報に基づいて、メモリ１４中の参照信号と、アンテナ♯１〜♯４からの受信信号ならびに加算器１３からの出力信号とに応じて、受信ウエイトベクトルｗ１１〜ｗ４１を算出し、乗算器１２−１〜１２−４に与える。
【００３５】
このようにして得られた受信ウエイトベクトルが乗算された各アンテナからの受信信号を、加算器１３により加算した出力に基づいて、復調回路１６が受信信号を復調し、所望のユーザからの信号ＳRX（ｔ）を生成する。
【００３６】
つまり、図５３に示したような構成により、アンテナ♯１〜♯４から受信される信号に基づいて、所望のユーザに対する指向性を持った受信動作を行なうことが可能となる。
【００３７】
しかしながら、図５３に示したような構成では、強い干渉波が存在する環境下では、正しく所望のユーザからの受信信号の同期位置を推定できない可能性がある。このため、アダプティブアレイアンテナ♯１〜♯４の受信信号に対して、適切なウエイトベクトルを乗算することができず、干渉波を抑圧することができなかったり、最悪の場合、所望波の方を逆に干渉波と見なして抑圧してしまうということが生じ得る。
【００３８】
図５４はこのような干渉波の強い環境下でのタイミング検出の問題点を説明するための概念図である。
【００３９】
図５４においては、時刻ｔ０において、基地局１に対して強い干渉波が与えられるようになっているものとする。
【００４０】
このとき、強い干渉とは、たとえば空間多重によるＰＤＭＡ方式を採用していないときは、他のセルからの信号がフェージングにより所望波よりも大きくなったというような状態である。
【００４１】
これに対して、ＰＤＭＡ方式で信号を送受信しているときは、特に問題となるのは、同一セル内での他のユーザからの信号が干渉波として作用する場合ということになる。
【００４２】
ここで、たとえば図５３に示した構成において、同期回路３０は、アンテナ♯１〜♯４のうちの１つのアンテナからの出力に基づいて、同期位置の検出を行なうものとする。この場合、強い干渉波の存在によって、実際には所望波フレームの先頭位置が時刻ｔ２であるにもかかわらず、干渉波の影響により時刻ｔ２よりも速い段階の時刻ｔ１において同期位置があるように誤って推定がなされる場合がある。
【００４３】
同期回路３０は、受信した信号のプリアンブル中のトレーニングシンボル列と、同期回路３０内で生成されるシンボル列との相関値を求め、この自己相関値にピークが存在する位置をフレーム先頭と推定する。
【００４４】
このとき、干渉波の強度が所望波の強度に対して十分大きいと、誤った位置にこの自己相関値のピークが現われることがあるため、図５４で示すようなタイミング誤差Δｔが発生することになる。
【００４５】
このようなタイミング誤差Δｔの存在する状態で、メモリ１４から与えられる参照信号に基づいて、受信ウエイトベクトル計算機１１がアダプティブアレイアンテナのウエイトベクトルの決定を行なうと、参照信号と所望波のタイミングがずれてしまっているために、両者の相関値が低下し、所望波が干渉信号に見えてしまうことになる。
【００４６】
したがって、アレイの自由度と干渉信号数が一致している場合、たとえば、２素子アンテナアレイに所望波と干渉波が１波ずつ入射している場合には、アレイの自由度が不足している状態と等価になる。このため、干渉信号の抑圧が十分になされないという問題が生じる。
【００４７】
一方、アンテナ素子数が多く、アレイの自由度が受信される信号数に対して余裕があるときには、所望波の方が干渉信号と見なされ、逆に所望波が抑圧を受けてしまうという問題が生じる。
【００４８】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、強い干渉波が存在する環境下でも、所望波の同期位置を正しく検出し、アダプティブアレイが所望波方向に指向性を有し、干渉波方向には十分な抑圧を示すように制御することが可能な無線装置を提供することである。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間でデジタル信号の送受信を行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、複数のアンテナの指向性を、複数の端末のうち選択された特定の端末の方向に向けて、特定の端末からの受信信号を分離するために直列に設けられる第１および第２の受信回路とを備え、第１の受信回路は、複数のアンテナからの受信信号を受け、受信信号の到来タイミングを検出する第１の受信タイミング検出回路と、複数のアンテナからの受信信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第１の狭帯域低域透過フィルタと、受信されるデジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第１の参照信号生成手段と、参照信号生成手段からの信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第２の狭帯域低域透過フィルタと、第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付けを特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第１の指向性制御手段とを含み、第２の受信回路は、第１の指向性制御手段からの出力に基づいて特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出し、複数のアンテナのからの信号に対する重み付けを特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第２の指向性制御手段を含む。
【００５０】
請求項２記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、複数のアンテナからの信号を一時格納し、同一のタイミングで到来した信号を第１および第２の受信回路に与えるための記憶手段をさらに備える。
【００５１】
請求項３記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、第１の指向性制御手段は、第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付け係数を計算する第１の重み付け係数計算手段と、複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する重み付け係数を乗算する複数の第１の乗算手段と、第１の乗算手段の出力を加算する第１の加算手段とを含む。
【００５２】
請求項４記載の無線装置は、請求項３記載の無線装置の構成に加えて、第２の受信回路は、第１の指向性制御手段からの出力に基づいて特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出する第２の受信タイミング検出回路と、受信されるデジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第２の参照信号生成手段とをさらに含み、第２の指向性制御手段は、複数のアンテナからの信号と第２の参照信号生成手段からの信号とに基づいて、第２の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付け係数を計算する第２の重み付け係数計算手段と、複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する重み付け係数を乗算する複数の第２の乗算手段と、第２の乗算手段の出力を加算する第２の加算手段とを含む。
【００５３】
請求項５記載の無線装置は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線装置の構成に加えて、第１および第２の狭帯域低域透過フィルタの透過域は、ナイキストフィルタの透過域よりも低域側である。
【００５４】
【発明の実施の形態】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態のＰＤＭＡ基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【００５５】
図１に示した構成においては、たとえばユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ♯１〜♯４が設けられている。
【００５６】
ただし、アンテナの本数としては、より一般的にＬ本（Ｌ個の自然数）であってもよい。また、ユーザの人数は説明の簡単のために２人としている。すなわち、所望波の送信元として１人のユーザが存在し、干渉波の送信元として他の１人が存在する場合を想定している。しかしながら、本発明はこのような場合に限定されず、ユーザは３人以上であってもよい。さらに、図１に示した構成では、説明の簡単のために、信号の受信に関係する部分の構成のみを抜出して示している。したがって、本来は従来のアダプティブアレイの構成と同様に設けられている送信部の構成については図示省略している。
【００５７】
図１に示した無線装置１０００では、アンテナ♯１〜♯４でそれぞれ受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、アナログデジタル変換回路（図示せず）によりアナログ・デジタル変換された後、メモリ１０に格納される。続いて、メモリ１０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、第１の同期回路３０に入力され、同期回路３０は、受信信号のプリアンブル中に含まれるトレーニングシンボル列と、同期回路３０中に保持されている予め定められたシンボル列との自己相関を取ることにより、所望波の同期タイミングを検出して、同期位置情報を出力する。
【００５８】
同期回路３０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、乗算器１２−１．１〜１２−４．１にそれぞれ与えられるとともに、狭帯域フィルタ２０を介して、第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１に与えられる。
【００５９】
受信ウエイトベクトル計算機１１．１には、同期回路３０から同期位置情報が与えられるとともに、メモリ１４．１から参照信号が狭帯域フィルタ２２を介して与えられる。
【００６０】
すなわち、受信ウエイトベクトル計算機１１．１は、同期位置情報に基づいたタイミングで、狭帯域フィルタ２０を通過してきた受信信号と、狭帯域フィルタ２２を通過してきた参照信号とに基づいて、ウエイトベクトルｗ１１〜ｗ４１（受信信号に対する重み係数）を計算して、これらのウエイトベクトルの値を乗算器１２−１．１〜１２−４．１の一方入力にそれぞれ与える。
【００６１】
これらの乗算器の他方入力には、同期回路３０から出力された受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）がそれぞれ与えられる。加算器１３．１は、乗算器１２−１．１〜１２−４．１からの出力を加算して、所望のユーザ、たとえばユーザＰＳ１からの受信信号として出力する。この加算器１３．１の出力は、ウエイトベクトルの計算のために、受信ウエイトベクトル計算機１１．１にも与えられる。
【００６２】
さらに、加算器１３．１の出力は、第２の同期回路３２に与えられ、同期回路３２は、同期回路３０と同様にして、加算器１３．１からの出力信号のプリアンブル中に含まれるトレーニング信号列と、同期回路３２において保持されるシンボル列との自己相関を求めることで、同期位置情報を出力する。
【００６３】
一方、同期回路３０から出力された受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２に与えられるとともに、それぞれ乗算器１２−１．２〜１２−４．２の一方入力にも与えられる。
【００６４】
受信ウエイトベクトル計算機１１．２は、第２の同期回路３２からの同期位置情報に基づいたタイミングで、同期回路３０からの受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）とメモリ１４．２中に保持される参照信号とに基づいて、受信ウエイトベクトルｗｒｘ１１，ｗｒｘ１２，ｗｒｘ１３，ｗｒｘ１４を計算し、乗算器１２−１．２〜１２−４．２の他方入力にそれぞれ与える。
【００６５】
加算器１３．２は、乗算器１２−１．２〜１２−４．２からの出力を加算して、受信ウエイトベクトル計算機１１．２および復調回路１６に与える。
【００６６】
復調器１６は、加算器１３．２の出力信号に対して復調処理を行ない、受信信号Ｓｒｘ１（ｔ）（ｔ：時刻）を出力する。
【００６７】
［アダプティブアレイの動作原理］
以下では、アダプティブアレイの動作を受信ウエイトベクトル計算機１１．２と乗算器１２−１．２〜１２−４．２ならびに加算器１３．２の動作について説明する。
【００６８】
第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作も、入力される信号が、それぞれ狭帯域フィルタ２０および狭帯域フィルタ２２を通過していることを除いては、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２の動作と同様である。
【００６９】
アンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、以下の式で表される。
【００７０】
【数１】
【００７１】
ここで、信号ＲＸj （ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘi （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。
【００７２】
さらに、係数ｈjiは、j 番目のアンテナに受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎj （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
【００７３】
上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
【００７４】
【数２】
【００７５】
なお式（６）〜（８）において、［…］T は、［…］の転置を示す。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈi はｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
【００７６】
アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ1i〜ｗｒｘ４iを掛けて合成した信号を受信信号Ｓｒｘi （ｔ）として出力する。
【００７７】
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。
【００７８】
アダプティブアレイの出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
【００７９】
【数３】
【００８０】
すなわち、ウエイトベクトルＷ1 は、ｊ番目の入力信号ＲＸj （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘj1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
【００８１】
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【００８２】
【数４】
【００８３】
ここで、アダプティブアレイが理想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベクトルＷ1 は次の連立方程式を満たすようにウエイトベクトル制御部１１．２により逐次制御される。
【００８４】
【数５】
【００８５】
式（１２）および式（１３）を満たすようにウエイトベクトルＷ1 が完全に制御されると、アダプティブアレイからの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
【００８６】
【数６】
【００８７】
すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）が得られることになる。
【００８８】
［同期回路３０の構成および動作］
図２は、図１に示した同期回路３０の構成を示す概略ブロック図である。
【００８９】
同期回路３０は、図２に示すような、タップ数がＮ（Ｎ：トレーニングシンボル長）である、いわゆるトランスバーサルフィルタの構成を有する。
【００９０】
すなわち、同期回路３０は、タップ３０２．１〜３０２．Ｎと、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕjと各タップからの出力とを一方入力に受け、他方入力に対応するタップ係数を受ける乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１と、乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１からの信号を加算して出力信号ρj（ｔ）を生成する加算器３１０を備える。以下では、時刻ｔは、Ｔを単位時間として、ｔ＝ｋＴ（ｋ：自然数）と表現する。
【００９１】
タップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝は、送信信号のプリアンブルにトレーニング信号列として含まれるユニークワードである。乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１には、それぞれ、タップ係数としてｗ*（Ｎ−ｉ＋１）（ｉ＝１〜Ｎ：自然数）が与えられる。
【００９２】
その結果、ｊ番目のアンテナからの受信信号に基づく、フィルタ出力信号ρj（ｋ）は、以下の式のようになる。
【００９３】
【数７】
【００９４】
受信信号に含まれるユニークワードに相当する信号と、無線装置１０００内において生成されるタップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝との自己相関が鋭いほど、フィルタ出力信号ρj（ｋ）の同期ピークも鋭くなる。
【００９５】
受信信号にＭ人（Ｍ：自然数）のユーザからの信号が含まれている場合において、通常のＰＨＳと同様に、各信号のユニークワードが同一の時には、各ユーザからの到着時刻に同期した相関ピークが、フィルタ出力信号ρj（ｋ）に出現する。
【００９６】
この相関ピークを利用すれば、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。
【００９７】
なお、以上の説明では、１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、たとえば、図２の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。
【００９８】
また、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応して、図２に示したのと同様の構成をＭ人のユーザに対応してＭ系統設ける構成としてもよい。このような構成とすることで、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。
【００９９】
図３は、ＰＨＳの上り回線スロットの構成の一例を示す概念図である。
図３に示すように、通常のＰＨＳの上り回線通信用スロットには、アダプティブアレイのトレーニング信号として使用できる最大２４ビット（１２シンボル）の既知のプリアンブル信号が含まれるものとする。それに続いて、１８０ビットの情報信号が含まれる。
【０１００】
図４は、図１に示した狭帯域フィルタ２０および２２のフィルタ特性を示す図である。
【０１０１】
図４においては、ナイキスト周波数をｆ０で表わしている。このとき、狭帯域フィルタの特性Ｘｎ（ｆ）は以下のような式で与えられる。
【０１０２】
Ｘｎ（ｆ）＝ｃｏｓ2（πｆ／ｆ０） ｜ｆ｜＜ｆ０／２
Ｘｎ（ｆ）＝０ ｜ｆ｜＞ｆ０／２
図４中には、比較のために５０％ロールオフナイキストフィルタの特性を点線で示している。
【０１０３】
図４からわかるように、狭帯域フィルタ２０および狭帯域フィルタ２２の特性は、ナイキストフィルタよりも帯域幅が狭い特性を有している。
【０１０４】
図５は、図１に示した受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作を説明するための概念図である。
【０１０５】
一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウエイトベクトルをＷと表わすと、加算器１３．１からの出力Ｙ（ｔ）＝ＷTＸ（ｔ）と表わされる。
【０１０６】
たとえば、ウエイトベクトルの最適値Ｗoptを求める方法の１つとして、出力Ｙ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするように制御するという方法（ＭＭＳＥ基準：最小二乗誤差法基準）が知られている。
【０１０７】
このとき、最適ウエイトＷoptは次式（Ｗｉｅｎｅｒ解）で与えられる。
【０１０８】
【数８】
【０１０９】
ここで、ＹTはＹの転置を、Ｙ*はＹの複素共役を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。行列ＲXXは入力ベクトルの自己相関を表わすことになる。
【０１１０】
図５は、このような自己相関の値が、参照信号と入力信号との間にずれが存在する場合にどのように変化するかを示す図である。図５において、横軸は参照信号と入力信号とのずれの時間をシンボル長を単位として表わしたものであり、縦軸は自己相関係数を示す。
【０１１１】
ナイキストフィルタを通過した参照信号と入力信号との自己相関について見ると、両者が１シンボル長だけ前後すると、自己相関係数は急激に小さくなる。
【０１１２】
これに対して、狭帯域フィルタを通過した入力信号と狭帯域フィルタを通過した参照信号との間の自己相関係数は、ナイキストフィルタの場合に比べて、よりタイミング誤差（Δｔ）が大きくなっても低下しない傾向がある。
【０１１３】
したがって、狭帯域低域通過フィルタを通すことによって、信号の自己相関が高くなり、タイミング誤差Δｔが存在する場合でも、参照信号と所望波との相関低下が軽減されることになる。これによって、ウエイトベクトル計算機１１．１で計算されるウエイトベクトルによって制御されるアダプティブアレイの自由度が、干渉波信号抑圧に使用されることが可能となる。
【０１１４】
ただし、受信ウエイトベクトル計算機１１．１で、このように強い干渉波の影響によりタイミング誤差が存在する場合において、干渉波抑圧が行なわれるようになったときでも、それだけではアダプティブアレイでの干渉波抑圧は十分ではない。
【０１１５】
すなわち、狭帯域フィルタ２０および２２を通過した信号を用いてウエイトベクトルを計算しているため、ウエイトベクトル計算機１１．１に取ってみると、トレーニング信号系列が実際の長さよりも短くなったことと等価になっている。このため、ウエイトベクトルの計算処理において収束が十分なされないことになり、干渉波抑圧が十分でなくなる。
【０１１６】
そこで、図１に示した無線機１０００の構成では、加算器１３．１の出力に対して、同期回路３２でもう一度同期検出を行なった上で、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２において、さらにウエイトベクトルを計算する。このとき、メモリ１０が設けられているために、同期回路３２でのタイミング検出やその後のウエイトベクトル計算は、同期回路３０での１回目の同期検出および受信ウエイトベクトル１１．１での１回目のウエイトベクトルの計算と同一の信号に対して処理を行なうことが可能となる。
【０１１７】
このようにして、加算器１３．１からの出力に基づいて、第２の同期回路３２が同期タイミングを検出する際には、第１のウエイトベクトル計算機１１．１におけるウエイトベクトルによって、干渉波の影響が軽減された信号に対して同期検出を行なうために、より正確な同期タイミングの検出が行なわれる。
【０１１８】
受信ウエイトベクトル計算機１１．２は、このように、より正確に検出された同期位置情報に基づいて、かつ第１のウエイトベクトル計算機１１．１と同一のタイミングの信号に対して再度受信ウエイトベクトルを計算するために、より干渉波抑圧の効果の高いウエイトベクトルを算出することが可能となる。
【０１１９】
言い換えれば、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２に対しては、同期回路３０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）が直接与えられ、かつメモリ１４．２からの参照信号を直接与えられるため、第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１のように狭帯域フィルタによるトレーニング系列の見かけ上の短縮が発生せず、十分に収束したウエイトベクトル値を算出することが可能となる。
【０１２０】
［シミュレーション結果］
以下では、図１に示したような無線装置１０００の構成でのアダプティブアレイの受信特性のシミュレーション結果について説明する。
【０１２１】
（アンテナ２素子の場合のシミュレーション結果）
図６は、半波長間隔で並べられたアンテナ素子が２本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【０１２２】
すなわち、利得指向性のシミュレーションに共通なパラメータとしては、所望波の到来方向はブロードサイドであって、干渉波信号の到来方向はブロードサイドから３０°の角度を持っているものとする。また、所望波の入力ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio)は１０ｄＢであって、干渉波信号入力ＩＮＲ(Interference to Noise Ratio)は、２０ｄＢであるものとする。
【０１２３】
トレーニングシンボルの個数は１５であって、生成した擬似ランダム系列（ＰＮ系列）を用いている。ウエイトベクトルの計算はシミュレーション上は、直接解法（ＳＭＩ：sample matrix inversion）で決定し、受信波はＱＰＳＫ変調を受けているものとする。
【０１２４】
さらに、シミュレーションにおいては、同期回路がタイミングを探索する区間は、真値の前後２シンボル、全体で４シンボルの区間であるものとする。
【０１２５】
図７、図９、図１１、図１３は、アンテナ素子数が２本である場合に、図１に示したように、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１に対して狭帯域フィルタ２０および２２を通過した信号が与えられるとした場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を計算した結果である。
【０１２６】
一方、図８、図１０、図１２、図１４は、アンテナ素子数が２本である場合に、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１にも狭帯域フィルタ２０および２２を通さない信号が直接与えられたとした場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２７】
以下では、初期同期とは、第１の同期回路３０において推定されるタイミングをシンボル数を単位として表わしたものであり、これが初期条件としてシミュレーション時に設定される値である。つまり、以下では、初期的に第１段目の同期回路３０で検出されるタイミング誤差Δｔの大きさを変化させた場合に、アレイアンテナの利得の指向性の角度分布をシミュレーションしている。
【０１２８】
一方、２回目の同期とは、同期回路３２において同期タイミングの検出を行なった結果のタイミング誤差をシミュレーションした結果を示すものである。
【０１２９】
なお、以下の図中で「フィルタ無」との記載は、狭帯域フィルタを用いない処理であることを示す。
【０１３０】
図７は、狭帯域フィルタを用いた場合において、初期同期が０シンボルとした場合のシミュレーション結果を示す図であり、図８は、狭帯域フィルタを用いない場合に、初期同期が０シンボルとした場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３１】
狭帯域フィルタを用いた場合は、１回目の指向性利得のヌル方向は本来の３０°の方向から若干ずれており、かつヌル方向におけるヌルの深さ（干渉波の抑圧の大きさ）も、図８の場合に比べると約６ｄＢ劣化している。しかしながら、２回目の同期後の指向性利得を比較すれば、狭帯域フィルタを用いた場合も用いない場合も、同様の特性が得られている。
【０１３２】
図９は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合のシミュレーション結果を示す図であり、図１０は、狭帯域フィルタを用いない場合において、図９と同様に初期同期に１．７５シンボルのタイミング誤差が存在する場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３３】
初期同期にタイミング誤差が存在する場合、ヌル方向およびヌル方向に対する抑圧のいずれの点でも、狭帯域フィルタを用いた場合の方が、特性が向上していることがわかる。しかも、狭帯域フィルタを用いない場合は、タイミング誤差が１．７５シンボル存在すると、２回目の同期でも正確な同期タイミングの検出を行なうことができない。
【０１３４】
図１１は、アンテナ素子が２素子の場合であって、初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナ指向性利得のシミュレーション結果を示す図であり、図１２は、同一の条件において狭帯域フィルタを用いない場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３５】
同様に、図１３は、アンテナ素子が２素子の場合であって、初期同期が−２シンボルだけのタイミング誤差を含んでいる場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図であり、図１４は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図である。
【０１３６】
図９および図１０の場合と同様に、狭帯域フィルタを用いた場合の方が、２回目の同期タイミング後の指向性利得は、よりヌルが深くかつ本来の干渉波の到来方向にヌルの方向が向いていることがわかる。
【０１３７】
特に、図１４に示した場合においては、狭帯域フィルタを用いないと、全くアダプティブアレイとしての所望の動作を行なっておらず、干渉波方向にヌルが形成されていないことがわかる。
【０１３８】
（３素子アレイの場合のシミュレーション結果）
図１５は、３素子のアンテナが半波長間隔で直線状に並べられている場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【０１３９】
図１５に示した場合も、図６に示した場合と同様に、所望波の入射強度ＳＮＲは１０ｄＢであり、その入射角度が０°であるものとする。一方、干渉波の入射強度ＩＮＲは２０ｄＢであり、入射強度は３０°であるものとする。
【０１４０】
アンテナ素子数が２本から３本となったことを除いては、図６の場合のシミュレーションと全く同一の条件でシミュレーションを行なっている。
【０１４１】
図１６は、初期同期としてタイミング誤差が存在しない場合であって、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図１７は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す。
【０１４２】
狭帯域フィルタを用いた場合、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１の計算結果に基づくウエイトベクトルでは、ヌルの位置およびヌルの深さとも不十分であるが、２段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．２の計算結果によるウエイトベクトルに基づけば、ヌル方向およびヌルの深さとも良好な値が得られている。そして、この２回目の受信ウエイトベクトル計算に基づく結果は、図１７に示すような第１段目、第２段目とも狭帯域フィルタを用いない場合と同様の特性を示している。
【０１４３】
図１８は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いたときのアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図１９は、これと同一条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１４４】
図１９における条件では、２回目の同期においても、タイミング誤差が完全にはなくなっておらず、ヌルの方向およびヌルの深さとも、図１８の場合に比べて不十分であることがわかる。
【０１４５】
図２０は、初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図２１は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合の特性を示す図である。
【０１４６】
狭帯域フィルタを用いない場合、２回目のウエイトベクトルの計算後においても、所望波の方向近傍にヌルが形成されており、干渉波の影響によってアダプティブアレイアンテナに期待される指向性が得られていないことがわかる。
【０１４７】
図２２は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図であり、図２３は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアンテナの指向性を示す図である。
【０１４８】
図２３の条件においても、図２１と同様に、狭帯域フィルタを用いない場合は、２回目のウエイトベクトルの計算後においても、所望波の方向にもヌルが形成されているのに対し、狭帯域フィルタを用いた場合の図２２では、２回目のウエイトベクトルの計算後は、干渉波方向に十分深いヌルが形成され、かつ所望波の方向に指向性を有する指向性利得の特性が得られていることがわかる。
【０１４９】
以上説明したとおり、１段目の受信ウエイトベクトルの計算時に狭帯域フィルタを通過した信号に基づいてウエイトベクトルを計算することで、強い干渉波が存在し、かつ初期同期としてタイミング誤差が存在する場合でも、２回目のウエイトベクトルの計算後はアダプティブアレイアンテナの所望の指向特性が得られることがわかる。
【０１５０】
特に、アンテナの自由度が到来波の自由度よりも高い場合には、狭帯域フィルタを通過させない場合は、所望波の方向にヌルが向いてしまう場合があるのに対し、１段目のウエイトベクトルの計算に狭帯域フィルタを通過させた信号を用いた場合は、このようなことがシミュレーションの範囲で発生していない。
【０１５１】
［タイミング誤差および出力ＳＩＮＲの累積分布、誤り率のシミュレーション結果］
シミュレーションにおける計算上で、ウエイトベクトルを２段階にわたって計算するという処理を、狭帯域フィルタを用いた場合とそうでない場合について仮想的に１００００回試行し、比較した結果を以下に説明する。
【０１５２】
各試行ごとにトレーニングシンボルのデータ系列を変化させ、かつ熱雑音の波形や初期位相も変化させている。
【０１５３】
トレーニングシンボルの個数は１５で計算上であって、生成した擬似ランダム系列（ＰＮ系列）を用いている。このトレーニングシンボル長は各トライアルで一定である。ウエイトベクトルの計算は、シミュレーション上はＳＭＩ法で決定し、受信波はＱＰＳＫ変調を受けているものとする。
【０１５４】
シミュレーションの条件としては、所望波の到来方向はブロードサイトであり、干渉波の信号到来方向はブロードサイトから３０°の角度を有しているものとする。
【０１５５】
所望波の強度ＳＮＲは１０ｄＢであり、干渉波の強度ＩＮＲは０、１０、２０、３０ｄＢとそれぞれ変化させた場合の結果を計算している。
【０１５６】
図２４は、タイミング誤差Δｔの累積結果を示す図である。
横軸は初期同期として与えられるタイミング誤差Δｔの大きさを示し、縦軸は、１００００回の試行の結果、２回目のウエイトベクトルの計算におけるタイミング誤差が、初期同期でのタイミング誤差の値よりも小さくなる確率を示す。
【０１５７】
図２４に示した例では、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって干渉波のＩＮＲが０ｄＢである。
【０１５８】
干渉波が所望波よりもはるかに弱いために、狭帯域フィルタを用いた場合（実線ＣＴＥ２）および狭帯域フィルタを用いない場合（点線ＣＴＥ１）のいずれの場合も２回目のウエイトベクトルの計算においては、必ずタイミング誤差が１回目の初期同期におけるタイミング誤差よりも小さくなっている。このため、すべてのグラフが縦軸が１である領域に貼り付いている。
【０１５９】
なお、図１において、１つのアンテナからの信号、たとえば♯１のアンテナからの信号を、ＰＡ点から直接ＰＢ点に与えて同期回路３２に入力した場合（大きな点線ＣＴ０）も比較のために示す。図２４においては、曲線ＣＴ０のグラフも縦軸が１である領域に貼り付いている。
【０１６０】
図２５は、図２４と同様の計算を、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合について計算した結果である。
【０１６１】
この場合、１つのアンテナからの出力を直接２段目の同期回路に入力した場合（点線ＣＴ０）において、初期同期のΔｔが０．２シンボル程度までは、若干同期タイミングが改善されない傾向にある。
【０１６２】
図２６は、図２４と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合の結果を示す図であり、図２７は、図２４と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合の結果を示す図である。
【０１６３】
干渉波の強度が所望波の強度を上回るようになると、狭帯域フィルタを用いた場合とそうでない場合との間に有意な差が現われる。つまり、初期同期のタイミング誤差が２シンボル程度までは、狭帯域フィルタを用いない場合は、２回目の同期検出でも、同期タイミングが改善されない確率が高くなっていることがわかる。
【０１６４】
図２８は、１００００回の試行を行なった場合のＳＩＮＲ（Signal to interference plus Noise Ratio）の累積結果を示す図である。
【０１６５】
図２８においては、所望波のＳＮＲは１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲは０ｄＢである。
【０１６６】
この場合は、狭帯域フィルタを用いた場合も用いない場合も特性に大きな差は見られない。
【０１６７】
図２９は、図２８と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１６８】
図３０は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１６９】
図３１は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１７０】
所望波のＳＮＲが１０ｄＢであるから、干渉波がアダプティブアレイアンテナにより完全に抑圧された場合には、ＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率は０であるはずである。言い換えれば、干渉波の抑圧が十分に行なわれていない場合は、ＳＩＮＲが１００００回の試行のうちに、１０ｄＢ以下となる０でない確率が存在するようになる。
【０１７１】
図２９〜図３１を参照すると、狭帯域フィルタを用いている場合は、２回目のウエイトベクトルの計算後はＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率はほとんど０であるのに対し、狭帯域フィルタを用いていない場合は、１回目のウエイトベクトルの計算時も２回目のウエイトベクトルの計算時も、ＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率が生じており、狭帯域フィルタを用いた方が特性が向上していることがわかる。
【０１７２】
（２素子アンテナの場合のビットエラーレート）
図３２は、アンテナ素子が２素子である場合であって、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合の、１００００回の試行の結果のビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）の計算結果を示す図である。
【０１７３】
干渉波が０ｄＢである場合は、狭帯域フィルタを用いる場合も用いない場合も大きな特性の差は見られない。
【０１７４】
なお、図３２において、狭帯域フィルタを通した第１回目のアダプティブアレイアンテナでの誤り率が他の場合よりも劣化しているのは狭帯域フィルタによりトレーニング系列が短縮された結果であると考えられる。
【０１７５】
図３３は、アンテナ素子が２素子である場合において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの１００００回にわたる試行の計算結果を示す図である。
【０１７６】
図３４は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１７７】
図３５は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１７８】
干渉波の強度が１０ｄＢから３０ｄＢへと増加していくのに従って、狭帯域フィルタを用い、かつ２回のウエイトベクトル計算を行なった本発明の場合に比べて、他の方法でのビットエラーレートが著しく上昇していることがわかる。
【０１７９】
（３素子アンテナアレイの場合）
図３６〜図３９は、図１５に示したように、アレイ素子が３素子である場合において、図２４〜図２７と同様に、１００００回にわたる試行結果のタイミング誤差Δｔの累積分布を示す図である。
【０１８０】
図４０〜図４３は、アレイ素子が３素子である場合において、図２８〜図３１と同様に、１００００回にわたる試行結果のＳＩＮＲの累積分布を示す図である。
【０１８１】
図４４〜図４７は、アレイ素子が３素子である場合において、図３２〜図３５と同様に、１００００回にわたる試行結果のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１８２】
アンテナ素子が２素子から３素子となった場合でも、基本的には、同様の傾向を示すことがわかる。
【０１８３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。
【０１８４】
【発明の効果】
以上のように、この発明の無線装置によれば、狭帯域フィルタを通過した信号に基づいて動作する第１の指向性制御手段によって、干渉波の影響が軽減された信号に対して、第２の指向性制御手段が同期検出を行なうために、より正確な同期タイミングの検出が行なわれる。したがって、干渉波の強度が強い場合でも、より干渉波抑圧の効果の高い指向性制御を行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態のＰＤＭＡ基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】 図１に示した同期回路３０の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】 ＰＨＳの上り回線スロットの構成の一例を示す概念図である。
【図４】 図１に示した狭帯域フィルタ２０および２２のフィルタ特性を示す図である。
【図５】 図１に示した受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作を説明するための概念図である。
【図６】 半波長間隔で並べられたアンテナ素子が２本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【図７】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として−２シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として−２シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】 半波長間隔で並べられたアンテナ素子が３本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【図１６】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２３】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２８】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２９】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３０】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３１】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３２】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３３】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３８】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３９】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４０】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４１】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４２】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４３】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４８】 周波数分割多重接続，時分割多重接続およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【図４９】 アダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。
【図５０】 アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
【図５１】 携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
【図５２】 ユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。
【図５３】 同期タイミングを検出してアンテナ指向性を制御する構成をより詳しく説明するための概略ブロック図である。
【図５４】 干渉波の強い環境下でのタイミング検出の問題点を説明するための概念図である。
【符号の説明】
ＳＲ１，ＳＲ２ 受信部、＃１〜＃４ アンテナ、１２−１．１〜１２−４．１，１２−１．２〜１２−４．２ 乗算器、１３．１，１３．２ 加算器、１４．１，１４．２ メモリ、１５−１〜１５−４ 乗算器、１１．１、１１．２ 受信ウエイトベクトル計算機、２０，２２ 狭帯域フィルタ、３０，３２ 同期回路、１０００ 無線装置（無線基地局）。
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル通信において同期タイミングを検出し、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。
【０００３】
図４８は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【０００４】
まず、図４８を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図４８（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。
【０００５】
図４８（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
【０００６】
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図４８（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイ（adaptive array）などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。
【０００７】
このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献等に説明されているように周知なものである。
【０００８】
B. Widrow, et al. ：“Adaptive Antenna Systems, ”Proc. IEEE, vol.55, No.12, pp.2143-2159 （Dec. 1967 ）．
S. P. Applebaum ：“Adaptive Arrays ”, IEEE Trans. Antennas & Propag., vol.AP-24, No.5, pp.585-598 （Sept. 1976）．
図４９は、このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図４９において、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎからなるアレイアンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
【０００９】
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
【００１０】
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。
【００１１】
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１では、何らかの処理を施さなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。
【００１２】
［従来のアダプティブアレイアンテナの構成および動作］
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図５０は、アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
【００１３】
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図４９のアレイアンテナ２を構成する第１のアンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。
【００１４】
次に、第２のアンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１５】
以下同様に、第ｎのアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１６】
上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。
【００１７】
また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。
【００１８】
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１１に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
【００１９】
これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制御部１１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１１により、リアルタイムで算出される。
【００２０】
したがって、アンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
【００２１】
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる：
ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると次のようになる：
（ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ）
ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図５０の例では、ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。
【００２２】
すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する：
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
【００２３】
このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりとなる：
出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
［ユーザの識別、トレーニング信号］
なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。
【００２４】
図５１は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。
【００２５】
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図５０）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号ＳRX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１から外部出力される。
【００２６】
一方、図５０において、外部からの入力信号ＳTX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。
【００２７】
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介して、対応するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎに送られ、図４９の領域３内に送信される。
【００２８】
ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。
【００２９】
図５２は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図４９の領域３に対比して、図５２の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
【００３０】
デジタル移動通信システムであるＰＨＳでは、既に、以上説明したようなアダプティブアレイが実用化されており、今後より多くのユーザ収容できるＰＤＭＡ方式の実現についても検討されている。このようなＰＤＭＡ方式については、以下の文献に開示されている。
【００３１】
（１） 鈴木、平出著、信学技報、vol. RCS93-84, pp.37-44, Jan.1994
（２） S.C.Swales, M.A.Beach, D.J.Edwards, J.P.McGeehan, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 39, pp.56-67, Feb.1990
（３） T.Ohgane, Y.Ogawa, and K.Itoh, Proc. VTC '97, vol. 2, pp.725-729, May 1997
以上説明したとおり、アダプティブアレイを用いたＰＤＭＡ（Path Division Multiple Access）方式では、最適なウエイトベクトルが算出されている限り、適応的に干渉ユーザに対してアレイアンテナの指向性のヌル方向を向けることで、同一セル内で複数ユーザに同一チャネルを割当てることが可能となる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
図５３は、図５０に示したＰＤＭＡ基地局１の構成において、図５１に示したようなトレーニングシンボル列を有するプリアンブルを含む信号を受信した場合に、その同期タイミングを検出してアンテナ指向性を制御する構成をより詳しく説明するための概略ブロック図である。
【００３３】
なお、図５３においては、図５０に示した構成において、アンテナが４本である場合を例示的に示している。
【００３４】
すなわち、図５３においては、図５０に示した構成において、受信部の構成のみを抜出して示している。所望のユーザからの受信信号の同期タイミング、すなわち、所望のユーザからの受信信号のフレームの先頭の検出は、同期回路３０が行なう。受信ウエイトベクトル計算機１１は、この同期回路３０からの同期位置情報に基づいて、メモリ１４中の参照信号と、アンテナ♯１〜♯４からの受信信号ならびに加算器１３からの出力信号とに応じて、受信ウエイトベクトルｗ１１〜ｗ４１を算出し、乗算器１２−１〜１２−４に与える。
【００３５】
このようにして得られた受信ウエイトベクトルが乗算された各アンテナからの受信信号を、加算器１３により加算した出力に基づいて、復調回路１６が受信信号を復調し、所望のユーザからの信号ＳRX（ｔ）を生成する。
【００３６】
つまり、図５３に示したような構成により、アンテナ♯１〜♯４から受信される信号に基づいて、所望のユーザに対する指向性を持った受信動作を行なうことが可能となる。
【００３７】
しかしながら、図５３に示したような構成では、強い干渉波が存在する環境下では、正しく所望のユーザからの受信信号の同期位置を推定できない可能性がある。このため、アダプティブアレイアンテナ♯１〜♯４の受信信号に対して、適切なウエイトベクトルを乗算することができず、干渉波を抑圧することができなかったり、最悪の場合、所望波の方を逆に干渉波と見なして抑圧してしまうということが生じ得る。
【００３８】
図５４はこのような干渉波の強い環境下でのタイミング検出の問題点を説明するための概念図である。
【００３９】
図５４においては、時刻ｔ０において、基地局１に対して強い干渉波が与えられるようになっているものとする。
【００４０】
このとき、強い干渉とは、たとえば空間多重によるＰＤＭＡ方式を採用していないときは、他のセルからの信号がフェージングにより所望波よりも大きくなったというような状態である。
【００４１】
これに対して、ＰＤＭＡ方式で信号を送受信しているときは、特に問題となるのは、同一セル内での他のユーザからの信号が干渉波として作用する場合ということになる。
【００４２】
ここで、たとえば図５３に示した構成において、同期回路３０は、アンテナ♯１〜♯４のうちの１つのアンテナからの出力に基づいて、同期位置の検出を行なうものとする。この場合、強い干渉波の存在によって、実際には所望波フレームの先頭位置が時刻ｔ２であるにもかかわらず、干渉波の影響により時刻ｔ２よりも速い段階の時刻ｔ１において同期位置があるように誤って推定がなされる場合がある。
【００４３】
同期回路３０は、受信した信号のプリアンブル中のトレーニングシンボル列と、同期回路３０内で生成されるシンボル列との相関値を求め、この自己相関値にピークが存在する位置をフレーム先頭と推定する。
【００４４】
このとき、干渉波の強度が所望波の強度に対して十分大きいと、誤った位置にこの自己相関値のピークが現われることがあるため、図５４で示すようなタイミング誤差Δｔが発生することになる。
【００４５】
このようなタイミング誤差Δｔの存在する状態で、メモリ１４から与えられる参照信号に基づいて、受信ウエイトベクトル計算機１１がアダプティブアレイアンテナのウエイトベクトルの決定を行なうと、参照信号と所望波のタイミングがずれてしまっているために、両者の相関値が低下し、所望波が干渉信号に見えてしまうことになる。
【００４６】
したがって、アレイの自由度と干渉信号数が一致している場合、たとえば、２素子アンテナアレイに所望波と干渉波が１波ずつ入射している場合には、アレイの自由度が不足している状態と等価になる。このため、干渉信号の抑圧が十分になされないという問題が生じる。
【００４７】
一方、アンテナ素子数が多く、アレイの自由度が受信される信号数に対して余裕があるときには、所望波の方が干渉信号と見なされ、逆に所望波が抑圧を受けてしまうという問題が生じる。
【００４８】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、強い干渉波が存在する環境下でも、所望波の同期位置を正しく検出し、アダプティブアレイが所望波方向に指向性を有し、干渉波方向には十分な抑圧を示すように制御することが可能な無線装置を提供することである。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間でデジタル信号の送受信を行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、複数のアンテナの指向性を、複数の端末のうち選択された特定の端末の方向に向けて、特定の端末からの受信信号を分離するために直列に設けられる第１および第２の受信回路とを備え、第１の受信回路は、複数のアンテナからの受信信号を受け、受信信号の到来タイミングを検出する第１の受信タイミング検出回路と、複数のアンテナからの受信信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第１の狭帯域低域透過フィルタと、受信されるデジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第１の参照信号生成手段と、参照信号生成手段からの信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第２の狭帯域低域透過フィルタと、第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付けを特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第１の指向性制御手段とを含み、第２の受信回路は、第１の指向性制御手段からの出力に基づいて特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出し、複数のアンテナのからの信号に対する重み付けを特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第２の指向性制御手段を含む。
【００５０】
請求項２記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、複数のアンテナからの信号を一時格納し、同一のタイミングで到来した信号を第１および第２の受信回路に与えるための記憶手段をさらに備える。
【００５１】
請求項３記載の無線装置は、請求項１記載の無線装置の構成に加えて、第１の指向性制御手段は、第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付け係数を計算する第１の重み付け係数計算手段と、複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する重み付け係数を乗算する複数の第１の乗算手段と、第１の乗算手段の出力を加算する第１の加算手段とを含む。
【００５２】
請求項４記載の無線装置は、請求項３記載の無線装置の構成に加えて、第２の受信回路は、第１の指向性制御手段からの出力に基づいて特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出する第２の受信タイミング検出回路と、受信されるデジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第２の参照信号生成手段とをさらに含み、第２の指向性制御手段は、複数のアンテナからの信号と第２の参照信号生成手段からの信号とに基づいて、第２の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、複数のアンテナのからの信号に対する重み付け係数を計算する第２の重み付け係数計算手段と、複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する重み付け係数を乗算する複数の第２の乗算手段と、第２の乗算手段の出力を加算する第２の加算手段とを含む。
【００５３】
請求項５記載の無線装置は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線装置の構成に加えて、第１および第２の狭帯域低域透過フィルタの透過域は、ナイキストフィルタの透過域よりも低域側である。
【００５４】
【発明の実施の形態】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態のＰＤＭＡ基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【００５５】
図１に示した構成においては、たとえばユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ♯１〜♯４が設けられている。
【００５６】
ただし、アンテナの本数としては、より一般的にＬ本（Ｌ個の自然数）であってもよい。また、ユーザの人数は説明の簡単のために２人としている。すなわち、所望波の送信元として１人のユーザが存在し、干渉波の送信元として他の１人が存在する場合を想定している。しかしながら、本発明はこのような場合に限定されず、ユーザは３人以上であってもよい。さらに、図１に示した構成では、説明の簡単のために、信号の受信に関係する部分の構成のみを抜出して示している。したがって、本来は従来のアダプティブアレイの構成と同様に設けられている送信部の構成については図示省略している。
【００５７】
図１に示した無線装置１０００では、アンテナ♯１〜♯４でそれぞれ受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、アナログデジタル変換回路（図示せず）によりアナログ・デジタル変換された後、メモリ１０に格納される。続いて、メモリ１０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、第１の同期回路３０に入力され、同期回路３０は、受信信号のプリアンブル中に含まれるトレーニングシンボル列と、同期回路３０中に保持されている予め定められたシンボル列との自己相関を取ることにより、所望波の同期タイミングを検出して、同期位置情報を出力する。
【００５８】
同期回路３０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、乗算器１２−１．１〜１２−４．１にそれぞれ与えられるとともに、狭帯域フィルタ２０を介して、第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１に与えられる。
【００５９】
受信ウエイトベクトル計算機１１．１には、同期回路３０から同期位置情報が与えられるとともに、メモリ１４．１から参照信号が狭帯域フィルタ２２を介して与えられる。
【００６０】
すなわち、受信ウエイトベクトル計算機１１．１は、同期位置情報に基づいたタイミングで、狭帯域フィルタ２０を通過してきた受信信号と、狭帯域フィルタ２２を通過してきた参照信号とに基づいて、ウエイトベクトルｗ１１〜ｗ４１（受信信号に対する重み係数）を計算して、これらのウエイトベクトルの値を乗算器１２−１．１〜１２−４．１の一方入力にそれぞれ与える。
【００６１】
これらの乗算器の他方入力には、同期回路３０から出力された受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）がそれぞれ与えられる。加算器１３．１は、乗算器１２−１．１〜１２−４．１からの出力を加算して、所望のユーザ、たとえばユーザＰＳ１からの受信信号として出力する。この加算器１３．１の出力は、ウエイトベクトルの計算のために、受信ウエイトベクトル計算機１１．１にも与えられる。
【００６２】
さらに、加算器１３．１の出力は、第２の同期回路３２に与えられ、同期回路３２は、同期回路３０と同様にして、加算器１３．１からの出力信号のプリアンブル中に含まれるトレーニング信号列と、同期回路３２において保持されるシンボル列との自己相関を求めることで、同期位置情報を出力する。
【００６３】
一方、同期回路３０から出力された受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）は、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２に与えられるとともに、それぞれ乗算器１２−１．２〜１２−４．２の一方入力にも与えられる。
【００６４】
受信ウエイトベクトル計算機１１．２は、第２の同期回路３２からの同期位置情報に基づいたタイミングで、同期回路３０からの受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）とメモリ１４．２中に保持される参照信号とに基づいて、受信ウエイトベクトルｗｒｘ１１，ｗｒｘ１２，ｗｒｘ１３，ｗｒｘ１４を計算し、乗算器１２−１．２〜１２−４．２の他方入力にそれぞれ与える。
【００６５】
加算器１３．２は、乗算器１２−１．２〜１２−４．２からの出力を加算して、受信ウエイトベクトル計算機１１．２および復調回路１６に与える。
【００６６】
復調器１６は、加算器１３．２の出力信号に対して復調処理を行ない、受信信号Ｓｒｘ１（ｔ）（ｔ：時刻）を出力する。
【００６７】
［アダプティブアレイの動作原理］
以下では、アダプティブアレイの動作を受信ウエイトベクトル計算機１１．２と乗算器１２−１．２〜１２−４．２ならびに加算器１３．２の動作について説明する。
【００６８】
第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作も、入力される信号が、それぞれ狭帯域フィルタ２０および狭帯域フィルタ２２を通過していることを除いては、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２の動作と同様である。
【００６９】
アンテナで受信された受信信号ＲＸ1（ｔ），ＲＸ2（ｔ），ＲＸ3（ｔ），ＲＸ4（ｔ）は、以下の式で表される。
【００７０】
【数１】
ここで、信号ＲＸj （ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘi （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。
【００７２】
さらに、係数ｈjiは、j 番目のアンテナに受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎj （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
【００７３】
上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
【００７４】
【数２】
なお式（６）〜（８）において、［…］T は、［…］の転置を示す。
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈi はｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
【００７６】
アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ1i〜ｗｒｘ４iを掛けて合成した信号を受信信号Ｓｒｘi （ｔ）として出力する。
【００７７】
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。
【００７８】
アダプティブアレイの出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
【００７９】
【数３】
すなわち、ウエイトベクトルＷ1 は、ｊ番目の入力信号ＲＸj （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘj1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
【００８１】
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【００８２】
【数４】
ここで、アダプティブアレイが理想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベクトルＷ1 は次の連立方程式を満たすようにウエイトベクトル制御部１１．２により逐次制御される。
【００８４】
【数５】
式（１２）および式（１３）を満たすようにウエイトベクトルＷ1 が完全に制御されると、アダプティブアレイからの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
【００８６】
【数６】
すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）が得られることになる。
【００８８】
［同期回路３０の構成および動作］
図２は、図１に示した同期回路３０の構成を示す概略ブロック図である。
【００８９】
同期回路３０は、図２に示すような、タップ数がＮ（Ｎ：トレーニングシンボル長）である、いわゆるトランスバーサルフィルタの構成を有する。
【００９０】
すなわち、同期回路３０は、タップ３０２．１〜３０２．Ｎと、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕjと各タップからの出力とを一方入力に受け、他方入力に対応するタップ係数を受ける乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１と、乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１からの信号を加算して出力信号ρj（ｔ）を生成する加算器３１０を備える。以下では、時刻ｔは、Ｔを単位時間として、ｔ＝ｋＴ（ｋ：自然数）と表現する。
【００９１】
タップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝は、送信信号のプリアンブルにトレーニング信号列として含まれるユニークワードである。乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１には、それぞれ、タップ係数としてｗ*（Ｎ−ｉ＋１）（ｉ＝１〜Ｎ：自然数）が与えられる。
【００９２】
その結果、ｊ番目のアンテナからの受信信号に基づく、フィルタ出力信号ρj（ｋ）は、以下の式のようになる。
【００９３】
【数７】
受信信号に含まれるユニークワードに相当する信号と、無線装置１０００内において生成されるタップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝との自己相関が鋭いほど、フィルタ出力信号ρj（ｋ）の同期ピークも鋭くなる。
【００９５】
受信信号にＭ人（Ｍ：自然数）のユーザからの信号が含まれている場合において、通常のＰＨＳと同様に、各信号のユニークワードが同一の時には、各ユーザからの到着時刻に同期した相関ピークが、フィルタ出力信号ρj（ｋ）に出現する。
【００９６】
この相関ピークを利用すれば、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。
【００９７】
なお、以上の説明では、１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、たとえば、図２の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。
【００９８】
また、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応して、図２に示したのと同様の構成をＭ人のユーザに対応してＭ系統設ける構成としてもよい。このような構成とすることで、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。
【００９９】
図３は、ＰＨＳの上り回線スロットの構成の一例を示す概念図である。
図３に示すように、通常のＰＨＳの上り回線通信用スロットには、アダプティブアレイのトレーニング信号として使用できる最大２４ビット（１２シンボル）の既知のプリアンブル信号が含まれるものとする。それに続いて、１８０ビットの情報信号が含まれる。
【０１００】
図４は、図１に示した狭帯域フィルタ２０および２２のフィルタ特性を示す図である。
【０１０１】
図４においては、ナイキスト周波数をｆ０で表わしている。このとき、狭帯域フィルタの特性Ｘｎ（ｆ）は以下のような式で与えられる。
【０１０２】
Ｘｎ（ｆ）＝ｃｏｓ2（πｆ／ｆ０） ｜ｆ｜＜ｆ０／２
Ｘｎ（ｆ）＝０ ｜ｆ｜＞ｆ０／２
図４中には、比較のために５０％ロールオフナイキストフィルタの特性を点線で示している。
【０１０３】
図４からわかるように、狭帯域フィルタ２０および狭帯域フィルタ２２の特性は、ナイキストフィルタよりも帯域幅が狭い特性を有している。
【０１０４】
図５は、図１に示した受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作を説明するための概念図である。
【０１０５】
一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウエイトベクトルをＷと表わすと、加算器１３．１からの出力Ｙ（ｔ）＝ＷTＸ（ｔ）と表わされる。
【０１０６】
たとえば、ウエイトベクトルの最適値Ｗoptを求める方法の１つとして、出力Ｙ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするように制御するという方法（ＭＭＳＥ基準：最小二乗誤差法基準）が知られている。
【０１０７】
このとき、最適ウエイトＷoptは次式（Ｗｉｅｎｅｒ解）で与えられる。
【０１０８】
【数８】
ここで、ＹTはＹの転置を、Ｙ*はＹの複素共役を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。行列ＲXXは入力ベクトルの自己相関を表わすことになる。
【０１１０】
図５は、このような自己相関の値が、参照信号と入力信号との間にずれが存在する場合にどのように変化するかを示す図である。図５において、横軸は参照信号と入力信号とのずれの時間をシンボル長を単位として表わしたものであり、縦軸は自己相関係数を示す。
【０１１１】
ナイキストフィルタを通過した参照信号と入力信号との自己相関について見ると、両者が１シンボル長だけ前後すると、自己相関係数は急激に小さくなる。
【０１１２】
これに対して、狭帯域フィルタを通過した入力信号と狭帯域フィルタを通過した参照信号との間の自己相関係数は、ナイキストフィルタの場合に比べて、よりタイミング誤差（Δｔ）が大きくなっても低下しない傾向がある。
【０１１３】
したがって、狭帯域低域通過フィルタを通すことによって、信号の自己相関が高くなり、タイミング誤差Δｔが存在する場合でも、参照信号と所望波との相関低下が軽減されることになる。これによって、ウエイトベクトル計算機１１．１で計算されるウエイトベクトルによって制御されるアダプティブアレイの自由度が、干渉波信号抑圧に使用されることが可能となる。
【０１１４】
ただし、受信ウエイトベクトル計算機１１．１で、このように強い干渉波の影響によりタイミング誤差が存在する場合において、干渉波抑圧が行なわれるようになったときでも、それだけではアダプティブアレイでの干渉波抑圧は十分ではない。
【０１１５】
すなわち、狭帯域フィルタ２０および２２を通過した信号を用いてウエイトベクトルを計算しているため、ウエイトベクトル計算機１１．１に取ってみると、トレーニング信号系列が実際の長さよりも短くなったことと等価になっている。このため、ウエイトベクトルの計算処理において収束が十分なされないことになり、干渉波抑圧が十分でなくなる。
【０１１６】
そこで、図１に示した無線機１０００の構成では、加算器１３．１の出力に対して、同期回路３２でもう一度同期検出を行なった上で、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２において、さらにウエイトベクトルを計算する。このとき、メモリ１０が設けられているために、同期回路３２でのタイミング検出やその後のウエイトベクトル計算は、同期回路３０での１回目の同期検出および受信ウエイトベクトル１１．１での１回目のウエイトベクトルの計算と同一の信号に対して処理を行なうことが可能となる。
【０１１７】
このようにして、加算器１３．１からの出力に基づいて、第２の同期回路３２が同期タイミングを検出する際には、第１のウエイトベクトル計算機１１．１におけるウエイトベクトルによって、干渉波の影響が軽減された信号に対して同期検出を行なうために、より正確な同期タイミングの検出が行なわれる。
【０１１８】
受信ウエイトベクトル計算機１１．２は、このように、より正確に検出された同期位置情報に基づいて、かつ第１のウエイトベクトル計算機１１．１と同一のタイミングの信号に対して再度受信ウエイトベクトルを計算するために、より干渉波抑圧の効果の高いウエイトベクトルを算出することが可能となる。
【０１１９】
言い換えれば、第２の受信ウエイトベクトル計算機１１．２に対しては、同期回路３０から出力される受信信号ＲＸ1（ｔ）〜ＲＸ4（ｔ）が直接与えられ、かつメモリ１４．２からの参照信号を直接与えられるため、第１の受信ウエイトベクトル計算機１１．１のように狭帯域フィルタによるトレーニング系列の見かけ上の短縮が発生せず、十分に収束したウエイトベクトル値を算出することが可能となる。
【０１２０】
［シミュレーション結果］
以下では、図１に示したような無線装置１０００の構成でのアダプティブアレイの受信特性のシミュレーション結果について説明する。
【０１２１】
（アンテナ２素子の場合のシミュレーション結果）
図６は、半波長間隔で並べられたアンテナ素子が２本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【０１２２】
すなわち、利得指向性のシミュレーションに共通なパラメータとしては、所望波の到来方向はブロードサイドであって、干渉波信号の到来方向はブロードサイドから３０°の角度を持っているものとする。また、所望波の入力ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio)は１０ｄＢであって、干渉波信号入力ＩＮＲ(Interference to Noise Ratio)は、２０ｄＢであるものとする。
【０１２３】
トレーニングシンボルの個数は１５であって、生成した擬似ランダム系列（ＰＮ系列）を用いている。ウエイトベクトルの計算はシミュレーション上は、直接解法（ＳＭＩ：sample matrix inversion）で決定し、受信波はＱＰＳＫ変調を受けているものとする。
【０１２４】
さらに、シミュレーションにおいては、同期回路がタイミングを探索する区間は、真値の前後２シンボル、全体で４シンボルの区間であるものとする。
【０１２５】
図７、図９、図１１、図１３は、アンテナ素子数が２本である場合に、図１に示したように、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１に対して狭帯域フィルタ２０および２２を通過した信号が与えられるとした場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を計算した結果である。
【０１２６】
一方、図８、図１０、図１２、図１４は、アンテナ素子数が２本である場合に、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１にも狭帯域フィルタ２０および２２を通さない信号が直接与えられたとした場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２７】
以下では、初期同期とは、第１の同期回路３０において推定されるタイミングをシンボル数を単位として表わしたものであり、これが初期条件としてシミュレーション時に設定される値である。つまり、以下では、初期的に第１段目の同期回路３０で検出されるタイミング誤差Δｔの大きさを変化させた場合に、アレイアンテナの利得の指向性の角度分布をシミュレーションしている。
【０１２８】
一方、２回目の同期とは、同期回路３２において同期タイミングの検出を行なった結果のタイミング誤差をシミュレーションした結果を示すものである。
【０１２９】
なお、以下の図中で「フィルタ無」との記載は、狭帯域フィルタを用いない処理であることを示す。
【０１３０】
図７は、狭帯域フィルタを用いた場合において、初期同期が０シンボルとした場合のシミュレーション結果を示す図であり、図８は、狭帯域フィルタを用いない場合に、初期同期が０シンボルとした場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３１】
狭帯域フィルタを用いた場合は、１回目の指向性利得のヌル方向は本来の３０°の方向から若干ずれており、かつヌル方向におけるヌルの深さ（干渉波の抑圧の大きさ）も、図８の場合に比べると約６ｄＢ劣化している。しかしながら、２回目の同期後の指向性利得を比較すれば、狭帯域フィルタを用いた場合も用いない場合も、同様の特性が得られている。
【０１３２】
図９は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合のシミュレーション結果を示す図であり、図１０は、狭帯域フィルタを用いない場合において、図９と同様に初期同期に１．７５シンボルのタイミング誤差が存在する場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３３】
初期同期にタイミング誤差が存在する場合、ヌル方向およびヌル方向に対する抑圧のいずれの点でも、狭帯域フィルタを用いた場合の方が、特性が向上していることがわかる。しかも、狭帯域フィルタを用いない場合は、タイミング誤差が１．７５シンボル存在すると、２回目の同期でも正確な同期タイミングの検出を行なうことができない。
【０１３４】
図１１は、アンテナ素子が２素子の場合であって、初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナ指向性利得のシミュレーション結果を示す図であり、図１２は、同一の条件において狭帯域フィルタを用いない場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１３５】
同様に、図１３は、アンテナ素子が２素子の場合であって、初期同期が−２シンボルだけのタイミング誤差を含んでいる場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図であり、図１４は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図である。
【０１３６】
図９および図１０の場合と同様に、狭帯域フィルタを用いた場合の方が、２回目の同期タイミング後の指向性利得は、よりヌルが深くかつ本来の干渉波の到来方向にヌルの方向が向いていることがわかる。
【０１３７】
特に、図１４に示した場合においては、狭帯域フィルタを用いないと、全くアダプティブアレイとしての所望の動作を行なっておらず、干渉波方向にヌルが形成されていないことがわかる。
【０１３８】
（３素子アレイの場合のシミュレーション結果）
図１５は、３素子のアンテナが半波長間隔で直線状に並べられている場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【０１３９】
図１５に示した場合も、図６に示した場合と同様に、所望波の入射強度ＳＮＲは１０ｄＢであり、その入射角度が０°であるものとする。一方、干渉波の入射強度ＩＮＲは２０ｄＢであり、入射強度は３０°であるものとする。
【０１４０】
アンテナ素子数が２本から３本となったことを除いては、図６の場合のシミュレーションと全く同一の条件でシミュレーションを行なっている。
【０１４１】
図１６は、初期同期としてタイミング誤差が存在しない場合であって、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図１７は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す。
【０１４２】
狭帯域フィルタを用いた場合、１段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．１の計算結果に基づくウエイトベクトルでは、ヌルの位置およびヌルの深さとも不十分であるが、２段目の受信ウエイトベクトル計算機１１．２の計算結果によるウエイトベクトルに基づけば、ヌル方向およびヌルの深さとも良好な値が得られている。そして、この２回目の受信ウエイトベクトル計算に基づく結果は、図１７に示すような第１段目、第２段目とも狭帯域フィルタを用いない場合と同様の特性を示している。
【０１４３】
図１８は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いたときのアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図１９は、これと同一条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のシミュレーション結果を示す図である。
【０１４４】
図１９における条件では、２回目の同期においても、タイミング誤差が完全にはなくなっておらず、ヌルの方向およびヌルの深さとも、図１８の場合に比べて不十分であることがわかる。
【０１４５】
図２０は、初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得の分布を示す図であり、図２１は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合の特性を示す図である。
【０１４６】
狭帯域フィルタを用いない場合、２回目のウエイトベクトルの計算後においても、所望波の方向近傍にヌルが形成されており、干渉波の影響によってアダプティブアレイアンテナに期待される指向性が得られていないことがわかる。
【０１４７】
図２２は、初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在する場合に、狭帯域フィルタを用いた場合のアダプティブアレイアンテナの指向性利得を示す図であり、図２３は、同一の条件において、狭帯域フィルタを用いない場合のアンテナの指向性を示す図である。
【０１４８】
図２３の条件においても、図２１と同様に、狭帯域フィルタを用いない場合は、２回目のウエイトベクトルの計算後においても、所望波の方向にもヌルが形成されているのに対し、狭帯域フィルタを用いた場合の図２２では、２回目のウエイトベクトルの計算後は、干渉波方向に十分深いヌルが形成され、かつ所望波の方向に指向性を有する指向性利得の特性が得られていることがわかる。
【０１４９】
以上説明したとおり、１段目の受信ウエイトベクトルの計算時に狭帯域フィルタを通過した信号に基づいてウエイトベクトルを計算することで、強い干渉波が存在し、かつ初期同期としてタイミング誤差が存在する場合でも、２回目のウエイトベクトルの計算後はアダプティブアレイアンテナの所望の指向特性が得られることがわかる。
【０１５０】
特に、アンテナの自由度が到来波の自由度よりも高い場合には、狭帯域フィルタを通過させない場合は、所望波の方向にヌルが向いてしまう場合があるのに対し、１段目のウエイトベクトルの計算に狭帯域フィルタを通過させた信号を用いた場合は、このようなことがシミュレーションの範囲で発生していない。
【０１５１】
［タイミング誤差および出力ＳＩＮＲの累積分布、誤り率のシミュレーション結果］
シミュレーションにおける計算上で、ウエイトベクトルを２段階にわたって計算するという処理を、狭帯域フィルタを用いた場合とそうでない場合について仮想的に１００００回試行し、比較した結果を以下に説明する。
【０１５２】
各試行ごとにトレーニングシンボルのデータ系列を変化させ、かつ熱雑音の波形や初期位相も変化させている。
【０１５３】
トレーニングシンボルの個数は１５で計算上であって、生成した擬似ランダム系列（ＰＮ系列）を用いている。このトレーニングシンボル長は各トライアルで一定である。ウエイトベクトルの計算は、シミュレーション上はＳＭＩ法で決定し、受信波はＱＰＳＫ変調を受けているものとする。
【０１５４】
シミュレーションの条件としては、所望波の到来方向はブロードサイトであり、干渉波の信号到来方向はブロードサイトから３０°の角度を有しているものとする。
【０１５５】
所望波の強度ＳＮＲは１０ｄＢであり、干渉波の強度ＩＮＲは０、１０、２０、３０ｄＢとそれぞれ変化させた場合の結果を計算している。
【０１５６】
図２４は、タイミング誤差Δｔの累積結果を示す図である。
横軸は初期同期として与えられるタイミング誤差Δｔの大きさを示し、縦軸は、１００００回の試行の結果、２回目のウエイトベクトルの計算におけるタイミング誤差が、初期同期でのタイミング誤差の値よりも小さくなる確率を示す。
【０１５７】
図２４に示した例では、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって干渉波のＩＮＲが０ｄＢである。
【０１５８】
干渉波が所望波よりもはるかに弱いために、狭帯域フィルタを用いた場合（実線ＣＴＥ２）および狭帯域フィルタを用いない場合（点線ＣＴＥ１）のいずれの場合も２回目のウエイトベクトルの計算においては、必ずタイミング誤差が１回目の初期同期におけるタイミング誤差よりも小さくなっている。このため、すべてのグラフが縦軸が１である領域に貼り付いている。
【０１５９】
なお、図１において、１つのアンテナからの信号、たとえば♯１のアンテナからの信号を、ＰＡ点から直接ＰＢ点に与えて同期回路３２に入力した場合（大きな点線ＣＴ０）も比較のために示す。図２４においては、曲線ＣＴ０のグラフも縦軸が１である領域に貼り付いている。
【０１６０】
図２５は、図２４と同様の計算を、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合について計算した結果である。
【０１６１】
この場合、１つのアンテナからの出力を直接２段目の同期回路に入力した場合（点線ＣＴ０）において、初期同期のΔｔが０．２シンボル程度までは、若干同期タイミングが改善されない傾向にある。
【０１６２】
図２６は、図２４と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合の結果を示す図であり、図２７は、図２４と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合の結果を示す図である。
【０１６３】
干渉波の強度が所望波の強度を上回るようになると、狭帯域フィルタを用いた場合とそうでない場合との間に有意な差が現われる。つまり、初期同期のタイミング誤差が２シンボル程度までは、狭帯域フィルタを用いない場合は、２回目の同期検出でも、同期タイミングが改善されない確率が高くなっていることがわかる。
【０１６４】
図２８は、１００００回の試行を行なった場合のＳＩＮＲ（Signal to interference plus Noise Ratio）の累積結果を示す図である。
【０１６５】
図２８においては、所望波のＳＮＲは１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲは０ｄＢである。
【０１６６】
この場合は、狭帯域フィルタを用いた場合も用いない場合も特性に大きな差は見られない。
【０１６７】
図２９は、図２８と同様の条件において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１６８】
図３０は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１６９】
図３１は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積結果を示す図である。
【０１７０】
所望波のＳＮＲが１０ｄＢであるから、干渉波がアダプティブアレイアンテナにより完全に抑圧された場合には、ＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率は０であるはずである。言い換えれば、干渉波の抑圧が十分に行なわれていない場合は、ＳＩＮＲが１００００回の試行のうちに、１０ｄＢ以下となる０でない確率が存在するようになる。
【０１７１】
図２９〜図３１を参照すると、狭帯域フィルタを用いている場合は、２回目のウエイトベクトルの計算後はＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率はほとんど０であるのに対し、狭帯域フィルタを用いていない場合は、１回目のウエイトベクトルの計算時も２回目のウエイトベクトルの計算時も、ＳＩＮＲが１０ｄＢ以下となる確率が生じており、狭帯域フィルタを用いた方が特性が向上していることがわかる。
【０１７２】
（２素子アンテナの場合のビットエラーレート）
図３２は、アンテナ素子が２素子である場合であって、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合の、１００００回の試行の結果のビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）の計算結果を示す図である。
【０１７３】
干渉波が０ｄＢである場合は、狭帯域フィルタを用いる場合も用いない場合も大きな特性の差は見られない。
【０１７４】
なお、図３２において、狭帯域フィルタを通した第１回目のアダプティブアレイアンテナでの誤り率が他の場合よりも劣化しているのは狭帯域フィルタによりトレーニング系列が短縮された結果であると考えられる。
【０１７５】
図３３は、アンテナ素子が２素子である場合において、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの１００００回にわたる試行の計算結果を示す図である。
【０１７６】
図３４は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１７７】
図３５は、所望波のＳＮＲが１０ｄＢであり、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１７８】
干渉波の強度が１０ｄＢから３０ｄＢへと増加していくのに従って、狭帯域フィルタを用い、かつ２回のウエイトベクトル計算を行なった本発明の場合に比べて、他の方法でのビットエラーレートが著しく上昇していることがわかる。
【０１７９】
（３素子アンテナアレイの場合）
図３６〜図３９は、図１５に示したように、アレイ素子が３素子である場合において、図２４〜図２７と同様に、１００００回にわたる試行結果のタイミング誤差Δｔの累積分布を示す図である。
【０１８０】
図４０〜図４３は、アレイ素子が３素子である場合において、図２８〜図３１と同様に、１００００回にわたる試行結果のＳＩＮＲの累積分布を示す図である。
【０１８１】
図４４〜図４７は、アレイ素子が３素子である場合において、図３２〜図３５と同様に、１００００回にわたる試行結果のビットエラーレートの計算結果を示す図である。
【０１８２】
アンテナ素子が２素子から３素子となった場合でも、基本的には、同様の傾向を示すことがわかる。
【０１８３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。
【０１８４】
【発明の効果】
以上のように、この発明の無線装置によれば、狭帯域フィルタを通過した信号に基づいて動作する第１の指向性制御手段によって、干渉波の影響が軽減された信号に対して、第２の指向性制御手段が同期検出を行なうために、より正確な同期タイミングの検出が行なわれる。したがって、干渉波の強度が強い場合でも、より干渉波抑圧の効果の高い指向性制御を行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態のＰＤＭＡ基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】 図１に示した同期回路３０の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】 ＰＨＳの上り回線スロットの構成の一例を示す概念図である。
【図４】 図１に示した狭帯域フィルタ２０および２２のフィルタ特性を示す図である。
【図５】 図１に示した受信ウエイトベクトル計算機１１．１の動作を説明するための概念図である。
【図６】 半波長間隔で並べられたアンテナ素子が２本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【図７】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として１．２５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として−２シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】 アンテナ素子が２素子の場合で初期同期として−２シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】 半波長間隔で並べられたアンテナ素子が３本であるとした場合において、アレイアンテナの利得の指向性をシミュレーションする場合の条件を模式的に示す図である。
【図１６】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として０シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として−１．５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いた場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２３】 アンテナ素子が３素子の場合で初期同期として１．７５シンボル分のタイミング誤差が存在するときの狭帯域フィルタを用いない場合の指向性利得のシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２８】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図２９】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３０】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３１】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３２】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３３】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図３６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３８】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図３９】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のタイミング誤差の累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４０】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４１】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４２】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４３】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のＳＩＮＲの累積分布を計算した結果を示す図である。
【図４４】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４５】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが１０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４６】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが２０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４７】 所望波のＳＮＲが１０ｄＢであって、干渉波のＩＮＲが３０ｄＢである場合のビットエラーレートの分布を計算した結果を示す図である。
【図４８】 周波数分割多重接続，時分割多重接続およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【図４９】 アダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。
【図５０】 アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
【図５１】 携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
【図５２】 ユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。
【図５３】 同期タイミングを検出してアンテナ指向性を制御する構成をより詳しく説明するための概略ブロック図である。
【図５４】 干渉波の強い環境下でのタイミング検出の問題点を説明するための概念図である。
【符号の説明】
ＳＲ１，ＳＲ２ 受信部、＃１〜＃４ アンテナ、１２−１．１〜１２−４．１，１２−１．２〜１２−４．２ 乗算器、１３．１，１３．２ 加算器、１４．１，１４．２ メモリ、１５−１〜１５−４ 乗算器、１１．１、１１．２ 受信ウエイトベクトル計算機、２０，２２ 狭帯域フィルタ、３０，３２ 同期回路、１０００ 無線装置（無線基地局）。
Claims (5)
- リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間でデジタル信号の送受信を行なう無線装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
前記複数のアンテナの指向性を、前記複数の端末のうち選択された特定の端末の方向に向けて、前記特定の端末からの受信信号を分離するために直列に設けられる第１および第２の受信回路とを備え、
前記第１の受信回路は、
前記複数のアンテナからの受信信号を受け、前記受信信号の到来タイミングを検出する第１の受信タイミング検出回路と、
前記複数のアンテナからの受信信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第１の狭帯域低域透過フィルタと、
受信される前記デジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第１の参照信号生成手段と、
前記参照信号生成手段からの信号を受けて所定の周波数以下の信号を選択的に透過させるための第２の狭帯域低域透過フィルタと、
前記第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と前記第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、前記第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、前記複数のアンテナからの信号に対する重み付けを前記特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第１の指向性制御手段とを含み、
前記第１の狭帯域低域透過フィルタおよび前記第２の狭帯域低域透過フィルタの各々の透過帯域幅は、ナイキストフィルタの透過帯域幅よりも狭く、
前記第２の受信回路は、
前記第１の指向性制御手段からの出力に基づいて前記特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出し、前記複数のアンテナのからの信号に対する重み付けを前記特定の端末からの受信信号を分離するように制御する第２の指向性制御手段を含む、無線装置。 - 前記複数のアンテナからの信号を一時格納し、同一のタイミングで到来した信号を前記第１および第２の受信回路に与えるための記憶手段をさらに備える、請求項１記載の無線装置。
- 前記第１の指向性制御手段は、
前記第１の狭帯域低域透過フィルタからの信号と前記第２の狭帯域低域透過フィルタからの信号とに基づいて、前記第１の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、前記複数のアンテナからの信号に対する重み付け係数を計算する第１の重み付け係数計算手段と、
前記複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する前記重み付け係数を乗算する複数の第１の乗算手段と、
前記第１の乗算手段の出力を加算する第１の加算手段とを含む、請求項１記載の無線装置。 - 前記第２の受信回路は、
前記第１の指向性制御手段からの出力に基づいて前記特定の端末からの受信信号の到来タイミングを検出する第２の受信タイミング検出回路と、
受信される前記デジタル信号に含まれる所定の信号列のデータを生成するための第２の参照信号生成手段とをさらに含み、
前記第２の指向性制御手段は、
前記複数のアンテナからの信号と前記第２の参照信号生成手段からの信号とに基づいて、前記第２の受信タイミング検出回路で検出されたタイミングに応じて、前記複数のアンテナからの信号に対する重み付け係数を計算する第２の重み付け係数計算手段と、
前記複数のアンテナからの信号を受けて、それぞれ対応する前記重み付け係数を乗算する複数の第２の乗算手段と、
前記第２の乗算手段の出力を加算する第２の加算手段とを含む、請求項３記載の無線装置。 - 前記第１および第２の狭帯域低域透過フィルタの透過域は、ナイキストフィルタの透過域よりも低域側である、請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線装置。
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